diseño e implementación de una plataforma - RICABIB

TESIS CARRERA DE MAESTRÍA EN INGENIERÍA

DISEÑO E IMPLEMENTACIÓN DE UNA PLATAFORMAELECTRÓNICA DE MONITOREO Y CONTROL PARA

UN MÓDULO LÁSER SINTONIZABLE

Marvin Cristhiano Bustillos BarcayaMaestrando

Mgtr. Gustavo Fabián RinaldeDirector

Dr. Laureano A. Bulus RossiniCo-director

Miembros del JuradoDr. Axel Bruchhausen (Instituto Balseiro)

Ing. Celso Flury (Instituto Balseiro)Dra. Sonia Cotes (INVAP)

Mayo de 2019

Centro Atómico Bariloche

Instituto Balseiro

Universidad Nacional de Cuyo

Comisión Nacional de Energía Atómica

Argentina

Dedicado a mi familia y amigos

Glosario

etalon interferómetro Fabry-Perot constituido por una placa con dos supercies re-

ectantes. 18

nesse parámetro que indica cuan angostos son los modos de un resonador y por tanto

su calidad. 28

sobreimpulso Cantidad máxima en la cual una respuesta transitoria excede de la

respuesta del estado uniforme. 21

v

Lista de siglas y acrónimos

ASE Amplied Spontaneous Emission. 99

CMRR Common Mode Rejection Ratio. 47

CNC Computer Numerical Control. 78

DBR Distributed Bragg Reector. 1

DFB Distributed FeedBack. 12

DFT Discrete Fourier Transform. 85

FWHM Full Width at Half Maximum. 30

HMI Human Machine Interface. 115

ITU International Telecommunication Union. 14

LASER Light Amplication by Stimulated Emission of Radiation. 2

MMI Multi Mode Interference. 16

OSA Optical Specter Analyzer. 80

PCB Printed Circuit Board. 77

PWM Pulse Width Modulation. 59

SMSR Side Mode Suppression Ratio. 17

SOA Semiconductor Optical Amplier. 17

TEC Thermoelectric Cooler. 18

TIA Transimpedance Amplier. 52

WDM Wavelength Division Multiplexing. 1

vii

Lista de símbolos

αr Coeciente de pérdida por unidad de longitud. 7

∆ν Ancho de linea. 4

δν Ancho de los modos del resonador. 7

E1 Nivel de energía fundamental. 4

E2 Nivel de energía excitado. 4

ess error de estado estacionario. 64

γ Coeciente de ganancia del medio amplicador por unidad de longitud. 5

h Constante de Planck. 4

Mp Sobreimpulso porcentual respecto al valor de estado estacionario. 64

N Diferencia de las densidades de átomos en los niveles de energía excitado y funda-

mental. 5

N1 Densidad de átomos con nivel de energía fundamental. 5

N2 Densidad de átomos con nivel de energía excitado. 5

ν Frecuencia del fotón. 4

ν0 Frecuencia de resonancia. 5

νB Separación entre los máximos de reectancia. 23

νF Separación entre modos del resonador. 7

σ Sección ecaz de interacción de un átomo. 4

tp Tiempo pico en el que la respuesta alcanza el máximo. 64

ix

x Lista de símbolos

tr Tiempo de subida en el que la respuesta pasa del 10% al 90%. 64

ts Tiempo de establecimiento (criterio del 2%). 64

Índice de contenidos

Glosario v

Lista de siglas y acrónimos vii

Lista de símbolos ix

Índice de contenidos xi

Índice de guras xv

Índice de tablas xix

Resumen xxi

Abstract xxiii

1. Introducción 1

1.1. Láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2. Principio de operación del Láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3

1.2.1. Niveles de energía y la interacción de fotones con átomos . . . . 3

1.2.2. Amplicación Láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5

1.2.3. Bombeo de energía . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2.4. Saturación del medio amplicador . . . . . . . . . . . . . . . . . 6

1.2.5. El resonador óptico, realimentación y pérdidas . . . . . . . . . . 7

1.2.6. Condiciones necesarias para la oscilación láser . . . . . . . . . . 7

1.3. Características de la salida láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.3.1. Potencia de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.3.2. Distribución espectral . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8

1.4. Tipos de láseres y Aplicaciones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.4.1. Láseres de estado sólido . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9

1.4.2. Láseres gaseosos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.4.3. Láseres líquidos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

1.4.4. Láseres de semiconductores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10

xi

xii Índice de contenidos

1.4.4.1. Láseres con realimentación distribuida . . . . . . . . . 11

1.4.4.2. Láseres con cavidad acoplada . . . . . . . . . . . . . . 11

1.4.4.3. Láseres de emisión supercial con cavidad vertical . . . 11

1.4.5. Aplicaciones típicas de los láseres . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.5. Láseres sintonizables . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.5.1. Ajuste de longitud de onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12

1.5.1.1. Cambio de índice de refracción inducido por la inyección

de portadores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13

1.5.2. Características particulares de los láseres sintonizables . . . . . 13

1.5.3. Láseres tipo DBR . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14

1.5.4. Incremento del rango de ajuste . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.6. Láser tipo Y-branch . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.7. Descripción del proyecto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.8. Requerimientos del proyecto . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19

2. Modelo del láser sintonizable 23

2.1. Reectores de Bragg . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23

2.2. Modos de la cavidad y sección de ajuste de fase . . . . . . . . . . . . . 26

2.3. Medio activo, SOA y ujo de salida del láser . . . . . . . . . . . . . . . 30

2.3.1. Flujo de salida . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.3.2. SOA externo . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34

2.3.3. Fotodiodos y Etalon . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35

2.4. Ajuste de longitud de onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36

2.4.1. Agotamiento de estados de energía . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.4.2. Reducción de la banda prohibida . . . . . . . . . . . . . . . . . 37

