Revista Científica Periódica – Telecomunicações LIMITAÇÃO DA TAXA DE TRANSMISSÃO EM...

Revista Científica Periódica � Telecomunicações ISSN 1516-2338

Telecomunicações � Volume 03 � Número 02 � Dezembro de 20001

LIMITAÇÃO DA TAXA DE TRANSMISSÃO EM SISTEMAS RÁDIOS DIGITAIS

Geraldo Gil R. Gomes * e Renato Baldini Filho **

* DTE � INATELGrupo de Pesquisa em Comunicações sem Fio

Caixa Postal 05, CEP 37540-000, Sta. Rita do Sapucaí � MGTel: 35 3471 9273, [email protected]

** DECOM � FEEC � UNICAMPCaixa Postal 6101, CEP 13081-970, Barão Geraldo, Campinas � SP

Tel: 19 3788 3805, [email protected]

Resumo – Sistemas radioenlaces digitais emmicroondas, de longo alcance, que operam comaltas taxas, estão vulneráveis à ocorrência dedesvanecimento seletivo, provocada pelapropagação por multipercurso. Comoconseqüência, a elevação da taxa de erro porinterferência intersimbólica, torna-se ocomponente predominante no estabelecimento dasituação definida como “sistema fora de serviço”.Tradicionalmente a diminuição da taxa de erro éobtida através de contramedidas, tais como, algunstipos equalizações e diversidades. Este artigo tempor objetivo apresentar uma análise dedesempenho de alguns tipos de modulaçõesutilizadas em sistemas rádios digitais em funçãodos parâmetros que contribuem para o aumento daprobabilidade do sistema ficar fora de serviço porefeito de desvanecimentos seletivos. Além disso, éapresentado um panorama do estado da arte dosequipamentos rádios digitais e uma análisepreliminar da utilização de modulaçãomultiportadora como alternativa para adiminuição da probabilidade de “fora de serviço”dos sistemas rádios digitais.

I. INTRODUÇÃO

Um enlace rádios digitais é considerado fora deserviço quando a taxa de erro de bit atinge ouultrapassa um dado limiar, tipicamente 10-3 ou 10-6,sob determinadas condições. Desconsiderando asinterferências externas e por polarização cruzada (emradioenlaces com canalização entrelaçada epolarização cruzada), a elevação da taxa de erro podeocorrer devido a dois fatores: diminuição da relaçãosinal/ruído, por efeito de desvanecimentos planos, einterferência intersimbólica provocada pordesvanecimentos seletivos. Pode-se mostrar que odesvanecimento seletivo tem muito pouca influênciaem rádios que operam com taxas abaixo de 10 Mbit/s.Nestes casos, a principal causa para um aumento dataxa de erro é o desvanecimento plano. A partir dealgumas dezenas de Mbit/s, o desvanecimento seletivotorna-se, em geral, predominante. O valor da taxa detransmissão onde o desvanecimento plano provoca amesma probabilidade de fora de serviço que o

desvanecimento seletivo, depende de diversosparâmetros do sistema. Os sistemas rádios digitais queoperam com taxas na faixa de centenas de Mbit/s sãomuito mais vulneráveis à incidência dedesvanecimento seletivo do que àqueles que operamcom baixas taxas.

As contramedidas clássicas para a diminuição dotempo de fora de serviço, nestes sistemas, têm sido autilização de alguns tipos de equalizadores adaptativosno domínio da freqüência e no domínio do tempo, queaumentam a robustez do receptor quanto às distorçõesimpostas pelas imperfeições do meio de propagação.Além dos equalizadores, as diversidades no espaço,ângulo e em freqüência são também utilizadas. O usodas diversidades, no entanto, têm suas conseqüências.Nos sistemas full duplex, a utilização das diversidadesno espaço exige a duplicação das linhas detransmissão e dos sistemas irradiantes. A diversidadeem freqüência exige a duplicação do espectroutilizado. Em ambos os casos, são necessáriossistemas de supervisão do nível de potência recebido,para a combinação ou comutação dos sistemas derecepção.

II. PROPAGAÇÃO TROPOSFÉRICA EM LINHA DEVISADA PARA FREQÜÊNCIAS ABAIXO DE 10 GHZ

A trajetória descrita pela propagação de uma ondaeletromagnética, entre duas antenas em linha devisada, depende fundamentalmente da densidade domeio de propagação. No caso dos radioenlacesterrestres, este meio corresponde à parte mais baixa datroposfera. No vácuo, a densidade encontrada pelafrente de onda eletromagnética é constante. Como afrente de onda é o lugar geométrico dos pontos demesma fase e a direção de propagação é perpendiculara frente de onda, uma onda eletromagnética sepropaga em linha reta no vácuo, o que tipicamente,não ocorre na troposfera. A densidade da troposferadepende de sua temperatura, pressão e umidade. Apropagação de ondas eletromagnéticas em meios ondea densidade é irregular, faz com que diferentes pontosda frente de onda se propaguem com diferentesvelocidades, tornando a trajetória dependente dessanão uniformidade (refração atmosférica).



O índice de refração (n) é a relação entre avelocidade de propagação de uma ondaeletromagnética no vácuo em relação à velocidade depropagação de uma onda em um meio. Ou seja,

coc

n = , (1)

onde cO é a velocidade da luz e c é a velocidade daonda no meio. O índice de refração é sempre maior ouigual a unidade, mas para uma onda propagando-se noar, o índice de refração é apenas uma pequena fraçãomaior que a unidade. Assim, é conveniente utilizaruma grandeza mais adequada para representar o índicede refração para ondas eletromagnéticas no ar,denominada como razão de refratividade [1; 2; 3; 4;5].

A razão de refratividade (N), ou simplesmenterefratividade, é definida como sendo o valor doíndice de refração que excede a unidade, em partes pormilhão, descrita por

( ) 6101 ×−= nN , (2)

expressada em unidades-N. A refratividade paraenlaces troposféricos em freqüências abaixo de 100GHz [1; 2] é definida como

2510732,36,77

Te

TPN ×+×= ; (3)

onde, P é a pressão da atmosférica seca em mbar, T éa temperatura absoluta em Kelvin, e e é a pressão dovapor d�água em mbar.

O valor de N varia com a altitude uma vez que apressão, temperatura e umidade também variam com aaltitude. Pressão e umidade normalmente diminuemexponencialmente com a altitude, enquanto que atemperatura normalmente diminui linearmente com oaumento da altitude à uma taxa de aproximadamente�6oC/km [3]. A umidade e a temperatura, entretanto,variam sob determinadas condições, resultando emvariações da refratividade, que tipicamente assumevalores entre 200 a 500 unidades-N, próximo dasuperfície da terra [2].

Em geral, a atmosfera apresenta uma diminuiçãoexponencial de N com a altitude. Para uma atmosferamédia a refratividade pode ser escrita como

( ) ( )hhN 136,0exp315 −×= ; (4)

onde h é a altitude em relação ao nível do mar, em km[2].

Para efeito dos estudos das degradaçõesprovocadas pela troposfera em um radioenlace comlinha de visada, o valor absoluto da refratividade não é

de grande importância. Entretanto, as variações dovalor da refratividade podem afetar substancialmente atrajetória, ou as trajetórias, de uma frente de ondaeletromagnética. Assim é conveniente definir ogradiente do índice de refratividade ou simplesmentegradiente de refratividade. Embora o gradiente derefratividade varie exponencialmente com a altitudenas primeiras centenas de metros do nível do mar,onde normalmente situam-se as trajetórias dosradioenlaces com linha de visada, ele pode seraproximado para um gradiente linear definido como[3]

dhdNG = . (5)

Sob condições atmosféricas onde a troposfera éhomogênea ou bem misturada, este valor é umaconstante. Quando a homogeneidade da atmosferamuda com o tempo, então o gradiente de refratividadetambém muda, afetando as condições de propagação.

Devido à refração na troposfera, a trajetóriadescrita por uma frente de onda eletromagnética emum radioenlace com linha de visada, não é reta. Acurvatura do raio é dependente do gradiente derefratividade a que a frente de onda é submetida aolongo do percurso. Desta forma, pode-se assumir queo raio descreve um arco com raio ρ, que éinversamente proporcional ao gradiente do índice derefração no percurso, descrito aproximadamente por[7]

dhdn−≅

ρ1 . (6)

Por sua vez, a terra não apresenta uma superfícieplana. Seu perfil pode ser representado por um arcocujo raio médio, a, é igual a 6.371 km. Então, parauma análise precisa da visibilidade entre antenas, adistância relativa entre os dois arcos deve ser levadaem consideração.

