escuela superior de ingeniería mecanica y eléctrica

INSTITUTO POLITÉCNICO NACIONAL

ESCUELA SUPERIOR DE INGENIERÍA MECANICA Y ELÉCTRICA

FUENTE DE PODER CONMUTADA PARA UN ELECTROCARDIÓGRAFO

T E S I S

QUE PARA OBTENER EL TÍTULO DE INGENIERO EN COMUNICACIONES Y ELECTRÓNICA

P R E S E N T A

HERNÁNDEZ PÉREZ FABIOLA FERNANDO BARRERA SALINAS

ASESORES: ING. ROBERTO BACA ARROYO ING. MAURICIO DARIO SANCHEZ RAMOS

MÉXICO, D. F. 2007

SIMBOLOGIA

Símbolo ombre Unidades

eA Área efectiva [ ]2cm

mB Densidad de Flujo Magnético [ ]G

f Frecuencia [ ]Hz

H Intensidad de Campo Magnético [ ]cmA

CI Corriente de Compensación [ ]A

RI Corriente de Retroalimentación [ ]A

LI Corriente en la Carga [ ]A

PI Corriente en el Primario [ ]A

SI Corriente en el Secundario [ ]A

C Devanado de Compensación [ ]espiras

P Devanado Primario [ ]espiras

R Devanado de Retroalimentación [ ]espiras

S Devanado Secundario [ ]espiras

mV Voltaje Promedio [ ]V

rmV Voltaje Pico de Retroalimentación [ ]V

LV Voltaje en la Carga [ ]V

PV Voltaje en el Primario [ ]V

SV Voltaje en el Secundario [ ]V

CV Voltaje de Compensación [ ]V

RV Voltaje de Retroalimentación [ ]V

V∆ Voltaje de Rizo [ ]V

µ Permeabilidad Magnética

cmHy

IDICE

TEMA PÁGIA

OBJETIVO GENERAL………………………………..………………………………1 ALCANCES……………………………………………..……………….…………….1 RESUMEN………………………………………………..……………………………1 GENERALIDADES……………………………………..……………..........................2

CAPITULO I

FUCIOAMIETO DE U ELECTROCARDIOGRAFO

1.1 FUNCIONAMIENTO DEL ECG…………………….……………………………4 1.2 DERIVACIONES DEL ECG……………………………………………....………5 1.3 ELECTRONICA DEL ECG…………………………...…………….......................7 1.3.1 AMPLIFICADOR DE INSTRUMENTACION……………………….……..7 1.3.2 FILTRO DE MUESCA-NOTCH…………………………………………….7 1.3.3 AMPLIFICADOR NO INVERSOR………………………………………....8

CAPITULO II

DISEÑO DE LA FUETE DE PODER COMUTADA UTILIZADA PARA U

ELECTROCARDIOGRAFO

2.1 FUENTE BIPOLAR DE PODER CONMUTADA……………..............................8 2.2 RECTIFICADOR MONOFASICO DE ENTRADA Y FILTRO……………..…………………………………..……….......................10 2.3 RED DE ARRANQUE…………………………………............………….….….11 2.4 CONVERTIDOR PUSH-PULL……………………………………….……..…..12 2.4.1 DISEÑO DE LOS INDUCTORES AUXILIARES……………………......14

2.5 CIRCUITO DE CONTROL TL494 CON MODULACION POR ANCHO DE PULSO……...……….………….…..15 2.6 CIRCUITO DE SALIDA…………….……………………...……………….…..19

CAPITULO III

RESULTADOS Y PERSPECTIVAS

3.1 ELABORACION DEL PROTOTIPO…………………….……………..............20 3.2 MEDICIONES…………………………………………….………..………...….22 3.3 CARACTERISTICAS ELECTRICAS…………………….………………….....24 3.4 PERSPECTIVAS……………………………………..…….………………...….25 JUSTIFICACION ECONOMICA……………………………….…………..............27 CONCLUSIONES…………………………..…………………….…………...…….29 REFERENCIAS…………………….…………………………….………...……….29 APEDICE APENDICE A……………….…………………………………….……...…….…...30

- 1 -

OBJETIVO GENERAL La instrumentación dedicada para la medición de señales sensibles como lo son las obtenidas

por un electrocardiógrafo ECG, requiere que su electrónica sea abastecida con un voltaje de

CD, es decir sin presencia de un voltaje de rizo considerable, que altera la lectura de un ECG

como sucede con las fuentes lineales que trabajan a 60Hz, a base de transformadores con

núcleo de acero-silicio. Por está razón, en este trabajo, se propone una solución a partir de

una fuente bipolar de poder conmutada, para suministrar la tensión adecuada a un

electrocardiógrafo experimental, diseñado a base de amplificadores operacionales AO.

ALCANCES 1. Conseguir aislamiento de la línea de 60Hz, utilizando una fuente de poder conmutada con

operación a 20KHz, para conseguir que el paciente este protegido, y la señal del ECG tenga un

bajo nivel de ruido.

2. Evitar lecturas erróneas del ECG, con la utilización de una etapa de filtro más eficiente, de la

fuente de poder conmutada, logrando tener mayor estabilidad en el voltaje de CD obtenido.

3. Suministrar la tensión correspondiente al electrocardiógrafo, desde una fuente de poder

conmutada de bajo tamaño y con baja disipación de calor (sin necesidad de utilizar un

disipador metálico para los transistores), para cuando se opere al electrocardiógrafo desde la

línea de 60Hz.

RESUMEN

Desde 1970, existen diversas topologías de fuentes de poder conmutadas, las cuales han

presentado una alta densidad de corriente, pero una limitada estabilidad cuando operan con

altas frecuencias (>50KHz), debido a que los dispositivos semiconductores, como los

transistores bipolares de potencia, presentan un bajo rendimiento. Por eso, es necesario

introducir otra tecnología, que supere estas limitaciones. Con un transistor de efecto de campo

óxido de metal MOSFET, como elemento de conmutación, en lugar de un transistor bipolar de

potencia, se busca mejorar el rendimiento en las fuentes de poder conmutadas, en aplicaciones

en dónde se requiera alta estabilidad de operación (procesamiento de señales débiles).

En este trabajo, se presenta una alternativa para solucionar el problema que existe en el

rendimiento de un electrocardiógrafo, el cual se abastece por una fuente de poder lineal

operando a 60Hz desde la línea, lo que altera la lectura del ECG. El principal interés por

desarrollar este trabajo, es mejorar el rendimiento de un electrocardiógrafo, abastecido desde

una línea de 60Hz, debido a que una fuente primaria de CD (pila seca), tiene un tiempo de

vida limitado, para que opere durante las 24 horas, como se requiere en un hospital.

El trabajo está integrado de la siguiente forma:

CAPITULO I. Este capitulo, está dedicado a exponer el principio de funcionamiento de un

electrocardiógrafo, la electrónica utilizada para obtener las lecturas del ECG, y la forma de

cómo una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de la línea de 60Hz,

puede utilizarse para el suministro de energía de un electrocardiógrafo. CAPITULO II. En este capitulo, se describe el diagrama eléctrico general de la fuente de poder

conmutada, propuesta para este trabajo y se desarrolla el diseño de la fuente bipolar de poder conmutada, para el suministro de energía del electrocardiógrafo. Se desarrolla el

diseño por etapas, que corresponden a: (a) rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) red

de arranque, (c) convertidor push-pull, (d) inductores auxiliares, (e) circuito de control TL494

con modulación por ancho de pulso, (f) circuito de salida.

- 2 -

Se explica el funcionamiento del circuito integrado TL494, así como también se utiliza la

información contenida en las hojas del fabricante del TL494, para su adaptación en la fuente bipolar de poder conmutada. CAPITULO III. En este capitulo, se da a conocer el aspecto del prototipo de la fuente de poder

conmutada. Se indican los resultados alcanzados, con las mediciones registradas con el

electrocardiógrafo, con las respectivas lecturas del ECG, utilizando la fuente bipolar de poder

conmutada, para suministrar de energía al electrocardiógrafo, así como también, se proponen

las perspectivas, que permiten el mejoramiento del rendimiento de la fuente bipolar de poder

conmutada.

GENERALIDADES La opción de utilizar fuentes de poder conmutadas ó lineales, en un diseño particular, se basa

principalmente en las necesidades de cada aplicación. Ambas fuentes de poder, conmutadas ó

lineales tienen distintas cualidades. Así que, con la idea de utilizar el tipo de fuente de poder

mas apropiada en un diseño particular, es necesario considerar el costo y los requerimientos

eléctricos al seleccionar el tipo de fuente de poder, que mejor satisfaga estos requerimientos.

Una fuente de poder lineal, ofrece al diseñador tres principales ventajas:

1. Fácil adquisición. Se puede comprar un regulador lineal completo en un encapsulado, y

simplemente agregar 2 filtros capacitvos para almacenar y estabilizar la potencia.

2. Estabilidad y capacidad de operación con carga. El regulador lineal genera algo de ruido

eléctrico a su salida, y su tiempo de respuesta de carga dinámica (tiempo que toma para

responder a cambios en la corriente de carga), es realmente mínimo.

3. Costos de fabricación. Para una salida de potencia aproximadamente menor a 10W, los

costos de sus componentes y los costos de manufactura son menores, comparables con el

regulador conmutado.

La desventaja del regulador tipo lineal, es que solo puede ser utilizado como regulador

reductor, lo que implica que el diseñador deba de algún modo desarrollar una salida de voltaje

entre 2 ó 3 veces mayor, para satisfacer la salida requerida de voltaje. Esto significa que en

situaciones fuera de línea, deberá colocarse un transformador de 60Hz con rectificador y filtro,

antes de la fuente lineal de potencia. Ésta condición de prealimentación, incrementa el costo.

Por otra parte, cada regulador lineal, puede tener solo una salida. Así que para cada salida de

voltaje adicional requerida, deberá agregarse un regulador lineal completo. Otra desventaja

importante, es la eficiencia promedio del regulador lineal. En aplicaciones normales, los

reguladores lineales exhiben eficiencias del 30 a 60%. Esto significa que por cada watt

entregado a la carga, más de un watt se desperdicie dentro de la fuente de energía.

Cuando se utiliza un transistor como regulador lineal, existe un desperdicio de energía, que

ocurre en el transistor de paso y es necesario para desarrollar las operaciones básicas

requeridas, dentro de la fuente de poder, cuando el voltaje de entrada se modifica, entre línea baja y línea alta, de acuerdo a sus especificaciones. Esto hace necesario agregar un disipador

de calor al transistor de paso, demasiado grande durante la mayor parte de su tiempo de

operación. El punto donde el costo del disipador de calor comienza a ser excesivo, es cerca de

los 10W de la potencia de salida. Hasta este punto, cualquier pieza metálica conveniente

puede disipar adecuadamente el calor desarrollado.

Estos defectos se hacen más notorios, principalmente a niveles más altos de potencia de

salida, esto hace que el regulador conmutado, sea una mejor opción.

El regulador conmutado evita todos los defectos del regulador lineal. Primero, la fuente de

poder conmutada exhibe eficiencias del 68 al 90%, sin importar el voltaje de entrada, esto

reduce drásticamente el tamaño requerido del disipador de calor y por lo tanto su costo.

Los transistores de potencia dentro de la fuente de poder conmutada, trabajan en sus puntos

más eficientes de operación: saturación y corte. Esto significa que los transistores de

potencia, pueden entregar muchas veces su valor de potencia a la carga, al menor costo.

- 3 -

A partir de que la frecuencia de operación de una fuente de poder conmutada, sea mucho

mayor que la frecuencia de línea de 60Hz, los componentes magnéticos y capacitivos,

utilizados para el almacenamiento de energía, son mucho más pequeños y el costo para

construir una fuente de poder conmutada, llega a ser menor que el de una fuente lineal a

niveles mas altos de potencia. Todas estas ventajas hacen de la fuente conmutada de energía

una opción mucho más versátil, con una gama de aplicaciones, que la fuente lineal.

El diseño de una fuente de poder conmutada, no es simple. Muchas consideraciones, se deben

tomar en cuenta, incluso si hay un diseño publicado que resuelva las necesidades del sistema.

El diseñador experimentado, necesitará al menos de 3 meses de trabajo, dependiendo de su

complejidad, diseño, prototipo y pruebas antes de llevar a cabo la etapa de producción. Para el

perfeccionamiento del diseño, antes de la etapa de producción, debe planearse entre 4 a 6

meses de trabajo de esfuerzo. Obviamente este perfeccionamiento del diseño lleva un costo.

Generalmente, en la industria se tienen áreas acondicionadas con fuentes de poder, lineales y

conmutadas. Las fuentes de poder lineales, son elegidas para potencia y regulación a nivel

de tarjeta, en donde el sistema de distribución de potencia dentro del equipo, es altamente

variable y el voltaje de alimentación de carga requiere ser restringido. Son usualmente

utilizadas en circuitos, en donde un voltaje de alimentación en reposo es necesario, así como

en circuitos analógicos de audio ó de interfase. También son utilizados donde se requiere una

baja sobre carga y en donde la generación de calor, no es un problema. Las fuentes de poder conmutadas, se utilizan en situaciones, donde se necesita de una mayor eficiencia y la

disipación de calor presente un problema, tal como un acumulador y aplicaciones donde la vida

del acumulador y la temperatura interna y externa sean importantes.

En resumen, debido a su versatilidad, eficiencia, tamaño y costo, una fuente de poder

conmutada, es preferida en la mayoría de las aplicaciones. Los avances en las nuevas

topologías, así como en la tecnología de semiconductores, y componentes magnéticos, lleva al

desarrollo de nuevas aplicaciones, como es el caso, del presente trabajo de TESIS.

- 4 -

CAPITULO 1

FUNCIONAMIENTO DE UN ELECTROCARDIÓGRAFO El corazón humano, debe ser controlado minuciosamente, ya que si el deja de latir, aunque sea

unos pocos minutos, el resultado es la muerte. Esto se debe a que los tejidos del cuerpo no

pueden continuar funcionando si los mismos están privados de sangre, en especial el cerebro,

ya que el corazón, permite que los diferentes órganos sean abastecidos de oxigeno por medio

de la sangre.

Para saber como está trabajando el corazón, necesitamos, saber si su mecanismo está intacto

y cuanta sangre bombea en un tiempo determinado. Estás medidas como muchas otras no son

fáciles de realizar a partir de la parte externa del cuerpo, y se deben hacer por medios

indirectos. Una forma de obtener evidencias sobre el funcionamiento del corazón consiste en

registrar algunas de las señales eléctricas que acompañan la contracción del músculo cardiaco.