2.4.3. Absorción de portadores libres . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38

2.4.4. Relación entre la corriente aplicada y la densidad de portadores

inyectados . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 39

2.4.5. Comparación entre los resultados medidos y calculados . . . . . 39

2.5. Mapa de longitud de onda . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40

3. Diseño de los circuitos y controladores 45

3.1. Diseño de los circuitos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45

3.1.1. Fuentes de corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 46

3.1.1.1. Selección de la fuente de corriente . . . . . . . . . . . . 46

3.1.1.2. Diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48

3.1.1.3. Simulación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 49

3.1.2. Amplicadores de transimpedancia . . . . . . . . . . . . . . . . 51

3.1.2.1. Selección del circuito para los fotodiodos . . . . . . . . 52

Índice de contenidos xiii

3.1.2.2. Diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 53

3.1.2.3. Simulación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 54

3.1.3. Amplicadores de los termistores . . . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.1.3.1. Selección del circuito amplicador para los termistores 56

3.1.3.2. Diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 57

3.1.3.3. Simulación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

3.1.4. Circuito de manejo del TEC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

3.1.4.1. Diseño . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.1.4.2. Simulación . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.2. Diseño de los controladores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.2.1. Control de temperatura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.2.1.1. Modelo del TEC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.2.1.2. Diseño del controlador de temperatura . . . . . . . . . 64

3.2.2. Control de potencia del láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 67

3.2.2.1. Modelo de la planta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 68

3.2.2.2. Diseño del controlador de potencia . . . . . . . . . . . 68

3.2.3. Control de longitud de onda del láser . . . . . . . . . . . . . . . 70

3.2.3.1. Modelo de la planta . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 71

3.2.3.2. Diseño del controlador de longitud de onda . . . . . . 72

4. Implementación y validación 77

4.1. Implementación de los circuitos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.2. Implementación de los controladores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

4.2.1. Controladores de temperatura y potencia . . . . . . . . . . . . . 79

4.2.2. Controlador de longitud de onda . . . . . . . . . . . . . . . . . 80

4.3. Validación de los circuitos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 84

4.3.1. Fuentes de corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 85

4.3.2. Amplicadores de transimpedancia . . . . . . . . . . . . . . . . 86

4.3.3. Amplicador de los termistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

4.3.4. Circuito de manejo del TEC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

4.4. Validación de los controladores . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

4.4.1. Controlador de temperatura . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

4.4.2. Controlador de potencia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

4.4.3. Controlador de longitud de onda . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

5. Conclusiones y trabajo a futuro 97

5.1. Conclusiones . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 97

5.2. Trabajo a futuro . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 98

xiv Índice de contenidos

A. PCB de los circuitos utilizados 101

A.1. PCB . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

A.1.1. Encapsulado del láser . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

A.1.2. Fuente de corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

A.1.3. Amplicadores de transimpedancia . . . . . . . . . . . . . . . . 102

A.1.4. Circuito de manejo del TEC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103

A.1.5. Amplicadores para los termistores . . . . . . . . . . . . . . . . 103

A.1.6. Placa madre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104

A.2. Esquemáticos . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

A.2.1. Fuente de corriente . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

A.2.2. Amplicadores de transimpedancia . . . . . . . . . . . . . . . . 106

A.2.3. Circuito de manejo del TEC . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 107

A.2.4. Amplicador de los termistores . . . . . . . . . . . . . . . . . . 108

A.2.5. Placa madre . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

B. Placa de simulación de carga del láser 111

C. Interfaz para la comunicación con el microcontrolador 115

Agradecimientos 117

Bibliografía 119

Índice de guras

1.1. Esquema de funcionamiento del láser. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2

1.2. Ganancia y desfase del medio amplicador. Arriba: ganancia del medio

amplicador. Abajo: desfase en el medio amplicador. . . . . . . . . . . 6

1.3. Evolución del ujo de fotones a la salida del láser. (a) La ganancia no está

saturada por lo que todos los modos con ganancia neta comienza a crecer.

(b) la ganancia empieza a disminuir y los modos laterales comienzan a

perder potencia. (c) en equilibrio, solo un modo sobrevive. . . . . . . . 9

1.4. Esquema básico de distintos láseres de semiconductores. (a) Láser con

realimentación distribuida. (b) Láser con cavidad acoplada. (c) Láser de

emisión supercial con cavidad vertical. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 11

1.5. Esquema de una red de Bragg de N capas. . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.6. Esquema de un láser tipo DBR. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15

1.7. Esquema de un láser tipo DBR con dos reectores de Bragg. . . . . . . 16

1.8. Esquema del láser tipo Y-branch. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16

1.9. Láser sintonizable Finisar S7500. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17

1.10. Esquema del encapsulado que contiene al láser Y-branch. . . . . . . . . 18

1.11. Esquema de la plataforma electrónica de control. . . . . . . . . . . . . 18

2.1. Espectro de reectancia de la red de Bragg. . . . . . . . . . . . . . . . 26

2.2. Espectro de reectancia combinada de la red de Bragg. . . . . . . . . . 27

2.3. Intensidad espectral de luz en la cavidad. . . . . . . . . . . . . . . . . . 29

2.4. Coeciente de ganancia espectral en el medio activo para una corriente

aplicada de 98 mA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 31

2.5. Evolución de la densidad de ujo dentro de la cavidad cuando se aplica

una corriente de 98 mA al medio activo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 33