Para facilitar a análise da trajetória descrita pelafrente de onda considera-se um dos dois arcos comosendo uma linha reta. Por conveniência, considera-se atrajetória como sendo uma linha reta e o arco querepresenta a curvatura da superfície da terra émodificada de acordo com a refratividade do percurso.Essa nova curvatura da superfície da terra é obtida apartir de um novo raio denominado raio efetivo daterra. Portanto, o raio efetivo da terra é definido comosendo um raio hipotético de uma terra esférica sematmosfera, onde a propagação de ondaseletromagnéticas em linha de visada descrevemtrajetórias retilíneas [6], conforme mostrado na Fig. 1.O raio efetivo da terra, Re , é obtido pelo produto doraio da terra a, por um fator denominado fator do raioefetivo da terra, k, ou simplesmente fator-k, então,

akRe ⋅= . (7)



A relação entre o raio da terra e o raio do feixe éobtida de acordo com a expressão [7]

eRaak1111 =−=

⋅ ρ. (8)

Consequentemente, pode-se obter o valor de k a partirdo gradiente do índice de refração ou do gradiente derefratividade a partir da expressão [2; 3; 4; 6; 7]

( ) 6101

1

1

1−⋅⋅+

=⋅+

=

dhdNa

dhdna

k (9)

onde, conforme já definido, dN/dh = G.

FIGURA 1(a) Terra com raio real a e raio da trajetória ρ .(b) Terra com raio efetivo e ρ = ∞ .

O valor de k depende do clima da regiãoconsiderada, situando-se tipicamente entre 1 e 2. Ovalor de referência para G é de aproximadamente �40unidades-N/km, que resulta em ρ ≅ 4a, ou seja, parauma atmosfera considerada padrão,

34

43

4111 =�

⋅=

⋅−=

⋅k

aaaak . (10)

II.1. CONDIÇÕES ANÔMALAS DE PROPAGAÇÃO

De acordo com a equação (3), a refratividade Ndepende da pressão atmosférica, da temperatura e daumidade. As condições anômalas de propagação sãoprovocadas pelas mudanças físicas da atmosfera.Essas mudanças serão apresentadas em termos devariação do gradiente de refratividade que,dependendo das circunstâncias, pode apresentarvalores positivos ou muito mais negativos que �40unidades-N/km [3].

� Gradientes Positivos

Considerando a equação (3), valores positivos parao gradiente de refratividade podem ser observadosquando ocorre um forte gradiente negativo detemperatura ou gradiente positivo de umidade ouambos ao mesmo tempo. Diversos fenômenosmetereológicos podem provocar tais alterações como[3]:

• o avanço de ar frio e úmido sobre a terraquente e seca, especialmente em regiõescosteiras;

• a elevação de ar quente provocada pelachegada de uma massa de ar superficial seca efria (frente fria); ou

• a convecção de calor a partir de umasuperfície extremamente quente, limitada poruma camada superior, mais fria e úmida,apresentando refratividade normal.

� Gradientes Negativos (< –40 unidades-N/km)

Tomando novamente a equação (3), gradientesmuito negativos de refratividade requerem gradientespositivos de temperatura (inversão térmica) e/ou fortegradiente negativo de umidade.

Alguns fatores metereológicos podem produzirgradientes de refratividade tão baixo quanto �157unidades-N/km que resultam na formação de dutostroposféricos. Os dutos podem ser de superfície e/ouelevados.

O primeiro processo que pode levar à formação dedutos de superfície é a evaporação. Tais dutos podemformar-se sobre baixadas quentes e úmidas ou sobre omar devido ao acentuado gradiente negativo deumidade. Em algumas áreas alagadas pode haver aformação de dutos semipermanentes, entretanto suasexistências e espessuras dependem da estação do ano,condições geográficas e hora do dia. Fortesdeslocamentos de ar frio sobre superfície molhada equente é um mecanismo de formação de dutos muitoimportante em regiões costeiras. Dutos de superfíciesobre terra, podem se formar de diversas formas,entretanto, em geral, esses dutos são de curta duração.

Dutos elevados ocorrem por diversos outrosmotivos. Em particular, a presença constante denúvens estratos-cúmulos, como por exemplo, nasregiões subtropicais, propiciam a formação de dutossemipermanentes elevados. Estes dutos podemformar-se até 3 km acima da superfície da terra, noentanto, sob o ponto de vista da propagação demicroondas em enlaces ponto-a-ponto, apenas asprimeiras poucas centenas de metros a partir dasuperfície são de interesse. Os vários mecanismos deinversões térmicas também levam a formação de dutoselevados. Regiões onde o vento é intenso, são poucopropensas à formação de dutos por apresentarematmosfera bem misturada.

ha

aρ

(a)

ha

Re(b)



II.2. FAIXA DE VARIAÇÃO DO GRADIENTE DEREFRATIVIDADE

A faixa de variação do gradiente de refratividadepode se estender desde valores em torno de �314unidades-N/km até valores próximos de 78 unidades-N/km. A Tabela 1 apresenta alguns valores de G, de ke os tipos de refração correspondentes. A Fig. 2 ilustraalguns casos de refração. Suas conseqüências sãoapresentadas no item 2.3.

TABELA 1Valores de G , k e os tipos de refração.

G(unid-N/km) Fator-k Raio da

trajetóriaTipo derefração

78 2/3 ρ invertido Sub-refração

0 1 ρ = ∞ Sem refração

-40 4/3 ρ > a Refração típica

-79 2 ρ > a Refração típica

-157 ∞ ρ = a Super-refração

-314 -1 ρ < a Super-refração

II.3. DESVANECIMENTOS

Desvanecimento são variações ao longo do tempoda amplitude, fase e/ou polarização do sinal recebido[4]. Tais variações não são mutuamente exclusivas eem última instância provocam atenuações temporaisno nível de potência de recepção. Nos enlaces fixosem linha de visada operando com freqüências abaixode 10 GHz, geralmente as condições de propagaçãoatravés da troposfera são relativamente estáveisdurante a maior parte do tempo, fazendo com que asflutuações do sinal sejam pequenas em torno de umvalor médio. Entretanto, conforme apresentadoanteriormente, existe um bom número de razões paraque, periodicamente ou não, as características depropagação sejam alteradas em função das mudançasdas condições geoclimáticas. Consequentemente,desvanecimentos severos podem fazer com que aqualidade do sinal recebido fique abaixo de um padrãomínimo aceitável, levando o sistema para a situaçãofora de serviço.

Dependendo das condições de propagação, odesvanecimento pode ser dependente ou não dafreqüência. O desvanecimento plano é aquele em quetodas as componentes espectrais do sinal transmitidosão igualmente atenuados. Por sua vez, odesvanecimento seletivo em freqüência, afeta demaneira desigual as componentes do espectro do sinaltransmitido.

� Desvanecimentos Planos

Desvanecimentos planos podem ser provocadospor desfocalização entre antenas, conforme mostradona Fig. 2 (b), 2(c) e 2(d). A Fig. 2(e) apresenta umasituação de blecaute, provocada por super-refração porduto.

FIGURA 2(a) Refração padrão (G = -40 unidades-N/km).(b) Ausência de refração (G = 0).(c) Sub-refração (G > 0).(d) Super refração (G < -79 unidades-N/km).(e) Super refração (G < -157 unidades-N/km).

Desvanecimentos planos provocam redução darelação portadora-ruído, ou equivalentemente, adiminuição da relação entre energia de bit e adensidade espectral de ruído (Eb/N0).

(a)

(b)

(c)

(d)

(e)



Consequentemente, a taxa de erro aumenta. Paraenlaces em que o desvanecimento plano é dominante,deve-se prever uma margem de desvanecimento que éfunção de um valor aceitável da probabilidade dosistema ficar fora de serviço. Em resumo, acontramedida para o desvanecimento plano é oaumento do ganho das antenas e/ou potência detransmissão.

� Desvanecimentos Seletivos

Desvanecimentos seletivos são provocados porpropagação multipercurso. Propagação multipercursopode ocorrer por diversos motivos, entre os quais sedestacam as reflexões, refrações em função dasmudança das condições geoclimáticas ou ainda umacombinação de ambos. Desvanecimentosmultipercurso provocados por reflexão especular,muitas vezes pode ser evitada por meio de umroteamento terrestre adequado e este deve ser aprimeira opção durante o planejamento de uma rota,sempre que possível. Desvanecimentos seletivosprovocados por reflexão especular, são em geral,muito severos.

