düşük gerilimli değişken akım çıkışlı invertör tasarımı - Gazi ...

DÜŞÜK GERİLİMLİ DEĞİŞKEN AKIM ÇIKIŞLI İNVERTÖR TASARIMI

VE UYGULAMASI

Erol CAN

DOKTORA TEZİ

ELEKTRİK EĞİTİMİ ANABİLİM DALI

GAZİ ÜNİVERSİTESİ

FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

ŞUBAT 2016

Erol CAN tarafından hazırlanan “ DÜŞÜK GERİLİMLİ DEĞİŞKEN AKIM ÇIKIŞLI

İNVERTÖR TASARIMI VE UYGULAMASI.” adlı tez çalışması aşağıdaki jüri tarafından OY

BİRLİĞİ ile Gazi Üniversitesi Elektrik Eğitimi Anabilim Dalında DOKTORA TEZİ olarak kabul

edilmiştir.

Danışman: Yrd. Doç. Dr. Hasan Hüseyin SAYAN

Elektrik-Elektronik Mühendisliği, Gazi Üniversitesi

Bu tezin, kapsam ve kalite olarak Doktora Tezi olduğunu onaylıyorum

....………….……..

Başkan: Doç. Dr. İlhan KOŞALAY

Elektrik-Elektronik Mühendisliği, Üniversite Adı


.…………….…….

Üye: Doç. Dr. Nihat ÖZTÜRK

Elektrik-Elektronik Mühendisliği,Gazi Üniversitesi


...……….………...

Üye : Doç. Dr. Uğur GÜVENÇ

Elektrik-Elektronik Mühendisliği, Düzce Üniversitesi


...…………………

Üye: Yrd. Doç. Dr. Ali SAYGIN

Elektrik-Elektronik Mühendisliği, Gazi Üniversitesi


...…………………

Tez Savunma Tarihi: 9/2/2016

Jüri tarafından kabul edilen bu tezin Doktora Tezi olması için gerekli şartları yerine getirdiğini

onaylıyorum.

Prof. Dr. Metin GÜRÜ

Fen Bilimleri Enstitüsü Müdürü

ETİK BEYAN

Gazi Üniversitesi Fen Bilimleri Enstitüsü Tez Yazım Kurallarına uygun olarak

hazırladığım bu tez çalışmasında;

Tez içinde sunduğum verileri, bilgileri ve dokümanları akademik ve etik kurallar

çerçevesinde elde ettiğimi,

Tüm bilgi, belge, değerlendirme ve sonuçları bilimsel etik ve ahlak kurallarına uygun

olarak sunduğumu,

Tez çalışmasında yararlandığım eserlerin tümüne uygun atıfta bulunarak kaynak

gösterdiğimi,

Kullanılan verilerde herhangi bir değişiklik yapmadığımı,

Bu tezde sunduğum çalışmanın özgün olduğunu,

bildirir, aksi bir durumda aleyhime doğabilecek tüm hak kayıplarını kabullendiğimi beyan

ederim.

Erol Can

9/2/2016

iv

DÜŞÜK GERİLİMLİ DEĞİŞKEN AKIM ÇIKIŞLI İNVERTÖR TASARIMI VE

UYGULAMASI

(Doktora Tezi)

Erol CAN

GAZİ ÜNİVERSİTESİ

FEN BİLİMLERİ ENSTİTÜSÜ

Şubat 2016

ÖZET

Bu tez çalışmasında, üç fazlı basamak sinüs darbe genişlik modülasyonu tarafından kontrol

edilen, düşük gerilimli ve değişken akım çıkışlı evirici devresinin tasarımı ve uygulaması

yapılmıştır. İlk olarak, invertör devresinin matematiksel modeli için gerekli matematiksel

eşitlikler, basamak sinüs darbe genişlik modülasyonuna göre hesaplandıktan sonra matris

formuna çevrilmiştir. Daha sonra, Matlab Simulink’te invertör devresiyle rezistif (R),

endüktif (L) yükler ve üç fazlı asenkron motor benzetimleri yapılmıştır. Uygulamada,

devrenin yapımı için ulaşılması kolay mikroçipler PIC 16F877A ve PIC 18F4550’ler, güç

devresi anahtarları olarak da mosfetler kullanılmıştır. Uygulama aşamasında invertör

devresiyle, rezistif (R) - endüktif (L) yük deneyleri ve üç fazlı asenkron motor deneyleri

yapılmıştır. Kullanılan PIC 16F877A, PIC 18F4550 kendi ailesinden gelen diğer düşük

frekanslı PIC’lere oranla daha yüksek performans göstermiştir. Ayrıca, PIC leri yalıtmak

için sürücü devresi düşük maliyetle tasarlanmıştır. Benzetim ve deneysel çalışmalar da

yükler üzerinde fazlar ve hatlar arası gerilimler kolaylıkla oluşturularak ölçü aletleriyle

ölçülmüştür. IEEE tarafından 1992 yılında getirilen IEEE 519-1992 nolu standart ve IEC

tarafından 1995 yılında getirilen IEC 100-3-2 gibi standartlar elektrik dağıtım şirketleri ve

müşterileri için akım harmonik değeri % 5 in altında olmasını belirtmiştir. Yükler üzerinde

oluşan gerilimler darbe genişlikleri şeklinde olduğundan, asenkron motorda ve diğer

yüklerde oluşan akımların harmonikleri ölçülmüştür. Ölçüm sonuçlarına göre harmonik

dağılımlarının kabul edilebilir seviye % 5 den daha düşük olduğu görüldü.

Bilim Kodu : 703.3.012

Anahtar Kelimeler : Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonu, Matematiksel model,

PIC, Harmonik dağılım

Sayfa Adedi 80

Danışman : Yrd. Doç. Dr. H.Hüseyin SAYAN

v

VARIABLE CURRENT WITH LOW VOLTAGE INVERTER DESIGNING AND

APPLICATION

(Ph. D. Thesis)

Erol CAN

GAZİ UNIVERSITY

GRADUATE SCHOOL OF NATURAL AND APPLIED SCIENCES

February 2016

ABSTRACT

In this thesis, low voltage and variable current output with design and application of the

inverter circuit controlled by the three-phase step-sinus pulse width modulation was

conducted. Firstly, mathematical equations were translated matrix form for new

mathematical model after the inverter circuit needing mathematical equations was

calculated according to step sinus the pulse width modulation. Then, simulation of inverter

circuit with resistive (R), inductive (L) loads and three-phase asynchronous motors were

performed at the Matlab Simulink. In implementation, Microchip PIC 16F877a and

microchip PIC 18f4550 s which are easy to reach were used for the construction of the

circuit. Power MOSFETs were used as switches of circuit. During the implementation

stage, experimentations of the inverter circuit with resistive (R), inductive (L) loads and

three-phase asynchronous motor were performed. Created line voltages and phases

voltages were measured by measuring instruments in the results of simulation and

experimental studies. Used PIC16F877A PIC 18f4550 showed higher performance than

other PIC from their families which have low frequencies. In addition, a driver circuit was

designed for insulation of PICs at low cost. The IEEE Standard No. 519-1992 introduced

by IEEE in 1992 and IEC 100-3-2 introduced by the IEC in 1995 stated harmonic value

of current must be lower than 5% for electricity distribution companies and customers.

Harmonics were measured in currents of induction motor and other loads because formed

voltages were pulse width form on loads. According to the measurement results harmonic

distortions was observed as acceptable level which is lower than %5.

Science Code : 703.3.012

Key Words : Step-sinus pulse width modulation, Mathematical model, PIC,

Harmonic distortions

Page Number : 80

Supervisor : Assist. Prof. Dr. H. Hüseyin SAYAN

vi

TEŞEKKÜR

Doktora tez çalışmam da danışmanlığımı üstlenen değerli hocam Yrd. Doç. Dr. Hasan

Hüseyin SAYAN’a katkı ve yönlendirmelerinden dolayı en içten teşekkürlerimi sunarım.

Ayrıca destek ve teşviklerinden dolayı, tez izleme komitesindeki değerli hocalarım Doç.

Dr. İlhan KOŞALAY, Yrd. Doç. Dr. Ali SAYGIN ve Gazi üniversitesi Öğretim

üyelerinden Doç. Dr. Yusuf SÖNMEZ’ e de teşekkür ederim.

Çalışmalarım süresince sürekli bana destek veren, üzerimdeki sorumlulukları elinden

geldiğince azaltmaya çalışan hayat arkadaşım biricik oğlumun annesi Merih CAN’a

yürekten teşekkür ediyorum. Yine tez çalışmalarım sırasında bana yardımlarını

esirgemeyen Erzincan Üniversitesindeki çalışma arkadaşlarıma da teşekkürlerimi sunarım.

vii

İÇİNDEKİLER

Sayfa

ÖZET .............................................................................................................................

iv

ABSTRACT ..................................................................................................................

v

TEŞEKKÜR ..................................................................................................................

vi

İÇİNDEKİLER ..............................................................................................................

vii

ÇİZELGELERİN LİSTESİ ........................................................................................... ix

ŞEKİLLERİN LİSTESİ ................................................................................................. x

RESİMLERİN LİSTESİ ................................................................................................

xi

SİMGELER VE KISALTMALAR ...............................................................................

xiii

1. GİRİŞ .....................................................................................................................

1

2. İNVERTÖR TASARIMI İÇİN YAPILAN ÇALIŞMALAR ..................

5

2.1. PWM .................................................................................................................

5

2.1.1. Klasik SPWM yöntemi ............................................................................

5

2.1.2. İki farklı büyüklükte üçgen ile üretilen SPWM yöntemi .........................

6

2.1.3. Basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemi ...............................

7

2.2. Üç Fazlı İnvertör ................................................................................................

11

2.2.1. RL yüklü üç fazlı invertör .......................................................................

11

2.2.2. RL yüklü üç fazlı invertörün matematiksel modeli ................................

12

2. 3. Üç Fazlı Asenkron Motor .................................................................................

18

2.4. Asenkron Motorun Alfa Beta Eksenlerine Göre Matematiksel Modeli ............

18

2. 5. Asenkron Motorun Eksen Dönüşümü...............................................................

22

2.5.1. Clarke dönüşümü ....................................................................................

22

2.5.2. Park dönüşümü .......................................................................................

24

2.5.3. Ters Park dönüşümü ...............................................................................

24

viii

2.5.4. Ters Clarke dönüşümü ............................................................................

Sayfa

25

3. İNVERTÖR DEVRESİ İÇİN YAPILAN BENZETİM

ÇALIŞMALARI .....................................................................................

27

3.1. Rezistif Endüktif ve 3 Fazlı Asenkron Motorun İnvertörle Benzetimi .............

27

3.2. Üç Fazlı İnvertörle Sürülen RL Yükün Toplam Harmonik Distorsiyonu .........

30

3.3. Üç Fazlı İnvertörle Asenkron Motorun Sürülmesinin Benzetimi ......................

30

3.4. Üç Fazlı İnvertörle Sürülen Asenkron Motorun

Toplam Harmonik Distorsiyonu .......................................................................

32

3.5. PWM’lere Göre Kontrol Edilen Yüklerin Karşılaştırılması ..............................

33

3.6. SPWM ve SSPWM’lere Göre Sürülen Dengesiz Yüklerin Karşılaştırılması ...

36

3.7. Harmonik Etkisi Artırılmış Yüklerin SPWM ve SSPWM’lere Göre

Sürülmesi ..........................................................................................................

39

4. FARKLI DENETLEYİCİLERLE YAPILAN KONTROLDE

SSPWM YÖNTEMİNİN UYGULANMASI ..............................................

45

4.1. Fuzzy Lojik (Bulanık Mantık) Kontrolör .........................................................

45

4.2. Oransal İntegral ve Türev Kontrolör ................................................................

48

4.3. Üç Fazlı Asenkron Motorun Benzetimi ............................................................

49

5. İNVERTÖR DEVRESİNİN GERÇEKLEMESİ .........................................

53

5.1. Üç fazlı İnvertör Gerçekleme Şekli ve Baskı Devresi .......................................

53

5.2. Üç Fazlı İnvertörle Omik ve İndüktif Yük Sürülmesi .......................................

54

5.3. Üç Fazlı İnvertörle 3 Fazlı Asenkron Motorun Sürülmesi ................................

56

5.4. Frekans Gerilim Devir İlişkilerini Veren Tablolar ............................................

60

5.4.1. 8Hz-20Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir ..........................

60

5.4.2. 25Hz-40Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir .........................

61

5.4.3. 45Hz-70Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir .........................

62

ix

5.4.4. 90Hz-150Hz ve 35-90V değerler arasında oluşan devir ......................................

Sayfa

63

5.5. Frekans Gerilim Devir İlişkilerini Veren Grafikler ...........................................

64

5.6. Üç Fazlı ASM’nin Dengesiz Faz Gerilimiyle Sürülmesi ..................................

67

5.6.1. Asenkron motorun 45Hz-70Hz ve 35V-90V değerler arasında

oluşan devirleri ........................................................................................

68

6. SONUÇ VE ÖNERİLER ...................................................................................

71

KAYNAKLAR ..............................................................................................................

73

ÖZGEÇMİŞ ...................................................................................................................

79

x

ÇİZELGELERİN LİSTESİ

Çizelge Sayfa

Çizelge 3.1. Farklı frekanslarda harmonik değerleri .....................................................

38

Çizelge 4.1. Üçlü fuzzy kural karar tablosu ..................................................................

46

Çizelge 4.2. Beşli fuzzy kural karar tablosu ..................................................................

47

Çizelge 5.1. 8Hz-20Hz frekans aralığında 3 fazlı asenkron motorun farklı

gerilimlerdeki devir değerleri ....................................................................

60

Çizelge 5.2. 25-40Hz frekans aralığında 3 fazlı asenkron motorun farklı


61



62



63

Çizelge 5.5. 40-70Hz frekans aralığında dengesiz faz gerilimli asenkron motorun

farklı gerilimlerdeki devir değerleri ...........................................................

60 60606666 68

Çizelge 5.6. İnvertör devresi için kullanılan elemanlar .................................................

70

xi

ŞEKİLLERİN LİSTESİ

Şekil Sayfa

Şekil 2.1. Üçgen ve sinüs sinyallerinin karşılaştırması.................................................

5

Şekil 2.2. Üç adet sinüs sinyalle farklı büyüklükte 2 üçgen sinyalin

karşılaştırılması .............................................................................................

6

Şekil 2.3. Üç adet sinüs sinyalle farklı büyüklükte 2 üçgen sinyalin

karşılaştırılması ile oluşan PWM ..................................................................

7

Şekil 2.4. Basamak Sinüs sinyalleri ile üçgen sinyalin karşılaştırılması ...................... 8

Şekil 2.5. a) S1 için PWM b) S2 için PWM c) S3 için PWM b) S4 için PWM e) S5

için PWM f) S6 için PWM ..........................................................................

8

Şekil 2.6. Basamak sinüs ile üçgen sinyalin karşılaştırılması .......................................

9

Şekil 2.7. Tek sayı artış gösteren PWM’ler için basamak sinüs ve üçgenlerin

karşılaştırılması .............................................................................................

10

Şekil 2.8. Tek sayı artış gösteren PWM’ler için üçgen benzerlikleri ...........................

11

Şekil 2.9. RL yüklü 3 fazlı invertör ..............................................................................

12

Şekil 2.10. Asenkron motorun alfa eksenini temsil eden eşdeğer devre .......................

19

Şekil 2.11. Asenkron motorun beta eksenini temsil eden eşdeğer devre .......................

19

Şekil 2.12. Stator vektör uzayı ve α-β eksenindeki bileşeni ..........................................

23

Şekil 2.12. Stator uzay vektörü α-β eksenindeki bileşeni ve dönen referans alandaki

d-q bileşenleri..............................................................................................

24

Şekil 3.1. Matlab Simulink’te 3 fazlı asenkron motorun benzetim şekli .....................

27

Şekil 3.2. Omik yüklü invertörün Matlab Simulink’de hatlar arası gerilimleri ............

28

Şekil 3.3. Omik yüklü ASM’nin Matlab Simulink’de faz gerilimleri ..........................

28

Şekil 3.4. Omik yüklü asenkron motorun Matlab Simulink’de faz akımları ................ 29

Şekil 3.5. RL yüklerin a) hatlar arası gerilimleri b) faz gerilimleri ..............................

29

Şekil 3.6. a) Üç fazlı invertörün faz akımları b) RL yük akımının harmonik

dağılımı .........................................................................................................

30

xii

Şekil 3.7. ASM’nin a) üç faz stator akımları b) rotor akımı .........................................

Sayfa

31

Şekil 3.8. ASM’nin 60 derece faz farklı hatlar arası gerilimleri b) faz gerilimi ........... 31

Şekil 3.9. 3 fazlı ASM’nin a) rotor devri b) elektro manyetik torku……...................