2.6. (a) Reectancia combinada de las redes de Bragg. (b) Comparación del

coeciente de ganancia con el coeciente de pérdidas en estado estacio-

nario. (c) Potencia de salida del láser en estado estacionario. . . . . . . 34

2.7. Transmitancia espectral normalizada del etalon. . . . . . . . . . . . . . 36

2.8. Cambio de índice de refracción en función de la densidad de portadores. 38

xv

xvi Índice de guras

2.9. Cambio de índice de refracción en función de la corriente aplicada, com-

paración medición y resultados calculados. . . . . . . . . . . . . . . . . 40

2.10. Mapa de longitud de onda (en nm) en función de las corrientes en los

reectores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 41

2.11. Vista en perspectiva del mapa de longitud de onda. . . . . . . . . . . . 42

2.12. Mapa de frecuencia en escala potencial. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43

3.1. Esquema de una fuente de corriente usando el amplicador diferencial

INA152. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 47

3.2. Esquema de la fuente de corriente y el monitor de corriente. . . . . . . 49

3.3. Barrido de tensión de entrada en la fuente de corriente del SOA. . . . . 50

3.4. Barrido de la tensión de alimentación en la fuente de corriente cuando

la corriente de carga es la máxima(200 mA). . . . . . . . . . . . . . . . 50

3.5. Barrido de la frecuencia de la señal de entrada de la fuente de corriente. 51

3.6. Simulación de la fuente de corriente y el monitor de corriente en conjun-

to. (a) Barrido de la tensión de entrada, (b) Barrido de la frecuencia. . 52

3.7. Amplicador de transimpedancia utilizando el circuito integrado OPA380. 53

3.8. Esquema de simulación del circuito amplicador de transimpedancia. . 55

3.9. Simulación del amplicador de transimpedancia. (a) Barrido de la co-

rriente del fotodiodo. (b) Barrido de la frecuencia de la fuente de exci-

tación del amplicador de transimpedancia. . . . . . . . . . . . . . . . 55

3.10. Esquema del circuito de medición de los termistores. . . . . . . . . . . . 57

3.11. Esquema del circuito generador de la tensión de referencia. . . . . . . . 58

3.12. (a) Esquema del circuito de medición de los termistores.(b) Barrido de

la temperatura del termistor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 59

3.13. Esquema del circuito de manejo del TEC. . . . . . . . . . . . . . . . . 60

3.14. (a) Simulación de un transitorio en la entrada del TEC. (b) vista mag-

nicada de la simulación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 61

3.15. Esquema del lazo de control para el ajuste de temperatura. . . . . . . . 62

3.16. Respuesta del láser sintonizable a una entrada escalón en el TEC. . . . 62

3.17. Comparación de la respuesta al escalón de la medición y la obtenida del

modelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 63

3.18. Respuesta de la planta y el controlador a lazo cerrado ante una entrada

tipo escalón. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66

3.19. Esquema del lazo de control para el ajuste de potencia. . . . . . . . . . 67

3.20. Respuesta de la planta y el controlador de potencia a lazo cerrado ante

una entrada de tipo escalón en la referencia. . . . . . . . . . . . . . . . 70

3.21. Esquema de la planta para el ajuste de longitud de onda. . . . . . . . . 72

3.22. Algoritmo de seguimiento de máximo: Perturbar y observar. . . . . . . 73

Índice de guras xvii

3.23. Resultados del control de longitud de onda cuando existe un cambio de

canal en la referencia. (a) Evolución de la tensión del TÍA. (b) Evolución

de la frecuencia de emisión del láser. (c) Evolución de la frecuencia de

emisión magnicada. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 75

4.1. Modelo 3D de los circuitos implementados. . . . . . . . . . . . . . . . . 77

4.2. Implementación de los circuitos. (a) PCB después de haber nalizado el

proceso de fresado. (b) PCB durante la soldadura de componentes. (c)

Ensamblado de todos las placas en la placa madre y prueba de funcio-

namiento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 78

4.3. Longitud de onda de uno de los modos de resonancia del etalon en fun-

ción de la temperatura de operación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.4. Longitud de onda de emisión del láser en función de la temperatura de

operación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 81

4.5. Mapa de longitud de onda. (a) Obtenido del láser sintonizable. (b) Ob-

tenido del modelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 83

4.6. Diagrama de Bode de la fuente de corriente. Comparación medición y

simulación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 86

4.7. Diagrama de Bode de la placa de los amplicadores de transimpedancia.

Comparación medición y simulación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 87

4.8. Diagrama de Bode de los amplicadores para los termistores. Compara-

ción medición y simulación. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 88

4.9. (a) Respuesta del circuito de manejo del TEC ante un escalón en la

entrada PWM. (b) Imagen magnicada de la gura (a) para observar

con mayor claridad el rizo de la señal. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 89

4.10. Respuesta del controlador de temperatura ante una entrada tipo escalón

en la referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

4.11. Respuesta del controlador de potencia a una entrada tipo escalón en la

entrada de referencia. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

4.12. Tensión del TIA del fotodiodo del etalon ante el barrido de la corriente

de fase. Comparación con ajuste y sin ajuste de los reectores. . . . . . 92

4.13. Espectro de potencia correspondiente a la sintonización del canal 21 de

la banda C. (a) Espectro completo de toda la banda C. (b) Espectro

magnicado en la zona próxima al modo de emisión. . . . . . . . . . . . 93

4.14. Barrido de canales de la banda C. a) Longitud de onda en función del

canal. b) Diferencia entre el valor de longitud de onda medido y el cal-

culado y la banda de error del instrumento. . . . . . . . . . . . . . . . . 94

4.15. Respuesta de la tensión del fotodiodo del etalon ante un cambio en el

canal sintonizado. Comparación entre la simulación y la medición. . . . 95

xviii Índice de guras

A.1. PCB del encapsulado del láser. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101

A.2. PCB de la fuente de corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 102

A.3. PCB de los amplicadores de transimpedancia. . . . . . . . . . . . . . 102

A.4. PCB del circuito de manejo del TEC. Arriba: capa superior de la placa.

Abajo: capa inferior de la placa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 103

A.5. PCB de los amplicadores para los termistores. . . . . . . . . . . . . . 103

A.6. PCB de la placa madre. Arriba: capa superior de la placa. Abajo: capa

inferior de la placa. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 104

A.7. Esquemático de la fuente de corriente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 105

A.8. Esquemático del TIA. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106

A.9. Esquemático del circuito de manejo del TEC. . . . . . . . . . . . . . . 107

A.10.Esquemático del amplicador de los termistores. . . . . . . . . . . . . . 108

A.11.Esquemático de la placa madre. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 109

B.1. Impedancia de la entrada del SOA. Comparación medición en el láser y

simulación con un diodo en serie a una resistencia. . . . . . . . . . . . . 112

B.2. Impedancia de la entrada de ganancia del medio activo. Comparación

medición en el láser y simulación con un diodo en serie a una resistencia. 112

B.3. Impedancia de la entrada de los reectores. Comparación medición en

el láser y simulación con un diodo en serie a una resistencia. . . . . . . 113

B.4. Impedancia de la entrada de la sección de fase. Comparación medición

en el láser y simulación con dos diodos en serie. . . . . . . . . . . . . . 113

C.1. Pantallas del display. (a) Pantalla principal. (b) Pantalla de congura-

ción. (c) Pantalla de visualización de variables. . . . . . . . . . . . . . . 115