A Fig. 3 apresenta alguns tipos de propagação pormultipercurso.

FIGURA 3(a) Multipercurso por reflexão especular.(b) Multipercurso por duto elevado.(c) Multipercurso por reflexão provocada por

duto de superfície.

Basicamente, o desvanecimento seletivo ocorreporque uma mesma frente de onda, percorrendocaminhos diferentes, atinge a antena de recepção emtempos diferentes. A combinação destes sinais podeapresentar um reforço ou uma atenuação que dependeda diferença de fase (ou atraso) entre eles. Emsistemas de faixa larga, ou altas taxas de transmissão,essas atenuações tem o comportamento de um filtrorejeita faixa, apresentando um nulo (notch) dentro doespectro de freqüências do sinal transmitido. Adistorção provocada por efeito de desvanecimentosseletivos contribuem fortemente para o aumento dainterferência intersimbólica, com conseqüenteaumento da taxa de erro.

Finalmente, é oportuno salientar que a ocorrênciade desvanecimento seletivo está quase sempreassociado a presença de um desvanecimento planosimultâneo, entretanto, a recíproca não é verdadeira.No passado acreditava-se que a maior parte dosdesvanecimentos seletivos eram resultados dacombinação do percurso direto com um percursosecundário devido a dutos elevados, conformemostrado na Fig. 3(a), atualmente, no entanto, élargamente aceito que a maior parte dosdesvanecimentos seletivos podem estar associados areflexões não especular, devido a uma super-refração,combinadas com um feixe principal desalinhado [3],conforme mostrado na Fig. 3(c). Isso explica aocorrência simultânea do desvanecimento seletivo edo desvanecimento plano. No entanto, porconveniência, seus efeitos são analisadosseparadamente.

III. MODELO PARA CANAIS COM DESVANECIMENTO

A condição de propagação por multipercurso podeser representada por, pelo menos, um sinal direto eum sinal atrasado que foi refletido ou refratado.Consequentemente a função de transferência domodelo pode ser expressada por [2; 3; 8; 9; 10; 11].

( )[ ]{ }φωτjbajH +−⋅−⋅= exp1)ω( (11)

onde a é a variável que representa o desvanecimentoplano, em geral, associado à propagaçãomultipercurso, b é a relação entre as amplitudes dosraios direto e secundário, ω é a velocidade angular daportadora, τ é o tempo de atraso entre o raiosecundário e o raio direto e φ é a diferença de faseentre o raio direto e o raio secundário.

Este modelo é chamado de modelo de três raiossimplificado [2; 9]. Na forma cartesiana (10) torna-se

( )[ ] ( )[ ]{ }φωτφωταω +−++= sencos1)( bjbH . (12)

A variação da amplitude em função da freqüência édada pelo módulo da equação (11), ou seja,

(a)

(b)

(c)



)]ωτcos(21[)ω( 2 φ+++⋅= bbaH , (13)

que é uma função periódica que apresenta um mínimoquando cos(ωτ + φ) = -1. Logo,

( ) ...2,1,02 =±=+ nparanππφωτ (14)

Consequentemente a diferença entre dois mínimospode ser obtida fazendo

��

=−=−

=130

nparanpara

n φπφπ

τω , (15)

que resulta emπτωτω 201 =− . (16)

Portanto,τ/1=∆f . (17)

Logo, a diferença de freqüência entre dois mínimos,∆f, é igual ao inverso do atraso entre os dois raios,definida como sendo a largura de faixa de coerênciado canal [12]. A Figura 4 apresenta a amplitude emfunção da freqüência em um canal utilizando omodelo de três raios simplificado. Para o traçado dacurva de resposta foram utilizados os seguintesparâmetros apresentados na Tabela 2.

TABELA 2Parâmetros utilizados para o traçado da respostas de

amplitude e da fase em função da freqüência

Parâmetro Valor

Desvanecimento plano (α) 0,365

Relação de amplitude entre raios (b) 0,7

Atraso entre raios (τ) 0,7 ns

Rotação de fase do raio secundário (φ) 0

FIGURA 4 Resposta de amplitude de uma canal representado

pelo modelo de três raios simplificado.

No caso da Fig. 4, o atraso corresponde a umenlace de microondas, ponto-a-ponto, com extensãode 50 km, cujo atraso médio é a média de umadistribuição exponencial de atrasos [9]. Comoconseqüência, os valores das freqüências onde osnulos ocorrem são função do valor médio dadistribuição. Instantaneamente entretanto, a freqüênciade um nulo, depende do valor do atraso instantâneo, oque, na prática, resulta em uma dispersão espectral donulo em torno de um valor médio. Se este valor médiofor alterado em função das condições de propagação,então o valor médio das freqüências onde os nulosocorrem irão mover-se ao longo do espectro. Alémdisso, como a relação entre as amplitudes dos sinaisdos dois raios também varia com as condições depropagação, então a profundidade dos nulos tambémirá variar. Se a largura de faixa do sinal transmitidofor da ordem de grandeza da largura de faixa decoerência do canal, então o sistema estará vulnerávelaos efeitos do desvanecimento seletivo.

A resposta de fase, para o modelo apresentadopode ser obtida a partir da equação (12), resultandoem,

( )[ ]( )[ ]��

�

��

+⋅⋅++⋅⋅=

φτωφτωωϕ

cos1senarctan)(

bb . (18)

A Figura 5, apresenta a resposta de fase para osmesmos parâmetros utilizados para o traçado daresposta de amplitude da Figura 4.

FIGURA 5Resposta de fase de uma canal representado pelo

modelo de três raios simplificado.

O atraso de grupo é obtido a partir de (16) fazendo

( )ωϕω

ddT = , (19)

que resulta na curva apresentada na Fig. 6.

4 4,5 5 5,5 6 6,5 7Freqüência GHz

|H(ω)| dB

0

-10

-20

a

∆f

b

b

−

+

1

1log20

4 4,5 5 5,5 6 6,5 7Freqüência (GHz)

ϕ(ω) rad

1

0,5

0

-0,5

-1



FIGURA 6Atraso de grupo para o modelo de três raios

simplificado.

Note que, de acordo com os parâmetrosapresentados na Tabela 2, b < 1 e τ > 0, o quesignifica que o sinal do raio secundário possuiamplitude menor e está atrasado em relação ao raioprincipal. Para esta condição, a fase aumenta entredois nulos e é chamada de resposta de fase mínima.As definições de resposta de fase mínima e fase nãomínima têm origem no plano de fase, ou diagrama depólos e zeros, obtido através de uma função detransferência. A função de transferência do modelo detrês raios simplificado pode ser desenhada nodiagrama de pólos e zeros como uma série infinita dezeros, conforme mostrada na Figura 7 [3].

FIGURA 7Diagrama de pólos e zeros para:

(a) Condição de fase mínima e (b) não mínima.

Observe que, de acordo com a Fig. 7(a) e 7 (b), paraqualquer valor de freqüência, a fase é sempre menorpara as condições de fase mínima do que para a ascondições de fase não mínima. As condições quedeterminam as respostas de fase mínima e não mínimaestão resumidas na Tabela 3 [3].

TABELA 3Condições para fase mínima e não mínima.

Tipo Condições

τ > 0 0 < b < 1Fase mínima

τ < 0 b > 1

τ > 0 b > 1Fase não mínima

τ < 0 0 < b < 1

IV. ASSINATURA DO SISTEMA

A assinatura de um sistema, ou curva deassinatura, é uma característica do equipamento derecepção que demonstra sua robustez quanto àsdistorções provocadas por desvanecimentos seletivos,próximos ou dentro da faixa de passagem do canal,sob condições específicas [5].

Esta característica é representada por uma curva,medida em laboratório, através da utilização de umsimulador de canal com desvanecimento, conformemostrado na Fig. 8. O tempo de atraso entre os doisraios (τ) é fixado, tipicamente, para um valor igual a6,3 ns. A fase (ϕ) do sinal do raio secundário é variadade forma que o nulo percorra o espectro, varrendotoda a extensão da largura do canal e suas imediações.A profundidade do nulo é ajustada dinamicamente,através da relação de amplitudes (b) entre os raios, deforma a manter a taxa de erro de limiar constante iguala 10-3 ou 10-6 . A curva é traçada para as condições defase mínima e fase não mínima, uma vez queequipamentos dotados de equalizadores podem reagirde forma diferente à essas duas condições [3; 5].