32

Şekil 3.10. 3 fazlı ASM’nin a) stator akımının harmonik dağılımı b) stator faz

akımı…………………………………………………………

32

Şekli 3.11. Üç fazlı invertörle RL yüklerin benzetim devre modeli ..............................

33

Şekil 3.12. Genel PWM yöntemiyle kontrol edilen yükler üzerindeki akımlar .............

34

Şekil 3.13. SSPWM yöntemiyle kontrol edilen yükler üzerindeki

akımlar .........................................................................................................

34

Şekil 3.14. İki farklı PWM yöntemiyle elde edilen yük akımlarının birlikte

görünümü .....................................................................................................

35

Şekil 3.15. Kare PWM yöntemlerine göre sürülen yükün a) akımı b) harmonik

dağılımı ........................................................................................................

35

Şekil 3.16. SSPWM yöntemine göre sürülen yükün a) akımı b) harmonik dağılımı ....

36

Şekil 3.17. SSPWM yöntemine göre elde edilen yük akımları......................................

36

Şekil 3.18. SPWM yöntemine göre elde edilen yük akımları ........................................

37

Şekil 3.19. SSPWM yöntemine göre elde edilen dengesiz yük akımının harmonik

dağılımı ........................................................................................................

37

Şekil 3.20. SSPWM yöntemine göre elde edilen dengesiz yük akımı ...........................

38

Şekil 3.21. SPWM yöntemine göre sürülen yükün a) akımını

b) harmonik dağılımı...................................................................................

38

Şekil 3.22. Dengesiz yüklerde SSPWM ve SPWM yöntemlerine göre

Farklı frekanslarda harmonik dağılımı .........................................................

39

Şekil 3.23. Doğrusal olmayan etkisi artırılmış 3 fazlı invertörün Matlab Simulink

modeli ..........................................................................................................

40

Şekil 3.24. SPWM’ in kontrol ettiği doğrusal olmayan etkisi artırılmış yükün

akımları ........................................................................................................

40

xiii

Şekil 3.25. SPWM yöntemine göre sürülen a) Ib yükün akımı b) harmonik dağılımı ..

Sayfa

41

Şekil 3.26. Doğrusal olmayan etkisi artırılmış yüklerin faz gerilimleri ........................

41

Şekil 3.27. SSPWM’ in kontrol ettiği doğrusal olmayan etkisi artırılmış yükün

akımları ........................................................................................................

42

Şekil 3.28. SSPWM yöntemine göre sürülen a) Ib yükün akımı b) akımın harmoniği .

42

Şekil 3.29. SSPWM ve SPWM yöntemine göre sürülen yüklerin akımları .................. 43

Şekil 3.30. SSPWM ve SPWM yöntemlerine göre frekanslarda harmonik dağılımı ....

43

Şekil 4.1. Hata ve hatanın değişimi ..............................................................................

46

Şekil 4.2. Beş kümeli üyeliklerin karşılaştırılmaları ..................................................... 47

Şekil 4.3. Hata ve hatanın değişiminin kurallar ile durulaştırmaya dönüşümünün

benzetim modeli ............................................................................................

48

Şekil 4.4. Asenkron motorun fuzzy lojik kontrolörlü benzetim modeli ....................... 49

Şekil 4.5. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun torkları .......

50

Şekil 4.6. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun stator

akımları .........................................................................................................

50

Şekil 4.7. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun rotor

akımları .........................................................................................................

51

Şekil 4.8. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun devirleri .....

52

Şekil 5.1. 3 fazlı invertör gerçekleme devre modeli .....................................................

53

Şekil 5.2. 3 fazlı invertörün uygulama devresi .............................................................

54

Şekil 5.3. RL yüklerin a) 100Hz de hatlar arası gerilimi ve devri

b) 50 Hz de hatlar arası gerilimi ...................................................................

54

Şekil 5.4. Klasik modülasyon uygulanan RL yükün hatlar arası sinüs geriliminin

akışı .............................................................................................................

55

Şekil 5.5. a) SSPWM yöntemiyle sürülen RL yükün sinüs gerilimi b) Genel PWM

yöntemiyle sürülen RL yükün sinüs gerilimi ................................................

55

xiv

Şekil 5.6. a) SSPWM yöntemiyle sürülen RL yükün iki faz sinüs gerilim akışı

b) Kare PWM yöntemiyle sürülen RL yükün iki faz sinüs gerilim akışı......

Sayfa

56

Şekil 5.7. ASM’nin a) 90Hz de hatlar arası gerilimi ve devri

b) 30 Hz de hatlar arası gerilimi ve devri

57

Şekil 5.8. ASM’nin a) fazlar arası gerilimi ve devri

b) hatlar arası gerilimi ve devri .....................................................................

57

Şekil 5.9. ASM’nin a) 58V-150Hz de hatlar arası gerilimlerin sinüs eğrisi ve devri

b) 55V-40Hz de hatlar arası gerilimlerin sinüs eğrisi ve devri .....................

58

Şekil 5.10. Motorun PWM şeklinde hatlar arası gerilimi ..............................................

58

Şekil 5.11. Asenkron motorun 67 Hz de hatlar arası iki faz sinüs gerilimi ...................

59

Şekil 5.12. Asenkron motorun hat geriliminin FFT değeri ...........................................

59

Şekil 5.13. 3 fazlı asenkron motorun a) 8Hz de gerilim devir değişimi b) 32Hz de

gerilim devir değişimi .................................................................................

64



64



65



65

Şekil 5.17. 3 fazlı asenkron motorun a) 130Hz de gerilim devir değişimi b) 150Hz

de gerilim devir değişimi ............................................................................

66

Şekil 5.18. Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu invertörle sürülen 3 fazlı

asenkron motorun gerilim ve frekans arasındaki ilişki……………………

66

Şekil 5.19. Faz farklı dengesiz yük gerilimlerinin osiloskop görünümü .......................

67

Şekil 5.20. Asenkron motorun dengesiz faz geriliminde sürülmesi ..............................

68

Şekil 5.21. Üç fazlı asenkron motorun akım-tork değişimi ........................................... 69

xv

SİMGELER VE KISALTMALAR

Bu çalışmada kullanılmış simgeler ve kısaltmalar, açıklamaları ile birlikte aşağıda

sunulmuştur.

Simgeler Açıklamalar

A Amper

Hz Hertz

m² Metrekare

N Newton

S Saniye

V Volt

W Watt

Kısaltmalar

Açıklamalar

b Sinüs basamağının yatay uzunluğu

Di İlk PWM’ in çalışma süresi

Do Ortanca PWM’ in çalışma süresi

de Hata sinyalinin değişimi

e Hata sinyali

Ia İnvertörün a fazının akımı

Ib İnvertörün b fazının akımı

Ic İnvertörün c fazının gerilimi

isα Statorun beta eksenine göre akımı

isβ Statorun alfa eksenine göre akımı

irα Rotorun alfa eksenine göre akımı

irβ Rotorun beta eksenine göre akımı

id Akım vektörünün d ekseni bileşeni

iq Akım vektörünün q ekseni bileşeni

J Yükün ataleti

k Sinüs basamağının dikey uzunluğu

Ki İntegral kazancı

xvi

Kısaltmalar

KD

Açıklamalar

Türev kazancı

Kp Oransal kazanç

La İnvertörün a hattının endüktansı

Lb İnvertörün b hattının endüktansı

Lc İnvertörün c hattının endüktansı

L1 İnvertörün a fazının endüktansı

L2 İnvertörün b fazının endüktansı

L3 İnvertörün c fazının endüktansı

Lr Rotor direnci ve rotor endüktansı

Ls Stator endüktansı

n Bir PWM deki örneklem sayısı

p Çift kutup sayısı

PID Oransal, integral türev kontrol

PWM Darbe genişlik modülasyonu

Ra İnvertörün a hattının omik direnci

Rb İnvertörün b hattının omik direnci

Rc İnvertörün c hattının omik direnci

R1 İnvertörün a fazının omik direnci

R2 İnvertörün b fazının omik direnci

R3 İnvertörün c fazının omik direnci

Rr Rotor direnci

Rs Stator direnci

SSPWM Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonu

SPWM Sinüs darbe genişlik modülasyonu

TDoff T/2 periyotta PWM’lerin toplam çalışmama süresi

Te Elektromanyetik tork

TL Şaftın mekaniksel torku

THD Toplam harmonik distorsiyon

Ua İnvertörün a hat gerilimi

Ub İnvertörün b hat gerilimi

Uc İnvertörün c hat gerilimi

xvii

Kısaltmalar

Uao

Açıklamalar

İnvertörün a fazının gerilimi

Ubo İnvertörün b fazının gerilimi

Uco İnvertörün c fazının gerilimi

urα Rotorun alfa eksenine göre gerilimi

urβ Rotorun beta eksenine göre gerilim

usα Statorun alfa eksenine göre gerilimi

usβ Statorun beta eksenine göre gerilimi

Vac Alternatif gerilim

Vdc Doğru gerilim

ωm Rotorun açısal hızı

ωr Rotorun elektriksel açısal hızı

Za a fazının hat empedansı

Zb b fazının hat empedansı

Zc c fazının hat empedansı

XLa a fazının hat reaktansı

XLb b fazının hat reaktansı

XLc c fazının hat reaktansı

ψrα Rotorun alfa eksenine göre akısı

ψrβ Rotorun beta eksenine göre akısı

ψ sα Statorun alfa eksenine göre akısı

ψsβ Statorun beta eksenine göre akısı

1

1. GİRİŞ

Günümüzde ihtiyaçların artmasından dolayı yaşamı kolaylaştıracak daha ileri düzey

sistemler arzu edilmektedir. Bu ihtiyaçları karşılamak amacıyla da endüstri ve tarım

çalışmalarına paralel olarak sanayi ve teknoloji gelişimi sürekli şekilde artmaktadır. Bunun

sonucunda da yaygın bir alanda sanayi ve tarım çalışmaları sürdürülmektedir. Bu durum

enerji ihtiyacı ortaya çıkarmaktadır. Enerji ihtiyaçlarını karşılamak için yeni enerji

kaynakları bulmak ve bunları kullanmak kaçınılmaz ve önemli hale gelmektedir. Lawrence

and Middlekau’a (2005) göre ‘‘ İhtiyaç duyulan enerjiyi elde etmek için güneş enerjisi gibi

yenilenebilir enerji kaynakları dikkat çekmekte’’dir. European Commission’a (2010) göre

‘‘Fosil yakıtların maliyetinin giderek artması ve karbondioksit gibi atıklarla çevre kirliliği

oluşturmasından dolayı güneş enerjisinden elde edilen elektrik enerjisi üretimi 2030 yılında

% 30 a ulaşacak’’tır. Bunun sonucunda da güneş enerjisi ile elde edilecek olan doğru akım

elektrik enerjisi çevre kirliliğin azalmasına katkıda bulunacaktır. Aynı zamanda da

yerleşim merkezlerinden uzak yerlerde hiçbir enerji iletim hattına gerek olmadan üretilip

kullanılmasından dolayı günümüzde ve gelecekte en çok kullanılacak enerji türlerindendir.

Eltawil and Zhao’ a (2010) göre ‘‘Güneş enerjisinden, doğru gerilim üretimi ve dağıtımı

için güneş panelleri kullanımı da dünya üzerinde yaygın bir uygulama alanı bulmakta’’ dır.

Yenilenebilir veya benzeri doğru gerilim kaynaklarından enerji elde edilmesine rağmen

pek çok cihaz ve uygulama için yeterli değildir. Bu enerji türünü alternatif enerjiye

çevirmek gerekebilir. Bu durumda da doğru akımı (DA) alternatif akıma (AA) çevirmek

için invertör devreleri en çok kullanılan güç elektroniği devreleridir [4-10]. Salazar and

Joos’a (1994) göre ‘‘Şimdiye kadar yapılan çalışmaların sonuçlarına göre anahtarlama

fonksiyon içerikli invertör modellerinin kullanılması, hem çalışma şeklinin anlaşılması

hem de sistemin iyileştirilmesi için iyi bir seçenek olmakta’’dır. Bu nedenle de pek çok

bilimsel çalışmada bu invertör içeriğine yer verilmiştir [12-13]. İnvertör devresinin

anahtarlarını kontrol etmede darbe genişlik modülasyon (PWM) üretmek ve kullanmak

karmaşık ancak gerekli olan bir yöntemdir [14-24]. Garcia, Liop ve Novotny’a (1998)

göre ‘‘Temel kontrol amacı, dışarıdan gelebilecek herhangi bir bozulmaya karşı koyarak

motoru istenilen hızda tutmaktır. Gerilim beslemeli bir PWM invertör ile hem gerilim hem

de frekans sabit bir değerde kalması sağlanarak motorun akısı aynı değerde

tutulabilmekte’’dir.

2

Bu çalışma da amaç, yüksek gerilimin tehlike arz ettiği nemli ortamlarda veya enerjinin

olmadığı güneş pillerinin kullanıldığı ortamlarda, düşük gerilimli, yüksek frekansta

invertör tasarımı ve uygulaması yapmaktır. Bu uygulamayı diğer uygulamalardan farklı

olarak basamak darbe genişlik modülasyonu kullanarak yeni matematiksel metotlar

sunmaktır. Ayrıca düşük maliyetli elemanlar kullanarak tasarımda düşük maliyeti

sağlamaktır. Bundan dolayda invertörün donanımsal yapısında mosfetler, transistörler ve

denetleyeci olarak PİC 16F877A ve 18f4550 kullanılmıştır. Kontrol sinyalleri olarak

kullanılan PWM’ler, diğer çalışmalardan farklı olarak 3 faz basamak sinüs sinyal ve farklı

büyüklüklerde iki üçgen sinyalin karşılaştırılmasıyla yapılmıştır. Klasik PWM

yöntemlerinde yük üzerinde oluşan gerilim diferansiyel denklem yöntemleriyle

hesaplanırken, kullanılan basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemiyle yükler

üzerinde oluşturulan gerilimin hesaplaması geometrik olarak alan yöntemiyle yapılarak

yük geriliminin bulunması sağlanmaktadır. Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonunun

(SSPWM) kontrol ettiği invertöre, yük olarak üç fazlı asenkron motor ve üç fazlı omik,

endüktif yükler bağlanarak benzetim ve uygulama çalışmaları yapılmıştır. Üç fazlı

asenkron motorların kullanılması nedeni, sanayi sektöründe kullanılan diğer motorlarla

kıyaslandığında, maliyetlerinin düşük olması, bakımlarının ve tamirinin kolay yapılması ve

daha dayanıklı ve uzun ömürlü olmalarıdır [25-26]. Bununla birlikte endüstriyel

uygulamalarda çoğu zaman değişken hızlarda motorların çalıştırılması gerekmektedir. AA

motorlarına uygulanan gerilimin alternatif olması ve stator sargılarına uygulanan gerilimin

indüksiyon yoluyla rotoru etkileyerek dönmeyi sağlaması gibi nedenlerden dolayı

uygulanan gerilimin frekansına ve efektif değerine müdahale etmek gerekmektedir. AA

motorlarının hızlarının kontrolü DA motorlarla kıyaslandığında biraz daha karmaşık

olmasına rağmen 3 fazlı AA motorların hız ve gerilim kontrolü üzerine yapılmış çok

sayıda çalışma bulunmaktadır [27-35]. Önerilen invertör sistemiyle yapılan benzetim ve

deneysel çalışmalarda dengeli ve dengesiz omik (R) endüktif (L) yük deneyleri yapılarak

akım ve gerilim değerleri ölçülerek harmonik analizi yapılmıştır. Ölçüm sonuçları, klasik

PWM yöntemleriyle yapılan benzetim ve deneysel çalışma sonuçlarıyla karşılaştırılmıştır.

Alınan sonuçlara göre, basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemiyle sürülen

yüklerin kare PWM ve sinüs darbe genişlik modülasyon(SPWM) yöntemine göre akım

harmonik dağılımı ve sinüs şeklinin oluşturulması bakımından tatmin edici olduğu ortaya

konmuştur. RL yükler için yapılan çalışmalara göre, farklı bir modülasyon tekniği ile yeni

bir matematiksel model kullanılarak, 0-500Hz gibi geniş frekans aralığında frekansın

ayarlanabilinmesi ile yüksek frekans değişim olanağı sağlamaktadır. 380 Volt, 1Amper,

3

1400 d/d ve 50 Hz lik üç fazlı asenkron motor için yapılan benzetim ve deneysel

çalışmalarda, dengeli ve dengesiz faz gerilimleriyle sürülen motorun ölçümleri yapılmıştır.

Bu ölçümlerde Faz, hat gerilimleri ve faz, hat akımları ölçülmüştür. 0-100Volt aralığında,

motor hızı takometre ile ölçülürken, yük bağlanarak akım-tork ilişkisi araştırılmıştır. Motor

yüklendikçe akım artarken, torkun da arttığı gözlenmiştir. Motor nominal geriliminin

altında gerilimle sürüldüğü için düşük frekanslarda, nominal yük değerinin altında

değerlerle yüklenebilmiştir. Motor boşta dengeli ve dengesiz faz gerilimi altında, 0-

100Volt gibi düşük bir gerilim aralığında bile motor çok yüksek devirlere ulaşmıştır.