C.2. Interface de comunicación con el microcontrolador. . . . . . . . . . . . 116

Índice de tablas

1.1. Rangos de operación de las fuentes de corriente. . . . . . . . . . . . . . 20

1.2. Requerimientos del TEC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20

3.1. Valores calculados de resistencia para las distintas fuentes. . . . . . . . 48

4.1. Información de la respuesta al escalón. Comparación de la simulación y

la medición. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 90

4.2. Información de la respuesta al escalón. Comparación de la simulación y

la medición. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 91

xix

Resumen

En esta tesis se presenta el proceso de diseño e implementación de una platafor-

ma electrónica de control, para un láser sintonizable tipo Y-branch. Dicho láser es

frecuentemente usado en comunicaciones ópticas, especícamente en aplicaciones de

multiplexación por división de longitud de onda(WDM). El trabajo incluye: el diseño,

simulación, implementación y validación de todos los circuitos electrónicos y controla-

dores necesarios para el funcionamiento del láser sintonizable.

En el primer capítulo se presenta el marco teórico necesario para el desarrollo del

proyecto, haciendo énfasis en los láseres sintonizables, sus características de funcio-

namiento y sus aplicaciones. Se presentan además las principales características del

proyecto y se establecen los requerimientos de diseño del mismo.

El segundo capítulo está dedicado al modelado del láser sintonizable. Los resultados

esperados del modelo permitieron utilizarlo en el proceso de diseño y simulación de los

controladores de longitud de onda, potencia y temperatura, produciendo las salidas

de corriente esperadas ante la aplicación de determinadas entradas. Otro resultado del

modelo fue el mapa de frecuencias, que permitió el diseño del controlador de longitud de

onda del láser. En el modelado, se analizó cada componente del láser de forma individual

y se acoplaron las ecuaciones de cada componente en una ecuación global que se resolvió

numéricamente. Finalmente, el capítulo incluye el análisis del cambio de índice de

refracción inducido por inyección de portadores en materiales semiconductores, dicho

fenómeno es muy importante en el funcionamiento del láser y por ende en su modelado.

En el tercer capítulo se presenta el diseño y simulación de todos los circuitos necesa-

rios para el manejo del láser. Los circuitos más importantes de la plataforma de control

incluyen fuentes de corriente, amplicadores de transimpedancia, amplicadores de

señal para termistores y un puente H para el manejo del refrigerante termoeléctrico

incluido en el láser. En este capítulo también se detalla el diseño y simulación de los

controladores del láser. Para el diseño de los controladores de potencia y longitud de

onda del láser se utilizó el modelo del láser estudiado en el capítulo 2 y los modelos de

los circuitos que manejan el láser, mientras que para el controlador de temperatura fue

necesario obtener un modelo en base a mediciones realizadas en el láser.

Finalmente, en el capítulo 4 se detalla la implementación, tanto de los circuitos

necesarios para el manejo del láser como de los algoritmos de control diseñados en el

xxi

xxii Resumen

capítulo 3. También se presenta la validación de los mencionados circuitos y controla-

dores, se comprueba su correcto funcionamiento y si satisfacen o no los requerimientos

de diseño.

Palabras clave: LÁSER SINTONIZABLE, WDM, CONTROL, Y-BRANCH

Abstract

This thesis presents the design and implementation of a control system for a Y-

Branch tunable laser which is intended for optical networks applications such as WDM.

The document covers the design, simulation, implementation and validation of all the

circuits and controllers needed for the laser operation.

The rst chapter is an introduction to tunable lasers. The operation principle, char-

acteristics and applications are discussed. It is also presented the project description

and requirements.

Chapter two deals with the modelling of the tunable laser. This model will be

important for the development of control algorithms for temperature, and power. The

model is also useful to nd a frequency map which is necessary for wavelength control.

The model considers each laser component separately and then combines their equa-

tions and solve them numerically. The nal point of the model is the analysis of the

carrier induced refractive index change which is essential to relate the applied current

with the wavelength change.

The design and simulation are presented in chapter three. The principal circuits

considered are the current source, transimpedance amplier, thermistor measurement

circuit and TEC driver. The controllers considered include temperature, power and

wavelength control.

Finally, chapter four shows the implementation and validation of all the circuits

and controllers considered in chapter three with a focus on controller performance.

Keywords: TUNABLE LÁSER, WDM, CONTROL, Y-BRANCH

xxiii

Capítulo 1

Introducción

Los láseres existen en una gran variedad de materiales y tamaños. Estos tienen una

amplia gama de aplicaciones en distintas áreas que van desde estadística de fotones en

el ámbito cientíco hasta procesamiento de materiales en el ámbito industrial.

En comunicaciones ópticas los láseres son utilizados como fuentes de luz. Los láseres

de semiconductores tienen preferencia en esta aplicación ya que proveen ventajas tales

como tamaño compacto, alta eciencia, conabilidad, intervalo de longitud de onda

apropiado y área de emisión reducida [1].

Los láseres de semiconductores sintonizables, por su parte, son componentes clave

en los sistemas de comunicaciones ópticas modernos que utilizan multiplexación por

división de longitud de onda (WDM, Wavelength Division Multiplexing) [2]. Los siste-

mas de comunicación coherente también presentan otra aplicación importante para los

láseres sintonizables. Dichos sistemas satisfacen la creciente demanda de velocidad de

transferencia de datos [3, 4].

Entre los láseres sintonizables para comunicaciones opticas destacan los basados

en reectores de Bragg distribuidos (DBR, Distributed Bragg Reector). Estos tienen

un tamaño compacto, alta estabilidad mecánica y son fáciles de integrar con otros

componentes ópticos [5].

Teniendo en cuenta la importancia de los láseres sintonizables y en particular los

basados en láseres DBR, se describe en esta tesis el desarrollo de una plataforma

de control para un láser sintonizable tipo Y-Branch especicado para comunicaciones

ópticas. El desarrollo de dicha plataforma pone énfasis en la obtención de tiempos de

ajuste de longitud de onda menores a los obtenidos por equipos comerciales. El láser a

controlar también tiene como futura aplicación el uso en un laboratorio de óptica por

lo que se desea que posea características de manejo no tan limitadas como ocurre en

equipos comerciales [6].