El registro y examen de estas señales se llama electrocardiografía ECG, y es una de las

técnicas de diagnóstico más utilizadas.

1.1 FUCIOAMIETO DEL ECG

Cada célula del músculo cardiaco constituye una batería sodio-potasio, internamente negativa

y positiva por fuera. Cuando el músculo se contrae estás células cumplen un ciclo de

polarización-repolarización y generan una señal eléctrica suficiente (debido a la cantidad de

células) para poder medir su tensión en la superficie de la piel. Estás tensiones son captadas

por medio de electrodos metálicos colocados en partes estratégicas del cuerpo, luego se

amplifican y se realiza un trazado gráfico que comúnmente llamamos “electrocardiograma”.

[1]

Electrocardiograma (ECG o también EKG, del alemán Elektrokardiogramm), es un estudio

usado para evaluar el ritmo y la actividad eléctrica del corazón principalmente. Un ECG es

usado para diagnosticar ataques al corazón y anormalidades en el ritmo cardiaco. Esto también

puede proveer pistas acerca de otras condiciones y ciertos padecimientos médicos, también es

usado para detectar problemas que no son relacionados primeramente con el corazón.

El proceso de obtención de un ECG de hecho no conlleva ningún riesgo o complicación,

además es un examen indoloro. Cuando el corazón late, éste genera señales eléctricas. El

ECG detecta estas señales de la superficie de su piel y las registra. El paciente no siente nada

durante el procedimiento.

El procedimiento completo en reposo toma alrededor de 3 a 4 minutos. Durante el

procedimiento se le pedirá al paciente que se recueste tranquilamente sobre su espalda,

quitándose la camisa. Tres pequeños parches adhesivos o ventosas conectados a cables le

serán colocados alrededor de su pecho. Los cables estarán conectados al electrocardiógrafo.

Después del procedimiento dependiendo de su padecimiento y de la valoración del médico, el

paciente puede ser requerido para someterse a exámenes adicionales.

El electrocardiograma habitual, es una grafica de las variaciones del potencial eléctrico

recogido de la superficie del cuerpo. Los cambios de ese potencial eléctrico durante un ciclo

cardiaco describen una curva característica, formada por una serie de ondas que ascienden o

descienden en relación con la línea basal (nivel isoeléctrico). Reciben los nombres de onda P,

complejo QRS y onda T. En la Fig. 1.1 se puede ver la forma de onda basada en los factores

amplitud y tiempo, tal como se obtiene prácticamente. La duración de un ciclo es de 600ms y la

amplitud es de 1mV.

- 5 -

La terminología médica, para facilitar la comunicación, usa determinadas letras para cada

sección de la forma de onda, de la Fig. 1.1, que a continuación se explican.

Fig. 1.1 Trazo ideal mostrando los componentes sucesivos del electrocardiograma

La onda P representa la activación eléctrica (despolarización) de la aurícula, iniciada en el nudo

sino-auricular (SA). La onda P puede ser positiva, negativa, difásica, presentar una muesca,

ser plana o faltar por completo. Una onda P bifásica muestra dos máximos de polaridad

distinta, y según el orden de estos máximos, se tiene una onda P de tipo “ + - “ o de tipo “ - + ”.

El intervalo PQ representa el tiempo requerido por la despolarización auricular y la conducción

del impulso a través del nudo aurícula-ventricular (AV).

El segmento PR representa el retardo fisiológico debido a la transmisión del impulso a través

del nudo AV; normalmente este nudo es isoeléctrico, o ligeramente negativo. Cuando existe

una depresión importante de este segmento se habla de una onda de repolarización auricular

(Ta).

El complejo ventricular o complejo QRS representa la despolarización de los ventrículos.

Cualquier onda positiva dentro del complejo QRS se llama onda R; si hay mas de una, la

segunda recibe el nombre de R’. Una onda negativa situada antes de la onda R se llama onda

Q, una onda negativa situada después de una onda R se llama onda S; una onda negativa que

sigue a una R’ es una S’. Un complejo QRS en forma de onda negativa única recibe el nombre

de onda o complejo QS. Las ondas más pequeñas suelen designarse con q, r y s, en tanto que

las ondas grandes se designan con Q, R y S. El intervalo QR también llamado tiempo de

activación ventricular; corresponde a la propagación de la onda de despolarización desde el

endocardio hasta la superficie epicárdica.

El segmento ST representa un periodo de inactividad eléctrica, después de que la totalidad del

miocardio se despolarizo. Puede ser isoeléctrico, o pude estar desplazado hacia arriba o hacia

abajo, respecto a al línea basal; en cuanto a forma, puede ser plano, o mostrar una pendiente

ascendente o descendente, y en fin una convexidad hacia arriba o hacia abajo. El punto donde

termina el complejo QRS y se inicia el segmento ST se designa con la letra J (unión).

La onda T representa el fin de la despolarización, o en otras palabras, la repolarización de

ambos ventrículos. Puede ser positiva, negativa, difásica, bicúspide o plana. El intervalo QT muestra el tiempo que se requiere para la despolarización y repolarización de los ventrículos.

El intervalo TP representa el estado de reposo del músculo cardiaco, durante el cual no hay

actividad eléctrica. El trazo se vuelve una línea horizontal plana, llamada línea basal o

isoeléctrica. La onda U es una pequeña elevación redondeada, que sigue a la onda T en

ocasiones, principalmente en las derivaciones V3 y V4. Se debe a algunos pospotenciales al

principio de la diástole. El intervalo RR representa la distancia (o sea el tiempo en

milisegundos) entre los máximos de dos ondas R sucesivas. [2]

- 6 -

1.2 DERIVACIOES DEL ECG

Los potenciales eléctricos pueden ser recogidos de la superficie corporal mediante dos

electrodos, uno conectado al polo positivo, el otro al polo negativo del electrocardiógrafo. La

disposición específica que guardan los electrodos recibe el nombre de "derivación". En la Fig.

1.2.1, se muestran las derivaciones bipolares y unipolares.

Fig. 1.2.1. Derivaciones bipolares y unipolares de miembros: R = brazo derecho, L = brazo izquierdo, F = pie izquierdo

Se han empleado más de cuarenta derivaciones distintas en los registros electrocardiográficos;

pero habitualmente son 12 las que más se usan:

a. Tres derivaciones bipolares de miembros, llamadas D1, D2 y D3.

b. Tres derivaciones unipolares de miembros, llamadas aVR, aVL y aVF.

c. Seis derivaciones precordiales, llamadas V1, V2, V3, V4, V5 y V6.

Cuando la señal eléctrica se acerca al polo positivo, se registra una onda positiva en el

electrocardiograma; cuando la señal eléctrica se aleja del electrodo positivo, se registra una

onda invertida. Las tres derivaciones bipolares de miembros se consiguen disponiendo los

electrodos de la siguiente manera:

D1: brazo izquierdo (+) y brazo derecho (-)

D2: pierna izquierda (+) y brazo derecho (-)

D3: pierna izquierda (+) y brazo izquierdo (-)

Las tres derivaciones unipolares de miembros se consiguen con la siguiente disposición de los

electrodos:

aVR: brazo derecho (+) y la CTg (-)

aVL: brazo izquierdo (+) y la CTg (-)

aVF: pie izquierdo (+) y la CTg (-)

Las seis derivaciones precordiales, que se observan en la Fig. 1.2.2, indican las posiciones del

electrodo explorador. Estas derivaciones precordiales, se consiguen disponiendo los electrodos

como sigue:

V1: 4o. espacio intercostal, en el borde derecho del esternón (+), y la CTw (-).

V2: 4o. espacio intercostal, en el borde izquierdo del esternón (+), y la CTw (-).

V3: punto medio entre V2 y V4 (+), y la CTw (-).

V4: 5o. espacio intercostal, a nivel de la línea medio clavicular (+), y la CTw (-).

V5: Línea axilar anterior, a la misma altura que V4 (+), y la CTw (-).

V6: Línea axilar media, al mismo nivel que V4 (+), y la CTw (-).

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Fig. 1.2.2. Derivaciones precordiales, posiciones del electrodo explorador sobre el tórax, y central terminal de Wilson.

1.3 ELECTRÓICA DEL ECG

Haciendo un análisis de la señal eléctrica que genera el corazón se puede observar que se

está en presencia de ondas complejas, las cuales tienen una frecuencia fundamental y

componentes armónicas, y para ser estudiadas correctamente precisan de dispositivos

especiales. En un pulso de 60 latidos, la fundamental es de 1Hz y hay otras frecuencias por

debajo de los 100Hz. A demás, la tensión es tan baja que sensibiliza los electrodos, esto crea

nuevos problemas, que no son conocidos, en las técnicas habituales de audiofrecuencia. Por

está razón deben utilizarse un amplificador de instrumentación, filtro pasa banda, filtro NOTCH,

y amplificador No inversor de alta ganancia. En la Fig. 1.3, se ilustra el diagrama a bloques de

un electrocardiógrafo (ECG).

Fig. 1.3. Diagrama a bloques de un electrocardiógrafo ECG.

1.3.1 Amplificador de Instrumentación

Las características más importantes del amplificador de instrumentación, son la posibilidad de

manejar la ganancia con un resistor, y el rechazo a las señales de modo común (RRMC). Para

obtener un elevado valor del RRMC, se deben acoplar las impedancias del circuito, es decir

que deben tener el mismo valor, para lo cual se utilizaron resistores de precisión con baja

tolerancia (1%), y capacitores con bajo coeficiente de temperatura. Cuanto más próximos sean

sus valores, más elevado será el valor de la RRMC. [3]

Para este amplificador se ha empleado una configuración con tres amplificadores

operacionales (AO). El cuarto amplificador operacional, incluido dentro del amplificador de

instrumentación es un corrector de basal, el cual hace que en la señal no existan niveles de

CD, con duraciones menores de 50ms y la referencia a cero de la señal sea siempre la misma,

ya que si esta cambia, la lectura del ECG puede ser errónea, el corrector de basal esta

proyectado para una frecuencia de corte de 2Hz [2]. Por medio de dos potenciómetros, se

puede regular la ganancia y el valor de la RRMC. En la configuración propuesta se dispone de

un filtro pasa-banda, de manera que debe limitarse el ancho de banda, ya que la señal del

corazón no tiene un rango de frecuencias amplio, es decir un grande ancho de banda.

- 8 -

Las características generales del filtro pasa-banda y amplificador de instrumentación son: a.

Frecuencia de corte inferior de 5Hz, b. Frecuencia de corte superior de 500Hz, c. RRMC de

93.97dB

1.3.2 Filtro de muesca-NOTCH Se implementa un filtro NOTCH ó de muesca, con elevado factor de mérito Q, con el propósito

de poder atenuar las interferencias producidas por la red eléctrica en el monitoreo. El filtro

NOTCH, está compuesto por un filtro pasa-banda de banda angosta, de aquí su elevado Q,

cuya señal de salida se suma a la señal original con fase invertida.

De esta manera se consigue un filtro de muesca, con las siguientes características: a.

Frecuencia de rechazo de 60Hz, b. Banda útil hasta 20Hz, c. Atenuación de la frecuencia de

rechazo de 40dB (por ser filtro de segundo orden). [3]

Este circuito, al igual que el amplificador de instrumentación, debe estar constituido por

resistores y capacitores de acoplamiento, por lo tanto el montaje lleva resistores variables, para

efectuar la calibración y así obtener la mayor atenuación posible a la frecuencia deseada. En

los electrocardiógrafos comerciales este filtro es de uso opcional.

1.3.3 Amplificador NO inversor

Luego del filtro NOTCH, se introduce un amplificador en configuración de NO inversor de alta

ganancia. Esta configuración sirve para agregar ganancia a la señal de entrada, con tal de

conseguir una ganancia absoluta de 1000, sobre la señal de entrada de modo que, cuando el

valor del voltaje de la señal de entrada sea de 1mV, entonces el valor del voltaje de la señal de

salida será de 1 V y así finalmente poder obtener la señal de salida a medir. [3]

- 9 -

CAPITULO 2

DISEÑO DE LA FUENTE DE PODER CONMUTADA UTILIZADA PARA UN ELECTROCARDIÓGRAFO

2.1 FUETE BIPOLAR DE PODER COMUTADA En la Fig. 2.1 se muestra el diagrama a bloques de una fuente conmutada, la cual cuenta con

cuatro diferentes secciones, que son: rectificador y filtro (entrada), conmutador de alta

frecuencia, rectificador y filtro (salida) y el circuito de control.

Fig. 2.1. Diagrama a bloques de una Fuente Conmutada. En la Fig. 2.2, se propone el diagrama eléctrico de una fuente bipolar de poder conmutada a

base de dos transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET IRF740, que conforman

una configuración push-pull. A continuación se describe su funcionamiento.

Cuando se requiere suministrar energía alterna de la línea de 60Hz, para desarrollar una fuente

de poder conmutada, en primer lugar se requiere disponer de un rectificador de onda completa

y posteriormente de un filtro capacitivo de alto valor C1, para conseguir un voltaje de CD,

proveniente de la línea.

En seguida, se coloca una red de arranque, formada por un circuito RC, el cual sirve para

suministrar el voltaje correcto del circuito integrado TL494, que proporciona las señales de

control PWM a los transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET IRF740. La red de

arranque, integrada por el capacitor C2, que es cargado, por medio del resistor R1, con una

constante de tiempoτ , determinada por RC=τ [4].

Cuando se suministra el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde la red de

arranque, entonces un número de pulsos alternados, son inyectados a las terminales de las

compuertas de los transistores de efecto de campo óxido de metal MOSFET, los cuales son

activados, cuando la unión drenaje-fuente se cierra, permitiendo la circulación de corriente,

primero por primera mitad del devanado primario a través del transistor Q1, y posteriormente

por la segunda mitad a través del transistor Q2, del devanado primario del transformador T con

núcleo de ferrita marca Ferroxcube [5], el cual induce un campo magnético al devanado de

compensación NC incluido en el transformador T, que tiene como función compensar la

cantidad de corriente faltante, para hacer operar al circuito integrado TL494, y activar la red de

acoplamiento, por medio del diodo de alta velocidad 1N4937.

En este momento, el circuito integrado TL494, ya puede inyectar un mayor número de pulsos a

la compuerta de los transistores de efecto de campo óxido de metal IRF740, debido, a que el

voltaje de retroalimentación, que es proporcionado por el devanado de retroalimentación NR,

incluido en el mismo transformador T, se incrementa por la cantidad de corriente eléctrica que

se exige por las dos mitades del devanado secundario T.