İnvertör devresinde güç anahtarları olarak mosfetlerin kullanılması sürücü devresi

oluşturmayı güçleştirmesine rağmen sistemin uygulamasında tatmin edici sonuçlar

alınmıştır. Sistemde mosfetlerin ısınmasını önlemek için PC 817 optokupler kullanılarak

sürücü devresi oluşturulmuştur. Diğer üç fazlı invertör devrelerinden farklı olarak düşük

maliyetli Mikrochip teknolojisinin PIC 16F877A, 18F4550 sürümü kullanılmıştır.

Mikrochip ler donanımsal olarak, iki bacağı PWM ürettiği için üç fazlı invertör devre

uygulamasına yeterli olmamasına rağmen yapılan yazılımla PIC’in 6 adet PWM üretmesi

sağlanmıştır. Böylece daha pahalı işlemcilerle yapılacak invertör uygulaması,

mikrodenetleyici ler kullanılarak daha düşük maliyetle başarıyla yapılmıştır.

5

2. İNVERTÖR TASARIMI İÇİN YAPILAN ÇALIŞMALAR

2.1. PWM

2.1.1. Klasik SPWM yöntemi

Darbe genişlik modülasyonu ( PWM ) ya da darbe süresi modülasyonu ( PDM ), darbe

genişliği, modülatör sinyal bilgilerine dayanarak darbe süresi oluşturan, uygun bir

modülasyon tekniğidir. Bu modülasyon tekniği bilgileri kodlamak için kullanılabilir.

Ancak ana kullanım amacı özellikle motorlar gibi atalet yüklerinin, elektrikli cihazlar için

verilen gücün kontrolünü sağlamaktır.

Besleme geriliminin ortalama değeri, anahtarın açık veya kapalı olma durumuna göre

değişecektir. İstenilen değerde gücün yük üzerinde oluşması için, anahtarları kontrol eden

darbelerin iletimde kalması sağlanacaktır. Genel olarak PWM oluşturma yöntemlerinden

biri, sinüs ve üçgen sinyallerinin karşılaştırılmasıdır. Aşağıda Şekil 2.1’de üçgen ve sinüs

sinyallerinin karşılaştırılması verilmiştir.

Şekil 2.1. Üçgen ve sinüs sinyallerinin karşılaştırması

Toplam (çalışma + çalışmama) süre (T) % 100 olarak belirlenir ve çalışma oranı (D), bu

toplam süre yüzdeliği üzerinden değer alır. D, %100 yaklaştıkça besleme geriliminin yük

üzerinde değeri artar. PWM yöntemi, diğer gerilim kontrol ve ayar yöntemlerinden farklı

olarak, hızlı bir şekilde gerilim kontrolü sağlar. Bu yöntemde, gerilimin ve frekansın hızlı

-2

-1

0

1

2

Vol

t

0

0.5

1

Vol

t

0.475 0.48 0.485 0.49 0.495 0.50

0.5

1

t(s)

Vol

t

6

bir şekilde kontrolü yapılırken, minimum kayıp oluşur. Bu nedenle, verimli ve hızlı bir

kontrol işlemi gerçekleştirilir. Bunun yanında, PWM yöntemini kullanan dönüştürücüler,

ayarlı transformatörlere nazaran daha hafif ve daha az yer kaplaması gibi avantajlara da

sahiptir.

PWM yönteminin bilinen en önemli dezavantajı, şebeke üzerinde harmoniklere neden

olmasıdır. Bu harmonikler, şebeke geriliminde yüksek frekanslı dalgalanmalar oluşmasına

neden olur. Buna bağlı olarak da şebekeye bağlı yükler üzerinde oluşan akım ve

gerilimlerde yüksek frekanslı gürültü oluşur [24].

2.1.2. İki farklı büyüklükte üçgen ile üretilen SPWM yöntemi

Yapılan bu tez çalışmasından önce SPWM ve benzeri PWM çalışmaları bazı güç

elektroniği devreleri için yapılmıştır [38-42]. Yapılan benzetim çalışmalarında, farklı

yöntemlerle PWM’ler üretilmiştir. Bu kesimde, 60 derece faz farklı, üç fazlı alternatif

gerilim üretebilmek için Şekil 2.1’deki sinyalleri veren yöntemden farklı bir yöntem

kullanılmıştır. Daha önce denenen PWM yönteminden farklı olarak, 60 derece faz farklı 3

sinüs sinyal ile farklı büyüklükteki iki üçgen sinyalin karşılaştırılması aşağıda Şekil 2.2’de

verildiği gibidir. Bu karşılaştırma sonucunda ortaya çıkan PWM’ler Şekil 2.3’de

verilmiştir.

Şekil 2.2. 3 adet sinüs sinyalle farklı büyüklükte 2 üçgen sinyalin karşılaştırılması

0.475 0.48 0.485 0.49 0.495 0.5-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t(s)

Vol

t

7

Şekil 2.3. 3 adet sinüs sinyalle farklı büyüklükte 2 üçgen sinyalin karşılaştırılması sonucu

oluşan altı PWM

Şekil 2.1 deki sinyallere göre; Şekil 2.2’deki sinüs sinyaller, sıfır noktasından artı ve eksi

yönde iki üçgen grubuyla karşılaştırılmıştır. Bunun sonucunda, Şekil 2.2’deki sinyalleri

veren yöntemin, gerilim üretmeyen periyot dışında kısa süreli anahtar çalışmalarını

engelleyip gerilim sarkmalarını azaltarak daha düzgün sinyaller üretmesine imkan

sağladığı gözlenmiştir. Farklı büyüklükte iki PWM in aynı anda küçük çalışma oranlısı

kaynağın pozitif tarafında olan anahtara, büyük çalışma oranlısı ise kaynağın negatif

tarafında olan anahtara uygulanmaktadır. Bundan dolayı da endüktif yüklerde endüktif

etkiyi azaltmak için şase tarafındaki anahtarların daha fazla çalışması sağlanmış olur. Şase

tarafındaki anahtarların fazla çalışması, anahtarlamadaki geçişleri rahatlatarak yükün

üzerinde daha düzgün sinüs üretilmesine ve yükün daha kolay sürülmesine katkıda

bulunur.

2.1.3. Basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemi

DA enerjiyi AA enerjiye dönüştüren invertör devreleri için PWM kullanımı pek çok

çalışmada yapılmıştır [36-46]. Burada diğer invertör uygulamalarından farklı olarak,

anahtarların kontrolünü sağlayacak PWM’leri üretmek için, 3 fazlı basamak sinüs sinyali

ile 2 adet farklı büyüklükteki üçgen sinyalin karşılaştırılması yapılmıştır. Bu karşılaştırma

sonucunda anahtarların çalıştırılması için PWM’ler üretilmiştir. Bu PWM’lerin darbe

genişlikleri doğrusal artışla oluşturulduğundan, kontrol ettiği yük üzerinde düşük seviyede

0

0.5

1

(a)

vo

lt

0

0.5

1

vo

lt

(b)

0

0.5

1

vo

lt

(c)

0

0.5

1

vo

lt

(d)

0

0.5

1

vo

lt

(e)

0.475 0.48 0.485 0.49 0.495 0.50

0.5

1

vo

lt

(f) t(s)

8

harmoniklere sebep olmaktadır. Bu PWM yöntemiyle, kaynağın negatif tarafındaki

anahtarların daha uzun süre çalışır durumda kalması sağlanarak endüktif yüklerdeki

çalışmalarda daha düzgün sinyal üretilmesi sağlanmıştır. Sinyallerin karşılaştırılması Şekil

2.4’de verilmiştir.

Şekil 2.4. Basamak sinüs sinyalleri ile üçgen sinyalin karşılaştırılması

Şekil.2.4’deki karşılaştırmalar sonucu altı mosfet için üretilen 60 derece faz farklı SSPWM

ler Şekil 2.5’de görülmektedir. Kaynağın eksi ucuna bağlı olan mosfetleri kontrol eden

SSPWM’lerin daha büyük çalışma oranlı olduğu görülmektedir.

Şekil 2.5. a) S1 için PWM b) S2 için PWM c) S3 için PWM d) S4 için PWM e) S5 için

PWM f) S6 için PWM

0.475 0.48 0.485 0.49 0.495 0.5

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t(s)

Vol

t

0

0.5

1

(a)

Vol

t

0

0.5

1

(b)

Vol

t

0

0.5

1

(c)

Vol

t

0

0.5

1

(d)

Vol

t

0

0.5

1

(e)

Vol

t

0.475 0.48 0.485 0.49 0.495 0.50

0.5

1

(f) t(s)

Vol

t

9

(a) (b)

Şekil 2.6. a) Basamak sinüs ile üçgen sinyalin karşılaştırılması b) Üçgen benzerliğine göre

PWM’ler

PWM’ler oluşturulurken üç tane basamak sinüs sinyali ile iki farklı büyüklükte üçgen

sinyalin karşılaştırılmasına karşılık gelen PWM’ler üretilmiştir. Basamak sinüs

sinyallerinin kullanılması, oluşturulan PWM’lerin doğrusal olarak artmasına sebep olur.

Bu durum matematiksel modelin çıkartılmasını basitleştirirken modelin de diğer

uygulamalardan farklı olmasını sağlamaktadır. Şekil 2.6 ve Şekil 2.7’de; Di, ilk PWM’in

çalışma süresi; Do, ortadaki PWM’in çalışma süresi; k, basamağın dikey uzunluğu, b,

basamağın yatay uzunluğu; a, üçgenin basamağı kesme miktarı; n, bir alternanstaki

örneklem sayısıdır. PWM’ler doğrusal olarak değiştiğinden T/2 alternanstaki toplam

PWM sayısı ile gerilim arasındaki ilişki

dcoi

T

dcoi

)nVT

DD(

)nV2

DD(

2

(2.1)

eşitliği ile verilir.

Şekil 2.6 ya göre, anahtarların çalışmadığı süre hesaplanırsa. İlk PWM için çalışmama

süresi b-a olarak ifade edilir. T/2 periyot için PWM’lerin toplam çalışmama süresi ise TDoff

a+b)-1)a2

n)a] +b-((

2

n2[b-(b-a +b-2aTDoff

(2.2)

10

dır. Eş. 2.2 düzenlenecek olursa,

2)na]/2

n[2bn-(1TDoff

(2.3)

elde edilir.

PWM lerin tek sayıda artma ve azalma gösterdiği durum için, basamak sinüs ve üçgen

sinyallerin karşılaştırılması Şekil 2.7’de, bu karşılaştırmalar sonucu oluşan PWM’lerin

üçgen benzerliğiyle gösterimi Şekil 2.8’de verilmiştir.

Şekil 2.7. Tek sayıda artma ve azalma gösteren PWM’ler için basamak sinüs ve üçgen

sinyallerin karşılaştırılması

11

Şekil 2.8. Tek sayıda artış gösteren PWM’ler için üçgen benzerliği

PWM’lerin doluluk oranlarına göre T/2 periyot’daki alternatif gerilimi oluşturacak toplam

PWM sayısı yine Eş. 2.1’deki gibi bulunur. Eğer PWM’lerin çalışma süresi dışında kalan

alan dikkate alınıp hesaplama yapılırsa,

2]1)-(-…+3+[ anba-b a-bTDoff

(2.4)

]2

2[]

2

)1()(

2()

2[(2

anbn

ananb

nTDoff

(2.5)

elde edilir.

2.2. Üç Fazlı İnvertör

2.2.1. RL yüklü üç fazlı invertör

3 fazlı invertör devresi 6 adet mosfete sahiptir ve bu mosfetler gruplar halinde

anahtarlanması gerekmektedir. 360 derecelik bir sinüs dalga oluşturmak için altı adet

mosfet, üçerli guruplar halinde 6 defa peş peşe anahtarlamalar yapılarak 60 derecelik

açılarla çalıştırılmıştır. İlk olarak invertörün çalışması RL gibi bir yükte denenerek

gözlenmiştir. Dengeli RL yükleri yıldız bağlandıktan sonra invertöre giriş gerilimi olarak

da Vdc gerilimi uygulanmıştır. İnvertörün uzay durum denklemleri RL yüklerinin yıldız

bağlı durumuna göre çıkarıldı ve yapılan benzetim çalışlarında bu yüklerdeki 3 fazlı hat ve

12

faz gerilim değerleri ölçüldü. Anahtarlar 360 derecelik çalışmanın sonunda invertöre

bağlanan yükün fazlar arası geriliminin tepe değeri 2V/3 olmuştur. Aşağıda Şekil 2.9’da 3

fazlı invertör modeli verilmiştir.

Şekil 2.9. RL yüklü 3 fazlı invertör

Bu çalışmadaki invertör uygulamalarından, anahtarların kontrolü için kullanılan 3 fazlı

basamak sinüs sinyali ile 2 adet büyüklükleri farklı üçgen sinyalin karşılaştırılması yapılan

PWM’ler ile klasik PWM yöntemlerinin yük üzerindeki performanslarının karşılaştırılması

yapılmıştır.

2.2.2. RL yüklü üç fazlı invertörün matematiksel modeli

Alternatif gerilimi oluşturan ve anahtarlama sinyallerine karşılık gelen PWM toplamları

acViRLdt

didc

nVT

oDiD

)(

(2.6)

şeklindedir.

a Hat gerilimi Za empedansı üzerinde oluşur. Za=Ra+ jXLa dir. Birinci hat gerilim için

durum, denklemleri çıkarılacak olursa 0-60 derece anahtarlama süresince S1, S3, S6=ON

ve S2, S4, S5= OFF ve 60-120 derece anahtarlama süresince S2, S3, S6=ON ve S1, S4,

13

S5= OFF ve Va gerilim denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini veren denklem Eş.

2.7’ deki gibidir.

dt

adi

aL

aRai

dcnV

aTL

oDiD

)(

(2.7)

b Hat gerilimi Zb empedansı üzerinde oluşur. Zb=Rb+ jXLb dir. İkici hat gerilimi için durum

denklemleri, 60-120 derece anahtarlama süresince S2, S3, S6=ON ve S1, S4, S5= OFF.

120-180 derece anahtarlama süresince S2, S3, S5=ON ve S1, S4, S6= OFF ve Vb gerilim

denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini veren denklem

dt

bdi

bL

bR

bi

dcnV

aTL

oDiD

)( (2.8)

şeklindedir.

c Hat gerilimi Zc empedansı üzerinde oluşur. Zc=Rc+ jXLc dir. Üçüncü faz için durum

denklemleri, 120-180 derece anahtarlama süresince S1, S4, S5=ON ve S2, S3, S6= OFF ve

180-240 derece anahtarlama süresince S1, S4, S6=ON ve S2, S3, S5= OFF. Vc gerilim

denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini veren denklem

dt

cdi

cL

cRci

dcnV

aTL

oDiD

)( (2.9)

şeklindedir.

Elde edilen durum denklemlerinin matris formu

dcnV

cTL

oDiD

dcnV

bTL

oDiD

dcnV

aTL

oDiD

cIb

I

aI

cL

cRb

L

bR

aL

aR

dt

cdidt

bdidt

adi

)(00

0)(0

00)(

00

00

00

(2.10)

14

şeklinde ifade edilir.

Mosfetlerin çalışmama durumu dikkate alınarak çıkış gerilim değeri bulunacak olursa, Eş.

2.3 ün kullanılması ile T /2 periyot için üretilen alternatif gerilimi; b, a ve T/2’nin birimleri

saniye olmak üzere,

dcV

T

)na]2

n(1-[2bn

dcV

dcV

2

T

)na]/22

n(1-[2bn

dcVacV

(2.11)

olarak hesaplanır.

Örnek olarak 10V DC gerilim, T/2 =100 mikrosaniye için alternatif gerilime

dönüştürülmüş olsun. Basamak süresi b= 10 mikrosaniye ve ilk darbe çalışma süresi a ise 1

mikrosaniye olsun. Eş.2.11 dikkate alınarak toplam oluşturulan AA gerilim,

1010

100

2

b

Tn

(2.12)

6

66

10200

10]10110)2

101()1010102[(

10

acV

(2.13)

VacV 371020

14010

200

10]60200[10

(2.14)

olarak bulunur.

Alternatif hat gerilimi denklemi olan Eş. 2.9, genel gerilimin diferansiyel denklemine

eşitlenerek

acViRLdt

di

dcV

T

nan

bn

dcV

])2

(1-2[

(2.15)

15

dt

di

L

iR

dcV

TL

nan

bn

L

dcV

])2

(1-2[

(2.16)

yeni bir denklem elde edilir.