En este capítulo introductorio se presenta un breve marco teórico, necesario para

el desarrollo del proyecto. Los principales temas a tratar incluyen: el principio de fun-

1

2 Introducción

cionamiento y características de un láser, tipos y aplicaciones de los láseres (haciendo

énfasis en el láser a controlar), etc. Se presenta también una descripción general del

proyecto, los componentes necesarios para el manejo y control del láser y se establecen

los requerimientos de diseño.

1.1. Láser

LASER es el acrónimo de una de las características más importantes de este disposi-

tivo [7], la amplicación de luz estimulada por radiación. Esencialmente, un láser es un

oscilador óptico conformado por un amplicador resonante cuya salida es realimentada

a la entrada [8]. El funcionamiento de un láser requiere de los siguientes elementos

un medio amplicador,

un sistema de realimentación,

un mecanismo de selección de frecuencia y

un esquema para obtener luz a la salida del resonador.

En la gura 1.1 se muestra el esquema básico de un láser. El medio amplicador,

comúnmente llamado medio activo, consiste en un conjunto de átomos o moléculas [9]

que pueden emitir un fotón mediante la estimulación de otro fotón.

Medio activo(átomos)

EspejoR=100%

EspejoR=80%

Bombeo de energía

Realimentacióny oscilación

Salida del Láser

Figura 1.1: Esquema de funcionamiento del láser.

El fotón emitido posee las mismas características que el fotón estimulante, esto

implica que el medio activo proporciona una ganancia óptica. El medio activo será

capaz de producir emisión estimulada siempre y cuando exista un bombeo de energía

que lo excite. Dicho bombeo puede realizarse de distintas maneras dependiendo del

1.2 Principio de operación del Láser 3

material que constituye el medio activo, por ejemplo, los materiales semiconductores

son excitados mediante la inyección de portadores resultantes de la aplicación de una

diferencia de potencial.

El sistema de realimentación se obtiene utilizando un resonador óptico que consiste,

usualmente, en un arreglo de espejos que rodean al medio activo. La luz producida se

reeja en los espejos de manera repetida, logrando de esta forma más amplicación con

cada paso a través del medio activo. La amplicación de la luz no continúa de manera

indenida, puesto que, eventualmente el medio activo llegará a un punto de saturación

en el cual la ganancia disminuye. Una condición estable se alcanza cuando la ganancia

(reducida debido a la saturación) iguala a las pérdidas en el resonador [8].

La ganancia provista por el medio activo es dependiente de la frecuencia, es decir

que ciertas frecuencias obtendrán una mayor ganancia. De manera similar, el resonador

óptico solo puede sustentar un conjunto de frecuencias denidas. Tanto la dependencia

espectral de la ganancia como el conjunto de frecuencias del resonador óptico consti-

tuyen el mecanismo de selección de frecuencia del láser. La frecuencia o frecuencias de

emisión del láser serán entonces aquellas que puedan existir en el resonador óptico y

que además concuerden con la frecuencia que recibe mayor ganancia del medio.

Finalmente, la salida del láser se obtiene haciendo uno de los espejos del resona-

dor parcialmente transmisor; esto permitirá que parte de la luz existente dentro del

resonador escape y pueda ser utilizada.

Los láseres existen en un sin n de formas y encuentran uso en un amplio ran-

go de aplicaciones. En las siguientes secciones de este capítulo se profundizará en el

principio de funcionamiento del láser, los tipos de láseres más usados y sus respectivas

aplicaciones.

1.2. Principio de operación del Láser

1.2.1. Niveles de energía y la interacción de fotones con átomos

Para comprender el funcionamiento de un láser se deben revisar conceptos previos

tales como los niveles de energía de átomos, moléculas y sólidos; la interacción entre

fotones y átomos es también un conocimiento previo necesario.

Los constituyentes de la materia satisfacen las leyes de la mecánica cuántica y es

esta la que dene los niveles de energía de los átomos, moléculas y sólidos. En el caso

de los átomos, los niveles de energía están denidos por las interacciones entre los

electrones y el núcleo. En el caso de moléculas, los niveles de energía dependen no

solo de las interacciones ocurrentes entre los átomos individuales sino también de las

interacciones interatómicas que mantiene la molécula unida. Los niveles de energía de

sólidos son determinados por las interacciones de átomos individuales así como por las

4 Introducción

interacciones asociadas a átomos vecinos; la unión de los átomos en un sólido causa que

los niveles de energía de los átomos individuales se conviertan en bandas de energía

debido a la interacción de átomos vecinos [8].

Los átomos pueden sufrir transiciones ascendentes o descendentes entre sus nive-

les de energía. Durante estas transiciones, el átomo puede emitir o absorber fotones,

conservando la energía en el proceso. Las interacciones entre átomos y fotones que son

de interés en la operación de láseres ocurren cuando la energía del fotón es igual a la

diferencia de los niveles de energía entre los que ocurre la transición, es decir cuando

hν = E2 − E1, (1.1)

donde h es la constante de Planck, ν es la frecuencia del fotón y E1 y E2 son la energía

de los niveles entre los que ocurre la transición. Los tipos de interacción que pueden

ocurrir son: absorción, emisión espontánea y emisión estimulada.

La absorción puede ocurrir cuando un átomo que se encuentra en el nivel de energía

fundamental absorbe un fotón, esto genera una transición del átomo hacia un nivel de

energía superior. Este proceso es inducido ya que requiere de la existencia de un fotón

con energía igual a la de transición para su ocurrencia. Es importante notar que la

probabilidad de absorción aumenta con el número de fotones existentes en el modo

apropiado.

La emisión espontánea puede ocurrir cuando un átomo se encuentra en un nivel de

energía superior al fundamental (nivel de energía más bajo). El átomo decae mediante

la emisión de un fotón de energía igual a la diferencia de energía entre los niveles de

la transición. En contraste con las interacciones inducidas por fotones (absorción y

emisión estimulada), la probabilidad de emisión espontánea es independiente de los

fotones existentes.