FIGURA 8Simulador de desvanecimento.

Desta forma pode-se redefinir a curva deassinatura como sendo a fronteira que, quandotangenciada ou invadida pelo nulo, leva o sistema paraa situação fora de serviço [2; 3]. Uma curva deassinatura típica está mostrada na Fig. 9.

4 4,5 5 5,5 6 6,6 7Freqüência (GHz)

0

T (ω) ns

5

0

-5

-10

-15

Re

Im

jω

υυυυ

Re

Im

jω

υυυυ

(a) (b)

b ϕ τ

Σ

a



FIGURA 9Curva de assinatura típica.

V. PREVISÃO DA PROBABILIDADE DE FORA DESERVIÇO

Diversos métodos foram desenvolvidos para adeterminação da probabilidade de um sistema ficarfora de serviço, quando submetido a determinadascondições geoclimáticas. O método apresentado nesteitem, é recomendado pela União Internacional deTelecomunicações através do documento Rec. ITU-RP.530-8 [9].

Para a utilização deste método deve-se dispor dofator geoclimático (K1) para a área geográfica deinteresse. O fator K1 está relacionado com a freqüênciade ocorrência de desvanecimento na região deinteresse. A forma mais precisa de se obter o valor deK1 é através de dados do nível de recepção de enlacescoletados durante, pelo menos, um ano.

Na ausência destes dados, entretanto, valor de K1pode ser estimado a partir de uma relação empírica,apresentada no item 5.1.

V.1. ESTIMATIVA DO FATOR GEOCLIMÁTICO PARAPEQUENAS PORCENTAGENS DE TEMPO

A relação empírica para a estimativa de K1 éfunção de dois fatores: porcentagem de tempo (pL) emque o gradiente de refratividade, dos primeiros 100 mde altura da atmosfera, é mais negativos do que �100unidades-N/km, para o pior mês do ano e dascondições geográficas da região, representado por umcoeficiente, C0 (em dB), que depende do relevo e daaltitude do terreno. Esta estimativa é aplícável nasseguintes situações:

a) Percursos sobre terrenos no qual todo o perfil estásituado acima de 100 m de altitude, em relação aonível do mar; ou

b) Percursos sobre terrenos no qual todo o perfilsitua-se além de 50 km da linha da costa; ou

c) Percursos sobre terreno cujo perfil possuiparcialmente ou totalmente altitudes inferiores a100 m, dentro da faixa de 50 km ao longo da costa,desde que entre o percurso e a linha da costaexistam elevações com mais de 100 m de altitude,em relação ao nível do mar.

( ) 5,131,071

010105 LC pK ×××= +−− . (20)

O valor de pL pode ser obtido a partir das figurasde 7 a 10 da Rec. ITU-R P.453 [13]. Os valores típicospara o Brasil, para o mês de fevereiro, estão entre 5 %e 20 %, conforme mostrado na Fig. 10.

O coeficiente C0 pode ser obtido de acordo com operfil predominante do terreno e altitude das antenasapresentadas na Tabela 4. A Fig. 11 apresenta K1 emfunção de C0 para valores de pL iguais a 5%, 10% e20%.

FIGURA 10Porcentagem de tempo (pL) em que G é

< �100 unidades-N/km (Rec. ITU-R P.453) [13]

Para regiões na orla marítima, sobre áreas alagadasde grandes ou médias extensões, pode-se obter umaestimativa para valores de K1, através de critériosapropriados apresentados Rec. ITU-R P. 453 [13].

0

10

20

30

40

50

50

40

30

20

10

0

dB

MHz∞

-15 -10 -5 0 5 10 15

Profundidadede notch

Fase mínima

Fase não mínima

τr = 6,3 nsBER = 10-3

5

5

10

10

20

20



TABELA 4Valores de C0

Valores de C0 em dB

Perfil Predominante do TerrenoAltitudeda antena

(m) Grandesextensões

planas

Morros ecolinas

Regiãomontanhosa

0 � 400 0 3,5 -

400 � 700 2,5 6,0 -

> 700 5,5 8,0 10,5

FIGURA 11K1 em função de C0 para diferentes valores de pL.

De acordo com a Tabela 4 e Figuras 10 e 11, pode-se estimar que a faixa de valores de K1 para o Brasil,está compreendida entre 8 × 10-7

% e 2 × 10-5 % .

V.2. PREVISÃO DO FATOR DE OCORRÊNCIA PORMULTIPERCURSO

A previsão do fator de ocorrência demultipercurso, p0, é determinado pela expressão semi-empírica

( ) 4,189,06,310 1

−+×××= pfdKp ε (21)

onde K1 (%) é o fator geoclimático da região doenlace; d é a extensão do lance em km; f é a freqüência

de operação do sistema em GHz e |εp| é o módulo dainclinação do lance em mrad. A inclinação do enlacepode ser determinada pela expressão a seguir.

dhh rt

p−

=ε (22)

Sendo ht e hr, respectivamente, as altitudes das antenasde transmissão e recepção. Este método é válido paravalores de p0 até 2000, e foi obtido a partir de dadosde desvanecimento para extensões de enlaces de 7 a23 km, para freqüências de operação na faixa de 2 a 37GHz e inclinações na faixa de 0 a 24 mrad. Entretanto,resultados de análises semi empíricas indicam que afreqüência limite inferior, fmin é inversamenteproporcional ao comprimento do percurso e pode serestimada aproximadamente como sendo

df 15

min ≅ (23)

V.3. PROBABILIDADE FORA DE SERVIÇO DEVIDO AODESVANECIMENTO NÃO SELETIVO

A porcentagem de tempo fora de serviço devido aodesvanecimento não seletivo, ou plano, pode serdeterminada por [9]

100 10

M

ns pp−

×= (24)

onde pns é a porcentagem de tempo, do pior mês doano, em que uma margem de desvanecimento (M emdB), associada a uma taxa de erro de limiar, é igual ouexcedida pela profundidade dos desvanecimentosplanos

A probabilidade fora de serviço, Pns , pode serdeterminada fazendo

100 10

M

ns PP−

×= (25)

e100

00

pP = . (26)

V.4. PREVISÃO DA PROBABILIDADE DE FORA DESERVIÇO DEVIDO AO DESVANECIMENTOSELETIVO

O cálculo da probabilidade fora de serviço, devidoao efeito do desvanecimento seletivo sugerido pelaRec. ITU-R P.530-8 [9] é baseado no Método B daRec. ITU-R F.1093-1 [11]. De acordo com [11], aprobabilidade fora de serviço, Ps , é o produto daprobabilidade de ocorrência de desvanecimentomultipercurso pela probabilidade fora de serviço porinterferência intersimbólica, Ps/mp , ou seja,

mpss PP /η×= (27)

1.10-4

1.10-5

1.10-6

1.10-7

0 2 4 6 8 10 12C0

K1 (%)

20%

10%

5%

PL (%)



onde η está relacionado, com a probabilidade demultipercurso, P0 , através da relação empírica

( )75,002,0exp1η P×−−= (28)

sendo Ps/mp determinada por

22/ 16,2 τ××=

s

nmps T

KP , (29)

sendo Kn a área de assinatura normalizada; Ts operíodo de símbolo em ns e <τ2> é o segundomomento da distribuição dos atrasos entre os doisraios do modelo de três raios simplificado. Para ascaracterísticas de propagação consideradas, os atrasossão exponencialmente distribuídos e o segundomomento é igual a

22 2 mττ ×= (30)

sendo τm o atraso médio em ns, determinado por [9]

3,1

507,0 �

�

��

�×= dmτ (31)

onde d é a extensão do enlace em km. Por sua vez, arelação Kn/Ts

2 resulta na área de assinatura S, ou seja,

2s

n

TKS = (32)

cuja unidade é ns �2. Alguns valores típicos de Kn ,para alguns tipos de modulação digital, estãoapresentados na Tabela 5. Na ausência do valor de Knou S, pode-se obter o valor de S a partir das curvas deassinatura.

TABELA 5Valores de Kn para algumas modulações quando

nenhum equalizador é empregado.

Modulação Kn

64-QAM 15,4

16-QAM 5,5

8-PSK 7,0

4-PSK 1,0

A área S é a média das áreas sob as curvas deassinatura mínima e não mínima, e pode serdeterminada por aproximação retangular, conformemostrado na Fig. 12, ou, se a curva for muito irregular,por decomposição de sua área em retângulos etriângulos.