Birinci faz için durum denklemleri çıkarılacak olursa, 0-60 derece anahtarlama süresince

S1, S3, S6=ON ve S2, S4, S5= OFF. 60-120 derece anahtarlama süresince S2, S3, S6=ON

ve S1, S4, S5= OFF ve Va gerilim denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini veren

denklem

aL

aRai

dcV

aTL

nan

bn

aL

dcV

dt

adi

])2

(1-2[

(2.17)

şeklinde olur.

İkici faz için hat geriliminin durum denklemleri, 60-120 derece anahtarlama süresince S2,

S3, S6=ON ve S1, S4, S5= OFF. 120-180 derece anahtarlama süresince S2, S3, S5=ON ve

S1, S4, S6= OFF ve Vb gerilim denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini veren denklem

bL

bR

bi

dcV

bTL

nan

bn

bL

dcV

dt

bdi

])2

(1-2[ (2.18)

şeklinde olur.

Üçüncü fazın hat gerilimi için durum denklemleri, 120-180 derece anahtarlama süresince

S1, S4, S5=ON ve S2, S3, S6= OFF. 180-240 derece anahtarlama süresince S1, S4,

S6=ON ve S2, S3, S5= OFF ve Vc gerilim denklemlerinden diferansiyel akım eşitliğini

veren denklem

cL

cRciVdccTL

nan

bn

cL

dcV

dt

cdi

])2

(1-2[

(2.19)

16

olarak elde edilir.

Denklemler matris formda

dcV

cTL

nan

bn

dcV

bTL

nan

bn

dcV

aTL

nan

bn

cL

bL

aL

dcV

cR

cI

dcV

bR

bI

dcV

aR

aI

dt

cdidt

bdidt

adi

])2

(1-2[

00

0

])2

(1-2[

0

00

])2

(1-2[

1

1

1

)(00

0)(0

00)(

(2.20)

şeklinde ifade edilir.

PWM lerin doluluk oranının tek sayıda artışına göre, PWM lerin çalışmama durumu

dikkate alınarak elde edilen toplam anahtarlama gerilimi ve T/2 periyot için toplam gerilim

eşitliği

dcV

T

anbn

dcV

dcV

anbn

dcVacV ]

2[

2

T

]2

2[

(2.21)

şeklindedir.

Faz akımının diferansiyel eşitliğini bulmak için

acViRLdt

di

dcV

T

anbn

dcV

]

2[

(2.22)

17

L

iR

dcV

TL

anbn

L

dcV

dt

di

]

2[

(2.23)

eşitlikleri kullanılır.

0-60 ve 60 -120 derecelik anahtarlama açıları için a fazının diferansiyel akım denklemi

aL

aRai

dcV

aTL

anbn

aL

dcV

dt

adi

]

2[

(2.24)

olarak bulunur.

60-120 ve 120 -180 derecelik anahtarlama açıları için b fazının diferansiyel akım denklemi

bL

bR

bi

dcV

bTL

anbn

bL

dcV

dt

bdi

]2

[ (2.25)

olarak bulunur.

120-180 ve 180 -240 derecelik anahtarlama açıları için c fazının diferansiyel akım eşitliği

cL

cRci

dcV

cTL

anbn

cL

dcV

dt

cdi

]

2[ (2.26)

olarak bulunur.

Eşitliklerin matris formu ise

18

dcV

dcV

dcV

TL

anbn

TL

anbn

TL

anbn

dt

cdidt

bdidt

adi

c

b

a

cL

bL

aL

dcV

cR

cI

dcV

bR

bI

dcV

aR

aI

.

]2

[00

0]2

[0

00]2

[

1

1

1

)(00

0)(0

00)(

(2.27)

ifade edilebilir.

2.3. Üç Fazlı Asenkron Motor

Asenkron makineler, değişken performanslı, farklı amaçlar için kullanılan dayanıklı

elektrik makineleridir. Uygulama için 3 veya tek faz girişli AA ya ihtiyaç duymasından

dolayı asenkron motor kontrolü için yapılmış çalışmalar vardır [30-36]. ‘‘Yarı iletken

teknolojisinin gelişimiyle mikroçip ve mikrokontrolör endüstrisinin gelişimi asenkron

makineler ve benzeri makinelerin DA enerjinin AA ya çevrilerek sürülme ve kontrol

konuları ilgi çekici olmaktadır’’ [36].

Asenkron makineler, çalışma esnasında başta frekansa bağlı olarak ve çalışma şartlarına

göre parametreleri zamanla değişen bir yapıya sahiptir. Bu nedenle farklı büyüklükte iki

üçgen ile basamak sinüs sinyallerinin karşılaştırılmasıyla üretilen SSPWM’lerin asenkron

motoru kontrol etmesi, invertör uygulamaları için önerilen bir çalışmadır.

2.4. Asenkron Motorun Alfa Beta Eksenlerine Göre Matematiksel Modeli

Bölüm 2.2.1’de yıldız bağlı ve dengeli RL yükün matematiksel modeli çıkarılmıştı. Bu

defa, Matlab Simulink’in kullandığı asenkron motorun matematiksel modelleri

çıkarılmıştır. Bu matematiksel modeller alfa beta eksenlerini temsil eden 2 adet eşdeğer

devre dikkate alınarak oluşturulmuştur. Şekil 2.10’da alfa eksenini temsil eden eşdeğer

devre verilmiştir, Şekil 2.11’de ise beta eksenini temsil eden eşdeğer devre verilmiştir.

19

Bu şekiller yeniden çizilecekti

Şekil 2.10. Asenkron motorun alfa eksenini temsil eden eşdeğer devre

Şekil 2.11. Asenkron motorun beta eksenini temsil eden eşdeğer devre

Alfa ve beta eksenlerine göre stator ve rotor akılarının denklemleri

rmsss iLiL (2.28)

rmSSS iLiL (2.29)

smrrr iLiL (2.30)

smrrr iLiL (2.31)

şeklinde bulunur.

20

Alfa ve beta eksenlerine göre stator ve rotor gerilimlerinin denklemleri,

ssssdt

diRu (2.32)

ssssdt

diRu (2.33)

rrrrr wdt

diRu (2.34)

rrrrr wdt

diRu (2.35)

olarak elde edilir.

Stator akımının alfa eksenindeki eşitliği ise

r

sm

r

rmSSSSS

L

iL

dt

d

L

L

dt

diL

dt

diRu

2

(2.36)

r

rm

r

m

sssssL

L

dt

d

L

LLi

dt

diRu

)(

2

(2.37)

r

rm

s

rs

mrs

ssssL

L

dt

dL

LL

LLLi

dt

diRu

)(

2

(2.38)

S

s

Ss

r

m

rs idt

d

LiR

L

L

dt

du

1][ (2.39)

şeklindedir.

Stator akımının beta eksenindeki eşitliği ise

21

r

smr

msssssL

iLL

dt

diL

dt

diRu

(2.40)

r

sm

r

rm

sssssL

iL

dt

d

L

L

dt

diL

dt

diRu

2

(2.41)

r

rm

s

rs

mrs

ssssL

L

dt

dL

LL

LLLi

dt

diRu

)(

2

(2.42)

s

s

ss

r

m

rs idt

d

LiR

L

L

dt

du

1][ (2.43)

rs

mrs

LL

LLL 2 (2.44)

şeklindedir.

Moment denklemleri ise

)(2

3 rsrsMe iiiiLp

T (2.45)

mLem BwTT

dt

dwJ (2.46)

mr wwp

2

(2.47)

olarak ifade edilir.

22

2.5. Asenkron Motorun Eksen Dönüşümü

2.5.1 Clarke dönüşümü

(a, b, c) gibi üç eksenli koordinat sistemini (α,β) gibi iki eksenli sisteme dönüştürmeye

Clarke dönüşümü denilmektedir.

Iα ve Iß dik açılı referans düzlem parametreleridir, dengeli üç faz sistemlerde Io=0 eşit olur

ve sistem bileşenidir. Birçok uygulamada bileşen yok kabul edilir veya önemsizdir. Bu

durumda uzay vektörü I = Iα + Iß şeklinde ifade edilir.

Bu durumda da iα = ia ve ia + ib + ic = 0 olur. Buna göre dönüşüm matrisi

c

b

a

0

β

α

i

i

i

330

3

1

3

1

3

2

i

i

i

000

11

(2.48)

gibi olur.

0 cba iii

(2.49)

Üç faz akımının anlık değerlerinin toplamı sıfır olduğundan üç faz akımından herhangi iki

tanesi bilindiğinde, diğer bilinmeyen değer bulunabilir. Bu nedenle Clarke dönüşümü

hesaplamasında iki tane faz akımı kullanılacaktır.

cba iiii3

1

3

1

3

2

(2.50)

3

cb iii

(2.51)

Stator vektör uzayı ve α-β düzlemindeki bileşenleri Şekil 2.12’ de verildiği gibidir [37].

23

Şekil 2.12. Stator vektör uzayı ve α-β eksenindeki bileşenleri

2.5.2. Park dönüşümü

Bu dönüşüm ile zaman ve hızdan bağımsız iki eksenli, akı ve momenti temsil eden

koordinat sistemine geçilir. Clarke dönüşümüyle iki boyutlu α-β düzlemine geçildikten

sonra çıkışlar vektör çevirme bloğuna verilir. Burada rotor akısının bağlı olduğu d-q

düzlemini takip etmek için vektör Ѳ açısı kadar döner. Ѳ açısı kadar vektörün

döndürülmesi

i

i

cossin

sincos

i

i

q

d

(2.52)

göre yapılır. Eş.2.52 açılacak olursa

sinicosiid (2.53)

cosisiniid (2.54)

24

eşitlikleri elde edilir.

Stator uzay vektörü α-β eksenindeki bileşeni ve dönen referans alandaki d-q bileşenleri

Şekil 2.13’ de verildiği gibidir [37].

Şekil 2.13. Stator uzay vektörü α-β eksenindeki bileşeni ve dönen referans alandaki d-q

Bileşenleri

2.5.3. Ters Park dönüşümü

Bu dönüşüm statora uygulanacak üç fazlı gerilimin iki eksenli koordinat sistemindeki

izdüşümünü verir. Ters Park dönüşümü ile gerilim vektörünün α-β düzlemindeki değeri

hesaplanır.

Ters Park dönüşümü

q

d

u

u

cossin

sincos

u

u

(2.55)

gibi ifade edilir.

Eş.2.55 açılacak olursa

sinucosuu qd (2.56)

25

cosusinuu qd (2.57)

eşitlikleri elde edilir [37].

2.5.4. Ters Clarke dönüşümü

Bu dönüşümde iki boyutlu α-β ekseninden üç boyutlu sisteme dönüşüm yapılır. Sistemin

matrisi

u

u

2

3

2

12

1

01

u

u

u

c

b

a

2

3

(2.58)

gibi dir.

Eş.2.58 açılacak olursa

uua (2.60)

uuub2

3

2

1

(2.61)

uuuc2

3

2

1

(2.62)

eşitlikleri elde edilir [37].

27

3. İNVERTÖR DEVRESİ İÇİN YAPILAN BENZETİM

ÇALIŞMALARI

3.1. Rezistif Endüktif ve 3 Fazlı Asenkron Motorun İnvertör ile Benzetimi

Kesim 2.4 de matematiksel modeli çıkarılan devrenin 6 mosfetle yapılan benzetim devresi

Şekil 3.1’de verilmiştir.

Şekil 3.1. Matlab Simulink’te 3 fazlı asenkron motorun benzetimi

Sistemi kontrol için kullanılan basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemi ile

sürülen yüklerin akım harmonik analizi yapılmıştır. 70 volt DA giriş gerilimiyle 12 Ω luk

omik yük için yapılan benzetim çalışmasında elde edilen fazlar arası ve hatlar arası

gerilimler Şekil 3.2’de, SSPWM ile sürülen üç fazlı omik yükün hatlar arası gerilimi Şekil

3.3’de ve fazlar arası akım ise Şekil 3.4’de verilmiştir. Anahtarlama frekansını oluşturan

süre 5 mikro saniyedir.

28

Şekil 3.2. Omik yüklü invertörün Matlab Simulink’deki hatlar arası gerilimleri

Şekil 3.3. Omik yüklü invertörün Matlab Simulink’deki fazlar arası gerilimleri

-50

0

50

UaV

OL

T

-50

0

50

Ub

VO

LT

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049 0.05

-50

0

50

t(s)

Uc

VO

LT

-50

0

50

GE

RİL

İM (

V)

Uao

-50

0

50

Ubo

GE

RİL

İM (

V)

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049 0.05

-50

0

50

t(s)

Uco

GE

RİL

İM (

V)

29

Şekil 3.4. Omik yüklü invertörün Matlab Simulink’deki faz akımları

Matlab Simulink’te, basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu invertörün omik yükle

uygulaması yapıldıktan sonra, omik ve endüktif yük benzetimi yapılmıştır. Harmonik

analizi de omik ve endüktif yüklerde yapılarak sistemin istenmeyen unsurlarının oranı

belirlenmiş oldu. Şekil 3.5.a’da RL yükün hatları arası gerilimi, Şekil 3.5.b’de ise, RL

yükün faz gerilimleri verilmiştir.

(a) (b)

Şekil 3.5. RL yüklerin a) hatlar arası gerilimleri b) faz gerilimleri

-50

0

50

GE

RİL

İM

(V)

Ua

-50

0

50

Ub

GE

RİL

İM

(V)

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049 0.05

-50

0

50

t(s)

Uc

GE

RİL

İM

(V)

-50

0

50

GE

RİL

İM

(V)

Uao

-50

0

50

Ubo

GE

RİL

İM

(V)

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049 0.05

-50

0

50

t(s)

Uco

GE

RİL

İM

(V)

30

3.2. Üç Fazlı İnvertörle Sürülen RL Yükün Toplam Harmonik Dağılımı

SSPWM’ in kontrol ettiği invertörün yük üzerinde oluşturduğu akımın şekli ve harmonik

dağılımı Şekil 3.6’da verilmiştir. Benzetim devresinde üç fazın her bir omik yükü için 1 Ω,

üç fazın her bir endüktif yükü için 100 mili Henry kullanılmıştır. Giriş gerilimi 70 Volt,

Modülasyon indeksi 0.9 değerleri kullanılmıştır. Anahtarlama süresi 5 mikro saniyedir.

(a) (b)

Şekil 3.6. a) Üç fazlı invertörün faz akımları b) RL yük akımının harmonik dağılımı

Yapılan benzetim çalışmasının sonucunda, yük akımının harmonik değerinin yüzde birin

altında bir değer aldığı görülmektedir.

3.3. Üç Fazlı İnvertörle Asenkron Motorun Sürülmesinin Benzetimi

Daha önce Bölüm 2’de matematiksel modeli verilen asenkron motor için, bu bölümde

Matlab Simulink kullanılarak basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu benzetim

çalışmaları yapılmıştır. Şekil 3.7.a’da 3 fazlı stator akımları, Şekil 3.7.b’de ise rotor akımı

birlikte verilmiştir. Asenkron motor 110 Volt 1Amper ve 50 Hz, 1400 d/d olarak

modellenmiştir.

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049 0.05

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

t(s)

AK

IM (

A)

Ia Ib Ic

0.044 0.045 0.046 0.047 0.048 0.049

-0.1

-0.05

0

0.05

0.1

Ia

T (s)

Mag

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 100000

0.05

0.1

F (Hz)

Fundamental (500Hz) = 0.1253 , THD= 0.52%

Mag

(%

of

Fu

nd

am

en

tal)

31

(a) (b)

Şekil 3.7. a) ASM’nin üç faz stator akımları b) ASM’nin rotor akımı

Şekil 3.8 de ASM’nin 60 derece faz farklı üç faz hatlar arası gerilimleri ve ASM’nin faz

gerilimi verilmiştir.

(a) (b)

Şekil 3.8. ASM’nin a) 60 derece faz farklı üç faz hatlar arası gerilimleri b) faz gerilimi

Şekil 3.9. da 3 fazlı ASM’nin rotor devri ve ASM’nin elektro manyetik torku verilmiştir.

Burada rotor devrinin ve manyetik torkun yaklaşık 2,5 saniyede kararlı hale geldiği

gözlenmektedir. TL=0 yük için yerleşme zamanı 2.5 saniye, TL=1/2 yük için yerleşme

zamanı 3 saniye, TL=1 yük için yerleşme zamanı 3.5 saniyedir.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-2.5

-2

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

2.5

t(s)

AK

IM

(

A)

Ia

Ib

Ic

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-2

-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

2

t(s)

AK

IM

(A

)

-50

0

50

GE

RİL

İM (

V)

Ua

-50

0

50

Ub

GE

RİL

İM (

V)

2.5 2.55 2.6 2.65 2.7 2.75 2.8 2.85 2.9 2.95 3

-50

0

50

t(s)

Uc

GE

RİL

İM (

V)

2.5 2.55 2.6 2.65 2.7 2.75 2.8 2.85 2.9 2.95 3-60

-40

-20

0

20

40

60

t(s)

GE

RİL

İM

(V)

32

(a) (b)

Şekil 3.9. 3 fazlı ASM’nin a) rotor devri b) elektro manyetik torku

3.4. Üç Fazlı İnvertörle Sürülen Asenkron Motorun Toplam Harmonik Distorsiyonu

Yapılan çalışmanın stator akımının harmonik dağılımı Şekil 3.10’da verilmiştir.