Enseguida, el devanado primario del transformador con núcleo de ferrita, induce también un

campo magnético a las dos mitades del devanado secundario. Estas dos mitades en el

devanado secundario, tienen como función convertir la señal pulsante, en un voltaje de CD, por

medio del arreglo de dos diodos rectificadores 1N4937 (diodo de alta velocidad), polarizados en

forma directa e inversa, respectivamente y de un filtro capacitivo, como se observa en la Fig.

2.2, para obtener una fuente bipolar de voltaje positivo y negativo.

- 10 -

En este tipo de diseño, la fuente de poder conmutada, solamente opera cuando la carga es

conectada a las mitades del devanado secundario del transformador con núcleo de ferrita T, en

este caso el funcionamiento de esta fuente bipolar de poder conmutada, será dependiente de la

cantidad de carga.

Fig. 2.2. Diagrama eléctrico de la fuente bipolar de poder conmutada propuesta, alimentada desde la línea de 60Hz

En el diseño de la fuente de poder conmutada, se debe conocer el principio de funcionamiento

de los elementos que la integran. Entre los elementos que integran la fuente bipolar de poder

conmutada, se puede mencionar al rectificador monofásico de entrada, red de arranque,

convertidor push-pull, diseño del transformador con núcleo de ferrita, circuito de control TL494

con modulación por ancho de pulso y circuito de salida.

En este capitulo, se desarrolla el diseño de la fuente de poder conmutada retroalimentada por

voltaje. El procedimiento de diseño en está aplicación, consiste en la explicación y cálculo de

cada uno de los componentes de las diversas etapas del circuito.

2.2 RECTIFICADOR MOOFÁSICO DE ETRADA Y FILTRO

Para poder desarrollar una fuente de poder conmutada con suministro de energía alterna de

línea de 60Hz, se requiere disponer de un rectificador monofásico de onda completa, y

posteriormente para obtener un voltaje de CD, se debe conectar un filtro capacitivo. En la Fig.

2.3, se ve el diagrama del rectificador monofásico de onda completa.

Fig. 2.3 Rectificador monofásico de onda completa y red de arranque

- 11 -

El rectificador de onda completa, debe ser capaz de suministrar corriente a una carga inductiva

pulsante, a través de un transistor MOSFET, como se observa en la Fig. 2.2. El rectificador de

onda completa, que se debe seleccionar en el circuito de la Fig. 2.3, debe tener una capacidad

de corriente de operación de 2A, así como un voltaje pico inverso de 400V. Para obtener el

valor del filtro capacitivo, que es un condensador electrolítico se deben conocer, el valor del

voltaje rizo, la corriente eléctrica requerida para abastecer la carga, así como la frecuencia de

operación. [4]

Para obtener el valor mínimo del condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el

voltaje del rizo ∆∆∆∆V, determinado por (1), mientras que para obtener el valor máximo del

condensador utilizado como filtro, se requiere conocer el voltaje del rizo ∆∆∆∆V, determinado por

(2):

mVV

π15

4min =∆ (1)

mmáx VV

π3

4=∆ (2)

El valor óptimo del condensador electrolítico, se obtiene a partir del valor del voltaje rizo

correspondiente, corriente de carga y frecuencia de operación, por:

∆⋅=

VfIC L

1 (3)

SOLUCIÓ. Para determinar el valor del condensador electrolítico, se utiliza la ecuación (3), conociendo

previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuaciones (1), (2), obtenidas por

desarrollo de SERIE DE FOURIER, así como el valor de: Vm = 170V, IL = 0.5A , f = 60Hz. De

acuerdo con la ecuación (3):

VVmáx 15.72=∆

FC µ5.11515.7260

5.0min =

⋅=

VV 43.14min =∆

FCmáx µ5.57743.1460

5.0=

⋅=

Un valor práctico para el condensador electrolítico, se puede seleccionar entre el valor mínimo

y el valor máximo de capacitancia, obtenidos anteriormente. Entonces, el valor de C = 470µF,

cumple la condición anterior.

2.3 RED DE ARRAQUE Para suministrar el voltaje de operación al circuito integrado TL494, desde una fuente de

energía alterna de línea de 60Hz, se debe disponer de una red de arranque, integrada por un

circuito RC, como se observa en la Fig. 2.3. El voltaje de CD, obtenido del condensador

electrolítico C1, debe ser capaz de hacer funcionar al circuito de control, con una corriente

limitada por el resistor R1.

Para obtener el valor óptimo de la red de arranque RC, se requiere conocer el valor de la

corriente mínima necesaria para operar al circuito de control TL494, voltaje de CD, obtenido del

filtro capacitivo VCD, voltaje en el condensador a plena carga VL y la frecuencia de operación.

- 12 -

La ecuación (4), se utiliza para determinar el resistor limitador de corriente, mientras que la

ecuación (5), se utiliza para determinar el valor del condensador:

C

LCD

I

VVR

−= (4)

−⋅⋅

>

CD

L

V

VRf

C

1ln

5.1 (5)

El valor de corriente IC, depende del valor necesario de corriente que se requiere para operar al

circuito de control TL494 y a la red de acoplamiento. Este valor de corriente, se obtiene de las

hojas del fabricante. [6]

SOLUCIÓ. Para determinar el valor del resistor R1, y el valor del condensador electrolítico C1, se debe

conocer previamente el valor de: VCD = 108V, VL = 12V, IC =18mA, f = 60Hz. De acuerdo con la

ecuación (4) y (5):

Ω=⋅

−=

−KR 33.5

1014

1210831

FC µ91.92

108

121ln1033.560

5.3

31 =

−⋅⋅⋅

>

Un valor práctico para el resistor R1 y condensador electrolítico C1, se deben seleccionar en

función de la corriente mínima IC y por el valor del voltaje de operación VL del circuito integrado

TL494. Entonces, el valor de R1 = 5.6KΩ y C1 = 100µF, cumplen la condición de operación.

2.4 COVERTIDOR PUSH-PULL Para llevar cabo la conversión del voltaje y corriente CD-CD de forma aislada, para obtener

voltajes positivo y negativo, se utiliza un convertidor push-pull, como se observa en el

diagrama eléctrico de la Fig. 2.2. El principio de funcionamiento de un convertidor push-pull, consiste en la activación de dos transistores MOSFET de forma alternada, que se realiza por

medio de la aplicación de un pulso de compuerta, seguido del cierre de la unión drenador-fuente, consiguiendo con esto que fluya abruptamente una corriente ID = IP, por el inductor y

por el transistor MOSFET. En la Fig. 2.4.a, se ilustra el diagrama eléctrico simplificado de la

topología del convertidor push-pull y en la Fig. 2.4.b, las correspondientes formas de onda

asociadas. [7]

Fig. 2.4.a. Convertidor push-pull

- 13 -

Por otra parte, cuando se activa el transistor Q1, el campo magnético desarrollado en la mitad

del inductor primario LP, del transformador con núcleo de ferrita, se induce sobre una mitad del

inductor secundario LS, creando de esta manera un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS,

sobre el devanado secundario, que es requerida por la carga, en un instante de tiempo

posterior, es activado el transistor Q2, y se vuelve a repetir la secuencia anterior, solamente que

ahora, se crea un voltaje VL y por consiguiente la corriente IS, sobre el devanado secundario,

con polaridad opuesta.

El transistor MOSFET que se debe seleccionar para el diseño del convertidor push-pull, que

se ilustra en la Fig. 2.4.a, debe tener una capacidad de corriente de operación mínima de 1A y

un voltaje de unión drenador-fuente de 400V. El transistor MOSFET IRF740, cumple con estos

criterios de diseño, para el desarrollo de está aplicación. [8]

Para el calculo de los devanados primario NP y secundario NS, de los transformadores con

núcleo de ferrita, se requiere conocer el valor de voltaje que será inyectado al devanado

primario con derivación central, y el valor de voltaje que será utilizado para suministrar a la

carga, así como también la cantidad de corriente, que se consume por ambos devanados. La

obtención del número de espiras por cada devanado, se consigue a partir de:

me

P

PBAf

V

⋅⋅⋅

⋅=4

108

(6)

me

S

SBAf

V

⋅⋅⋅

⋅=4

108

(7)

Por otra parte, el valor del resistor de compuerta RG se obtiene, a partir de la información que

se proporciona en las hojas del fabricante, para el transistor MOSFET IR740. En el apéndice,

se proporciona la información del fabricante del transistor IRF740.

Fig. 2.4.b. Formas de onda del convertidor push-pull asociadas al diagrama de la Fig. 2.4.a

- 14 -

SOLUCIÓ. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado primario y secundario con

derivación central, del transformador T, se utilizan las ecuaciones (6) y (7), conociendo

previamente el valor de: VP = 54V, VS = 18V, IP = 0.326A, IS = 1.5A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm2 y

Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación (6) y (7):

33.333250081.0200004

1054 8

=⋅⋅⋅

⋅=P espiras

11.111250081.0200004

1018 8

=⋅⋅⋅

⋅=S espiras

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente

de los devanados primario y secundario, del transformador T.

A continuación en la TABLA 1 se da a conocer la información correspondiente, para la

selección del calibre AWG del alambre magneto SOLDANEL, clase B, 1300C, con respecto a

la capacidad de corriente. Este tipo de alambre magneto, es utilizado en la fabricación de

transformadores de alta frecuencia 20KHz, con núcleo de ferrita [11].

TABLA 1 DIMENSIONES ALAMBRE MAGENTO

Calibre Número

AWG

Diámetro mm

Sección Transversal

mm 2

Corriente (AMPERS)

18

19

20

21

22

23

24

25

26

27

28

29

30

31

32

33

34

35

36

37

38

39

40

1.0240

0.9116

0.8118

0.7230

0.6438

0.5733

0.5106

0.4647

0.4049

0.3606

0.3211

0.2859

0.2546

0.2268

0.2019

0.1798

0.1601

0.1426

0.1270

0.1131

0.1007

0.0897

0.0799

0.82

0.65

0.52

0.41

0.33

0.26

0.20

0.16

0.13

0.10

0.08

0.064

0.051

0.040

0.032

0.0254

0.0201

0.0159

0.0127

0.0100

0.0079

0.0063

0.0050

14.2

10.5

8.0

6.8

5.6

4.5

3.2

2.5

2.0

1.8

1.5

1.2

0.72

0.53

0.36

0.30

0.25

0.20

0.12

0.09

0.08

0.05

0.02

Para el diseño del transformador con núcleo de ferrita para 20KHz, calculado, se tiene:

NP = 340 espiras AWG # 32

NS = 114 espiras AWG # 28

NC = 74 espiras AWG # 36

NR = 30 espiras AWG # 36

- 15 -

Cuando, se fabrican transformadores de alta potencia y frecuencias > 50KHz, en aplicaciones

como los son balastros electrónicos, en donde se exige, que estos sistemas operen con bajas

pérdidas, con un alto asilamiento, se recomienda utilizar un alambre magneto LITZ, del tipo

POLISOLDATERMANEL, clase H, 1800C. [11]

2.4.1 DISEÑO DE LOS IDUCTORES AUXILIARES En el transformador T con núcleo de ferrita, también se dispone de dos devanados, que

corresponden a inductores auxiliares, cuya función, es generar la corriente faltante de

compensación y el voltaje de retroalimentación para el suministro del circuito de control,

respectivamente. En la Fig. 2.5, se ilustra el aspecto de los transformadores T.

Fig. 2.5. Aspecto del transformador con núcleo de ferrita para una frecuencia de 20Khz

Para el cálculo del devanado de compensación NC y de retroalimentación NR, se requiere

conocer el valor de voltaje de CD correspondiente, para poder operar al circuito de control

TL494, así como también el voltaje de retroalimentación requerido, para que el amplificador de

error del circuito TL494, opere correctamente. La obtención del número de espiras por cada

uno de estos devanados, se consigue a partir de ecuaciones similares para el cálculo de los

devanados NP y NS. [4]

SOLUCIÓ. Para determinar el valor del número de espiras para el devanado de compensación NC y de

retroalimentación NR, del transformador T, se debe conocer previamente el valor de: VC = 12V, VR = 5V, IC = IR = 0.11A, f = 20KHz, Ae = 0.81cm2

y Bm = 2500G. De acuerdo con la ecuación

(6):

07.74250081.0200004

1012 8

=⋅⋅⋅

⋅=C espiras

86.30250081.0200004

105 8

=⋅⋅⋅

⋅=R espiras

La selección del calibre del alambre magneto, se elige, en función de la capacidad de corriente

de los devanados de compensación y retroalimentación. En el apartado 2.4, se proporciona el

calibre del alambre magneto que se utiliza en los devanados de compensación y

retroalimentación, respectivamente.

Como en el circuito de control TL494, se requiere inyectar voltajes de CD, tanto para el

suministro de corriente, como para el voltaje de retroalimentación, las señales pulsantes

obtenidas a la salida de los devanados de compensación NC y retroalimentación NR,

respectivamente, deben ser convertidas en voltajes de CD. En la Fig. 2.5, se puede ver, la

conexión en ambos devanados (compensación y retroalimentación) a un diodo rectificador de alta velocidad, con su correspondiente filtro capacitivo.

El diodo rectificador de alta velocidad [9], que se utiliza en la Fig. 2.5, en los devanados

auxiliares, debe tener una capacidad de corriente de operación de 0.11A y un voltaje pico

inverso mayor a 10V.

- 16 -

El diodo rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con los criterios de diseño, para está

aplicación.

Para determinar el valor del condensador de retroalimentación, se puede utilizar la ecuación

(3), conociendo previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así

como el valor de: Vrm = 10V, IR = 0.11A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

VV 848.0min =∆

FCmáx µ48.6848.020000

11.0=

⋅=

Un valor práctico para el condensador de retroalimentación, se puede seleccionar por un valor

de capacitancia CR = 10µF.

2.5 CIRCUITO DE COTROL TL494 CO MODULACIÓ POR ACHO DE PULSO

En [6], se describe, que se requiere de un oscilador de señal diente de sierra, el cual se

compara con un voltaje de error de CD, obtenido a partir de la diferencia de dos voltajes que

corresponden al voltaje de referencia y al voltaje de retroalimentación, para proporcionar a

la salida de un comparador, una señal de control PWM. La variación del voltaje de error de CD,

se obtiene de un amplificador diferencial, que hace la función de amplificador de error, el cual

resta el voltaje de referencia, con el valor de voltaje de retroalimentación, que corresponde

a la variación correcta del sistema, es decir cuando se presenta estabilidad. Pero cuando, la

señal de referencia se iguala a la señal de retroalimentación, se alcanza una inestabilidad, y

esa condición se mantiene, hasta que exista nuevamente un cambio en el sistema, que obligue

al cambio en la señal de retroalimentación.

En la Fig. 2.6, se presenta los casos extremos, que se observan en el funcionamiento de un

control con retroalimentación.