FIGURA 12Aproximação retangular da área da curva de

assinatura para fase mínima.

Assim a área aproximada da curva para fasemínima, SM (em ηs-2), usando aproximação retangular,é dada por

r

aM

WSτ

λ ×= (33)

onde W, em GHz, é a largura de faixa da assinatura; τr,em ηs, é o retardo de referência utilizado para otraçado da curva e

2010B

a

−

=λ (34)

onde B é a profundidade média de notch, em dB. Paraa fase não mínima o procedimento é idêntico, como aárea S é a média das duas, então

2NMM SSS += (35)

Assim, a equação (27) torna-se

2η32,4 ms SP τ×××= . (36)

V.5. PROBABILIDADE FORA DE SERVIÇO DEVIDO AODESVANECIMENTO SELETIVO E NÃO SELETIVO

A probabilidade de fora de serviço total é a somadas probabilidades de fora de serviço devido aodesvanecimento plano e devido ao desvanecimentoseletivo, ou seja,

snst PPP += . (37)

0

10

20

30

40

50

dB

MHz∞

-15 -10 -5 0 5 10

B (dB)

W

τr = 6,3 ηsBER = 10-3



VI. OBJETIVOS DE DESEMPENHO PARARADIOENLACES DIGITAIS

Atualmente, uma das recomendações utilizadaspara a determinção dos objetivos de desempenho pararadioenlaces digitais reais e curtos, é baseada na Rec.ITU-R F.1397 [14] que é uma extensão da Rec. ITU-RF.1092 [15]. As curvas comparativas que estãoapresentadas nos itens posteriores fazem uso da Rec.ITU-R F.1397 [14]. O parâmetro usado para adeterminação da probabilidade fora de serviço é aSESR (Severely Errored Second Ratio), ou razão desegundos severamente errados definida como arelação entre o número de eventos SES, sobre o totalde segundos do período de disponibilidade, medidosdurante um intervalo de tempo determinado. Por suavez o evento SES (Severely Errored Second), ousegundos severamente errados, para taxas detransmissão abaixo de 2 Mbit/s é definido como sendoo período de tempo igual a um segundo em a taxa deerro excede 10-3. Para taxas de transmissão acima de 2Mbit/s, SES é definida como sendo o período detempo de um segundo com mais de 30% de blocoserrados. Por razões práticas, nas análises comparativasapresentadas nos itens seguintes, a definição parataxas abaixo de 2 Mbit/s foi generalizada paraqualquer taxa.

De acordo com a Ref. [14] para enlaces onde 50km < d < 500 km, o valor de SESR pode serdeterminado por

500104 5 dSESR ××= − (38)

Considerando o período de referência como sendoo pior mês do ano, então, para um enlace de 50 km, ovalor de SESR é igual a 4 × 10-6, que corresponde a 10eventos SES ou 10 períodos de um segundo onde ataxa de erro excedeu 10-3.

VII. ANÁLISES DA PROBABILIDADE FORA DESERVIÇO EM FUNÇÃO DA TAXA DE TRANSMISSÃO

SEM O USO DE CONTRAMEDIDAS

A partir das equações apresentadas na Seção 5,pode-se determinar o comportamento de um enlacedigital, tomando como referência a quanto aprobabilidade de fora de serviço em função da taxa detransmissão, para um enlace de referência, cujos dadossão apresentados na Tabela 6. A modulação 16-QAMfoi escolhida para uma análise preliminar, pelo fato deser utilizada em equipamentos rádios digitais tanto embaixas como em altas taxas de transmissão.

As análises da probabilidade fora de serviço emfunção da taxa de transmissão são apresentadas paratrês situações geoclimáticas distintas, encontradas nasregiões sudeste, sul e centro oeste do Brasil. Taiscondições foram classificadas como favoráveis,típicas e severas.

TABELA 6Características de transmissão para os desempenhos

apresentados nas Fig. 13; 14; 15 e 16.

Parâmetro Valor

Modulação 16-QAM

Distância (d) 50 km

Freqüência (f) 5 GHz

Probabilidade fora de serviço pordesvanecimento plano (Pns)

1 × 10-6

A probabilidade fora de serviço devido ao efeitodo desvanecimento não seletivo (Pns) foi fixada em1 × 10-6 e mantida constante para as três condiçõesgeoclimáticas escolhidas. A manutenção de Pnsconstante supõe que, nas três situações, os enlacespossuem margens de desvanecimento plano (M)adequadas para tal, ainda que em alguns casos elaresulte em valores exageradamente altos.

VII.1. ANÁLISE PARA CONDIÇÕES GEOCLIMÁTICASFAVORÁVEIS

Os resultados apresentados na Fig. 13, foramobtidos considerando-se condições geoclimáticasfavoráveis, tais como altitudes elevadas, em regiãomontanhosa, com grande desnível entre antenas,conforme mostrado na Tabela 7.

Na Fig. 13, a taxa onde o sistema passa para asituação fora de serviço está entre 40 e 50 Mbit/s.Note também que, desde que a probabilidade fora deserviço por efeito do desvanecimento plano sejamantida suficientemente baixa, ela pouco afeta aprobabilidade fora de serviço total, ficando a taxa detransmissão limitada praticamente pelo efeito dodesvanecimento seletivo.

TABELA 7Condições Geoclimáticas e Margem de

desvanecimento para a análise apresentada na Fig. 13.

Parâmetros Valores

Altitude > 700 m

Desnível entre antenas 250 m

Inclinação do enlace (εp) 5 mrad

Perfil predominante (C0) 10,5 dB

% de G < -100 unid-N/km (pL) 10 %

Fator geoclimático (K1) 0,71 × 10-6 %

Margem de desvanecimento (M) 35 dB



FIGURA 13Curvas de probabilidade fora de seviço para as

condições das Tabelas 6 e 7.

VII.2. ANÁLISE PARA CONDIÇÕES GEOCLIMÁTICASTÍPICAS

Os resultados apresentados na Fig. 12, foramobtidos considerando-se condições geoclimáticastípicas, tais como altitudes médias, em região demorros e colinas, com desnível médio entre antenas,conforme mostrado na Tabela 8.



Parâmetros Valores

Altitude 400 � 700 m




% de G < -100 unid-N/km (pL) 15 %





Conforme mostrado na Fig. 14, a situação fora deserviço é estabelecida para taxas na faixa entre 12 e 15Mbit/s, para condições geoclimáticas típicas.

VII.3. ANÁLISE PARA CONDIÇÕES GEOCLIMÁTICASSEVERAS

Os resultados apresentados na Fig. 15, foramobtidos considerando-se condições geoclimáticasseveras, tais como altitudes até 400 m, em regiãoplana, sem desnível entre antenas, conformemostrado na Tabela 9.



Parâmetros Valores

Altitude 0 � 400 m




% de G < -100 unid-N/km (pL) 20 %



1 10 100Taxa de Transmissão Mbit/s

10-4

10-5

10-6

10-7

10-8

10-9

Probabilidade Fora de Serviço

SESR

Plano + Seletivo

Seletivo

Plano


10-3

10-4

10-5

10-6

10-7

10-8


SESR

Plano

Seletivo

Plano + Seletivo





Neste último caso a situação fora de serviço éatingida entre 4 e 5 Mbits/s.

VII.4. RESUMO DOS RESULTADOS E OUTRASCONSIDERAÇÕES

De acordo com os resultados apresentados nas Fig.13; 14 e 15; observa-se que a limitação da taxa detransmissão deve-se aos efeitos do desvanecimentoseletivo e das condições geoclimáticas, uma vez que,aumentos na profundidade dos desvanecimentosplanos, podem ser compensadas por maior potênciaefetivamente irradiada (ou aumento de margem).

A Fig. 16 reúne as probabilidades de fora de serviçoapresentadas nas Fig. 13; 14 e 15.

O desempenho de um sistema pode ser apresentadotambém em função da extensão do enlace, uma vezque a probabilidade fora de serviço em função dodesvanecimento plano e seletivo aumenta com adistância. Assim, pode-se fixar um valor de taxa detransmissão e analisar o desempenho do sistema emfunção da distância para diferentes modulações econdições geoclimáticas.

A Fig. 17 apresenta a probabilidade fora de serviçopor desvanecimento seletivo em função da distânciapara as condições apresentadas na Tabela 10 econdições geoclimáticas apresentadas nas Tabelas 6; 7e 8.