Şekil 3.10. 3 fazlı ASM’nin stator akımı ve harmonik dağılımı

Benzetim çalışmalarının sonuçlarına göre, toplam harmonik dağılımın geleneksel kontrol

yöntemleri kullanılmadan % 0.82 değerinde kaldığı görülmektedir.

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

t(s)

DE

VİR

(R

PM

) 0

1

2

EL

EK

TR

OM

AN

YE

TİK

TO

RK

(N

m)

0 0.5 1 1.5 2 2.5 3

0

1

2

t(s)

EL

EK

TR

OM

AN

YE

TİK

TO

RK

(N

m)

Yükte

Yüksüz

0 0.5 1 1.5 2 2.5

-1

0

1

Selected signal: 60 cycles. FFT window (in red): 9 cycles

t (s)

AK

IM (A

)

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 100000

0.05

0.1

F (Hz)


Mag

33

3.5. PWM’lere Göre Kontrol Edilen Yüklerin Karşılaştırılması

Bu kısımda genel PWM yöntemleri ile kontrol edilen yükler üzerinde oluşan akım ve bu

çalışmada kullanılan basamak sinüs darbe genişlik modülasyonunun yükler üzerinde

oluşturduğu akımların karşılaştırılması yapıldı. Benzetim devresi Şekli 3.11’de verilmiştir.

Benzetim devresinde üç fazın her bir omik yükü için 0.5 ohm, üç fazın her bir endüktif

yükü için 8 mili Henry kullanılmıştır. Giriş gerilimi 70 Volt, Modülasyon indeksi olarak

0.9 değerleri kullanılmıştır. Anahtarlama frekansı için, 50 mikro saniyelik anahtarlama

süresi kullanılmıştır.

Şekli 3.11. Üç fazlı invertörle RL yüklerin benzetim devre modeli

RL yüklerin üç fazlı invertörle genel PWM yöntemi kullanılarak yapılan benzetim

çalışmasına göre yükler üzerinde oluşan akımlar Şekil 3.12’de verildiği gibidir.

34

Şekil 3.12. Genel PWM yöntemiyle kontrol edilen yükler üzerindeki akımlar.

RL yüklerin üç fazlı invertör ile SSPWM yöntemi kullanılarak yapılan benzetim

çalışmasına göre yükler üzerinde oluşan akımlar Şekil 3.13’de verildiği gibidir.

Şekil 3.13. SSPWM yöntemiyle kontrol edilen yükler üzerindeki akımlar.

İki farklı PWM yöntemiyle elde edilen yük akımlarının birlikte görünümü Şekil 3.14’de

verilmiştir.

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

t(s)

Akı

mla

r (A

)

Ia

Ib

Ic

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

t(s)

Akı

mla

r (A

)

Ia Ib Ic

35

Şekil 3.14. İki farklı PWM yöntemiyle elde edilen yük akımlarının birlikte görünümü

Elde edilen akım değerlerine bakıldığında basamak sinüs darbe genişlik modülasyon

yöntemine göre yük üzerinde oluşan I2 akımı daha düzgün sinüs şekline sahiptir. Genel

PWM yöntemlerine göre yükler üzerinde elde edilen akımda, sinüs şekli bozuk ve tepe

noktalara doğru köşeli kırılmalar meydana gelmektedir. Akım değerinin maksimum değeri

kare PWM yöntemlerinde bozunuma uğramakta, SSPWM yönteminde ise maksimum

değer daha yüksek değer almaktadır. Genel PWM yöntemlerinde elde edilen yük I1 akımı

ve toplam harmonik dağılımı aşağıda Şekil 3.15’de verilmiştir.

(a) (b)

Şekil 3.15. Kare PWM yöntemiyle elde edilen a) yük akımı b) harmonik dağılımı

Basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemine göre elde edilen yük akımı ve toplam

harmonik dağılım aşağıda Şekil 3.16’da verildiği gibidir.

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

t(s)

Akı

mla

r (A

)

I1

I2

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

t(s)

Akım

(A

)

0 2000 4000 6000 8000 100000

0.5

1

1.5

2

2.5

3

F (Hz)


Mag

36

(a) (b)

Şekil 3.16. SSPWM yöntemine göre elde edilen a) yük akımı b) harmonik dağılımı

SSPWM yöntemine göre elde edilen yük akımının harmonik dağılımı %0.95 iken genel

PWM yöntemlerine göre yüklerden alınan akımın harmonik dağılımı %6.95 tür.

3.6. SPWM ve SSPWM’lere Göre Sürülen Dengesiz Yüklerin Karşılaştırılması

Benzetim devresinde üç fazın her bir omik yükü için 0.1ohm, iki fazın L1 ve L3 endüktif

yükleri için 40 mili Henry ve L3 endüktif yükü için 80 mili Henry kullanılmıştır. Giriş

gerilimi 70 Volt, Modülasyon indeksi olarak 0.9 değerleri kullanılmıştır. Anahtarlama

frekansı için, 50 mikro saniyelik anahtarlama süresi kullanılmıştır. SSPWM invertör

dengesiz yük sürmesi halinde yük akımlarının görünümü Şekil 3.17’de verilmiştir.

Şekil 3.17. SSPWM yöntemine göre elde edilen yük akımları

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-8

-6

-4

-2

0

2

4

6

8

t(s)

Akım

lar

(A)

0 2000 4000 6000 8000 100000

0.5

1

1.5

2

2.5

3

F(Hz)

Fundamental (100Hz) = 7.124 , THD= 0.95 %

Mag

37

2L1=2L3=L2 ile SPWM invertör dengesiz yük sürmesi halinde yük akımlarının görünümü

Şekil 3.18’de verilmiştir.

Şekil 3.18. SPWM yöntemine göre elde edilen yük akımları

Basamak sinüs darbe genişlik modülasyon yöntemiyle sürülen yükün harmoniği Şekil

3.19’ da 1.86 olarak görülmektedir.

Şekil 3.19. SSPWM yöntemine göre elde edilen dengesiz yük akımının harmonik dağılımı

Şekil 3.20’de harmoniği ölçülen akımın şekli verilmiştir.

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 100000

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

F(Hz)


Mag

38

Şekil 3.20. SSPWM yöntemine göre elde edilen dengesiz yük akımı

Sinüs darbe genişliği modülasyon yöntemiyle sürülen dengesiz yüklerin harmoniği Şekil

3.21’de görüldüğü gibi % 2.90 dır.

(a) (b)

Şekil 3.21. SPWM yöntemine göre elde edilen a) yük akımı b) harmonik dağılımı

Çizelge 3.1. Farklı frekanslarda harmonik değerleri

SSPWM SPWM

Frekans THD Frekans THD

50 HZ 2.03 50 HZ 3.08

60 HZ 1.98 60 HZ 3

80 HZ 1.93 80 HZ 2.95

100 HZ 1.86 100 HZ 2.90

120 HZ 1.53 120 HZ 2.81

140 HZ 1.41 140 HZ 2.73

160 HZ 1.2 160 HZ 2.5

180 HZ 1.1 180 HZ 2.3

0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1

T (s)

Am

per

0 2000 4000 6000 8000 100000

0.1

0.2

0.3

0.4

0.5

0.6

0.7

0.8

0.9

F (Hz)


Mag

0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

T (s)

Am

per

39

Dengesiz yüklerle yapılan benzetim çalışmasında farklı frekans değerleri için yük akımının

harmonik distorsiyonları Şekil 3.22 ve Çizelge 3.1’de verilmiştir. 100 Hz de basamak sinüs

darbe genişlik modülasyonu (SSPWM) yöntemiyle sürülen yüklerde % 1.86 harmonik

distorsiyon oluşurken SPWM yöntemiyle sürülen yüklerde % 2.9 harmonik distorsiyon

oluşmaktadır. Aynı modülasyon indeksleri kullanılmasına rağmen modülasyon

farklılığından dolayı akımın tepe değerlerinde ve sinüs şekillerinde farklılıklar

oluşmaktadır.

Şekil 3.22. Dengesiz yüklerde SSPWM ve SPWM yöntemlerine göre farklı frekanslarda

harmonik dağılımı

3.7. Harmonik Etkisi Artırılmış Yüklerin SPWM ve SSPWM’lere Göre Sürülmesi

İnvertör devrelerinin sürdüğü yükler üzerinde doğrusal olmayan etkinin istenmeyen

sonuçlarını azaltılması için çeşitli invertör uygulamaları ve genel PWM yöntemleriyle

farklı invertör topolojisi çalışmaları yapılmıştır [47-57]. İnvertör devresinin sürdüğü

yüklerde yarı iletken anahtarların fazla olması ve bu anahtarların darbe genişlik

modülasyonuyla sürülmesi doğrusal olmayan etkiyi artırmaktadır. Şekil 3.23’de yüklerin

giriş ve çıkışına kontrol edilmesi gereken yarı iletken anahtarlar konularak yüklerin

doğrusal olmayan etkileri artırılmıştır. Benzetim devresinde üç fazın her bir omik yükü için

1ohm, üç fazın her bir endüktif yükü için 80 mili Henry kullanılmıştır. Giriş gerilimi 70

Volt, Modülasyon indeksi olarak 0.9 değerleri kullanılmıştır. Anahtarlama frekansı için, 5

mikro saniyelik anahtarlama süresi kullanılmıştır.

40 60 80 100 120 140 160 1801

1.5

2

2.5

3

3.5

F (Hz)

Har

mon

ik D

isto

rsiy

on

SSPWM

SPWM

40

Şekil 3.23. Doğrusal olmayan etkisi artırılmış 3 fazlı invertörün Matlab Simulink modeli

Genel PWM yöntemine göre sürülen omik ve endüktif yükün akımları Şekil 3.24’de

verildiği gibidir.

Şekil 3.24. SPWM’in kontrol ettiği doğrusal olmayan etkisi artırılmış yükün akımları

Genel SPWM yöntemine göre sürülen Ib yük akımı Şekil 3.25. a’da, harmonik dağılımı ise

Şekil 3.25.b’de verildiği gibidir.

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1-1.5

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t(s)

Akı

mla

r (A

)

Ia Ib Ic

41

(a) (b)

Şekil 3.25 SPWM yöntemine göre sürülen. a) Ib yük akımı b) harmonik dağılımı

Basamak sinüs modülasyon yöntemine göre sürülen doğrusal olmayan etkisi artırılmış

yüklerin faz gerilimleri Şekil 3.26’ de verildiği gibidir.

Şekil 3.26. Doğrusal olmayan etkisi artırılmış yüklerin faz gerilimleri

SSPWM yöntemine göre sürülen doğrusal olmayan etkisi artırılmış omik ve endüktif

yükün akımları Şekil 3.27’de verildiği gibidir.

0.05 0.06 0.07 0.08 0.09-1

-0.5

0

0.5

1


Time (s)

Am

per

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 100000

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

F(Hz)

Fundamental (80Hz) = 0.949 , THD= 4.70 %

Mag

-50

0

50

Volt

Uao

-50

0

50Ubo

Volt

0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1

-50

0

50

t(s)

Uco

Volt

42

Şekil 3.27. SSPWM’in kontrol ettiği doğrusal olmayan etkisi artırılmış yükün akımları

SSPWM yöntemine göre sürülen Ib yükün akımı Şekil 3.28.a’da, harmonik dağılımı ise

Şekil 3.28.b’de verildiği gibidir.

(a) (b)

Şekil 3.28. SSPWM yöntemine göre sürülen a) Ib yük akımı b) akımın harmoniği

İki farklı PWM le sürülen yüklerin bir arada görüntüsü Şekil 3.29’ da verildiği gibidir.

0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095 0.1

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t(s)

Akı

mla

r (A

)

Ia Ib Ic

0.045 0.05 0.055 0.06 0.065 0.07 0.075 0.08 0.085 0.09 0.095

-0.8

-0.6

-0.4

-0.2

0

0.2

0.4

0.6

0.8

1


Time (s)

Am

per

0 1000 2000 3000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 100000

0.05

0.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

0.4

0.45

0.5

F(Hz)


Mag

43

Şekil 3.29. SSPWM ve SPWM yöntemine göre sürülen yüklerin akımları

Genel PWM yöntemi kullanılarak doğrusal olmayan etkisi artırılmış yükün harmonik

dağılımı % 4.70 iken, SSPWM yöntemi kullanılarak sürülen yüklerin harmonik dağılımları

% 1.19 dur. Harmonik etkinin fazla olduğu akımın maksimum değeri daha düşük olduğu

Şekil 3.29’ da net bir şekilde görülmektedir.

Şekil 3.30. SSPWM ve SPWM yöntemlerine göre frekanslarda harmonik dağılımı

0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1

-1

-0.5

0

0.5

1

1.5

t(s)

Akı

mla

r (A

)

SSPWM Kontrol

SPWM Kontrol

50 100 150 200 2500.5

1

1.5

2

2.5

3

3.5

4

4.5

5

5.5

Frekans (Hz)

Harm

on

ik D

ağ

ılım

ı

SSPWM Kontrol

SPWM Kontrol

44

80 Hz de benzetim çalışmasının sonuçları verilen harmonik etkisi artırılmış yüklerin,

değişik frekanslarda harmonik değerleri Şekil 3.30’da verilmiştir. Şekil 3.30’ da görüldüğü

üzere; SSPWM’ in kontrol ettiği invertörün sürdüğü yük akımları üzerinde 50Hz de % 1.4

lük harmonik distorsiyonu oluşurken, SPWM’ in kontrol ettiği invertörün sürdüğü yük

akımları üzerinde 50Hz de % 5.4 lük harmonik distorsiyonu oluşmaktadır. Frekans 250Hz’

e kadar arttırıldığında SSPWM’in kontrol ettiği invertörün sürdüğü yük akımlarının

harmonik dağılımları % 1’ in altına düşerken, SPWM’ in kontrol ettiği invertörün sürdüğü

yük akımlarının harmonik dağılımları % 4’ün altına düşmektedir.

45

4. FARKLI DENETLEYİCİLERLE YAPILAN KONTROLDE SSPWM

YÖNTEMİNİN UYGULANMASI

Bu çalışmada önerilen PWM yöntemiyle asenkron motorun, çıkış değerleri alınıp referans

değerleriyle karşılaştırılarak Fuzzy, PID kontrolörlerle ve açık döngü benzetim çalışması

yapılmıştır.

4.1. Fuzzy Lojik (Bulanık Mantık) Kontrol

Doğrusal olmayan ve doğrusal olan kural tabanlarına göre daha doğal kural tabanı

kullanılarak daha iyi bir denetim gerçekleştirilebilir. Bu durumda kontrol edilen sistemin

performansı mükemmel bir şekilde iyileştirilip sistemde daha etkili ve duyarlı bir denetim

elde edilebilir. Yaygın şekilde kullanılan kontrol uygulamalarının çok girişi olup çok

sayıda parametrenin tasarlanıp, ayarlanması gerekir. Bu da uygulamayı zorlaştırıcı ve

zaman alıcı bir işlemdir. Oysa fuzzy lojik tabanlı bir denetleyicinin kuralları, doğrusal

olmayan özellikleri de dikkate alarak, çok sayıdaki girişi tekli ‘‘if ..... then ....’’ sözel

ifadeleriyle birleştirip uygulamayı basitleştirir. Ayrıca, bulanık mantık kullanılarak, çıkış

büyüklüğü VE (AND) gibi işlemcilerle birbirine bağlanmış iki veya daha fazla girişin bir

fonksiyonu olarak ifade edilebilir [56-58]. Fuzzy sistem 5 fonksiyonel bloktan oluşur. Bu

birimler; bulanıklaştırma, bilgi tabanı, kural tabanı, karar verme birimi ve durulaştırmadır.

Karar verme birimi fuzzy lojik kontrollerin en önemli birimidir. Bu birim kurallar üzerinde

sonuç çıkarma işlemlerini gerçekleştirir. Bulanıklaştırma giriş değişkenlerini ölçer, ölçü

haritaları ve bulanıklaştırma yapar. Bu blok içerisindeki işlemlerin sonucunda karşılaştırma

derecelerinin değerlerini bilimsel bir dille açıklar. Bilimsel dil kuralları ‘‘if ,then’’ formu

içindedir. Karar verme birimi fuzzy lojik kontrollerin en önemli birimidir. Bu birim

kurallar üzerinde sonuç çıkarma işlemlerini gerçekleştirir. Bilimsel dil kuralları ‘‘if ,then’’

formu içindedir. Sistemdeki giriş değerlileri; kontrol hatası (e), kontrol hatasındaki değişim

(de), kararın bulanık sonuçlarını kesin çıkış değerlerine çevirir. Üç girişli bir sistemde

bulanık değişkenler üç farklı bulanık küme ile gösterilir. Bunlar negatif (N), sıfır (Z) ve

pozitif (P) olarak tanımlandırılırlar. Sistemden gerçek zamanlı örneklenen değerler ile

daha önceden belirlenmiş ve örneklenmesi beklenen sinyaller karşılaştırılarak her

örnekleme anı için bir hata değeri elde edilir. Bu hata e(k) ve değişimi de(k) =e(k)-e(k-1)

nin değerleri bulanıklaştırma sürecine girer. e(k) ve de(k) bir veya birden fazla bulanık

kümeye aynı anda dahil olabilir. Bu sürecin sonunda, (e) ve (de) bulanık sayılara

46

dönüştürülür ve (du)’ nun belirlenmesi için kural tablosuna uygulanır. 3 bulanık küme için

kural karar tablosu Çizelge 2’de verildiği gibi 9 kurala sahiptir.