Fig. 2.6. Funcionamiento del control retroalimentado para dos voltajes de error. (a) Señal PWM para un caso inestable y (b) Señal PWM para un caso estable

El circuito integrado TL494, se utiliza como circuito de control con modulación por ancho de

pulso PWM. Este circuito integrado, tiene mucha aceptación en el diseño de fuentes de poder

conmutadas operadas en alta frecuencia (>20Khz). Este circuito contiene un oscilador diente

de sierra, dos amplificadores de error, referencia de 5V con histéresis, control para el tiempo

muerto de la señal PWM, protección contra sobre voltaje, y dos transistores bipolares con

capacidad de manejo de corriente de hasta ∼∼∼∼ 0.5A [6].

Para poder seleccionar el circuito integrado TL494, como control PWM, en la fuente de poder

conmutada retroalimentada por voltaje, se requiere hacer una analogía de funcionamiento con

el esquema básico del control retroalimentado, expuesto en [10]. Esto tiene como propósito, conocer su diagrama interno de bloques, para comprobar la función

correspondiente de cada bloque y asegurar su funcionalidad para esta aplicación.

- 17 -

En la Fig. 2.7, se ilustra el diagrama de bloques del circuito integrado TL494.

Fig. 2.7. Diagrama interno de bloques del circuito integrado TL494

En el diagrama de bloques, se observan algunos terminales, que pueden presentar confusión,

por ejemplo, el control de tiempo muerto (deadtime), que corresponde a la terminal No 4,

mientras que la terminal No 13, se refiere al control de la señal de salida (output control), en la

cual solo se puede inyectar una señal con nivel de voltaje de 5V, por ser una compuerta con

lógica TTL.

Entre las características eléctricas más importantes del circuito integrado TL494, que son de

utilidad para el desarrollo de un diseño específico, como la información, que recomienda el

fabricante, para que se utilicen ciertas condiciones de operación para el TL494, las cuales son

de importancia, ya que sirven de guía, para el diseño de una fuente de poder conmutada. En

la TABLA 2, se enlistan estás características que proporciona el fabricante.

TABLA 2. Características eléctricas del circuito integrado TL494

Entre las curvas características más importantes, que se tienen que considerar cuando se

realiza el diseño de una fuente de poder conmutada, son por ejemplo, la gráfica de la

frecuencia del oscilador, la gráfica de la ganancia en voltaje del amplificador de error en lazo

abierto, y la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad, para el control del tiempo muerto

(deadtime), de la señal de control, como función de la frecuencia del oscilador.

- 18 -

En la Fig. 2.8, se ilustra el diagrama eléctrico del circuito integrado TL494, utilizado para

generar la señales de control para la activación de los transistores MOSFET IRF740.en la

topología Push-Pull.

Fig. 2.8. Diagrama eléctrico del circuito de control con el integrado TL494

En la Fig. 2.9, se observa la curva correspondiente a la variación de la frecuencia del oscilador

f, en función del valor del resistor RT. A partir de está grafica se obtiene el valor del resistor RT y

condensador CT, para generar la señal diente de sierra como oscilador para una frecuencia

de 20KHz, en donde resistor RT = 8.2KΩ y CT = 0.01µF.

Fig. 2.9. Variación de la frecuencia del oscilador en función del valor de RT

En la Fig. 2.10, se observa la respuesta del amplificador de error diferencial, el cual debe

funcionar para una frecuencia de 20KHz. Sobre la curva de respuesta de este amplificador, se

observa, que para una frecuencia de 20KHz, su operación es inestable [4], por lo que es

necesario realizar una compensación en frecuencia, agregando una red R3C conectada en

serie entre si, y en paralelo con el resistor R1, el cual determina la ganancia en el amplificador

de error diferencial.

El fabricante proporciona una solución para resolver este inconveniente y conseguir que el

amplificador de error sea estable para 20KHz [6]. Con el valor propuesto de resistores y

condensador por el fabricante: R1 = 4.7KΩ, R2 = 1MΩ, R3 = 33KΩ y C = 0.1µF.

- 19 -

Se obtiene una ganancia en voltaje en lazo cerrado de aproximadamente 30dB.

Fig. 2.10. Variación de la ganancia en voltaje en lazo abierto en función de la frecuencia

En la Fig. 2.11, se ilustra la gráfica del porcentaje del ciclo de utilidad %, para el control del

tiempo muerto, en donde se requiere que la señal de control de salida, tenga un ciclo de trabajo

del 30%, para que los transistores en configuración Push-Pull, no se traslapen, cuando ambos

dispositivos sean activados y desactivados. De la grafica que proporciona el fabricante, una

solución para conseguir este ciclo de trabajo, se elige que: RX = 4.7KΩ y RY = 470Ω.

Para activar a los transistores Q1 y Q2, se requiere de una red de acoplamiento adicional,

debido a que el circuito integrado TL494, no puede proporcionar el nivel de voltaje VG hacia la

terminal de compuerta, para activar al IRF740, como lo sugiere el fabricante [8]. En la Fig. 2.8,

se observa la conexión de la red de acoplamiento a la terminal No 8. La obtención del valor de

los resistores RC, R4 y R5, para que los transistores Q1 (BC547) y Q2 (BC557) satisfagan su

operación en la región de corte-saturación, la ganancia en corriente β = 10, permitirá

conseguir que: RC = 940Ω, R4 = 9.4KΩ y R5 = 1KΩ. [4]

Fig. 2.11 Variación del ciclo de utilidad de la señal de control, en función de la frecuencia del oscilador y del voltaje del control de tiempo muerto

2.6 CIRCUITO DE SALIDA Para obtener un voltaje de CD de los devanados secundarios del transformador T, se requiere

disponer de rectificadores de alta velocidad, por la frecuencia de operación de la fuente de

poder conmutada a 20KHz. Posteriormente, se debe conectar un filtro capacitivo.

En la Fig. 2.12, se ve el diagrama de la etapa de salida con rectificadores de alta velocidad.

- 20 -

El diodo rectificador de alta velocidad D1 que se ilustra en la Fig. 2.12, debe tener una

capacidad de corriente de operación de 2A y un voltaje pico inverso de 400V. El diodo

rectificador de alta velocidad 1N4937, opera con una corriente máxima de 1A [9]. Para obtener voltaje positivo y negativo, se utiliza dos diodos de alta velocidad 1N4937,

conectados como se ilustra en la Fig. 2.12.

SOLUCIÓ.

Para determinar el valor del condensador C1, se puede utilizar la ecuación (3), conociendo

previamente el valor del voltaje rizo, que se obtiene de las ecuación (1), así como el valor de:

Vm = 18V, I1 = 0.5A, f = 20KHz. De acuerdo con la ecuación (3):

VV 52.1min =∆

FCmáx µ44.1652.120000

5.0=

⋅=

Un valor práctico para el condensador C1, se puede seleccionar por un valor de capacitancia C1 = 22µF.

Fig. 2.12. Rectificador de alta velocidad D1 y filtro capacitivo para una frecuencia de 20Khz En una conexión en paralelo, se conecta un resistor R con valor de 100KΩ, como protección

para la descarga del propio condensador, y así evitar que se quede cargado, cuando se

desconecte la fuente de poder conmutada.

- 21 -

CAPITULO 3

RESULTADOS Y PERSPECTIVAS En este capitulo, se presentan los resultados obtenidos con el prototipo de la fuente de poder

conmutada para el electrocardiógrafo, a través de oscilogramas correspondientes a las señales

de salida de la fuente de poder conmutada y las lecturas del ECG desde el electrocardiógrafo,

previamente diseñado y calibrado. Estas mediciones son realizadas a un corazón artificial y a

un paciente, respectivamente.

3.1 ELABORACIÓ DEL PROTOTIPO

A continuación, se presenta una sencilla descripción de la forma como se realizaron las placas

de circuito impreso para la fuente bipolar de poder conmutada. También se indica como se

deben distribuir los dispositivos electrónicos, magnéticos (transformador con núcleo de ferrita),

etc.

En la Fig. 3.1.1, se muestra el aspecto de la fuente bipolar de poder conmutada, que está

integrada por: (a) Rectificador monofásico de entrada y filtro, (b) Red de arranque, (c)

Convertidor push-pull, (d) Inductores auxiliares, (e) Circuito de control TL494 con modulación

por ancho de pulso, (f) Circuito de salida.

Fig. 3.1.1. Aspecto de la fuente bipolar de poder conmutada

El circuito impreso del prototipo de la fuente bipolar de poder conmutada, se realiza sobre una

placa fenólica, de cara individual, siendo los dispositivos electrónicos distribuidos, según, se

muestran en la placa de circuito impreso del circuito de control (Fig. 3.1.2.a) y de la placa de

circuito impreso de la fuente bipolar de poder conmutada (Fig. 3.1.2.b), que se separa, debido a

que se requiere una compactación en el tamaño, con respecto al circuito completo, como se

observa en la Fig. 3.1.1.

- 22 -

Fig. 3.1.2.a. Circuito impreso correspondiente al circuito de control de la fuente bipolar de poder conmutada

Fig. 3.1.2.b. Circuito impreso correspondiente a la fuente bipolar de poder conmutada

El montaje de la fuente bipolar de poder conmutada junto con el modulo del electrocardiógrafo,

se interconectan, para realizar las mediciones correspondientes del ECG. En la Fig. 3.1.3, se

da a conocer el aspecto del montaje del sistema completo (fuente bipolar de poder conmutada

y modulo del electrocardiógrafo).

- 23 -

Fig. 3.1.3. Aspecto del montaje del sistema completo: fuente bipolar de poder conmutada y modulo del electrocardiógrafo (caja roja).

3.2 MEDICIOES

En esta sección, se hace una descripción de las mediciones realizadas para obtener las

señales correspondientes del ECG, con la utilización de la fuente bipolar de poder conmutada.

Estás mediciones, se realizan con ayuda de un osciloscopio digital de la serie TDS3000B de TEKTRONIX. El osciloscopio digital, permite que se pueda guardar la información, es decir los

oscilogramas en un disco floppy, esto hace más versátil, la realización de la medición.

En primer lugar, se realizaron las mediciones correspondientes a la fuente bipolar de poder

conmutada, que son explicadas en [10] y en la Fig. 3.2.1, se observa el oscilograma de la señal

de salida de voltaje en el devanado secundario del transformador observado en la Fig. 1.4. Del

oscilograma, se puede observar que la amplitud del valor pico-pico es de 19.76V, mientras que

el valor de la frecuencia es de 19.35KHz. Esto demuestra que la forma de onda de la señal de

la Fig. 3.2.1, corresponde a una configuración Push-Pull.

Fig. 3.2.1 Oscilograma correspondiente a la forma de onda de voltaje de salida, en el devanado secundario del transformador con núcleo de ferrita

- 24 -

En seguida, se realizan las lecturas correspondientes del electrocardiógrafo energizado por

medio de la fuente bipolar de poder conmutada, que se propone en este trabajo de TESIS.

La forma de onda de la señal del ECG, a través del sistema de medición, es obtenida a través

de un osciloscopio digital de la serie TEKTRONIX, modelo TDS3000B. La medición del ECG,

se realiza previamente, por medio de un corazón artificial, previamente calibrado por el

instrumentista, el cual sirve como patrón de medición. En la Fig. 3.2.2, se muestra el

oscilograma correspondiente obtenido con el corazón artificial, con una amplitud de 5 Vp y

frecuencia de 1.767 Hz.

En la Fig. 3.2.3, se muestra el oscilograma correspondiente, cuya medición es obtenida en un

paciente. La amplitud de 4 Vp y frecuencia de 1.375 Hz, fueron registradas en la medición. Esta

medición, permite comprobar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada y la

estabilidad del electrocardiógrafo.

Fig. 3.2.2. Oscilograma correspondiente a la lectura del ECG, obtenida por el corazón artificial

Fig. 3.2.3. Oscilograma correspondiente a la lectura del ECG, obtenida de un paciente

- 25 -

3.3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS En esta sección, se procede evaluar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada

para el electrocardiógrafo. Se inyecta una señal alterna de 120V RMS, 60Hz, para obtener sus

respectivas características eléctricas, con el electrocardiógrafo como carga. La información

obtenida, se enlista en la Tabla 3.

TABLA 3 CARACTERÍSTICAS ELÉCTRICAS

PARÁMETRO VARIABLE VALOR

Voltaje de entrada VE 54V

Voltaje de salida VS ±±±± 9V

Corriente de entrada IE 0.16A

Corriente a plena carga IS

±±±± 0.20A

Rizo de salida ∆V ±±±± 0.1V

Eficiencia η 52%

En la Fig. 3.3.1, se muestra el oscilograma correspondiente, al voltaje de rizo ∆V, producido por

la fuente bipolar de poder conmutada a plena carga (electrocardiógrafo). La amplitud de 0.1V,

fue registrada en la medición. Esta medición, permite comprobar que el voltaje aplicado al

electrocardiógrafo es altamente eficiente. Los voltajes de salida de la fuente bipolar de poder

conmutada suministrados al electrocardiógrafo, son +8.48V y -8.76V, que fueron registrados

en el oscilograma. Las pequeñas discrepancias en los voltajes obtenidos, se debe a que el

número de espiras no es simétrico, cuando se realiza una derivación central.

Fig. 3.3.1. Oscilograma correspondiente a la lectura del voltaje de rizo, y del voltaje de salida de la fuente bipolar de poder conmutada

Se puede observar de la Tabla 3, que la eficiencia de la fuente bipolar de poder conmutada,

realizada en este trabajo, es tan solo del 52%.

- 26 -

Esto es debido en parte al diseño del transformador con núcleo de ferrita, el cual presenta

algunas deficiencias, con respecto a la prematura saturación del núcleo ferromagnético. Otro

inconveniente, es que la relación de transformación, no debe ser mayor de 5 veces, ya que

la inductancia mutua, comienza ser muy pequeña, debido a la débil inducción magnética del

devanado primario al devanado secundario. Sin embargo, a pesar de los inconvenientes

mencionados, la fuente bipolar de poder conmutada, es funcional, para la aplicación del

electrocardiógrafo.

3.4 PERSPECTIVAS Debido a las deficiencias explicadas en la sección 3.3, sobre la fuente bipolar de poder

conmutada para el electrocardiógrafo, se debe evitar que el núcleo de ferrita del transformador

de alta frecuencia, se sature, como se observa en la curva del ciclo de histéresis (B-H), de la

Fig. 3.4.1 [5].

Fig. 3.4.1. Curva de magnetización normal, correspondiente al ciclo de histéresis, en donde se observa la región de saturación.