La emisión estimulada es el tercer tipo de interacción y ocurre cuando un fotón

induce la emisión de otro fotón en un átomo que se encuentra en un nivel de energía

superior al fundamental. El fotón emitido es una copia del fotón causante de la tran-

sición, es decir, que tiene la misma energía, dirección y polarización. La probabilidad

de emisión estimulada, al igual que la de absorción, aumenta con el número de fotones

existentes en el modo apropiado.

Otros conceptos importantes en la interacción de átomos con la radiación son la

sección ecaz de interacción σ y el ancho de línea de la interacción ∆ν. La sección

ecaz de transición caracteriza la interacción del átomo con la radiación, es decir, dene

la magnitud relativa de interacción con fotones de una dada frecuencia. El ancho de

línea de la interacción es el ancho de la función que describe la forma espectral de la

sección ecaz de interacción.


1.2.2. Amplicación Láser

Los procesos de interacción de átomos y fotones descritos anteriormente son la base

de la amplicación Láser. Un átomo cualquiera que se encuentra en el estado de energía

más bajo puede absorber un fotón y pasar a un nivel de energía superior, por ende este

proceso genera una atenuación en la densidad de ujo de fotones. En caso de que el

átomo se encuentre en un nivel de energía superior, entonces un fotón puede inducir

al átomo a emitir un fotón clon, estos a su vez inducen la emisión de subsecuentes

fotones, por tanto la emisión estimulada genera amplicación de la densidad de ujo

de fotones. El tercer tipo de interacción (emisión espontánea) es responsable del ruido

del amplicador, ya que genera fotones con polarización y dirección aleatoria.

La ganancia de un medio dependerá de la densidad de átomos existentes en los

distintos niveles de energía. Si denimos N1 y N2 como la densidad de átomos con

nivel de energía fundamental y excitado respectivamente, entonces la ganancia del

medio es función de la diferencia entre las densidades de átomos N ,

N = N2 −N1. (1.2)

Si N es positivo entonces existe un mayor número de átomos en el nivel excitado por lo

que la emisión estimulada dominará sobre la absorción, por tanto el medio se comporta

como un amplicador. Si N es negativo la absorción es la que dominará y el medio se

comporta como absorbente o atenuador; nalmente si N es cero entonces el medio es

transparente al ujo de fotones.

El coeciente de ganancia por unidad de longitud de un amplicador láser (γ)

depende de la frecuencia de la luz incidente. La dependencia espectral de la ganancia

se debe a que la amplicación láser está basada en los procesos de interacción de

átomos y fotones (emisión y absorción) y estos tienen una forma de línea centrada en

la frecuencia de resonancia ν0 con cierto ancho ∆ν. Por tanto, un amplicador láser es

un dispositivo resonante, con frecuencia de resonancia y ancho de banda determinada

por la transición atómica [8].

La ganancia de un medio está asociada con un corrimiento de fase, el cual es cau-

sado por el medio dispersivo generado por la dependencia espectral de la ganancia.

El corrimiento de fase está relacionado con la ganancia mediante la transformada de

Hilbert, por lo que si se conoce la ganancia del medio, se puede determinar el corri-

miento de fase que este producirá. En la gura 1.2 se muestra la ganancia y el desfase

típico de un medio amplicador, la ganancia tiene forma lorentziana, está centrada en

la frecuencia ν0 y tiene ancho de línea ∆ν.

6 Introducción

o

Figura 1.2: Ganancia y desfase del medio amplicador. Arriba: ganancia del medio amplica-dor. Abajo: desfase en el medio amplicador.

1.2.3. Bombeo de energía

Como se mencionó anteriormente, la amplicación láser es posible cuando la den-

sidad de átomos en el nivel superior o excitado E2 es mayor a la del nivel inferior o

fundamental E1, es decir cuando N2 > N1. En equilibrio térmico, el nivel inferior es

usualmente el más poblado, por lo que se requiere lograr una inversión de población

para obtener amplicación láser.

La inversión de población se logra mediante el bombeo de energía al medio. Esta

energía elevará átomos del nivel de energía inferior al nivel de energía excitado, logran-

do así el incremento de la densidad de átomos en el nivel excitado y la consiguiente

inversión de población. Dependiendo del tipo de láser, existen distintas maneras de pro-

veer energía al medio para lograr la inversión de población, algunas de ellas incluyen

energía en forma de electricidad, de luz, mediante reacciones químicas o por procesos

nucleares.

1.2.4. Saturación del medio amplicador

El coeciente de ganancia de un medio amplicador depende de la diferencia de

población entre niveles de energía atómicos N . La diferencia de población N a su vez


depende del nivel de bombeo y la tasa de transición entre niveles, la cual es dependiente

de la densidad de ujo de fotones. Por lo anterior, está claro que el coeciente de

ganancia de un medio amplicador depende de la densidad de ujo que lo atraviesa y

es esta dependencia la que causa la saturación en la ganancia del medio. El coeciente

de ganancia es función decreciente de la densidad de ujo de fotones [8], por lo que

la ganancia disminuye cuando el ujo se incrementa más allá de un cierto valor de

saturación. Cuando la densidad de ujo de fotones entrante es muy grande la ganancia

del medio tiende a uno, es decir, que el medio no amplica y se obtiene a la salida del

medio la densidad de ujo de fotones inicial más un pequeño aumento constante.

1.2.5. El resonador óptico, realimentación y pérdidas

El resonador óptico provee la realimentación necesaria para el funcionamiento del

láser y usualmente es una cavidad Fabry-Pérot que consiste en un medio rodeado

por dos espejos. Las pérdidas o atenuación en el resonador óptico se originan por la

absorción y el scattering de la luz en el medio activo y por las pérdidas de luz en los

espejos del resonador. La pérdida de ida y vuelta en el resonador se dene como la

pérdida en los dos espejos más la atenuación que la luz experimenta al recorrer dos

veces la longitud de la cavidad. Un parámetro importante del resonador es el coeciente

de pérdidas por unidad de longitud αr, el cual incluye las pérdidas en los espejos y las

pérdidas en el medio. El resonador mantiene modos de oscilación con frecuencias que

corresponden a un desfase de ida y vuelta múltiplo de 2π, estos se denominan modos de

oscilación del resonador o simplemente modos del resonador, se encuentran espaciados

por una frecuencia νF y poseen un cierto ancho δν.