Çizelge 4.1. Üçlü fuzzy kural karar tablosu

de

N Z P

N N N N

e Z N Z P

P P P P

du

Bulanık karar verme yöntemleri kullanılarak bu kurallar işlenir ve sonuçta bulanık bir

yargıya varılır. Kural tablosu yardımı ile kontrol işaretindeki değişim ‘‘If-Then’’ sözel

ifadesi biçiminde tanımlanabilir. Çizelge 4.1’de sol ilk sütun (e) için sözel terimleri, üst

kısımdaki ilk satır (de) için sözel terimleri ve her ikisinin kesişimi ise (du) için sözel

ifadeleri göstermektedir.

Şekil 4.1. Hata ve hatanın değişimi

0 5 10 15 200

0.5

1

1.5

2

Kontrolsüz sinyal

Fuzzy Kontrollü sinyal

-0.1 -0.05 0 0.05 0.10

0.5

1

Üy

eli

k d

ere

cesi de(Hatanın değişimi)

0 0.5 1-1

-0.5

0

0.5

1

e (

Hata

)

Üyelik derecesi

de=e(k)-e(k-1)

e(k+a)=r(k+a)-y(k+a)

47

Pozitif ve negatif yönde hata ve hata değişiminin sinyal üzerinde gösterimi Şekil 4.1 de

verildiği gibidir.

Beş girişli bir sistemde bulanık değişkenler beş farklı bulanık küme ile gösterilir. Bunlar

negatif küçük(NS), negatif büyük (NB), sıfır (ZZ) ve pozitif büyük (PB), pozitif küçük

(PS) olarak tanımlandırılırlar. Sistemden gerçek zamanlı örneklenen değerler ile daha

önceden belirlenmiş ve örneklenmesi beklenen sinyaller karşılaştırılarak her örnekleme anı

için bir hata değeri elde edilir. 5 bulanık küme için kural karar tablosu Çizelge 4.2’de

verildiği gibi 25 kurala sahiptir.

Çizelge 4.2. Beşli fuzzy kural karar tablosu

de

NB NS ZZ PS PB

PB ZZ PS PS PB PB

PS NS ZZ PS PS PB

e ZZ NS NS ZZ PS PS

NS NB NS NS ZZ PS

NB NB NB NS NS ZZ

du

Şekil 4.2. Beş kümeli üyeliklerin karşılaştırılmaları

48

Beş kurallı fuzzy kural karar tablosunun Matlab Simulinkte ki üçgen üyelikleriyle

gösterimi Şekil 4.2’de gösterildiği gibidir.

Şekil 4.3. Hata ve hatanın değişiminin kurallar ile durulaştırmaya dönüşümünün

benzetim modeli

Benzetim modelindeki üyeliklerin hata hatanın değişiminin durulaştırmaya dönüşümü

sırsında birbirleriyle etkileşiminin bir bölümü Şekil 4.3.’de verildiği gibidir [58].

4.2. Oransal İntegral ve Türev Tipi Kontrolör (PID)

Uzun yıllardır kullanılan bu yöntem, istenilen çıkış (referans girişi) ile gerçek çıkış

arasındaki farka (hataya göre) göre çıkışın şiddetini ayarlar [59-61]. Bu yöntem; doğrusal

bir kontrol yöntemidir. Burada kontrol işlemi; oransal etki (P), oransal-integral etki (PI),

oransal-türev etki (PD) veya oransal-integral-türev (PID) etki yöntemleri ile gerçekleştirilir

[62].

Oransal integral ve türev kontrolörünün özelliklerinin bir arada kullanılmak istendiğinde,

bu tip bir kontrolör tercih edilir. Yani sistemin, hem sürekli durum hatası üretmemesi ve

hem de ani değişimlere karşı dayanıklı olması için; oransal, integral ve türev etkili

49

kontrolör kullanılır. KP oransal kazanç değeri, Ti integral kazanç değeri, TD türev kazanç

değeri. PID denklemi

)()1

()(

)()(dt

deTdte

TeKPID

t

Dt

i

tP

(4.1)

gibi ifade edilir [61-63].

4.3. Üç Fazlı Asenkron Motorun Benzetimi

380 volt, 3Hp, 60Hz, 1750, devir/dakika etiket değerine sahip asenkron motorun fuzzy

lojik kontrolörlü benzetim modeli Şekil 4.4’ de verilmiştir. Anahtarlama frekansı için, 50

mikro saniyelik anahtarlama süresi kullanılmıştır. Asenkron motorun rotor hızı ve faz

gerilimi gibi çıkış değerleri alınıp referans değerleriyle karşılaştırılarak girişteki 380Volt

DA kaynak fuzzy ve PID kontrolörlerle denetlenmiştir.

Şekil 4.4. Asenkron motorun fuzzy lojik kontrolörlü benzetim modeli

Fuzzy lojik, PID kontrolörlerle (KP=0.0008, Ki=0.0008,,KD=0.0004 ) ve açık çevrim

kontrol edilen asenkron motorun zamana göre tork değişimleri Şekil 4.5’de verilmektedir.

50

Şekil 4.5. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun torkları

Fuzzy lojik kullanılan kontrol yönteminde motorun torku kararlı hale 0.4 saniyede

gelirken, PID kontrolörle kontrol edilen motorun torku yaklaşık olarak 0.42 saniye

civarında kararlı hale gelmektedir. Kontrolcü kullanmadan açık çevrim olarak kontrol

edilen asenkron motorun torku yaklaşık 0.47 saniye civarında kararlı hale gelmiştir.

Fuzzy lojik, PID kontrolörlerle ve kontrolcü kullanılmadan kontrol edilen asenkron

motorun zamana göre stator geriliminin değişimleri Şekil 4.6’da verilmektedir.

Şekil 4.6. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun stator akımları

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-20

0

20

40

60

80

100

t(s)

To

rk (

Nm

)

PID Kontrol

Fuzzy LojikKontrol

Kontrolsüz

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

t(s)

Sta

tor

Ak

ımla

rı(A

)

Fuzzy Lojik Kontrol

Kontrolsüz

PID Kontrol

51

Fuzzy lojik kullanılan kontrol yönteminde motorun stator akımı kararlı hale 0.4 saniyede

gelirken PID kontrolörle kontrol edilen motorun stator akımı yaklaşık olarak 0.42 saniye


edilen asenkron motorun stator akımı yaklaşık 0.47 saniye civarında kararlı hale gelmiştir.

Fuzzy lojik, PID kontrolörlerle ve kontrolcü kullanılmadan denetlenen asenkron motorun

zamana göre rotor akımlarının değişimleri Şekil 4.7’de verilmektedir

Şekil 4.7. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun rotor akımları

Fuzzy lojik kullanılan kontrol yönteminde motorun rotor akımı kararlı hale 0.4 saniyede

gelirken PID kontrolörle kontrol edilen motorun rotor akımı yaklaşık olarak 0.42 saniye


edilen asenkron motorun rotor akımı yaklaşık 0.47 saniye civarında kararlı hale gelmiştir.

Fuzzy lojik, PID kontrolörlerle ve kontrolcü kullanılmadan denetlenen asenkron motorun

zamana göre devir değişimleri Şekil 4.8’de verilmektedir. Seçilen kazanç değerlerinden

dolayı PID kontrol ile denetlenen motorun devri açık çevrim kontrole göre daha erken

hızlanırken kararlı halede daha erken oturmaktadır. İnvertörün giriş gerilimi anahtarlanarak

kontrol edildiği için ve seçilen kontrolör değerlerinden dolayı sonuç değerlerinde aşınım

oluşmamaktadır.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-80

-60

-40

-20

0

20

40

60

80

t(s)

Ro

tor

Ak

ımla

rı (

A)

PID Kontol

Kontrolsüz

Fuzzy Lojik Kontrol

52

Şekil 4.8. Farklı kontrol yöntemleriyle kontrol edilen asenkron motorun devirleri

Fuzzy lojik kullanılan kontrol yönteminde 0.4 saniyede motorun devri 1750 devir/dakika

da kararlı hale gelirken, PID kontrolörle kontrol edilen motorun devri 0.42 saniye civarında

1750 devir/dakika da kararlı hale gelmektedir. Kontrolcü kullanmadan açık çevrim olarak

kontrol edilen asenkron motorun devri yaklaşık 0.47 saniye civarında 1750 devir/dakika da

kararlı hale gelmiştir.

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1-200

0

200

400

600

800

1000

1200

1400

1600

1800

t(s)

Roto

r H

ızı

(rpm

)

Fuzzy Lojik Kontrol

Kontrolsüz

PID Kontrol

53

5. İNVERTÖR DEVRESİNİN GERÇEKLEMESİ

5.1. Üç Fazlı İnvertör Gerçekleme Şekli ve Baskı Devresi

Benzetimleri yapılan çalışmanın gerçekleme aşamasında, ilk önce 100 Hz frekansta omik

ve endüktif yükler sürülmüştür. İkinci olarak da 3 fazlı asenkron motor sürülerek devri, faz

gerilimleri ve hatlar arası gerilimleri farklı frekanslarda ölçülmüştür. Gerçeklemesi yapılan

devre deki mosfetleri etkin şekilde sürmek için sürücü devresi tasarlanmıştır. Tasarlanan

bu sürücü devresinde mosfetlerin tamamı N tipi kullanılmıştır. Yapılan sürücü sistemi iyi

bir performans göstererek sistemin uzun süre ısınmadan çalışmasını sağlamıştır. Aşağıda

Şekil 5.1’de PIC 16F877A ile kontrol edilen RL yüklü invertör devresi verilmiştir. Omik

yükler için 20Ω, endüktif yükler için 24mili Henry, anahtarlama frekansı olarak 20 KHz

kullanılmıştır, gerçekleme aşamasında kullanılan elemanlar tablo halinde Çizelge 5.6’da

verilmiştir.

Şekil 5.1. Üç fazlı invertör gerçekleme devre modeli

Benzetimleri yapılan çalışmaların gerçek elamanlarla uygulamaları yapılabilmesi için

gerçekleme devre modeline göre baskı devresi yapıldı. Baskı devresi yapılan invertörün

montajlı görünümü Şekil 5.2’de verilmiştir.

54

Şekil 5.2. Üç fazlı invertörün uygulama devresi

5.2. Üç Fazlı İnvertörle Omik ve İndüktif Yük Sürülmesi

38 volt AA gerilimi altında 20Ω, 24mili Henry endüktif ve omik yükler, Basamak sinüs

darbe genişlik modülasyon tekniğiyle sürülmüştür. 50Hz ve 100Hz sürülen RL yüklerin

hatlar arası gerilimin sinüs akışının görünümü Şekil 5.3.’de verilmiştir.

(a)

(b)

Şekil 5.3. RL yüklerin a) 100 Hz de hatlar arası gerilimi b) 50 Hz de hatlar arası gerilimi

Şekil 5.4. de kare PWM yöntemleriyle sürülen RL yükün sinüs gerilim akışının görünümü

verilmiştir.

55

Şekil 5.4. Kare PWM kullanılarak sürülen yükün hatlar arası sinüs geriliminin akışı

Şekil 5.5.a’da verilen şekillerde, basamak sinüs darbe genişlik modülasyon tekniğiyle

yükler üzerinde tam sinüs akışı sağlanırken. Şekil 5.5.b’de görülen, mikrokontrolörlerin

ürettiği ya da klasik PWM tekniklerini kullanan invertörlerin oluşturduğu gerilimin sinüs

akışı istenilen seviyeye ulaşmamıştır.

(a) (b)

Şekil 5.5. a) SSPWM yöntemiyle sürülen RL yükün gerilim sinüs akış b) Kare PWM

yöntemiyle sürülen RL yükün sinüs gerilimi

56

(a)

(b)

Şekil 5.6. a) SSPWM yöntemiyle sürülen RL yükün iki faz sinüs gerilim akışı b) Kare

PWM yöntemiyle sürülen RL yükün iki faz sinüs gerilim akışı

Kare PWM ve SSPWM yöntemleriyle 35Hz de sürülen 3 fazlı yüklerin 2 fazlarının

karşılaştırılması Şekil 4.6’da göründüğü gibidir.

5.3. Üç Fazlı İnvertörle 3 Fazlı Asenkron Motorun Sürülmesi

3 fazlı RL yükler, invertör devresiyle başarıyla sürüldükten sonra; 380 Volt,1.05 Amper,

Cosφ=0.73, hızı 1400 devir/dakika olan üç fazlı asenkron motor sürülmüştür. Motor düşük

gerilim seviyelerinde nominal yük değerinin 1/5’i kadar yüklenebilmiştir. Anahtarlama

frekansları olarak 200-20KHz dir. Şekil 5,7’de, Şekil 5,8’de ve Şekil 5,9’da 3 fazlı

asenkron motorun frekansları değiştirilerek devirleri ve gerilimleri gözlenmiştir. Nominal

geriliminin yaklaşık 1/6’sı kadar değerde sürüldüğü için motorun milinin sürtünme

etkilerinden dolayı frekans değerlerinde, motor devri çıkması gereken devir değerlerinin

57

altında kalmaktadır. Artan frekans değerlerinde akımın düşmesi ve torkun azalmasından

dolayı devirdeki değer kaybı artmaktadır.

(a) (b)

Şekil 5.7. ASM’nin 90 Hz de a) hatlar arası gerilimi ve devri b) 30 Hz de hatlar arası

gerilimi ve devri.

İlk olarak benzetimi yapılan asenkron motor çalışmasının bu defa gerçek elemanlarla

uygulaması gerçekleştirilmiştir. Bölüm 3 deki benzetimlerde alınan hatlar arası gerilim bu

defa gerçek elemanlarla yapılan deneysel çalışmalarda alınmıştır. Hatlar arası gerilim 49

Volt ve 90Hz lik ve 30Hz, 47Volt alternatif gerilim değerleri Şekil 5.7’de verilmiştir.

Osiloskop ekranında görülen frekans farklılığına bağlı olarak takometrede okunan değerler

görülmektedir. 30Hz, 47Volt alternatif gerilim için 715devir / dakika okunurken, 90Hz,

49Volt alternatif gerilim için 2050 devir/ dakika okunmaktadır.

(a) (b)

Şekil 5.8. ASM’nin a) faz gerilimi ve devri b) hatlar arası gerilimi ve devri

58

(a) (b)

Şekil 5.9. ASM’nin a) 58Volt-150Hz de hatlar arası gerilimlerin sinüs eğrisi ve devri

b) 55Volt-40Hz de hatlar arası gerilimlerin sinüs eğrisi ve devri

Girişine 70Volt DC gerilim uygulanan invertörle, 150 Hz gibi yüksek frekansta sürülen 3

fazlı asenkron motorun 2 hat geriliminin muntazam sinüs akış eğrileri Şekil 5.9’da

görülmektedir. 70 volt DA giriş gerilimi uygulanan invertörle sürülen asenkron motorun

hatlar arası PWM şeklinde gerilimi Şekil 5.10’de verildiği gibidir.

Şekil 5.10. Motorun PWM şeklinde hatlar arası gerilimi

70 volt DA giriş gerilimi uygulanan invertörle sürülen asenkron motorun 67 Hz de hatlar

arası iki faz sinüs gerilimleri Şekil 5.11’de verildiği gibidir.

59

Şekil 5.11. Asenkron motorun 67 Hz de hatlar arası iki faz sinüs gerilimleri

Asenkron motorun hatlar arası geriliminin 1KHz deki FFT sonucu Şekil 5.12 de

verilmiştir. 50 voltluk gerilim üzerinde 1.5 voltluk harmonik salınımları oluşmaktadır.

Harmonik distorsiyonu ana harmonik değerinin yaklaşık % 3’ü kadardır.

Şekil 5.12. Asenkron motorun hat geriliminin FFT değeri

Asenkron motorun hatlar arası geriliminin frekans arttıkça harmonik salımın azaldığı Şekil

5.12’de görülmektedir.