FIGURA 16Curvas de probabilidade fora de serviço por

desvanecimento seletivo em função da taxa detransmissão para: (a) Condições geoclimáticas

favoráveis; (b) típicas e (c) severas.

Observe que não existem diferenças significativasde desempenho, entre as modulações 16-QAM e 64-QAM. Qualquer que seja a modulação adotada, paraficar abaixo do limite de probabilidade fora de serviçoadmissível, para condições geoclimáticas favoráveis,típicas e severas, os enlaces não podem excederdistâncias de aproximadamente 13; 21 e 30 km,respectivamente, se a limitação de desempenho for aSESR definida como limiar de recepção no Item 6.

TABELA 10Características de transmissão para o desempenho

apresentado na Fig. 17.

Parâmetro Valor

Modulações 16-QAM 64-QAM

Taxa de transmissão 155 Mbit/s


1


10-2

10-3

10-4

10-5

10-6

10-7


Plano

Seletivo

Plano + Seletivo SESR


10-2

10-3

10-4

10-5

10-6

10-7

10-8

10-9


SESR

(a)

(b)

(c)




desvanecimento seletivo em função da distância para:333(a) Condições geoclimáticas favoráveis; (b) típicas

e (c) severas.

VIII. EQUALIZAÇÃO ADAPTATIVA DE CANAL

A equalização adaptativa é uma dascontramedidas adotadas nos equipamentos rádiosdigitais para minimizar os efeitos do desvanecimentoseletivo. O termo adaptativo, indica que o equalizadortem que ser controlado, de forma a se adaptardinamicamente às condições do canal.

As equalizações podem ser classificados em doisgrupos [11]:

� Equalização no domínio da freqüência; e� Equalização no domínio do tempo.

A equalização no domínio da freqüência, feita emFI (freqüência intermediária), consiste de uma ou maisredes lineares, cuja função é compensar distorções deamplitude e atraso de grupo provocadas pelosdesvanecimentos multipercurso. Na equalização nodomínio da freqüência sempre assume-se que aresposta do canal é de fase mínima. Por esse motivosua eficiência é limitada, uma vez que o equalizadordobra o atraso de grupo quando o desvanecimentomultipercurso é de fase não mínima [3].

A equalização no domínio do tempo, realizada embanda básica, é mais eficiente do que a equalização nodomínio da freqüência, pois ela atua diretamente sobrea interferência intersimbólica. Além disso osequalizadores no domínio do tempo podem ser

projetados para atuar tanto para a condição de fasemínima quanto não mínima.

Basicamente a estrutura de um equalizadoradaptativo no domínio do tempo (ou ATDE �Adaptative Time Domain Equalizer) consiste em umacadeia de células de retardo entre as quais sãocolocadas derivações transversais (taps), conformemostrado na Fig. 18. Cada célula produz um atrasoigual a um período de símbolo de modulação. Emcada tap, com exceção do central, o sinal derivado dacadeia de células de retardo, é multiplicado porcoeficientes que são calculados dinamicamente atravésde um algoritmo adaptativo. A soma dos sinais decada tap resulta em um sinal menos distorcido que osinal de entrada do equalizador.

Quando os primeiros equalizadores adaptativosforam implementados com uma combinação de linhasde retardo analógicas e digitais, as curvas deassinatura do sistema de recepção apresentavamassimetria para as condições de fase mínima e nãomínima. Atualmente, os ATDE em geral, apresentamcurvas de assinatura simétrica tanto para a condição defase mínima como não mínima [3].

FIGURA 18Estrutura básica de um equalizador adaptativo no

domínio do tempo com 5 taps.

Como um efeito das equalizações em sistemasrádios digitais está uma diminuição da área deassinatura do sistema, conforme mostrado na Fig. 19.As equalizações no domínio do tempo e da freqüênciapodem ser usadas simultaneamente. A relação entre asáreas de assinatura sem e com equalização é chamadode fator de melhoria por equalização (MEQ), e seuvalor varia conforme a combinação e complexidade doequalizadores utilizados. Nos ATDEs quanto maior éo número de células de retardo, mais eficiente é oequalizador. Os valores dos fatores de melhoriaobtidos por equalização variam de 10 até pouco maisque 20 [2].

A Fig. 20 apresenta as curvas de probabilidadefora de serviço para constelações 64-QAM com e semequalização, conforme as características detransmissão apresentadas na Tabela 11. As condições

10 20 30 40 50 60Extensão do Enlace km

10-3

10-4

10-5

10-6

10-7

10-8


SESR

(a)

(b)

(c)

64-QAM

16-QAM

Ts Ts Ts Ts

× × × ×

Σ

C-2 C-1 C0 C1 C2



geoclimáticas utilizadas são aquelas apresentadas naTabela 9 (condições geoclimáticas severas).

FIGURA 19 Áreas de assinatura com e sem equalização.

A Fig. 20 apresenta as curvas de probabilidadefora de serviço para constelações 64-QAM com e semequalização, conforme as características detransmissão apresentadas na Tabela 11. As condiçõesgeoclimáticas utilizadas são aquelas apresentadas naTabela 9 (condições geoclimáticas severas).



Parâmetro Valor

Modulações 64QAM

64-QAM c/equalizações

Taxa de Tx 155 Mbit/s


Equalizações - AFDE + ATDE1

Fator de melhoria - ≅ 24

Observe que para a taxa de 155 Mbit/s e condiçõesgeoclimáticas severas, a extensão do enlace foiaumentada de aproximadamente 13 km para 25 kmcom o uso de equalizadores adaptativos no domínio dafreqüência e no domínio do tempo.

1 AFDE (Adaptative Frequency Domain Equalizer);ATDE (Adaptative Time Domain Equalizer).


desvanecimento seletivo em função da distância para64-QAM com e sem equalizações para condições

geoclimáticas severas.

IX. ESTADO DA ARTE DOS EQUIPAMENTOS RÁDIODIGITAL

Os equipamentos rádio digital SDH (SynchronousDigital Hierarchy � hierarquia digital síncrona) deúltima geração, com capacidade sub STM-1 e STM-1(21 × 2 Mbit/s e 155 Mbit/s respectivamente), além deequalizadores adaptativos sofisticados, têm feito o usode técnicas de controle de erro (FEC � Forward ErrorControl) associada à modulação em um únicoprocesso chamado de modulação codificada. Amodulação codificada permite aumentar, ainda que deforma menos eficaz que as equalizações adaptativas, arobustez do equipamento em relação aos efeitos dodesvanecimento multipercurso.

A modulação codificada pode ser implementadacom códigos corretores de erros de bloco (BCM �Block Coded Modulation), convolucionais (TCM �Trellis Coded Modulation); ou ambos, geralmenteimplementados no esquema MLCM (Multilevel CodedModulation) [4; 16]. A Tabela 14 apresenta algunsmodelos de rádio digital de alta capacidade que utilizamodulação codificada [17; 18; 19; 20].

O fator de melhoria obtido pela modulaçãocodificada que minimiza os efeitos do desvanecimentomultipercurso depende de uma série de fatores taiscomo tipo da modulação codificada, tipo e classe doscódigos corretores de erro empregados, taxa decodificação, algoritmos de decodificação, etc.

0

10

20

30

40

50

50

40

30

20

10

0

dB

MHz∞

-15 -10 -5 0 5 10 15

Profundidadede notch

Fase mínima

Fase não mínima

τr = 6,3 ηsBER = 10-3

C/ Equalização

S/ Equalização

10 20 30 40 Extensão do Enlace km

10-3

10-4

10-5

10-6

10-7

10-8


SESR

64-QAM

64-QAM+ AFDE+ ATDE



Todos esses fatores afetam o ganho de codificaçãoassintótico que pode ser definido como sendo arelação entre as relações sinal/ruído de umamodulação codificada em relação a outra semcodificação (referência), quando a relação sinal-ruídotende para infinito para ambos os esquemas,codificado e não codificado.

A Fig. 21 apresenta a probabilidade fora de serviçopara os esquemas de modulação 16-QAM e 16-BCMde acordo com as características de transmissãoapresentadas na Tabelas 12. As condiçõesgeoclimáticas consideradas são as da Tabela 9(severas).