1.2.6. Condiciones necesarias para la oscilación láser

Existe dos condiciones necesarias para que la oscilación láser puede sustentarse, la

condición de ganancia que determina el mínimo bombeo de energía y la condición de

fase que determina la frecuencia o frecuencias a las cuales ocurrirá la oscilación.

La primera condición requiere que la ganancia en el medio sea superior a las pérdidas

del resonador, es decir γ(ν) > αr. Dado que la ganancia es proporcional a la diferencia

de poblaciones N y esta, a su vez, depende de la tasa de bombeo, entonces existe

una tasa de bombeo umbral a partir de la cual la ganancia es superior a las pérdidas

y comienza la oscilación láser. La dependencia que el coeciente de ganancia tiene

con la frecuencia causa que el umbral de oscilación sea también dependiente de la

frecuencia. Existe un mínimo en el umbral de oscilación correspondiente al pico de

ganancia ubicado en la frecuencia ν0, es decir que la oscilación láser es más fácilmente

alcanzada por el modo o frecuencia de la cavidad más próximo al pico de resonancia

del medio activo.

8 Introducción

La segunda condición requiere que el desfase de una onda que completa una vuelta

en el resonador sea múltiplo de 2π. Los modos que satisfacen esta condición son los

modos del resonador óptico y sus frecuencias centrales determinan las frecuencias a las

cuales la oscilación láser puede ocurrir.

1.3. Características de la salida láser

1.3.1. Potencia de salida

Cuando el bombeo a un láser genera una diferencia de población N superior al

umbral, el medio activo proporciona una ganancia superior a las pérdidas en el reso-

nador y la oscilación láser comienza. A medida que la densidad de ujo de fotones se

incrementa la ganancia disminuye debido a la saturación, eventualmente se llega a un

punto de equilibrio en el que la ganancia iguala a las pérdidas. Una vez superado el

umbral de oscilación láser, la densidad de ujo de fotones es proporcional a la tasa de

bombeo. Este ujo de fotones interno determinará el ujo de fotones a la salida del

láser, el cual es simplemente el ujo de fotones que logra atravesar el espejo de salida y

su magnitud dependerá de la transmitancia de dicho espejo. Por lo anterior, se puede

denir la potencia de salida del láser como,

Pout = hνφTA, (1.3)

donde hν es la energía de un fotón, φ es la densidad de ujo de fotones interno, T es

la transmitancia del espejo de salida y A es el área que atraviesa el ujo de salida.

La eciencia de salida es un parámetro importante del láser y se dene como la

relación entre las pérdidas debido al espejo de salida y las pérdidas totales de la cavidad

(pérdidas de los espejos más pérdidas en el medio activo). Otro parámetro importante

es la eciencia total, denida como la relación entre la potencia de salida del láser y la

potencia entregada al láser mediante bombeo.

1.3.2. Distribución espectral

La distribución espectral de la salida del láser depende tanto de la ganancia espectral

del ujo de fotones en el medio activo como de los modos del resonador. La condición

de ganancia establece que la oscilación láser ocurre cuando las ganancias superan a las

pérdidas y puesto que la ganancia tiene forma de línea lorentziana entonces existirá una

banda de frecuencia, centrada en la frecuencia de resonancia, que superará las pérdidas.

Por lo tanto cualquier modo del resonador dentro de esa banda de frecuencia podrá

generar oscilación láser. Por otro lado, la condición de fase requiere que la frecuencia

de oscilación concuerde con las frecuencias de los modos del resonador óptico. De la

1.4 Tipos de láseres y Aplicaciones 9

unión de las anteriores condiciones, se obtiene un número de posibles frecuencias de

oscilación o modos del láser, estos tienen un ancho de línea similar al de los modos del

resonador, es decir δν .

En operación, los modos del resonador para los cuales la ganancia es superior a la

pérdida comienzan a incrementar su densidad de ujo de fotones, siendo los modos más

próximos a la frecuencia de resonancia del medio ν0 los más amplicados debido a una

mayor ganancia (gura 1.3a). Eventualmente los modos más próximos a la frecuencia

de resonancia causan una reducción uniforme en la ganancia debido a la saturación

del medio, lo que implica que los modos más alejados ya no cumplirán la condición de

ganancia y perderán potencia (gura 1.3b). Finalmente, solo un modo sobrevive (dos

en el caso de ser simétrico), este modo tiene la frecuencia más próxima a la frecuencia

de resonancia y es el único con una potencia estable en contraste con los otros modos

que mantienen una potencia ínma (gura 1.3c). Los dos modos que rodean al modo

principal se denominan modos adyacentes y usualmente poseen una potencia suciente

para ser distinguibles del piso de ruido.

ϕ

υ

αrγο

γ

υ

(a)

ϕ

υ

γoγα r

γ

υ

(b)

ϕ

υ

γoγα r

γ

υ

(c)

Figura 1.3: Evolución del ujo de fotones a la salida del láser. (a) La ganancia no está saturadapor lo que todos los modos con ganancia neta comienza a crecer. (b) la ganancia empieza adisminuir y los modos laterales comienzan a perder potencia. (c) en equilibrio, solo un modosobrevive.

1.4. Tipos de láseres y Aplicaciones

El fenómeno de amplicación láser ocurre en una gran variedad de materiales, que

incluyen sólidos, líquidos y gases [8]; a continuación se explica con un poco más de

detalle las características de los distintos tipos de láseres.

1.4.1. Láseres de estado sólido

Los láseres de estado sólido usualmente consisten en un medio dieléctrico transpa-

rente al cual se le han implantado impurezas de algún material activo [10]. Elementos

de transición pertenecientes a las tierras raras son usualmente seleccionados como im-

purezas y son estas impurezas las que generan la amplicación láser. Los láseres de

10 Introducción

estado sólido tienen un espectro de absorción considerablemente ensanchado, por lo

que el bombeo de energía es usualmente logrado por medios ópticos (por ejemplo me-

diante un diodo láser [8]). Entre los láseres de estado sólido más destacados están los

láseres de rubí, Neodimio-YAG, titanio-zaro y láseres de bra óptica.