60

5.4. Frekans, Gerilim ve Devir İlişkilerini Veren Tablolar

5.4.1. 8Hz-20 Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir

Çizelge 5.1. 8-20Hz frekans aralığında 3 fazlı asenkron motorun farklı gerilimlerdeki

devir değerleri

Vdc Vac FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

35 24 8-220 15-340 20-430

45 32 8-220 15-340 20-430

50 35 8-220 15-340 20-430

60 48 8-220 15-340 20-430

70 56 8-220 15-340 20-430

90 67 8-220 15-340 20-430

Çizelge 5.1’de 35Volt-90Volt doğru gerilimin 24Volt-67Volt alternatif gerilime

dönüştürülmesiyle 8Hz-20Hz de sürülen 3 fazlı asenkron motor performansı

görülmektedir. Verilen değerlerde asenkron motorun devri 220 devir/dakika ile 430

devir/dakika arasında değişmiştir. Frekans değişimi gerilim değişimine göre devir üzerinde

daha fazla etkiye sahip iken, tork oluşumunda gerilim yükselişi etkili olmakta ve milden

alınan gücü artırmaktadır. Doğru gerilimden alternatif gerilime dönüşüm oranı ise yaklaşık

% 66 dır.

61

5.4.2. 25Hz-40Hz ve 35V-90 V değerler arasında oluşan devir

Çizelge 5.2. 25-40 Hz frekans aralığında 3 fazlı asenkron motorun farklı gerilimlerdeki

devir değerleri


HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

35 24 25-560 32-720 40-820

45 32 25-560 32-720 40-820

50 35 25-560 32-735 40-830

60 48 25-560 32-740 40-845

70 56 25-560 32-745 40-865

90 67 25-560 32-760 40-890

Çizelge 5.2’de 35-90Volt doğru gerilim, 24-67Volt alternatif gerilim değerlerine

dönüştürülerek 25Hz-40Hz arasında sürülen 3 fazlı asenkron motorun performansı

verilmiştir. Verilen değerlerde asenkron motorun devri 560 devir/dakika ile 890

devir/dakika arasında değişmiştir. Yine frekans değişimi gerilim değişimine göre devir

üzerinde daha fazla etkiye sahip iken tork oluşumunda gerilim yükselişi etkili olmakta ve

milden alınan gücü artırmaktadır. Gerilim dönüşümü ise yaklaşık % 66 oranında

gerçekleşmiştir. Devirdeki artış düzgün olarak değişmektedir.

62

5.4.3. 45Hz-70Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir


gerilimlerdeki devir değerleri


HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ(d/d)

35 24 45-1000 55-1290 70-1520

45 32 45-1010 55-1350 70-1680

50 35 45-1032 55-1380 70-1720

60 48 45-1043 55-1393 70-1750

70 56 45-1050 551420 70-1760

90 67 45-1060 55-1460 70-1780

Çizelge 5.3’ de, 35-90Volt doğru gerilim, 24-67Volt alternatif gerilim değerlerine

dönüştürülerek 45Hz-70Hz arasında sürülen 3 fazlı asenkron motor performansı

görülmektedir. Verilen değerlerde asenkron motorun devri 1000 devir/dakika ile 1780

devir/dakika arasında değişmiştir. Yine frekans değişimi ve gerilim değişimi devir

üzerinde etki göstermiştir. 50Hz ve 1400 devir /dakika standartlarında üretilen asenkron

motor 55Hz ve 70Hz frekansta sürülerek motor devri, etiket değerlerinin üzerine çıkmıştır.

Tork oluşumunda gerilim yükselişi etkili olmakta ve milden alınan gücü artırmaktadır.

Gerilim dönüşümü ise yaklaşık % 66 oranında gerçekleşmiştir. Devirdeki artış düzgün

olarak değişmiştir.

63

5.4.4. 90Hz-150Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan devir

Çizelge 5.4. 90-150Hz frekans aralığında 3 fazlı asenkron motorun farklı gerilimlerdeki

devir değerleri


HIZ (d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ (d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ (d/d)

FREKANS(Hz)-

HIZ (d/d)

35 24

45 32 90-1930

50 35 90-2000 110-2040

60 48 90-2060 110-2400

70 56 90-2080 110-2560 130-2800 150-3100

90 67 90-2100 110-2580 130-2900 150-3250

Çizelge 5.4’ de görüldüğü üzere, 35-90Volt doğru gerilim ve 24-67Volt alternatif gerilim

değerlerine dönüştürülerek 90Hz-150Hz arasında 3 fazlı asenkron motor başarıyla

sürülmüştür. Verilen değerlerde asenkron motorun devri 1930 devir/dakika ile 3250

devir/dakika arasında değişmiştir. Yine frekans değişimi ve gerilim değişimi devir

üzerinde etki göstermiştir. 380Volt-50Hz ve 1400 devir /dakika standartlarında üretilen

asenkron motor 90Hz ve 150Hz frekansta sürülerek devri etiket değerlerinin üzerine

çıkartılmıştır. Bunu sonucunda da motorun devri kendi özgün değerinin 2,5 katı civarında

olmuştur. Tork oluşumunda gerilim yükselişi etkili olmakta ve milden alınan gücü

artırmaktadır. Gerilim dönüşümü ise yaklaşık % 66 oranında gerçekleşmiştir. Devirdeki

artış düzgün olarak değişmiştir.

64

5.5. Frekans Gerilim Ve Devir İlişkilerini Veren Grafik Şekilleri

Bu kesimde alternatif gerilime dönüştürülen doğru gerilim değerleri dönüştürülen frekans

değerleriyle birlikte grafik şeklinde verilmiştir. Şekil 5.13.’ de 3 fazlı asenkron motorun

8Hz ve 32Hz de gerilim devir ilişkisini veren eğriler görülmektedir.

(a) (b)

Şekil 5.13. 3 fazlı asenkron motorun a) 8Hz de gerilim devir değişimi b) 32Hz de gerilim,

devir değişimi

Şekil 5.14’ de 3 fazlı asenkron motorun 40Hz ve 45Hz de gerilim devir ilişkisini veren

eğriler görülmektedir.

(a) (b)

Şekil 5.14. 3 fazlı asenkron motorun a) 40Hz de gerilim devir değişimi b) 45Hz de gerilim

devir değişimi

30 40 50 60 70 80 90219

219.2

219.4

219.6

219.8

220

220.2

220.4

220.6

220.8

221

Doğru Gerilim(V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

8Hz

30 40 50 60 70 80 90720

725

730

735

740

745

750

755

760

765

Doğru Gerilim(V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

32Hz

20 30 40 50 60 70 80 90820

830

840

850

860

870

880

890

900

Doğru Gerilim(V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

40Hz

30 40 50 60 70 80 901000

1010

1020

1030

1040

1050

1060

Doğru Gerilim(V)

Moto

r H

ızı

(d/d

)

45Hz

65

(a) (b)

Şekil 5.15. 3 fazlı asenkron motorun a) 55Hz de gerilim devir değişimi b) 70Hz de gerilim

devir değişimi

Şekil 5.15. a’da 3 fazlı asenkron motorun, invertöre uygulanan 90Voltluk DA gerilim ile

üretilen 55Hz lik alternatif gerilimde hızı 1460 devir/dakikaya oturmaktadır. Şekil 5.15.b’

de 3 fazlı asenkron motorun, uygulanan 90Voltluk DA gerilim ile üretilen 70Hz lik

alternatif gerilimde, hızı 1760 devir/dakikaya oturmaktadır.

(a) (b)


gerilim devir değişimi

Şekil 5.16 a’ da 3 fazlı asenkron motorun, invertöre uygulanan 90Voltluk DA gerilim ile

üretilen 90Hz lik alternatif gerilimde hızı 2000 devir/dakika ya ulaşmaktadır. Şekil 5.16 b’

de 3 fazlı asenkron motorun, üretilen 110Hz lik alternatif gerilimde invertöre uygulanan

30 40 50 60 70 80 901280

1300

1320

1340

1360

1380

1400

1420

1440

1460

Doğru Gerilim(V)

Moto

r H

ızı

(d/d

)

55Hz

30 40 50 60 70 80 901500

1550

1600

1650

1700

1750

1800

Doğru Gerilim(V)

Moto

r H

ızı

(d/d

)

70Hz

20 30 40 50 60 70 80 900

500

1000

1500

2000

2500

Doğru Gerilim(V)

Moto

r H

ızı

(d/d

)

90Hz

30 40 50 60 70 80 900

500

1000

1500

2000

2500

3000

Doğru Gerilim (V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

110HZ

66

90Voltluk DA gerilimde hızı 2500 devir/dakikaya oturmaktadır. Şekil 5.17’de üç fazlı

asenkron motorun 130Hz ve 150Hz de gerilim devir değişimini veren eğriler verilmiştir.

(a) (b)


gerilim devir değişimi

Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu invertörle yapılan 3 fazlı asenkron motor

deneyi farklı gerilimlerde ve farklı frekanslarda yapılmıştır. Gerilim frekans ilişkisi Şekil

5.18’ de gösterilmiştir.

Şekil 5.18. Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu invertörle sürülen 3 fazlı asenkron

motorun gerilimi ve frekansı arasındaki ilişki

30 40 50 60 70 80 900

500

1000

1500

2000

2500

3000

Doğru Gerilim (V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

130Hz

30 40 50 60 70 80 900

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

Doğru Gerilim (V)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

150Hz

0 50 100 1500

500

1000

1500

2000

2500

3000

3500

Frekans (Hz)

Mo

tor

Hız

ı (d

/d)

DA 90V/AA 67V

DA 70V/AA 56V

DA 35V/AA 24V

DA 50V/AA 36V

DA 45V/AA 32V

67

4.6. Üç Fazlı ASM’nin Dengesiz Faz Gerilimiyle Sürülmesi

Basamak sinüs darbe genişlik modülasyonlu invertörle yapılan dengesiz faz gerilimli 3

fazlı asenkron motor deneyi farklı gerilimlerde ve farklı frekanslarda yapılmıştır. 45Volt-

90Volt DC gerilim, 32Volt-67Volt arasında alternatif gerilime dönüştürülmüştür. Düşük

gerilim değerlerinde yüksek frekans uygulanarak asenkron motor yüksek devirlerde

sürülmüştür. 24Volt alternatif gerilim değerinde 90Hz’e kadar motor devri mevcut iken,

70Hz değerinde maksimum 1500 devir/ dakikaya ulaşmıştır. 90Hz değerinden sonra devir

sönüme uğramış ve gerilime ihtiyaç duymuştur. 3 fazlı asenkron motorun fazlarından

birine omik yük bağlanarak dengesiz faz geriliminde Şekil 5.19’ daki gibi sürülmüştür.

Şekil 5.19. Asenkron motorun dengesiz faz geriliminde sürülmesi

1-) Asenkron motor

2-) Omik yük

3-) İnvertör

4-) DA kaynak

5-) Osiloskop

Faz farklı dengesiz yük gerilimlerinin osiloskop görünümü Şekil 5.20’ de verildiği gibidir.

Dengesiz faz gerilimi altında sürülen asenkron motor farklı frekanslar ve gerilim

değerlerinde sürülüştür, bunun sonucunda oluşan performans durumu Çizelge 5.5’de

verildiği gibidir.

68

Şekil 5.20. Faz farklı dengesiz yük gerilimlerinin osiloskop görünümü

5.6.1. Asenkron motorun 45Hz-70Hz ve 35V-90V değerler arasında oluşan

devirler

Çizelge 5.5. 45-70Hz frekans aralığında dengesiz faz gerilimli asenkron motorun

farklı gerilimlerdeki devir değerleri

DC

VOLT

AC

VOLT

FREKANS(Hz)-

DEVİR(d/d)

FREKANS(Hz)-

DEVİR(d/d)

FREKANS(Hz)-

DEVİR(d/d)

35 24 45-900 55-1200 70-1500

45 32 45-1000 55-1300 70-1640

50 35 45-1032 55-1350 70-1700

60 48 45-1043 55-1373 70-1720

70 56 45-1050 55-1400 70-1740

90 67 45-1060 55-1420 70-1760

Çizelge 5.4’ de görüldüğü üzere, 35-90 Volt doğru gerilim 24-67Volt alternatif gerilim

değerlerine dönüştürülerek 45Hz-70Hz arasında 3 fazlı asenkron motor başarıyla

69

sürülmüştür. 45Hz de motor devri 900 devir/dakika iken 70Hz de 1760 devir/dakika

olmuştur. Fazlar üzerine düşen gerilimler Şekil 5.19’ de görüldüğü gibi, farklı değerlerde

olmasına rağmen motor başarıyla sürülmüştür.

380Volt-50Hz 1400 d/d lik üç fazlı asenkron motor 100Volt DA gerilimle yüklü olarak

çalıştırıldığında frekanslara göre akım-tork değişimi aşağıda Şekil 5.21’de verilmiştir.

Şekil 5.21. Üç fazlı asenkron motor akım, tork değişimi

Şekil 5.18’ de akım – tork grafiğine göre 20Hz lik bir frekansta motor akım 1.3 Ampere

ulaşırken, motorun torku 0.42 Nm olmaktadır. 40Hz lik bir frekansta motorun akımı 0.9

Ampere ulaşırken torku 0.35 Nm olmaktadır. 50Hz lik bir frekansta akım 0.82 ampere

ulaşırken tork 0.33 Nm olmaktadır. Motor düşük gerilim seviyelerinde nominal yük

değerinin 1/5’i kadar yüklenebilmiştir. Devrenin uygulaması için farklı Mikrochip ve

mosfet türleri kullanılmıştır. Kullanılan malzemeler tablo halinde Çizelge 5.6’da

verilmiştir.

0 0.5 10.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Akım(A)

To

rk (

Nm

)

0 0.5 10.1

0.2

0.3

0.4

0.5

Akım(A)

To

rk (

Nm

)

0 0.5 10.1

0.2

0.3

0.4

0.5

Akım(A)

To

rk (

Nm

)

0 0.5 10.1

0.15

0.2

0.25

0.3

0.35

Akım(A)

To

rk (

Nm

)

50Hz

20Hz

30Hz 40Hz

70

Çizelge 5.6. İnvertör devresi için kullanılan elemanlar

Malzeme Adet Temel Değerleri

1 PIC16f877a 1 10Mhz

2 PIC 18f4550 1 20Mhz

3 Mosfet 6n60 6 600V-6A 70Mhz

4 Mosfet 540n 6 100V-33A 70Mhz

5 Mosfet IRFP 6 75V-330A 50Mhz

6 PC817 6 20V

7 Kristal 1 10.4Mhz

8 Kapasitör 2 22pf

9 Direnç 10 1k

10 Direnç 3 5k

11 Direnç 3 0.47k

71

6. SONUÇ VE ÖNERİLER

Bu çalışmada tasarım aşamasında invertör devresi için yeni matematiksel yöntemler

araştırılmıştır ve sunulmuştur. Daha sonra matematiksel modeli çıkartılan invertör

devresinin omik ve endüktif yüklerde ve 3 fazlı asenkron motorla benzetimleri başarıyla

yapılmıştır. Uygulama aşamasında gerçek elemanlarla deneyler yapılmıştır. Böylesine üst

düzey bir uygulama rahatlıkla temin edilebilecek malzemelerden oluşturulan genel invertör

devre modeliyle sağlamıştır. Bu uygulama da 2 adet PWM kanalı olan ve 3 fazlı invertör

devresi için yetersiz sayılabilecek 16f877A ve 18f4550 denetleyiciler, yapılan yazılımla 6

adet PWM üretir hale getirilerek üç fazlı invertör devresi için yeterli hale getirilmiştir.