Para mejorar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada, se propone utilizar dos

transformadores de alta frecuencia, con núcleo ferromagnético de alta permeabilidad (µ > 2000), de la marca Ferroxcube (material 3C85), y conectarlos de la forma indicada en el

circuito eléctrico de la Fig. 3.4.2. Esta solución permite, que la fuente bipolar de poder

conmutada para el electrocardiógrafo, mejore su rendimiento, es decir, alcance eficiencias del

orden de hasta el 85%. A demás el diseño del circuito de control, puede ser realizado con

componentes de montaje superficial, lo que reduciría el tamaño físico de la fuente bipolar de

poder conmutada.

- 27 -

Fig. 3.4.2. Diagrama del circuito eléctrico propuesto para mejorar el rendimiento de la fuente bipolar de poder conmutada.

- 28 -

JUSTIFICACIÓN ECONÓMICA

Enseguida, se expone un importante aspecto, acerca del presupuesto, pues es indispensable

desarrollar un buen proyecto. Es necesario, que en el presupuesto no falte ningún material, por

lo tanto, la forma de proceder es la siguiente:

Se toma al diagrama eléctrico de la fuente bipolar de poder conmutada (Fig. 1.4), como guía

para realizar el presupuesto. A continuación se procede a realizar una lista de materiales, en la

que se debe especificar la cantidad, unidad, descripción, costo por unidad y costo total.

LISTA DE MATERIAL

CATIDAD DESCRIPCIÓ PRECIO

UITARIO PRECIO TOTAL

1 Transformador con núcleo de ferrita

$100.00 $100.00

1 Rectificador de 4A $10.00 $10.00

1 Circuito Integrado

TL494 $8.00 $8.00

1 TRIMPOT de 10KΩ $15.00 $15.00

1 Porta fusible $2.50 $2.50

1 Bloque de 2 terminales $4.00 $4.00

1 Bloque de 3 terminales $4.00 $4.00

1 Fusible tipo europeo

1A / 250 V $2.50 $2.50

1 Header en escuadra $7.00 $7.00

1 Clavija $5.00 $5.00

1 1m de cable $10.00 $10.00

4 Diodo 1N4937 $1.50 $8.00

2 MOSFET IRF740 $9.00 $18.00

4 Transistor BC547 $2.50 $10.00

2 Transistor BC557 $2.50 $5.00

1 Capacitor electrolítico

100µF a 50V $4.00 $4.00


220µF a 50V $5.00 $10.00


470µF a 250V $20.00 $20.00


22µF a 50V $4.00 $4.00

1 Capacitor cerámico

1nF $1.50 $1.50

1 Capacitor cerámico

100nF $1.50 $1.50

2 Resistor 2.7KΩ

a 5W $5.00 $10.00

2 Resistor 10KΩ

a 1/2W $0.50 $1.00

2 Resistor 4.7KΩ

a 1/2W $0.50 $1.00

1 Resistor 33KΩ

a 1/2W $0.50 $0.50

- 29 -

1 Resistor 470KΩ

a 1/2W $0.50 $0.50

1 Resistor 560 Ω a 1/2W $0.50 $0.50

2 Resistor 8.2KΩ

a 1/2W $0.50 $1.00

2 Resistor 100 KΩ

a 1/2W $0.50 $1.00

4 Resistor 100 Ω

a 1/2W $0.50 $2.00

2 Resistor 1.2 KΩ

a 1/2W $0.50 $1.00

5 Resistor 1 KΩ a 1/2W $0.50 $2.50

2 Resistor 120 Ω a 1/2W $0.50 $1.00

2 Resistor 820 Ω a 1/2W $0.50 $1.00

1 Resistor 68 KΩ a 1/2W $0.50 $0.50

1 Placa para impreso

10x15cm $20.00 $20.00

TOTAL $293.00

El costo total es de $293.00, lo que corresponde solamente al circuito total, que integra la

fuente bipolar de poder conmutada.

Sin embargo, este costo total, puede ser mayor, que el correspondiente para una fuente de

poder conmutada comercial, pero el reducido tamaño, mínimo peso, mayor eficiencia, y

baja disipación, hace que se compense el costo total.

Con respecto al desarrollo original de ingeniería que se llevo a cabo en este trabajo de TESIS,

es indispensable que se de el valor correspondiente al diseño; como base, se puede estimar un

valor de $50.000.00, pero considerando la experiencia profesional adquirida durante el trabajo,

el diseño adquiere un mayor valor alrededor de $150.000.00. A demás, se deben considerar

otros aspectos menos importantes, pero que son de utilidad, y se enlistan a continuación junto

con el anterior presupuesto:

LISTA DE MATERIAL $293.00

VALOR DEL DISEÑO $150.000.00

ACCESORIOS $500.00

GABINETES PROFESIONALES $1.500.00

TOTAL $152.293.00

- 30 -

CONCLUSIONES En este trabajo se desarrolló una fuente de poder conmutada para doble voltaje de suministro,

con el propósito de abastecer de energía a un electrocardiógrafo, construido a base de

amplificadores operacionales AO. La medición de señales sensibles, como lo son las obtenidas

por un electrocardiógrafo ECG, requieren de una electrónica abastecida con una fuente de CD,

sin voltaje de rizo, por consiguiente, la propuesta de este trabajo, es conseguir una fuente de

poder conmutada con bajo voltaje de rizo y suministro de energía desde la línea de 60Hz y a su

vez que este aislada de la línea.

La aplicación tecnológica de este tipo de suministro de energía, es resolver el problema que

existe, para abastecer de energía a un instrumento que registra señales sensibles, como el

electrocardiógrafo, para que opere durante las 24 horas, como se requiere en un hospital, sin

la necesidad de recurrir a fuentes primarias de CD, como lo son las pilas secas, que tienen un

tiempo limitado.

Para la realización de la fuente bipolar de poder conmutada, se requirió, que se comprendiera

profundamente el funcionamiento de un sistema retroalimentado, a base de componentes

magnéticos (que es su base de diseño). La fuente bipolar de poder conmutada, desarrollada

en este trabajo, se logro gracias a que se alcanzaron los siguientes puntos:

A. Se tiene un alto aislamiento de la línea de 60Hz, proporcionado por el transformador del

núcleo de ferrita, operado a 20KHz. Con esto el paciente este protegido al evaluarlo. La señal

del ECG contiene un bajo nivel de ruido.

B. No se obtienen lecturas erróneas del ECG, debido a que el nivel del voltaje de rizo es

insignificante, logrando con esto que la electrónica del electrocardiógrafo, sea más estable y su

tiempo de vida sea mayor.

C. No se tiene disipación de calor y se tiene un reducido tamaño de la fuente bipolar de poder

conmutada. Lo anterior se debe al avance tecnológico de los dispositivos semiconductores y de

los componentes magnéticos, que operan en altas frecuencias >20Khz.

Desarrollando las mejoras al diseño actual obtenido de la fuente bipolar de poder conmutada,

este tipo de tecnología, puede ser utilizada en la instrumentación médica moderna, e incluso se

puede equipar a los hospitales con instrumentos experimentales, diseñados en el país, con

bajo costo. Este trabajo de TESIS, es un ejemplo de desarrollo nacional.

- 31 -

REFERENCIAS [1] Información obtenida de: http://www.dalcame.com/ecg.htm [2] Wartak Joseph, “Interpretación de Electrocardiogramas”, Segunda Edición, Iberoamericana [3] Robert F. Coughlin, Frederick F. Driscoll, “Amplificadores Operacionales y Circuitos Integrados Lineales”, Prentice Hall, pp. 294 - 326, 1993. [4] Crisis George, “High-Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design”, Second Edition, McGraw-Hill, pp. 96 - 100, pp. 197 - 206, 1989. [5] Marty Brown, “Practical Switching Power Supply Design”, Motorola Series in Solid State Electronics, pp. 67 - 79, 1990. [6] ON semiconductor, “Switchmode Pulse Width Modulation Control Circuit”, datasheet: TL494, , July, 2000 [7] Muhammad H. Rashid, “ELECTROICA DE POTECIA Circuitos, Dispositivos y Aplicaciones”, Tercera Edición, Prentice Hall, pp. 280 - 286, 2004 [8] Intersil, “5.5A, 400V, 1.0 Ohm, -Channel Power MOSFET”, datasheet: IRF740, June, 1999 [9] MCC semiconductor, “1A, 420V, Fast Recovery Rectifier DIODE”, datasheet: I4937. [10] López Mendoza Miguel Francisco, Irineo Hernández Sergio, “Fuente de Poder Conmutada Retroalimentada por Voltaje”, Tesis Profesional de Licenciatura, Capitulo 2, Noviembre 2007. [11] Grupo CODUMEX, “Catalogo 2003: Alambre Magneto”: http://www.condumex.com

- 32 -

APÉNDICE A. MATERIALES DE FERRITA El diseño de componentes magnéticos es una ciencia exacta, ya que esto sigue precisamente

a las leyes fundamentales del electromagnetismo desarrolladas por los pioneros científicos del

campo, como son: Maxwell, Ampere, Oersted y Gauss.

El propósito de este resumen, es dar la información correspondiente para la construcción y

fabricación de transformadores con operación en alta frecuencia. El aspecto de un núcleo de

ferrita se observa en la Fig. A.1.

Fig. A1. Aspecto de un núcleo de ferrita

Para el diseño de inductores y transformadores, se requiere conocer el tipo de núcleo que se

va a utilizar, el máximo valor de la densidad de flujo magnético Bm, y la frecuencia de operación

f para el tipo de núcleo. En la Tabla 4, se indican algunas propiedades físico-químicas, de

interés, que son útiles para la selección de materiales de ferrita.

TABLA 4 PROPIEDADES FISICO-QUIMICAS

MATERIAL COMPOSICIÓN

QUIMICA PERMEABILIDAD

MÁXIMA RESISTIVIDAD

PUNTO DE CURIE

FERROXCUBE

3C8

MnFe2O4 +

ZnFe2O4 µr = 1500 10

2Ω-cm ~ 200

0C

FERROXCUBE

3C85

MnFe2O4 +

ZnFe2O4 µr = 5000 10

2Ω-cm ~ 200

0C

La frecuencia de operación para materiales de ferrita ferroxcube 3C8 es <50KHz y

ferroxcube 3C85 es <1MHz.

El área efectiva en un núcleo de material de ferrita, se toma como la región en donde se

enrollan las espiras para formar los inductores.

A partir de resultados experimentales realizados en el laboratorio de Industrias Sola Basic

ISB, se obtuvo la siguiente información, que sirve como guía, para seleccionar el tamaño del

núcleo de ferrita, como función del área efectiva Ae y la potencia eléctrica disponible PE. De

está información contenida en la Tabla 5, no se tiene información técnica.

- 33 -

TABLA 5

AREA EFECTIVA COMO FUNCIÓN DE LA POTENCIA ELÉCTRICA

Ferroxcube 3C8 Bm = 4000G

f = 20KHz

Potencia (VA)

Área Efectiva

(cm2)

10

20

40

60

80

100

0.52

0.74

1.04

1.28

1.48

1.65

© Semiconductor Components Industries, LLC, 2006

July, 2006 − Rev. 121 Publication Order Number:

1N4933/D

1N4933, 1N4934, 1N4935,1N4936, 1N4937

1N4935 and 1N4937 are Preferred Devices

Axial−Lead Fast−RecoveryRectifiers

Axial−lead, fast−recovery rectifiers are designed for specialapplications such as DC power supplies, inverters, converters,ultrasonic systems, choppers, low RF interference and free wheelingdiodes. A complete line of fast recovery rectifiers having typicalrecovery time of 150 nanoseconds providing high efficiency atfrequencies to 250 kHz.

Features

• Shipped in Plastic Bags; 1,000 per Bag

• Available Tape and Reeled; 5,000 per Reel, by Adding a “RL” Suffixto the Part Number

• These are Pb−Free Devices*

Mechanical Characteristics:• Case: Epoxy, Molded

• Weight: 0.4 Gram (Approximately)

• Finish: All External Surfaces Corrosion Resistant and TerminalLeads are Readily Solderable

• Lead Temperature for Soldering Purposes:260°C Max. for 10 Seconds

• Polarity: Cathode Indicated by Polarity Band

*For additional information on our Pb−Free strategy and soldering details, pleasedownload the ON Semiconductor Soldering and Mounting TechniquesReference Manual, SOLDERRM/D.

FAST RECOVERY RECTIFIERS1.0 AMPERE, 50−600 VOLTS

Preferred devices are recommended choices for future useand best overall value.

MARKING DIAGRAM

http://onsemi.com

See detailed ordering and shipping information on page 3 ofthis data sheet.

ORDERING INFORMATION

A =Assembly Location1N493x =Device Number

x= 3, 4, 5, 6 or 7YY =YearWW =Work Week =Pb−Free Package

A1N493xYYWW

(Note: Microdot may be in either location)

AXIAL LEADCASE 59STYLE 1

1N4933, 1N4934, 1N4935, 1N4936, 1N4937

http://onsemi.com2

MAXIMUM RATINGS (Note 1)

Rating Symbol 1N4933 1N4934 1N4935 1N4936 1N4937 Unit

†Peak Repetitive Reverse VoltageWorking Peak Reverse VoltageDC Blocking Voltage

VRRMVRWM

VR

50 100 200 400 600 V

†Non−Repetitive Peak Reverse VoltageRMS Reverse Voltage

VRSMVR(RMS)

7535

15070

250140

450280

650420

V

†Average Rectified Forward Current(Single phase, resistive load, TA = 75°C) (Note 2)

IO 1.0 A

†Non−Repetitive Peak Surge Current(Surge applied at rated load conditions)

IFSM 30 A

Operating Junction Temperature RangeStorage Temperature Range

TJ, Tstg − 65 to +150 °C

Stresses exceeding Maximum Ratings may damage the device. Maximum Ratings are stress ratings only. Functional operation above theRecommended Operating Conditions is not implied. Extended exposure to stresses above the Recommended Operating Conditions may affectdevice reliability.1. Ratings at 25°C ambient temperature unless otherwise specified.2. Derate by 20% for capacitive loads.

THERMAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Max Unit

Thermal Resistance, Junction−to−Ambient (Typical Printed Circuit Board Mounting) RJA 65 °C/W

ELECTRICAL CHARACTERISTICS

Characteristic Symbol Min Typ Max Unit

Instantaneous Forward Voltage (IF = 3.14 Amp, TJ = 150°C) vF − 1.0 1.2 V

Forward Voltage (IF = 1.0 Amp, TA = 25°C) VF − 1.05 1.2 V

†Reverse Current (Rated DC Voltage) TA = 25°CTA = 100°C

IR −−

1.050

5.0100

A

REVERSE RECOVERY CHARACTERISTICS†

Reverse Recovery Time (IF = 1.0 Amp to VR = 30 Vdc)(IFM = 15 Amp, di/dt = 10 A/s)

trr −−

150175

200300

ns

Reverse Recovery Current (IF = 1.0 Amp to VR = 30 Vdc) IRM(REC) − 1.0 2.0 A

†Indicates JEDEC Registered Data for 1N4933 Series.