PARÂMETRO VALOR

Modulações 16-QAM 16-BCM

Taxa de Tx 21 × 2 Mbit/s


Taxa deCodificação

- 15/16

Número de Bits deInformação porSímbolo

4 3,75

Algoritmo deDecodificação

- AV1

Ganho deCodificação2 - 2,5 dB

Fator de melhoria - ≅ 4

Note que os dados apresentados na Tabela 12, sãodados de equipamentos rádio digital para redes deacesso em ambientes urbanos e suburbanos, para oatendimento de usuários de médio porte em conexõesinternodais [18] que utilizam faixas do espectro acimade 10 GHz (tipicamente 13 GHz; 15 GHz; 18 GHz e23 GHz). O principal mecanismo de degradação docanal consideradas são as atenuações provocadas porchuva. Consequentemente, tais equipamentos, emgeral, não possuem equalizadores, uma vez que,normalmente, esses enlaces não ultrapassam 20 km.

Pode-se observar na Fig. 21, que a extensão doenlace que era de cerca de 20 km com a modulação16-QAM passou para 32 km, aproximadamente, com amodulação 16-BCM. É importante notar que o melhor

1 AV (Algoritmo de Viterbi).2 Em relação à 16-QAM.

desempenho da modulação 16-BCM, custou umaexpansão da largura faixa (6,7%).


desvanecimento seletivo em função da distância, paracondições geoclimáticas severas.

Apesar disso, a modulação codificada permitetambém um melhor aproveitamento do espectroconforme apresentado na Fig. 22. Neste gráfico sãocomparadas as modulações 64-QAM da Tabela 14com uma 128-TCM-4D, cujas características detransmissão são apresentadas na Tabela 13, paracondições geoclimáticas severas.



PARÂMETRO VALOR

Modulação 128-TCM-4D



Taxa de Codificação 13/14

Bits de Informação por Símbolo 6,5

Algoritmo de Decodificação AV1

10 15 20 30 40Extensão do Enlace km

10-4

10-5

10-6

10-7


SESR

16-QAM

16-BCM



TABELA 14Alguns modelos de rádios digitais de alta capacidade que utilizam modulações codificadas.

Fabricante Modelo Capacidade Modulação Taxa deCodificação

Equalização FaixasGHz

HARRIS MEGASTAR 155 128-QAM1 ND2 ATDE 5; 6; 7; 8 e 11

SRA 1 16-BCM 15/16 ATDE 18 e 23

64-TCM-4D3 4; 5; 6 e 11ITALTEL(SIEMENS)

SRT 1 C128-TCM-4D

13/14 ATDE 4; 5; 6; 7; 8 e13

16-MLQAM4 ND 18; 23 e 26

64-MLQAM 4; 5; 6; 7 e 8MARCONI DRS 155

128-MLQAMATDE 4; 6; 7; 8; 13;

18; 23 e 26

Série 2000 64-QAMMLCM

11

NECSérie 2000

155 Mbit/s

124-QAMMLCM

ND

ATDE6

1 Tipo de modulação codificada não divulgado.2 ND - Não Divulgado ou Não Disponível.3 TCM-4D � 4-Dimensional Trellis Coded Modulation.4 MLQAM - Multilevel QAM.

FIGURA 22Curvas de probabilidade fora de serviço com

desvanecimento seletivo em função da distância para64-QAM equalizações e 64-QAM e 128-TCM-4Dcom equalizações, para condições geoclimáticas

severas.

Conforme apresentado pela Fig. 22, a modulação128-TCM-4D + ATDE apresenta um desempenholigeiramente melhor que a modulação 64-QAM +AFDE + ATDE. No entanto, enquanto as modulações64 �QAM transportam 4 bits/símbolo, a 128-TCM-4Dtransporta 4,5 bits por símbolo, o que permite umaredução teórica de largura de faixa igual a 12,5%,considerando o mesmo fator de formato para os filtrosde recepção (roll-off).

X. CONSIDERAÇÕES SOBRE O USO DE MODULAÇÃOMULTIPORTADORA EM ENLACES RÁDIOS DIGITAIS

A idéia de utilização de modulação multiportadoraem rádio enlaces digitais não é nova e tem sidosugerida em algumas publicações dos anos 80,particularmente para ambientes de propagação commultipercurso [23; 24].

O conceito básico dessa técnica de modulaçãoconsiste em transmitir um fluxo de dados em umconjunto de subportadoras com baixas taxas. Algumaspropostas sugerem o emprego de grandes constelaçõessobre um determinado número de subportadorasutilizando polarização cruzada para melhoraproveitamento do espectro, uma vez que taispropostas prevêem uma banda de guarda entre

10 20 30 40Extensão do Enlace km

10-4

10-5

10-6

10-7


64-QAM 64-QAM+ AFDE+ ATDE

128-TCM-4D+ATDE

SESR



subportadoras. Ainda assim, é possível a obtenção deeficiências de largura de faixa da ordem de 10bits/s/Hz, com constelações 256-QAM [23].

A OFDM (Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing) é uma versão otimizada da modulaçãomultiportadora [25]. A seguir apresentamos umabreve descrição do princípio de funcionamento daOFDM.

X.1. OFDM - UMA BREVE DESCRIÇÃO

A idéia da OFDM também não é nova e foiproposta por Chang em 1966 [26], para canais comdesvanecimento dispersivo e tem evoluídodramaticamente graças aos esforços de diversospesquisadores, cujas referências podem serencontradas em [27].

Aplicações militares começaram a fazer uso deOFDM nos anos 60. Devido a sua complexidade deimplementação, as aplicações comerciais da OFDMeram incomuns até meados dos anos 80. As principaisaplicações comerciais de OFDM estão relacionadas aseguir [25; 27; 28].

� Aplicações em Difusão de Áudio e Vídeo

• DAB (Digital Audio Broadcasting) � padrãoeuropeu de radiodifusão de áudio digital.

• DVB-T (Digital Video Broadcasting �Terrestrial) � padrão europeu de radiodifusãoterrestre de TV digital.

• ISDB-T (Integrated Services DigitalBroadcasting) � Padrão japonês de TVDigital.

� Aplicações em Linhas Digitais de Assinantes

• HDSL (High-bit-rate Digital Subscriber Line)� Linha digital de taxas altas para assinantes.

• ADSL (Assymmetric Digital Subscriber Line)� Linha digital assimétrica para assinantes.

• VDSL (Very-high-bit-rate Digital SubscriberLine) � Linha digital de taxas muito altas paraassinantes.

� Redes de Comunicação de Dados

• HIPERLAN (High Performance Local AreaNetwork) � Padrão europeu para redes locaissem fio de alto desempenho.

• Magic WAND (Wireless ATM NetworkDemonstrator system) � Projeto europeu parademonstração da viabilidade de redes ATMsem fio.

• MEDIAN � Projeto europeu parademonstração da viabilidade de redes locaisfaixa larga sem fio para aplicaçõesresidenciaise profissionais.

Em um sistema clássico de transmissão de dadosem paralelo, a largura de faixa total do sinal é divididaem N subportadoras sem que haja superposição defaixa. Os dados a serem transmitidos modulam ossímbolos de cada modulação separadamente, de modoque a seqüência de entrada é multiplexada emfreqüência através das subportadoras. Uma faixa deguarda é inserida entre as faixas ocupadas pelassubportadoras, de forma a permitir que os sinaispossam ser demodulados através do uso filtrosconvencionais, minimizando possíveis interferênciasentre canais adjacentes. Esta disposição é mostrada naFig. 23 (a), onde fica claro a utilização não otimizadado espectro disponível.

Na OFDM, a ortogonalidade entre as portadoraspermite uma superposição de faixa. Cada subportadoratransmite a uma taxa de sinalização Rp sendo aseparação entre duas subportadoras adjacentes igual aRp/2, conforme mostrado na Fig. 23 (b).

A Transformada Discreta de Fourier (DFT �Discrete Fourier Transform) é utilizada em OFDMcomo parte dos processos de modulação edemodulação. O uso da DFT nos processos demodulação e demodulação geram espectro que sãofunções senoidais não limitadas em faixa. A Fig. 24(a) apresenta o espectro de uma subportadoraindividual. O espectro do sinal OFDM está ilustradona Fig. 24 (b). Note que o centro do espectro de cadasubportadora coincide com os zeros dos espectros dasdemais subportadora. Portanto, se a DFT é utilizadapara determinar o valor da correlação no centro doespectro de cada subcanal, é possível recuperar osdados transmitidos sem interferência dos outrossubcanais [25; 27; 28].

FIGURA 23Transmissão multiportadora:

(a) convencional; e (b) OFDM.

1 2 3 4 5 6 7 8

faixa ocupada Freq.

1 2 3 4 5 6 7 8

faixa ocupada Freq.