Yapılan gerçekleme çalışmalarında daha uzun süre ısınmadan çalışmasını sağlamak için

PC817 optocoupler ile kendine has sürücü sistemi oluşturulmuştur. Bu sayede kontrol

ünitesiyle güç devresi arasında üst düzey bir yalıtım sağlanmıştır. Sürücü devresi için

PC817 kullanılması sürücü devre maliyetini düşürürken, kolay temin edilebilen malzeme

kullanılmasını da sağlamıştır. Bu uygulamada SSPWM üretmek için, basamak sinüs

sinyalleri ile farklı büyüklükte iki üçgen sinyallin karşılaştırılması yapılmıştır. Bu sayede

bugüne kadar kullanılan sinüs sinyalleri ile üçgen sinyallerin karşılaştırılmasına farklılık

getirilmiştir. Basamak sinüs sinyallerinin kullanılması üretilen PWM’lerin doğrusal olarak

artırıp azalmasını sağlamıştır. Bu durum da, sistemin düşük harmonik üretmesine izin

vermiştir. Örnek olarak, 75Volt DC giriş gerilim uygulanan invertör 3 fazlı asenkron

motoru 150 Hz frekansta rahat bir şekilde sürmüştür. Sürülen asenkron motorun stator

akımının harmonik değeri % 0.82 olmuştur. Benzetim çalışmasında, üç fazlı RL yükün

500Hz frekansta sürülmesinde ise akımın harmonik değeri % 0.52 dir. Dengesiz yükler

altında invertör devresi % 1.86 gibi bir harmonik üretmekte ve buda kabul edilir bir değeri

göstermektedir. Yüklerin giriş ve çıkışlarına PWM’ler ile kontrol edilen anahtarların

eklenmesiyle doğrusal olmayan etkisi artırılarak sürülmüştür. Fazladan 6 anahtarın

PWM’ler ile kontrol edilmesi karşın yük akımlarının harmonik dağılımları % 1.19

olmuştur. İnvertör devresinin motor kontrolü için fuzzy lojik ve PID kontrolörler

kullanarak motor parametreleri üzerindeki performansları gözlendi. Yapılan

uygulamalarda, Şekil 4.9 da 3 fazlı asenkron motor, 150Hz 70Volt DA, 58Volt AA

gerilimde 3248 devire/dakika ya ulaşmıştır. Asenkron motorun fazlarından birine omik yük

bağlanarak motorun değişik frekanslarda rotor hızı gözlenmiştir ve fazlar arası gerilimin

sinüs şekli bozulmadığı ve yüksek frekanslarda motorun nominal devrinin üzerine çıktığı

görülmüştür. Aynı zamanda invertörün başka bir üstünlüğü ise piyasada kullanılan

72

invertörlerin maliyetinin 1/10 kadar olmasıdır. Bundan dolayı da düşük maliyette yüksek

ergonomi sağlanarak, ilk defa PIC 16f877a ve PIC 18F4550 gibi denetleyiciler ile basamak

sinüs darbe genişlik modülasyonlu 3 fazlı invertör uygulaması başarıyla sağlanmıştır. Bu

çalışma, tehlike arz eden veya enerjinin olmadığı güneş pillerinin kullanıldığı ortamlarda,

düşük gerilimlerle düşük harmonikle yüksek frekansta 3 fazlı yüklerin rahatlıkla

sürülebileceğini göstermektedir. İnvertör devresindeki sürücü sisteminin dirençleri ve güç

devresindeki anahtarları yüksek gerilim seviyeleri için tekrar ayarlandığında yüksek

voltajlarda da yük sürülmesi mümkün olabilecektir. Geniş aralıklarda frekansının

ayarlanabilmesi sayesinde ve nominal yük ve gerilim şartlarında kalibre edildiğinde

piyasada güç invertörlerine alternatif olabilecektir. Bu çalışmamın yüksek akım taşıyan

mosfetler kullanılarak, askeri alanda kullanılan cihazların ihtiyaç duyduğu alternatif akım

enerji dönüşümünü sağlamada kullanılmak için modifiye edilebileceği önerilirken; bunu

yanı sıra enerji hatlarından uzak noktalarda, güneş enerjisi ile üç fazlı alternatif akım

motorlarının sürmesi önerildi.

73

KAYNAKLAR

1. Lawrence and S. Middlekau. (2005). The new guy on the block. Industry

Applications Magazine, IEEE, 142-148.

2. European Commission. (2010). Luxembourg, Publications Office of the European

Union accessedon. 2030-2010.

3. Mohamed, E. and Zhengming, Z. (2010). Grid-connected photovoltaic power

systems Renewable and Sustainable Energy Reviews, 14(1),112-129

4. N. A. Rahim, J. Selvaraj, C. Krismadinata. (2010). Five level inverter with dual

reference modulation technique for grid-connected PV system. Renewable Energy,

35(3), 712-720.

5. Beser, E., Arifoglu, B., Camur, S., Beser, K. (2011). A grid-connected photovoltaic

power conversion system with single-phase multilevel inverter. Solar Energy, 84(12),

2056-2067.

6. Busquets, S., Rocabert, J., Rodriguez, P., Alepuz, S. (2008). Multilevel diode-

clamped converter for photovoltaic generators with independent voltage control of

each solar array. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 55(7), 2713-2723.

7. Calais, M., Agelidis, V. G., Dymond, M. S. (2001). A cascaded inverter for

transformerless single - phase grid- International Journal Of Renewable Energy

Research. 22(1), 255-262.

8. Calais, M., Agelidis, V. G., Meinhardt, M. (1999). Multilevel converters for single-

phase grid connected photovoltaic systems: an overview. Solar Energy, 66(5), 325-

335.

9. Alonso J., Eloy, J., Arnaltes, S. (2010). Direct power control of grid connected PV

systems with three level NPC inverter. Solar Energy, 84(7), 1175-1186.

10. Fernão Pires, V., Martins, J. F., Foito, D., Chen, H., (2012). A Grid Connected

Photovoltaic System with a Multilevel Inverter and a Le-Blanc Transformer.

Internationa Journal of Renewable Energy Research, 2(1), 117-118.

11. Salazar, L., Joos, G. (1994). PSPICE simulation of three-phase inverters by means of

switching functions. Transactions Power Electron, 9(1), 35–42.

12. Enjeti, P. N., Ziogas, P. D. (1990). Analysis of a static power converter under

unbalance: A novel approach. Transactions Ind. Electron, 37(2), 91–93.

13. Cavalcanti, M. C., Farias, A. M., Neves, F. A. S., Afonso, J. L. (2012). Eliminating

leakage currents in neutral point clamped inverters for photovoltaic systems.

Transactions Power Electron, 59(1), 435–443.

74

14. Mohammadi, H. P., Bina, M. T. A. (2001). Transformerless Medium Voltage

STATCOM Topology Based on Extended Modular Multilevel Converters. Power

Electronics, Transactions on, 26, 1534-1545.

15. Salmon, J. (2009). Single-Phase Multilevel PWM Inverter Topologies Using Coupled

Inductors. Power Electronics, Transactions on, 24, 1259-1266.

16. Xiaobin, M., Jiuhe W., Hao, X., Yuling, M. (2011). Study on a control strategyfor

three-phase voltage sources pwm dc/ac inverter based on pch model. In Electrical

Machines and Systems (ICEMS), 1, 4-2011.

17. Dong, K., Dong, L. (2010). Feedback linearization control of three-phase ups inverter

systems. Transactions on Industrial Electronics, 57(3), 963-968.

18. Dahono, P. A., Purwadi, A. (1995). An LC filter design method for single- phase

PWM inverters, Power Electronics and Drive Systems, 2, 571-576.

19. Kim, J., Choi, H. H. (2000). Output LC filter design of voltage source inverter

considering the performance of controller, Power System Technology, 3, 1659-1664.

20. Sozer, Y., Torrey, D. A., Reva, S. (2000). New inverter output filter topology for

PWM motor drives. Power Electronics, Transactions, 15(6), 1007-1017.

21. Dahono, P. A., Bahar, Y. R., Sato, Y., (2001). Damping of transient oscillations on

the output LC filter of PWM inverters by using a virtual resistor. Power Electronics

and Drive Systems, 1, 403-407.

22. Dahono, P. A., Taryana, E. (2003). A new control method for single-phase PWM

inverters to realize zero steady-state error and fast response. Power Electronics and

Drive Systems (PEDS), 2, 888-892.

23. Cougo, B. (2011). Parallel Three-Phase Inverters Optimal PWM Method for Flux

Reduction in Intercell Transformers. Power Electronics, Transactions on, 26, 2184-

2191.

24. Garcia, A. M., Liop, T. A., Novotny, D. W. (1998). A new induction motor V/f

control method capable of high-performance regulation at low speeds, Transactions

Ind.Applicat, 34(4), 813-821.

25. Parekh, R., (2003). AC Induction Motor Fundamentals. Application Note (AN887),

4(2), 83-821.

26. Crowder, R., (2005). Induction Motors. Electric Drives and Electromechanical

Systems, 191-214.

27. Escalante, M. F., Vannier, J. C. (2002). Flying Capacitor Multilevel Inverters and

DTC Motor Drive Applications. Transactions on Industry Electronics. 49(4), 809-

815.

75

28. Yedamale, P. (2002). Speed Control of 3-Phase Induction Motor Using PIC18

Microcontrollers. Application Note (AN843).

29. Bowling, S., (2005). An Introduction To AC Induction Motor Control Using the

dsPIC30 MCU, Application Note(AN984), Microchip Technology Inc.

30. Burroughs, J. (2004). Controlling 3-Phase AC Induction Motors Using the

PIC18F4431. Application Note (AN900), Microchip Technology Inc.

31. Barambones, O., Garrido, A.J. (2004). A sensorless variable structure control of

induction motor drives. ElectricPower Systems Research, 72(2004), 21–32.

32. Tipsuwan, V., Keanthong, K., Charean, A., Runghimmawan, T. (2006). Design and

Implementation Multilevel Inverter for 3 phase Induction Motor Speed Control with

RBM Chopper Technique embedded on FPGA. Power System Technology, 1(2), 4 –5

33. Fonseca, J., Afonso, J. L., Martins, J. S., Couto, C. (1999). Fuzzy logic speed control

of an induction motor. Microprocessors and Microsystems, 22(1999), 523–534

34. Addoweesh, K. E., Shepherd, W., Hulley, L. N. (1989). Induction motor speed control

using a microprocessor based PWM inverter. Industrial Electronics, Transactions

36(4), 516 -522.

35. Vithal V., Deshpande, S. M. (1980). Microprocessor Control of a Three-Phase

inverter action, Transactions on, 27(4), 291-298

36. Abbondanti, A. (1977). Method of flux control in induction motors driven by variable

frequency, variable voltage supplies. Proc. IEEE-IAS Int. Semi-Annual Power

Conversion Conf. 177-184

37. Haluk, İ. (2011). Asenkron Motorun Alan Yönlendirmeli Kontrolü İçin Geliştirilmiş

Methodun Dsp İle Karġılaġtırılması. Yıldız Teknik Üniversitesi Fen Bilimleri

Enstitüsü Yüksek Lisans Tezi, İstanbul.

38. Yahia, H., Liouane, N., Dhifaoui, R. (2010). Weighted Differential Evolution Based

PWM Optimization for Single Phase Voltage Source Inverter. International Review

of Electrical Engineering, 5(5), 1956–1962.

39. Hagh, M. T., Taghizadeh, H., Razi, K. (2009). Harmonic Minimization in Multilevel

Inverters Using Modified Species-Based Particle Swarm Optimization. Transactions

Power Electron, 24(10), 2259– 2267.

40. Ozpineci, B., Tolbert, L. M., Chiasson, J. N. (1985). Harmonic optimization of

multilevel converters using genetic algorithms. IEEE Power Electron. 3(3), 92–95.

41. Taghizadeh, J. N., Hagh, M. T. (2010). Harmonic Elimination of Cascade Multilevel

Inverters with Nonequal DC Sources Using Particle Swarm Optimization.

Transactions Industrial Electron, 57(11), 3678– 3684..

76

42. Dudrik, J. (2003). Soft Switching PWM DC-DC Converters for High Power

Applications. Proc. Of the International Conference. 2003, Gliwice-Niedzica,

Poland, 11-11-12.

43. Rashid, M. H. (1993). Power electronics: circuits, devices and application. Prentice

Hall, Electric Power Components and Systems, 41(2012),1-5.

44. Charles, I. O. (2015).Sinusoidal Pulse-width Modulated Three-phase Multi-level

Inverter Topology. Electric Power Components and Systems, 43 (2015)-1

45. Mu, X., Wang J., Gu W., Xu S.(2011). Passivity–Based of Photovoltaic Grid-

Connected Inverter Based on Nonlinear Current Control Strategy. Symposium on

Power Electronics & Electrical Drives Proceedings. 2(11), 298-302.

46. Wang, J., Xia P., Zhang, J. (2008). Control Strategy of Three-Phase AC / DC Voltage

–Source Converters Based on Storage function. Workshop on Power Electronics and

Intelligent Transportation System, 117-121.

47. Wang, J. (2008). The nonlinear control for the voltage source PWM rectifier. Beijing:

China Machine Press,160-163.

48. Jagabar, S. M., Ramani, K. (2015). A New Symmetric Cascaded Multilevel Inverter

Topology Using Single and Double Source Unit. Journal of Power Electronics,

15(4), 951-963.

49. Neelashetty, K., Ramesh K. (2011). Comparison of 3-Level and 9-Level Inverter-

Fed Induction Motor Drives.Research Journal of Applied Sciences, Engineering and

Technology, 3(2), 123– 131.

50. Kannan, R., Ali, J., Selvam, S.(2015). A New Symmetric Multilevel Inverter

Topology Using Single and Double Source Sub- Multilevel Inverters. Journal of

Power Electronics, 15(1), 76–98.

51. Binbin, L., Dandan, X., Dianguo X. (2014). Circulating Current Harmonics

Suppression for Modular Multilevel Converters Based on Repetitive Control. Journal

of Power Electronics, 14 – 6.

52. Chose, G., Park, M. (1989). An Improved PWM Technique for A.C. Chopper. IEEE

Trans. On Power Electronics, 4(4), 96 – 505.

53. Jang, D., Choe, G. (1991). Asymmetrical PWM Method for A.C. Chopper with

Improved Input Power Factor. IEEE PESC Conference. Power Electronics, 83 -845.

54. Chetanya, G, Devbrat, K, Abhishek, V., Tahir, K., Kapil, D. S.(2012). Harmonic

Analysis of Seven and Nine Level Cascad Multilevel Inverter using Multi-Carrier

PWM Technique., International Journal of Power Electronics and Drive System,

4(8), 196 -505.

55. Lucanu, M., Ursaru, O., Aghion, C. (2003). Single Phase A. C. Choppers with

I.G.B.T’s, Proceedings of the International Symposium on Signal. Circuits and

77

Systems, 10(11), 213-216.

56. Congwei, L., Bin, V., Zargari, N. R., Devei, X., Jiacheng, W. (2009). A novel three-

phase three leg AC/AC converter using nine IGBT’s. Transactions On Power

Electron, 24(5) , 1151-1160.

57. Altas, I. H., Sharaf, A. M. (1994). A Novel Fuzzy Logic Controller For Maximum

Power Extraction From a PV Array Driving a Threephase Induction Motor, 7th

Mediterranean Electrotechnical Conference (MELECON’94), Antalya, Turkey,

12(14), 853-856.

58. Altas, I. H, (1998). The Effects of Fuzziness in Fuzzy Logic Controllers, 2nd

International Symposium on Intelligent Manufacturing Systems, , Sakarya University,

Sakarya, Turkey, 211-220.

59. Tzafestas, S., Papanikolopoulos, N. E. (1990). Incremental Fuzzy Expert PID Control.

Transactions Industrial Electron, 37(1), 365-371.

60. Selvaraj, J., Rahim, N. A. (2009). Multilevel Inverter for Grid-Connected PV

Systems Employing Digital PI controller. IEEE Transactions on Industrial

electronics, 56(1), 149-158.

61. Gerry, J. P. (1987). A comparison of PID control algorithms. Control Engineering,

34(3), 102–105.

62. Hang, C. C., Sin, K. K. (1999). A comparative performance study of PID auto-tuners.

IEEE Control System. 11(5), 41–47.

63. Kaya, A., Scheib, T. J. (1988). Tuning of PID controls of different structures. Control

engineering. 35(7), 62–65.

79

ÖZGEÇMİŞ Kişisel Bilgiler

Soyadı, adı : CAN, Erol

Uyruğu : T.C.

Doğum tarihi ve yeri : 01.10.1976, Bayburt

Medeni hali : Evli

e-mail : [email protected]

Eğitim

Derece

Doktora

Eğitim Birimi

Gazi Üniversitesi / Elektrik Eğitimi

Mühendisliği

2016

Yüksek lisans KTÜ /Elektrik-Elektronik Mühendisliği

2010

Lisans Marmara Üniversitesi /Elektrik Eğitimi 2001

Lise Bayburt Endüstri Meslek Lisesi/Elektrik 1995

İş Deneyimi

Yıl Yer Görev

2009-Halen Erzincan Üniversitesi Uzman

Yabancı Dil

İngilizce

Yayınlar

SCI ve SCI-E Kapsamındaki Yayınlar

1. Can, E., Sayan H.H. (2016). SSPWM Three Phase Inverter Design and

Implementation For Unstable Loads.’ Power electronic, Electrical Engineering and

Technology, Technical Gazette. 23(3), 512 - 520

2. Can, E., Sayan, H.H. (2016). The Increasing Harmonic Effects of SSPWM Controlling

Loads Currents are Investigated on Modulation Index.’’ Electrical machines,

Electrical Engineering and Technology, Technical Gazette. 23(5), 711 - 719

80

Sempozyumda Sunulan Bildiriler

1. Can, E., Sayan, H.H. (2015). Artıran dönüştürücü devresi için uzay durum

denklemlerinin oluşturulması. Matder ,Niğde Üniversitesi

2. Can, E., Sayan, H.H. (2015). İnvertör devresi için farklı bir uygulamalı. Matder, Niğde

Üniversitesi.

düşük gerilimli değişken akım çıkışlı invertör tasarımı - Gazi ...

Documents

Transcript of düşük gerilimli değişken akım çıkışlı invertör tasarımı - Gazi ...