1

0.110.4 0.6

VF, INSTANTANEOUS FORWARD VOLTAGE (V)

Figure 1. Typical Forward Voltage Figure 2. Typical Reverse Current

10

0.8 1.4

I F, F

OR

WA

RD

CU

RR

EN

T (

A)

TC = 25°C

TC = 150°C

TC = 100°C

1.0E−080 100 200 300 400 500

VR, REVERSE VOLTAGE (V)

600

I R,

RE

VE

RS

E C

UR

RE

NT

(A

)

TC = 25°C

TC = 150°C

TC = 100°C

1.0E−07

1.0E−06

1.0E−05

1.0E−04

1.0E−03

1.2

TC = 125°C

TC = 125°C

1N4933, 1N4934, 1N4935, 1N4936, 1N4937

http://onsemi.com3

Figure 3. Typical Capacitance

11600 20 40 60 80 100

VR, REVERSE VOLTAGE (V)

10

120 140 180 200

C,

CA

PA

CIT

AN

CE

(pF

)

TJ = 25°C

Figure 4. Current Derating

01600 20 40 60 80 100

TA, AMBIENT TEMPERATURE (C)

1.8

120 140

I O, A

VE

RA

GE

FO

RW

AR

D C

UR

RE

NT

(A

)

JA = 65°C/W1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

DC


Device Package Shipping†

1N4933 Axial Lead* 1000 Units / Bag

1N4933G Axial Lead* 1000 Units / Bag

1N4933RL Axial Lead* 5000 / Tape & Reel

1N4933RLG Axial Lead* 5000 / Tape & Reel

















†For information on tape and reel specifications, including part orientation and tape sizes, please refer to our Tape and Reel PackagingSpecifications Brochure, BRD8011/D.

*This package is inherently Pb−Free.

1N4933, 1N4934, 1N4935, 1N4936, 1N4937

http://onsemi.com4

PACKAGE DIMENSIONS

B

DK

K

F

F

A

DIM MIN MAX MIN MAXMILLIMETERSINCHES

A 4.10 5.200.161 0.205B 2.00 2.700.079 0.106D 0.71 0.860.028 0.034F −−− 1.27−−− 0.050K 25.40 −−−1.000 −−−

NOTES:1. DIMENSIONING AND TOLERANCING PER ANSI

Y14.5M, 1982.2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.3. ALL RULES AND NOTES ASSOCIATED WITH

JEDEC DO−41 OUTLINE SHALL APPLY4. POLARITY DENOTED BY CATHODE BAND.5. LEAD DIAMETER NOT CONTROLLED WITHIN F

DIMENSION.

AXIAL LEADCASE 59−10

ISSUE U

POLARITY INDICATOROPTIONAL AS NEEDED

(SEE STYLES)STYLE 1:

PIN 1. CATHODE (POLARITY BAND)2. ANODE

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Europe, Middle East and Africa Technical Support:Phone: 421 33 790 2910

Japan Customer Focus CenterPhone: 81−3−5773−3850

1N4933/D

LITERATURE FULFILLMENT:Literature Distribution Center for ON SemiconductorP.O. Box 5163, Denver, Colorado 80217 USAPhone: 303−675−2175 or 800−344−3860 Toll Free USA/CanadaFax: 303−675−2176 or 800−344−3867 Toll Free USA/CanadaEmail: [email protected]

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©2001 Fairchild Semiconductor Corporation

November 2001

Rev. A, November 2001

IRF740B

/IRFS740B

IRF740B/IRFS740B400V N-Channel MOSFET

General DescriptionThese N-Channel enhancement mode power field effecttransistors are produced using Fairchild’s proprietary,planar, DMOS technology.This advanced technology has been especially tailored tominimize on-state resistance, provide superior switchingperformance, and withstand high energy pulse in theavalanche and commutation mode. These devices are wellsuited for high efficiency switch mode power supplies andelectronic lamp ballasts based on half bridge.

Features• 10A, 400V, RDS(on) = 0.54Ω @VGS = 10 V• Low gate charge ( typical 41 nC)• Low Crss ( typical 35 pF)• Fast switching• 100% avalanche tested• Improved dv/dt capability

Absolute Maximum Ratings TC = 25°C unless otherwise noted

* Drain current limited by maximum junction temperature

Thermal Characteristics

Symbol Parameter IRF740B IRFS740B UnitsVDSS Drain-Source Voltage 400 VID Drain Current - Continuous (TC = 25°C) 10 10 * A

- Continuous (TC = 100°C) 6.3 6.3 * AIDM Drain Current - Pulsed (Note 1) 40 40 * AVGSS Gate-Source Voltage ± 30 VEAS Single Pulsed Avalanche Energy (Note 2) 450 mJIAR Avalanche Current (Note 1) 10 AEAR Repetitive Avalanche Energy (Note 1) 13.4 mJdv/dt Peak Diode Recovery dv/dt (Note 3) 5.5 V/nsPD Power Dissipation (TC = 25°C) 134 44 W

- Derate above 25°C 1.08 0.35 W/°CTJ, TSTG Operating and Storage Temperature Range -55 to +150 °C

TLMaximum lead temperature for soldering purposes,1/8" from case for 5 seconds

300 °C

Symbol Parameter IRF740B IRFS740B UnitsRθJC Thermal Resistance, Junction-to-Case 0.93 2.86 °C/WRθCS Thermal Resistance, Case-to-Sink 0.5 -- °C/WRθJA Thermal Resistance, Junction-to-Ambient 62.5 62.5 °C/W

TO-220IRF SeriesG SD

S

D

G TO-220FIRFS SeriesG SD

Rev. A, November 2001

IRF740B

/IRFS740B

(Note 4)

(Note 4, 5)

(Note 4, 5)

(Note 4)


Electrical Characteristics TC = 25°C unless otherwise noted

Notes:1. Repetitive Rating : Pulse width limited by maximum junction temperature2. L = 7.9mH, IAS = 10A, VDD = 50V, RG = 25 Ω, Starting TJ = 25°C3. ISD ≤ 10A, di/dt ≤ 300A/µs, VDD ≤ BVDSS, Starting TJ = 25°C 4. Pulse Test : Pulse width ≤ 300µs, Duty cycle ≤ 2%5. Essentially independent of operating temperature

Symbol Parameter Test Conditions Min Typ Max Units

Off CharacteristicsBVDSS Drain-Source Breakdown Voltage VGS = 0 V, ID = 250 µA 400 -- -- V∆BVDSS/ ∆TJ

Breakdown Voltage Temperature Coefficient

ID = 250 µA, Referenced to 25°C -- 0.4 -- V/°C

IDSS Zero Gate Voltage Drain CurrentVDS = 400 V, VGS = 0 V -- -- 10 µAVDS = 320 V, TC = 125°C -- -- 100 µA

IGSSF Gate-Body Leakage Current, Forward VGS = 30 V, VDS = 0 V -- -- 100 nAIGSSR Gate-Body Leakage Current, Reverse VGS = -30 V, VDS = 0 V -- -- -100 nA

On Characteristics VGS(th) Gate Threshold Voltage VDS = VGS, ID = 250 µA 2.0 -- 4.0 VRDS(on) Static Drain-Source

On-ResistanceVGS = 10 V, ID = 5.0 A -- 0.43 0.54 Ω

gFS Forward Transconductance VDS = 40 V, ID = 5.0 A -- 9.6 -- S

Dynamic CharacteristicsCiss Input Capacitance VDS = 25 V, VGS = 0 V,

f = 1.0 MHz

-- 1400 1800 pFCoss Output Capacitance -- 150 195 pFCrss Reverse Transfer Capacitance -- 35 45 pF

Switching Characteristics td(on) Turn-On Delay Time VDD = 200 V, ID = 10 A,

RG = 25 Ω

-- 20 50 nstr Turn-On Rise Time -- 80 170 nstd(off) Turn-Off Delay Time -- 125 260 nstf Turn-Off Fall Time -- 85 180 nsQg Total Gate Charge VDS = 320 V, ID = 10 A,

VGS = 10 V

-- 41 53 nCQgs Gate-Source Charge -- 7 -- nCQgd Gate-Drain Charge -- 17 -- nC

Drain-Source Diode Characteristics and Maximum RatingsIS Maximum Continuous Drain-Source Diode Forward Current -- -- 10 AISM Maximum Pulsed Drain-Source Diode Forward Current -- -- 40 AVSD Drain-Source Diode Forward Voltage VGS = 0 V, IS = 10 A -- -- 1.5 Vtrr Reverse Recovery Time VGS = 0 V, IS = 10 A,

dIF / dt = 100 A/µs -- 330 -- ns

Qrr Reverse Recovery Charge -- 3.57 -- µC

Rev. A, November 2001©2001 Fairchild Semiconductor Corporation

IRF740B

/IRFS740B

0 5 10 15 20 25 30 350.0

0.4

0.8

1.2

1.6

2.0

2.4

VGS = 20V

VGS = 10V

※ Note : TJ = 25

R DS(

ON) [Ω

],Dr

ain-S

ource

On-

Resis

tance

ID, Drain Current [A]

2 4 6 8 1010-1

100

101

150oC

25oC

-55oC

※ Notes : 1. VDS = 40V 2. 250μ s Pulse Test

I D, D

rain

Curre

nt [A

]

VGS, Gate-Source Voltage [V]10-1 100 101

10-1

100

101

VGSTop : 15.0 V 10.0 V 8.0 V 7.0 V 6.5 V 6.0 V 5.5 VBottom : 5.0 V

※ Notes : 1. 250μ s Pulse Test 2. TC = 25

I D,

Dra

in Cu

rrent

[A]

VDS, Drain-Source Voltage [V]

0 5 10 15 20 25 30 35 40 450

2

4

6

8

10

12

VDS = 200V

VDS = 80V

VDS = 320V

※ Note : ID = 10 A

V GS,

Gate-

Sour

ce V

oltag

e [V]

QG, Total Gate Charge [nC]10-1 100 1010

500

1000

1500

2000

2500

3000

Coss

Ciss = Cgs + Cgd (Cds = shorted)Coss = Cds + CgdCrss = Cgd

※ Notes : 1. VGS = 0 V 2. f = 1 MHz

Crss

Ciss

Capa

citan

ce [p

F]


0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.610-1

100

101

150

※ Notes : 1. VGS = 0V 2. 250μ s Pulse Test

25

I DR, R

ever

se D

rain

Curre

nt [A

]

VSD, Source-Drain voltage [V]

Typical Characteristics

Figure 5. Capacitance Characteristics Figure 6. Gate Charge Characteristics

Figure 3. On-Resistance Variation vsDrain Current and Gate Voltage

Figure 4. Body Diode Forward Voltage Variation with Source Current

and Temperature

Figure 2. Transfer CharacteristicsFigure 1. On-Region Characteristics

©2001 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. A, November 2001

IRF740B

/IRFS740B

100 101 102 10310-2

10-1

100

101

102

100 ms

DC

10 ms1 ms

100 µs

Operation in This Area is Limited by R DS(on)

※ Notes : 1. TC = 25 oC 2. TJ = 150 oC 3. Single Pulse

I D, D

rain

Curre

nt [A

]


25 50 75 100 125 1500

2

4

6

8

10

I D, D

rain

Curre

nt [A

]

TC, Case Temperature []

100 101 102 10310-1

100

101

102

10 µs

DC

10 ms

1 ms

100 µs

Operation in This Area is Limited by R DS(on)

※ Notes : 1. TC = 25 oC 2. TJ = 150 oC 3. Single Pulse

I D, D

rain

Curre

nt [A

]


-100 -50 0 50 100 150 2000.0

0.5

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

※ Notes : 1. VGS = 10 V 2. ID = 5.0 A

RDS

(ON)

, (No

rmali

zed)

Drain

-Sou

rce O

n-Re

sistan

ce

TJ, Junction Temperature [oC]-100 -50 0 50 100 150 200

0.8

0.9

1.0

1.1

1.2

※ Notes : 1. VGS = 0 V 2. ID = 250 μA

BV

DSS, (N

ormali

zed)

Drain

-Sou

rce B

reakd

own V

oltag

e

TJ, Junction Temperature [oC]

Typical Characteristics (Continued)

Figure 9-1. Maximum Safe Operating Areafor IRF740B

Figure 10. Maximum Drain Currentvs Case Temperature

Figure 7. Breakdown Voltage Variationvs Temperature

Figure 8. On-Resistance Variationvs Temperature

Figure 9-2. Maximum Safe Operating Areafor IRFS740B


IRF740B

/IRFS740B

Typical Characteristics (Continued)

1 0 -5 1 0 -4 1 0 -3 1 0 -2 1 0 -1 1 0 0 1 0 1

1 0 -2

1 0 -1

1 0 0

※ N o te s : 1 . Z

θ JC( t) = 0 .93 /W M a x . 2 . D u ty Fa c to r, D = t1/t2 3 . T JM - T C = P D M * Z

θ JC( t)

s in g le p u ls e

D = 0 .5

0 .0 2

0 .2

0 .0 5

0 .1

0 .0 1

Z θJC(t

), T

he

rma

l Re

spo

nse

t 1 , S q u a re W a v e P u ls e D u ra tio n [s e c ]

Figure 11-1. Transient Thermal Response Curve for IRF740B

t1

PDM

t2

1 0 -5 1 0 -4 1 0 -3 1 0 -2 1 0 -1 1 0 0 1 0 11 0 -2

1 0 -1

1 0 0

※ N o te s : 1 . Z

θ JC( t) = 2 .86 /W M a x . 2 . D u ty Fa c to r, D = t1/t2 3 . T JM - T C = P D M * Z

θ JC( t)

s in g le p u ls e

D = 0 .5

0 .0 2

0 .2

0 .0 5

0 .1

0 .0 1

Z θJC(t

), T

he

rma

l Re

spo

nse

t 1 , S q u a re W a v e P u ls e D u ra tio n [s e c ]