(a)

(b)



FIGURA 24 (a) Espectro de uma subportadora; e

(b) Espectro do sinal OFDM.

Apesar do aumento da eficiência de largura defaixa através da superposição de bandas, essaeficiência é diminuída pelo fato de existir anecessidade de inserção de um período de guardaentre os períodos de sinalização. Além disso, a OFDMexige sincronização bastante precisa e apresentatambém variações significativas na relação potênciade pico/potência média. Diversas soluções tem sidoapresentadas para resolver tais problemas [28].

X.2. SISTEMA RÁDIO DIGITAL HIPOTÉTICO COMOFDM NÃO CODIFICADA

Para fins de comparação, exclusivamente sob oponto de vista de comportamento mediante aocorrência de desvanecimentos seletivos, a Tabela 16apresenta as características de transmissão para doisesquemas OFDM hipotéticos. A Fig. 25 apresenta aprobabilidade fora de serviço em função da distânciapara a OFDM, 64-QAM com equalizações (Tabela11), 128-TCM-4D (Tabela 15) e condiçõesgeoclimáticas severas (Tabela 9).

Tabela 15Características de transmissão para o desempenho


PARÂMETRO VALOR VALOR

Modulação OFDM8 × 64-QAM

OFDM16 × 64-QAM

Espaçamentoentre portadoras 3,75 MHz 1,875 MHZ



FIGURA 25 Probabilidade fora de serviço em função da

distância para OFDM 8 × 64-QAM; para OFDM 16 ×64-QAM; 128-TCM-4D e 64-QAM com equalizações

para condições geoclimáticas severas.

XI. CONSIDERAÇÕES FINAIS E CONCLUSÃO

Apresentamos neste artigo, os mecanismos depropagação que levam um sistema rádio digital para acondição fora de serviço.

Enfocou-se, particularmente o desvanecimentodependente da freqüência, fator limitante para enlacesde grandes extensões (> 35 km) e para condiçõesgeoclimáticas severas.

Diversas comparações de desempenho foramfeitas, baseadas na Rec. ITU-R P.530-8., considerandoou não o uso de algumas contramedidas para aminimização dos efeitos do desvanecimento seletivo.

(a) Freqüência

Freqüência(b)

20 25 30 35 40 45Extensão do Enlace km

10-4

10-5

10-6

10-7


SESR

64-QAM+ AFDE+ ATDE

128-TCM-4D

OFDM8 × 64-QAM

OFDM16 × 64 QAM



Finalmente, foram feitas algumas consideraçõessobre o uso de OFDM para rádio enlaces digitaiscomo forma de aumentar a robustez do sistema quantoaos efeitos do desvanecimento. A análise focada emenlace ponto-a-ponto de longas distâncias, paradiversas situações geoclimáticas, pode também serestendida para redes de acesso em faixa larga ponto-multiponto, em ambientes urbanos, onde as condiçõesde propagação podem apresentar-se igualmente hostis,devido às múltiplas reflexões.

XII. REFERÊNCIAS BIBLIOGRÁFICAS

[1] ITU � Recommendation ITU-R P.453-7 � Theradio refractive index: its formula andrefractivity data. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1999.

[2] IVANEK, Ferdo ed. � Terrestrial digitalmicrowave communications. Norwood, MA,Artech House, 1989.

[3] MANNING, Trevor � Microwave radiotransmission � design guide. Norwood, MA,Artech House, 1999.

[4] FREEMAN, Roger L. � Radio system design fortelecommunications. 2.ed. New York, JohnWiley & Sons, 1997.

[5] DOBLE, John � Introduction to radiopropagation for fixed and mobilecommunications - Norwood, MA, Artech House,1996.

[6] ITU � Recommendation ITU-R PN.310-9 �Definitions of terms relating to propagation innon-ionized media. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1994.

[7] ITU � Recommendation ITU-R P.834-3 � Effectsos tropospheric refraction on radiowavepropagation. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1999.

[8] SIEMENS � Digital telecommunication Part 4 �Radio relay and Satellite Communication �Berlin; Munich, Siemens Aktiengesellschaft,1993.

[9] ITU � Recommendation ITU-R P.530-8 �Propagation data and prediction methodsrequired for the design of terrestrial line-of-sightsystems. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1999.

[10] RUMMLER, W. D. et alii � Multipath fadingchannel models for microwave digital radio.IEEE Communications Magazine, 24 (11) : 30-42, November, 1986.

[11] ITU � Recommendation ITU-R F.1093-1 �Effects of multipath propagation on the designand oparation of line-of-sight digital radio-relaysystems. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1997.

[12] PROAKIS, John D. � Digital Communications.3.ed. New York, McGraw Hill, 1995.

[13] ITU � Recommendation ITU-R P.453-7 � Theradio refractive index: its formula andrefractivity data. Geneva, InternationalTelecommunication Union, 1999.

[14] ITU � Recommendation ITU-R F.1397 � Errorperformance objectives for real digital radio linkused in the international portion of a 27500 kmhypothetical reference path at or above theprimary rate.. Geneve, InternationalTelecommunication Union, 1999.

[15] ITU � Recommendation ITU-R F.1092-1 �Error performance objectives for constant bitrate, digital path at or above the primary ratecarried by digital radio-relay systems whitchmay form part of the international portion of a27500 km hypothetical reference path. Geneve,International Telecommunication Union, 1997.

[16] ITU - Recommendation ITU-R F.1101 �Characteristics of digital radio-relay systemsbelow about 17 GHz, Appendix 2 to Annex 1,�Coded Modulation Techniques�, Geneve,International Telecommunication Union, 1994.

[17] HARRIS � Especificação técnica da sérieMegaStar 155. Barueri, Harris do Brasil, 1999.www.harris.com/communications

[18] ITALTEL/SIEMENS � Especificações técnicasda série SRA 1/1S � Milano, Italtel spa.www.italtel.it

[19] ITALTEL/SIEMENS - Especificações técnicasda série SRT 1 C � Milano, Italtel spa.www.italtel.it

[20] MARCONI - Especificações técnicas da sérieSkyband DRS. Santo Amaro, SP, MarconiCommunications, 1999. www.marconi.com

[21] NEC - Especificações técnicas da série 2000.NEC. www.nec.com/communications/necwave/

[22] SIEMENS - Especificações técnicas da sérieDRS. São Paulo, Equitel Telecomunicações,1995.

[23] SAITO, Y. et alii � Feadibility considerations ofhigh-level QAM multi-carrier system. IEEE Int.Conf. Comm., 665-771, May, 1984.



[24] KOHIYAMA, K. & KURITA, O. � Futuretrends in microwave radio: a view from Asia. In:Microwave digital radio. 252-255, New York,IEEE Press, 1988.

[25] PRASAD, R. � Universal wireless personalcommunications. Boston , Artech House, 1998.

[26] CHANG, R. � Synthesis of band�limitedorthogonal signals for multichannel datatransmission. BSTJ (46):1775-1776, December,1966.

[27] HANZO, L. et alii � Single-and multicarrierquadrature amplitude modulation: principlesand applications for personal communications,WLAN and broadcasting. Chichester, UK, IEEEPres/Wiley, 2000.

[28] VAN NEE, R. & PRASAD, R. � OFDM forwireless multimedia communications. Boston,Artech House, 2000.

SOBRE OS AUTORES

Geraldo Gil Ramundo Gomes – Concluiu o curso deEngenharia Elétrica opção Eletrônica pelo INATELem 1981. Recebeu o Título de Mestre em EngenhariaElétrica pela UNICAMP em 1997. Trabalhou emempresas privadas como Engenheiro de Projetos eGerente de Pesquisa e Desenvolvimento até 1991. Éprofessor do INATEL desde 1991. Exerceu o cargo deGerente do Centro de Projeto, Desenvolvimento ePesquisa do INATEL � PRODEP entre 1994 e 1998.Atualmente integra o Grupo de Pesquisa emComunicações sem Fio do INATEL.

Renato Baldini Filho – Concluiu o curso deEngenharia Elétrica na UNICAMP em 1980. Recebeuo Título de Mestre em Engenharia Elétrica pelaUNICAMP em 1983. É PhD pela Universidade deManchester, Inglaterra, em 1992. Ocupou o cargo deEngenheiro/Pesquisador entre 1982 e 1984 ePesquisador de 1984 a 1988 e 1993 a 1997 noConvênio UNICAMP/TELEBRÁS. É professor doDepartamento de Comunicações � DECOM daUNICAMP.

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