Figure 11-2. Transient Thermal Response Curve for IRFS740B

t1

PDM

t2


IRF740B

/IRFS740B

Charge

VGS

10VQg

Qgs Qgd

3mA

VGS

DUT

VDS

300nF

50KΩ

200nF12V

Same Typeas DUT

Charge

VGS

10VQg

Qgs Qgd

3mA

VGS

DUT

VDS

300nF

50KΩ

200nF12V

Same Typeas DUT

VGS

VDS

10%

90%

td(on) tr

t on t off

td(off) tf

VDD

10V

VDSRL

DUT

RG

VGS

VGS

VDS

10%

90%

td(on) tr

t on t off

td(off) tf

VDD

10V

VDSRL

DUT

RG

VGS

EAS = L IAS2----

21 --------------------

BVDSS - VDD

BVDSS

VDD

VDS

BVDSS

t p

VDD

IAS

VDS (t)

ID (t)

Time

10V DUT

RG

L

I D

t p

EAS = L IAS2----

21EAS = L IAS

2----21----21 --------------------

BVDSS - VDD

BVDSS

VDD

VDS

BVDSS

t p

VDD

IAS

VDS (t)

ID (t)

Time

10V DUT

RG

LL

I DI D

t p

Gate Charge Test Circuit & Waveform

Resistive Switching Test Circuit & Waveforms

Unclamped Inductive Switching Test Circuit & Waveforms

©2001 Fairchild Semiconductor Corporation Rev. A, November 2001

IRF740B

/IRFS740B

Peak Diode Recovery dv/dt Test Circuit & Waveforms

DUT

VDS

+

_

DriverRG

Same Type as DUT

VGS • dv/dt controlled by RG

• ISD controlled by pulse period

VDD

LI SD

10VVGS

( Driver )

I SD

( DUT )

VDS

( DUT )

VDD

Body DiodeForward Voltage Drop

VSD

IFM , Body Diode Forward Current

Body Diode Reverse Current

IRM

Body Diode Recovery dv/dt

di/dt

D =Gate Pulse WidthGate Pulse Period

--------------------------

DUT

VDS

+

_

DriverRG

Same Type as DUT

VGS • dv/dt controlled by RG

• ISD controlled by pulse period

VDD

LLI SD

10VVGS

( Driver )

I SD

( DUT )

VDS

( DUT )

VDD

Body DiodeForward Voltage Drop

VSD

IFM , Body Diode Forward Current

Body Diode Reverse Current

IRM

Body Diode Recovery dv/dt

di/dt

D =Gate Pulse WidthGate Pulse Period

--------------------------D =Gate Pulse WidthGate Pulse Period

--------------------------


IRF740B

/IRFS740B

Package Dimensions

4.50 ±0.209.90 ±0.20

1.52 ±0.10

0.80 ±0.102.40 ±0.20

10.00 ±0.20

1.27 ±0.10

ø3.60 ±0.10

(8.70)

2.80

±0.

1015

.90

±0.2

0

10.0

8 ±0

.30

18.9

5MA

X.

(1.7

0)

(3.7

0)(3

.00)

(1.4

6)

(1.0

0)

(45°)

9.20

±0.

2013

.08

±0.2

0

1.30

±0.

10

1.30+0.10–0.05

0.50+0.10–0.05

2.54TYP[2.54 ±0.20]

2.54TYP[2.54 ±0.20]

TO-220

Dimensions in Millimeters


IRF740B

/IRFS740B

Package Dimensions (Continued)

(7.00) (0.70)

MAX1.47

(30°)

#1

3.30

±0.

1015

.80

±0.2

0

15.8

7 ±0

.20

6.68

±0.

20

9.75

±0.

30

4.70

±0.

20

10.16 ±0.20

(1.00x45°)

2.54 ±0.20

0.80 ±0.10

9.40 ±0.20

2.76 ±0.200.35 ±0.10

ø3.18 ±0.10

2.54TYP[2.54 ±0.20]

2.54TYP[2.54 ±0.20]

0.50+0.10–0.05

TO-220F

Dimensions in Millimeters


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Rev. H4

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STAR*POWER is used under license

ACEx™Bottomless™CoolFET™CROSSVOLT™DenseTrench™DOME™EcoSPARK™E2CMOS™EnSigna™FACT™FACT Quiet Series™

FAST®

FASTr™FRFET™GlobalOptoisolator™GTO™HiSeC™ISOPLANAR™LittleFET™MicroFET™MicroPak™MICROWIRE™

OPTOLOGIC™OPTOPLANAR™PACMAN™POP™Power247™PowerTrench®

QFET™QS™QT Optoelectronics™Quiet Series™SLIENT SWITCHER®

SMART START™STAR*POWER™Stealth™SuperSOT™-3SuperSOT™-6SuperSOT™-8SyncFET™TruTranslation™TinyLogic™UHC™UltraFET®

VCX™

Semiconductor Components Industries, LLC, 2004

April, 2004 − Rev. 51 Publication Order Number:

TL494/D

TL494, NCV494

SWITCHMODE Pulse WidthModulation Control Circuit

The TL494 is a fixed frequency, pulse width modulation controlcircuit designed primarily for SWITCHMODE power supply control.

• Complete Pulse Width Modulation Control Circuitry

• On−Chip Oscillator with Master or Slave Operation

• On−Chip Error Amplifiers

• On−Chip 5.0 V Reference

• Adjustable Deadtime Control

• Uncommitted Output Transistors Rated to 500 mA Source or Sink

• Output Control for Push−Pull or Single−Ended Operation

• Undervoltage Lockout

• NCV Prefix for Automotive and Other Applications Requiring Siteand Control Changes

MAXIMUM RATINGS (Full operating ambient temperature range applies,unless otherwise noted.)

Rating Symbol Value Unit

Power Supply Voltage VCC 42 V

Collector Output Voltage VC1,VC2

42 V

Collector Output Current(Each transistor) (Note 1)

IC1, IC2 500 mA

Amplifier Input Voltage Range VIR −0.3 to +42 V

Power Dissipation @ TA ≤ 45°C PD 1000 mW

Thermal Resistance, Junction−to−Ambient RJA 80 °C/W

Operating Junction Temperature TJ 125 °C

Storage Temperature Range Tstg −55 to +125 °C

Operating Ambient Temperature RangeTL494BTL494CTL494INCV494B

TA−40 to +125

0 to +70−40 to +85−40 to +125

°C

Derating Ambient Temperature TA 45 °C

1. Maximum thermal limits must be observed.

PIN CONNECTIONS

CT

RT

Ground

C1

1

InvInput

C2Q2

E2

E1

1

≈ 0.1 V

Oscillator

VCC

5.0 VREF

(Top View)

NoninvInput

InvInput

Vref

OutputControlVCC

NoninvInput

Compen/PWNComp Input

DeadtimeControl

ErrorAmp

+

−2

3

4

5

6

7

8 9

10

11

12

13

14

15

16

2ErrorAmp

+

−

Q1

Device Package Shipping †


TL494CD

SO−16

48 Units/Rail

SO−16D SUFFIX

CASE 751B16

11

16

TL494xDAWLYWW

MARKINGDIAGRAMS

x = B, C or IA = Assembly LocationWL, L = Wafer LotYY, Y = YearWW, W = Work Week

1

16PDIP−16

N SUFFIXCASE 648

TL494xNAWLYYWW

16

1

TL494CDR2 2500 Tape & ReelSO−16

TL494CN 25 Units/RailPDIP−16

TL494IN 25 Units/RailPDIP−16

SO−16

TL494BD 48 Units/Rail

TL494BDR2 2500 Tape & ReelSO−16

http://onsemi.com

*

*This marking diagram also applies to NCV494.

NCV494BDR2* 2500 Tape & ReelSO−16

†For information on tape and reel specifications,including part orientation and tape sizes, pleaserefer to our Tape and Reel Packaging SpecificationBrochure, BRD8011/D.

*NCV494: Tlow = −40°C, Thigh = +125°C. Guaranteed by design. NCV prefix is for automotive and other applications requiring site and change control.

TL494, NCV494

http://onsemi.com2

RECOMMENDED OPERATING CONDITIONS

Characteristics Symbol Min Typ Max Unit

Power Supply Voltage VCC 7.0 15 40 V

Collector Output Voltage VC1, VC2 − 30 40 V

Collector Output Current (Each transistor) IC1, IC2 − − 200 mA

Amplified Input Voltage Vin −0.3 − VCC − 2.0 V

Current Into Feedback Terminal lfb − − 0.3 mA

Reference Output Current lref − − 10 mA

Timing Resistor RT 1.8 30 500 k

Timing Capacitor CT 0.0047 0.001 10 F

Oscillator Frequency fosc 1.0 40 200 kHz

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (VCC = 15 V, CT = 0.01 F, RT = 12 k, unless otherwise noted.)For typical values TA = 25°C, for min/max values TA is the operating ambient temperature range that applies, unless otherwise noted.


REFERENCE SECTION

Reference Voltage (IO = 1.0 mA) Vref 4.75 5.0 5.25 V

Line Regulation (VCC = 7.0 V to 40 V) Regline − 2.0 25 mV

Load Regulation (IO = 1.0 mA to 10 mA) Regload − 3.0 15 mV

Short Circuit Output Current (Vref = 0 V) ISC 15 35 75 mA

OUTPUT SECTION

Collector Off−State Current(VCC = 40 V, VCE = 40 V)

IC(off) − 2.0 100 A

Emitter Off−State CurrentVCC = 40 V, VC = 40 V, VE = 0 V)

IE(off) − − −100 A

Collector−Emitter Saturation Voltage (Note 2)Common−Emitter (VE = 0 V, IC = 200 mA)Emitter−Follower (VC = 15 V, IE = −200 mA)

Vsat(C)Vsat(E)

−−

1.11.5

1.32.5

V

Output Control Pin CurrentLow State (VOC 0.4 V)High State (VOC = Vref)

IOCLIOCH

−−

100.2

−3.5

AmA

Output Voltage Rise TimeCommon−Emitter (See Figure 12)Emitter−Follower (See Figure 13)

tr−−

100100

200200

ns

Output Voltage Fall TimeCommon−Emitter (See Figure 12)Emitter−Follower (See Figure 13)

tf−−

2540

100100

ns

2. Low duty cycle pulse techniques are used during test to maintain junction temperature as close to ambient temperature as possible.

TL494, NCV494

http://onsemi.com3

ELECTRICAL CHARACTERISTICS (VCC = 15 V, CT = 0.01 F, RT = 12 k, unless otherwise noted.)For typical values TA = 25°C, for min/max values TA is the operating ambient temperature range that applies, unless otherwise noted.


ERROR AMPLIFIER SECTION

Input Offset Voltage (VO (Pin 3) = 2.5 V) VIO − 2.0 10 mV

Input Offset Current (VO (Pin 3) = 2.5 V) IIO − 5.0 250 nA

Input Bias Current (VO (Pin 3) = 2.5 V) IIB − −0.1 −1.0 A

Input Common Mode Voltage Range (VCC = 40 V, TA = 25°C) VICR −0.3 to VCC−2.0 V

Open Loop Voltage Gain (VO = 3.0 V, VO = 0.5 V to 3.5 V, RL = 2.0 k) AVOL 70 95 − dB

Unity−Gain Crossover Frequency (VO = 0.5 V to 3.5 V, RL = 2.0 k) fC− − 350 − kHz

Phase Margin at Unity−Gain (VO = 0.5 V to 3.5 V, RL = 2.0 k) m − 65 − deg.

Common Mode Rejection Ratio (VCC = 40 V) CMRR 65 90 − dB

Power Supply Rejection Ratio (VCC = 33 V, VO = 2.5 V, RL = 2.0 k) PSRR − 100 − dB

Output Sink Current (VO (Pin 3) = 0.7 V) IO− 0.3 0.7 − mA

Output Source Current (VO (Pin 3) = 3.5 V) IO+ 2.0 −4.0 − mA

PWM COMPARATOR SECTION (Test Circuit Figure 11)

Input Threshold Voltage (Zero Duty Cycle) VTH − 2.5 4.5 V

Input Sink Current (V(Pin 3) = 0.7 V) II− 0.3 0.7 − mA

DEADTIME CONTROL SECTION (Test Circuit Figure 11)

Input Bias Current (Pin 4) (VPin 4 = 0 V to 5.25 V) IIB (DT) − −2.0 −10 A

Maximum Duty Cycle, Each Output, Push−Pull Mode(VPin 4 = 0 V, CT = 0.01 F, RT = 12 k)(VPin 4 = 0 V, CT = 0.001 F, RT = 30 k)

DCmax45−

4845

5050

%

Input Threshold Voltage (Pin 4)(Zero Duty Cycle)(Maximum Duty Cycle)

Vth−0

2.8−

3.3−

V

OSCILLATOR SECTION

Frequency (CT = 0.001 F, RT = 30 k) fosc − 40 − kHz

Standard Deviation of Frequency* (CT = 0.001 F, RT = 30 k) fosc − 3.0 − %

Frequency Change with Voltage (VCC = 7.0 V to 40 V, TA = 25°C) fosc (V) − 0.1 − %

Frequency Change with Temperature (TA = Tlow to Thigh)(CT = 0.01 F, RT = 12 k)

fosc (T) − − 12 %

UNDERVOLTAGE LOCKOUT SECTION

Turn−On Threshold (VCC increasing, Iref = 1.0 mA) Vth 5.5 6.43 7.0 V

TOTAL DEVICE

Standby Supply Current (Pin 6 at Vref, All other inputs and outputs open)(VCC = 15 V)(VCC = 40 V)

ICC−−

5.57.0

1015

mA

Average Supply Current(CT = 0.01 F, RT = 12 k, V(Pin 4) = 2.0 V)(VCC = 15 V) (See Figure 12)

− 7.0 −mA

* Standard deviation is a measure of the statistical distribution about the mean as derived from the formula,

N

n = 1 (Xn − X)2

N − 1

TL494, NCV494

http://onsemi.com4

Figure 1. Representative Block Diagram

Figure 2. Timing Diagram

6

RTCT

5

4

DeadtimeControl

Oscillator

0.12V

0.7V

0.7mA

+1

−

−

+

−

+

+

2−

D Q

Ck

−

+

+

−

3.5V

4.9V

13

ReferenceRegulator

Q1

Q2

8

9

11

10

12

VCC

VCC

1 2 3 15 16 14 7

Error Amp1

Feedback PWMComparator Input

Ref.Output

Gnd

UVLockout

Flip−Flop

Output Control

Error Amp2

DeadtimeComparator

PWMComparator

Q

Capacitor CT

Feedback/PWM Comp.

Deadtime Control

Flip−FlopClock Input

Flip−FlopQ

Flip−FlopQ

Output Q1Emitter

Output Q2Emitter

OutputControl

This device contains 46 active transistors.

TL494, NCV494

http://onsemi.com5

APPLICATIONS INFORMATION

DescriptionThe TL494 is a fixed−frequency pulse width modulation

control circuit, incorporating the primary building blocksrequired for the control of a switching power supply. (SeeFigure 1.) An internal−linear sawtooth oscillator isfrequency− programmable by two external components, RTand CT. The approximate oscillator frequency is determinedby:

fosc ≈ 1.1RT • CT

For more information refer to Figure 3.

Output pulse width modulation is accomplished bycomparison of the positive sawtooth waveform acrosscapacitor CT to either of two control signals. The NOR gates,which drive output transistors Q1 and Q2, are enabled onlywhen the flip−flop clock−input line is in its low state. Thishappens only during that portion of time when the sawtoothvoltage is greater than the control signals. Therefore, anincrease in control−signal amplitude causes a correspondinglinear decrease of output pulse width. (Refer to the TimingDiagram shown in Figure 2.)

The control signals are external inputs that can be fed intothe deadtime control, the error amplifier inputs, or thefeedback input. The deadtime control comparator has aneffective 120 mV input offset which limits the minimumoutput deadtime to approximately the first 4% of thesawtooth−cycle time. This would result in a maximum dutycycle on a given output of 96% with the output controlgrounded, and 48% with it connected to the reference line.Additional deadtime may be imposed on the output bysetting the deadtime−control input to a fixed voltage,ranging between 0 V to 3.3 V.

Functional Table

Input/OutputControls Output Function

foutfosc

=

Grounded Single−ended PWM @ Q1 and Q2 1.0

@ Vref Push−pull Operation 0.5

The pulse width modulator comparator provides a meansfor the error amplifiers to adjust the output pulse width fromthe maximum percent on−time, established by the deadtimecontrol input, down to zero, as the voltage at the feedbackpin varies from 0.5 V to 3.5 V. Both error amplifiers have a

common mode input range from −0.3 V to (VCC − 2V), andmay be used to sense power−supply output voltage andcurrent. The error−amplifier outputs are active high and areORed together at the noninverting input of the pulse−widthmodulator comparator. With this configuration, theamplifier that demands minimum output on time, dominatescontrol of the loop.

When capacitor CT is discharged, a positive pulse isgenerated on the output of the deadtime comparator, whichclocks the pulse−steering flip−flop and inhibits the outputtransistors, Q1 and Q2. With the output−control connectedto the reference line, the pulse−steering flip−flop directs themodulated pulses to each of the two output transistorsalternately for push−pull operation. The output frequency isequal to half that of the oscillator. Output drive can also betaken from Q1 or Q2, when single−ended operation with amaximum on−time of less than 50% is required. This isdesirable when the output transformer has a ringbackwinding with a catch diode used for snubbing. When higheroutput−drive currents are required for single−endedoperation, Q1 and Q2 may be connected in parallel, and theoutput−mode pin must be tied to ground to disable theflip−flop. The output frequency will now be equal to that ofthe oscillator.

The TL494 has an internal 5.0 V reference capable ofsourcing up to 10 mA of load current for external biascircuits. The reference has an internal accuracy of 5.0%with a typical thermal drift of less than 50 mV over anoperating temperature range of 0° to 70°C.

Figure 3. Oscillator Frequency versusTiming Resistance

500 k

100 k

10 k

1.0 k

5001.0 k 2.0 k 5.0 k 10 k 20 k 50 k 100 k 200 k 500 k 1.0 M

RT, TIMING RESISTANCE ()

, OS

CIL

LAT

OR

FR

EQ

UE

NC

Y (

Hz)

f osc

VCC = 15 V

0.01 F

0.1 F

CT = 0.001 F

TL494, NCV494

http://onsemi.com6

Figure 4. Open Loop Voltage Gain andPhase versus Frequency

Figure 5. Percent Deadtime versusOscillator Frequency

Figure 6. Percent Duty Cycle versusDeadtime Control Voltage

1.0 10 100 1.0 k 10 k 100 k 1.0 M

, OP

EN

LO

OP

VO

LTA

GE

GA

IN (

dB)

VO

L

f, FREQUENCY (Hz)

AVOL

0

20

40

60

80

100

120

140

160

180

, EX

CE

SS

PH

AS

E (

DE

GR

EE

S)

φ

φ

VCC = 15 VVO = 3.0 VRL = 2.0 k

A

Figure 7. Emitter−Follower ConfigurationOutput Saturation Voltage versus

Emitter Current

500 k 1.0 k 10 k 100 k 500 k

fosc, OSCILLATOR FREQUENCY (Hz)

% D

T, P

ER

CE

NT

DE

AD

TIM

E (

EA

CH

OU

TP

UT

)

CT = 0.001 F

0.001 F

0 1.0 2.0 3.0 3.5

VDT, DEADTIME CONTROL VOLTAGE (IV)

% D

C, P

ER

CE

NT

DU

TY

CY

CLE

(E

AC

H O

UT

PU

T)

VCC = 15 VVOC = Vref1.CT = 0.01 F2.RT = 10 k2.CT = 0.001 F2.RT = 30 k

2

1

Figure 8. Common−Emitter ConfigurationOutput Saturation Voltage versus

Collector Current

0 100 200 300 400

IE, EMITTER CURRENT (mA)

, SA

TU

RA

TIO

N V

OLT

AG

E (

V)

CE

(sat

)V

0 100 200 300 400

IC, COLLECTOR CURRENT (mA)

CE

(sat

) , S

AT

UR

AT

ION

VO

LTA

GE

(V

)V

Figure 9. Standby Supply Currentversus Supply Voltage

0 5.0 10 15 20 25 30 35 40

CC

, SU

PP

LY C

UR

RE

NT

(mA

)

VCC, SUPPLY VOLTAGE (V)

I

120

110

100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

0

20

18

16

14

12

10

8.0

6.0

4.0

2.0

0

50

40

30

20

10

0

1.9

1.8

1.7

1.6

1.5

1.4

1.3

1.2

1.1

2.0

1.8

1.6

1.4

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

10

9.0

8.0

7.0

6.0

5.0

4.0

3.0

2.0

1.0

0

TL494, NCV494

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Figure 10. Error−Amplifier Characteristics Figure 11. Deadtime and Feedback Control Circuit

Figure 12. Common−Emitter ConfigurationTest Circuit and Waveform

+

+

Vin

Error Amplifier Under Test

FeedbackTerminal(Pin 3)

Other ErrorAmplifier

Vref

VCC = 15V

1502W

Output 1

Output 2

C1

E1

C2

E2

RefOut

Gnd

OutputControl

(+)

(+)(−)

(−)

Feedback

Deadtime

Error

VCC

Test Inputs

50k

RT

CT

1502W

Figure 13. Emitter−Follower ConfigurationTest Circuit and Waveform

RL68

VC

CL15pF

C

E

QEachOutputTransistor

15V

90%

VCC

10%

90%

10%

tr tf

RL68

VEE

CL15pF

C

E

QEachOutputTransistor

15V

90%

VEE

10%

90%

10%

tr tf

−

−

Gnd

TL494, NCV494

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Figure 14. Error−Amplifier Sensing Techniques

Figure 15. Deadtime Control Circuit Figure 16. Soft−Start Circuit

Figure 17. Output Connections for Single−Ended and Push−Pull Configurations

VO To OutputVoltage ofSystem

R1

1

2Vref

R2

+ErrorAmp

Positive Output Voltage

VO = Vref 1 +R1

3

+1

2

Vref

R2

VO

R1Negative Output Voltage−

To OutputVoltage ofSystem

ErrorAmp

−

VO = Vref

R1

R1R2

OutputControl

OutputQ

RT CT

DT

Vref4

56

0.00130k

R1

R2

Max. % on Time, each output ≈ 45 −80

1 +

OutputQ

Vref

4DT

CS

RS

OutputControl

Single−Ended

Q1

Q2

QC

1.0 mA to500 mA

QE

2.4 V ≤ VOC ≤ Vref

Push−Pull

Q1

Q2

C1

E1

C2

E2

1.0 mA to250 mA

OutputControl

0 ≤ VOC ≤ 0.4 V

C1

E1

C2

E2

R2

R2

1.0 mA to250 mA

L1 − 3.5 mH @ 0.3 A

T1 − Primary: 20T C.T. #28 AWGT1 − Secondary: 12OT C.T. #36 AWGT1 − Core: Ferroxcube 1408P−L00−3CB

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Figure 18. Slaving Two or More Control Circuits Figure 19. Operation with V in > 40 V UsingExternal Zener

Figure 20. Pulse Width Modulated Push−Pull Converter

RT

CT

6

5

Vref

RT

CT

Master

Vref

Slave (AdditionalCircuits)

RT

CT5

6

Vin > 40V

RS

VZ = 39V

1N975A

VCC

5.0VRef

12

270Gnd

7

+Vin = 8.0V to 20V

1

2

3

15

16

+

−

−

+

Comp

OC VREF DT CT RT Gnd E1 E2

13 14 4 5 6 7 9 10

1M33k

0.01 0.01

VCC

C1

C2

8

11

47

47

10

+

10k

4.7k

4.7k 15k

Tip32

+

T1

1N4934

L1

1N4934

240

+50

35V

4.7k

1.0

22k

+

+VO = 28 VIO = 0.2 A

12

All capacitors in F

TL494

0.001

5035V

5025V

Tip32

Test Conditions Results

Line Regulation Vin = 10 V to 40 V 14 mV 0.28%

Load Regulation Vin = 28 V, IO = 1.0 mA to 1.0 A 3.0 mV 0.06%

Output Ripple Vin = 28 V, IO = 1.0 A 65 mV pp P.A.R.D.

Short Circuit Current Vin = 28 V, RL = 0.1 1.6 A

Efficiency Vin = 28 V, IO = 1.0 A 71%

TL494, NCV494

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Figure 21. Pulse Width Modulated Step−Down Converter

+Vin = 10V to 40V Tip 32A

1.0mH @ 2A

+VO = 5.0 V

IO = 1.0 A

5010V

+

5.1kMR850

0.1

150

5.1k 5.1k

47k

1.0M

0.1

3

2

1

14

15

16

Comp

−

+

−

Vref

+

VCC C1 C2

5050V

0.001

5 6 4 13 7 9 10

CT RT D.T. O.C. Gnd E1 E2

+

47k

+50010V

150

47

1112

8

TL494

Test Conditions Results

Line Regulation Vin = 8.0 V to 40 V 3.0 mV 0.01%

Load Regulation Vin = 12.6 V, IO = 0.2 mA to 200 mA 5.0 mV 0.02%

Output Ripple Vin = 12.6 V, IO = 200 mA 40 mV pp P.A.R.D.

Short Circuit Current Vin = 12.6 V, RL = 0.1 250 mA

Efficiency Vin = 12.6 V, IO = 200 mA 72%

TL494, NCV494

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PACKAGE DIMENSIONS

PDIP−16N SUFFIX

CASE 648−08ISSUE R


Y14.5M, 1982.2. CONTROLLING DIMENSION: INCH.3. DIMENSION L TO CENTER OF LEADS WHEN

FORMED PARALLEL.4. DIMENSION B DOES NOT INCLUDE MOLD FLASH.5. ROUNDED CORNERS OPTIONAL.

−A−

B

F C

S

HG

D

J

L

M

16 PL

SEATING

1 8

916

K

PLANE−T−

MAM0.25 (0.010) T

DIM MIN MAX MIN MAX

MILLIMETERSINCHES

A 0.740 0.770 18.80 19.55

B 0.250 0.270 6.35 6.85

C 0.145 0.175 3.69 4.44

D 0.015 0.021 0.39 0.53

F 0.040 0.70 1.02 1.77

G 0.100 BSC 2.54 BSC

H 0.050 BSC 1.27 BSC

J 0.008 0.015 0.21 0.38

K 0.110 0.130 2.80 3.30

L 0.295 0.305 7.50 7.74

M 0 10 0 10

S 0.020 0.040 0.51 1.01

SO−16D SUFFIX

CASE 751B−05ISSUE J


Y14.5M, 1982.2. CONTROLLING DIMENSION: MILLIMETER.3. DIMENSIONS A AND B DO NOT INCLUDE

MOLD PROTRUSION.4. MAXIMUM MOLD PROTRUSION 0.15 (0.006)

PER SIDE.5. DIMENSION D DOES NOT INCLUDE DAMBAR

PROTRUSION. ALLOWABLE DAMBARPROTRUSION SHALL BE 0.127 (0.005) TOTALIN EXCESS OF THE D DIMENSION ATMAXIMUM MATERIAL CONDITION.

1 8

16 9

SEATING

PLANE

F

JM

R X 45

G

8 PLP−B−

−A−

M0.25 (0.010) B S

−T−

D

K

C

16 PL

SBM0.25 (0.010) A ST

DIM MIN MAX MIN MAX

INCHESMILLIMETERS

A 9.80 10.00 0.386 0.393

B 3.80 4.00 0.150 0.157

C 1.35 1.75 0.054 0.068

D 0.35 0.49 0.014 0.019

F 0.40 1.25 0.016 0.049

G 1.27 BSC 0.050 BSC

J 0.19 0.25 0.008 0.009

K 0.10 0.25 0.004 0.009

M 0 7 0 7

P 5.80 6.20 0.229 0.244

R 0.25 0.50 0.010 0.019

TL494, NCV494

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ON Semiconductor and are registered trademarks of Semiconductor Components Industries, LLC (SCILLC). SCILLC reserves the right to make changes without further noticeto any products herein. SCILLC makes no warranty, representation or guarantee regarding the suitability of its products for any particular purpose, nor does SCILLC assume any liabilityarising out of the application or use of any product or circuit, and specifically disclaims any and all liability, including without limitation special, consequential or incidental damages.“Typical” parameters which may be provided in SCILLC data sheets and/or specifications can and do vary in different applications and actual performance may vary over time. Alloperating parameters, including “Typicals” must be validated for each customer application by customer’s technical experts. SCILLC does not convey any license under its patent rightsnor the rights of others. SCILLC products are not designed, intended, or authorized for use as components in systems intended for surgical implant into the body, or other applicationsintended to support or sustain life, or for any other application in which the failure of the SCILLC product could create a situation where personal injury or death may occur. ShouldBuyer purchase or use SCILLC products for any such unintended or unauthorized application, Buyer shall indemnify and hold SCILLC and its officers, employees, subsidiaries, affiliates,and distributors harmless against all claims, costs, damages, and expenses, and reasonable attorney fees arising out of, directly or indirectly, any claim of personal injury or deathassociated with such unintended or unauthorized use, even if such claim alleges that SCILLC was negligent regarding the design or manufacture of the part. SCILLC is an EqualOpportunity/Affirmative Action Employer. This literature is subject to all applicable copyright laws and is not for resale in any manner.

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