1.4.2. Láseres gaseosos

En láseres gaseosos los niveles de energía son nos en comparación a los sólidos,

por esta razón se utiliza bombeo eléctrico en lugar de óptico para la excitación del

medio [11]. En general este tipo de láseres consiste en un tubo de descarga (en donde

se introduce el gas) rodeado por dos reectores que conforman el resonador. Ejemplos

de láseres gaseosos son helio-neón, argón, CO2, nitrógeno, etc.

1.4.3. Láseres líquidos

Los láseres líquidos se componen de una molécula activa en una solución de alcohol

etílico o metílico, glicerina, agua u otro disolvente. Estos láseres fueron de gran impor-

tancia en el pasado debido al gran rango de longitudes de onda en el que pueden ser

ajustados.

1.4.4. Láseres de semiconductores

Los láseres de semiconductores conforman actualmente uno de los grupos más im-

portantes debido al gran rango de aplicaciones en los que son usados, además de que

sirven como fuentes de bombeo para láseres de estado sólido. Entre las ventajas de

esta tecnología se puede destacar su reducido tamaño, su gran eciencia para convertir

energía eléctrica en luz, la posibilidad de emisión en un amplio intervalo de longitudes

de onda y la facilidad para realizar modulación directa [11].

El medio activo de los láseres de semiconductores consiste, frecuentemente, en una

combinación de elementos del grupo III de la tabla periódica (Por ejemplo Al, Ga, In)

y elementos del grupo V (N, P, As, Sb); el rango de longitudes de onda alcanzables

por estas combinaciones varía entre 630 nm y 1600 nm. Algunos ejemplos de láseres de

semiconductores son GaAs, AlGaAs, InGaAs y InGaAsP.

Una característica fundamental en los láseres de semiconductores es la de poseer un

ancho espectral no, es decir, que en la salida predomine un solo modo longitudinal.

Esto se puede conseguir mediante distintos esquemas, algunos de ellos se describen a

continuación.

1.4 Tipos de láseres y Aplicaciones 11

1.4.4.1. Láseres con realimentación distribuida

En láseres convencionales la realimentación se encuentra concentrada en los reecto-

res, en cambio, en láseres con realimentación distribuida (gura 1.4a) la realimentación

se logra mediante una red distribuida en toda la cavidad. La red logra la selección del

modo único por medio de refracción de Bragg.

1.4.4.2. Láseres con cavidad acoplada

En este tipo de láseres (gura 1.4b) la selectividad del modo longitudinal se logra

mediante el acople de una cavidad externa a una de las caras del láser. La cavidad

externa realimenta parte de la luz de vuelta al láser, dicha realimentación está en fase

solo para ciertos modos de la cavidad por lo que los demás serán atenuados.

1.4.4.3. Láseres de emisión supercial con cavidad vertical

En este tipo de láseres (gura 1.4c) la cavidad es extremadamente pequeña, lo que

causa que el espaciamiento entre modos de la cavidad sea mucho mayor al ancho de la

ganancia del medio, por tanto se obtiene operación en un solo modo longitudinal.

Tipo P

Luz de salidaTipo N

Medio activoRed de Bragg

(a)

Tipo P

Tipo N

Red de Bragg

Luz de salida

Medio Activo

(b)

Reflector de BraggTipo N

Medio activo (multiquantum well)

Reflector de BraggTipo P

Luz de salida

(c)

Figura 1.4: Esquema básico de distintos láseres de semiconductores. (a) Láser con realimen-tación distribuida. (b) Láser con cavidad acoplada. (c) Láser de emisión supercial con cavidadvertical.

1.4.5. Aplicaciones típicas de los láseres

Los láseres son utilizados en diferentes áreas y en un sin n de aplicaciones que van

desde aplicaciones médicas hasta militares. En el ámbito cientíco, por ejemplo, se pue-

de mencionar la detección de ondas gravitacionales, estadística de fotones, separación

de isótopos, etc. En la industria destacan aplicaciones en el procesamiento de mate-

riales tales como soldado y perforación, rastreo, seguimiento ambiental, mediciones de

precisión, etc.

12 Introducción

En comunicaciones ópticas se utilizan como fuentes de luz para la transmisión de

información a través de bra óptica. Una de las principales aplicaciones de láseres

de semiconductores en el área de las comunicaciones ópticas es la multiplexación por

división de longitud de onda. Esta tecnología consiste en la transmisión simultánea

de múltiples señales con distintas longitudes de onda, lo que permite mayores tasas

de transmisión. El uso de WDM requiere de láseres con un reducido ancho de línea

y con la capacidad de ser ajustados en un gran rango de longitudes de onda. Estos

requerimientos son cumplidos con el uso de láseres sintonizables, tecnología que se

explica con mayor detalle en la siguiente sección.

1.5. Láseres sintonizables

Los láseres sintonizables poseen la característica de tener longitud de onda ajustable.

Dicho ajuste se consigue de distintas maneras en diversos tipos de láseres. Los láseres

sintonizables tienen un gran rango de aplicaciones dependiendo al material del que

están construidos [12]. Entre los distintos tipos de láseres sintonizables, el tipo de láser

de interés para este trabajo son los láseres de semiconductores sintonizables, ya que

este es el tipo de láser que se pretende controlar.

Los láseres de semiconductores sintonizables tienen un gran uso en telecomunicacio-

nes, particularmente en WDM y en transmisión coherente, donde la longitud de onda

de la señal transmitida debe ser igual a la del oscilador local [13]. La mayoría de láse-

res de semiconductores sintonizable están formados por un conjunto de secciones con

diferentes funciones. Secciones típicas son el medio activo, uno o más ltros ajustables

y una sección de corrimiento de fase para lograr un ajuste continuo.

Los láseres en los que el ajuste de longitud de onda se realiza en el exterior de la ca-

vidad se denominan láseres de semiconductores de cavidad acoplada o cavidad externa.

En estos láseres el ajuste de longitud de onda se realiza mediante redes de difracción

externas, las cuales poseen un máximo de reectividad para ciertas longitudes de onda

y que pueden ser ajustadas mediante el cambio del ángulo de la red de difracción.

En el caso en el que el ajuste de longitud de onda se realizara en el interior de la

cavidad, se tiene dos principales estructuras: láseres de realimentación distribuida(DFB,

Distributed FeedBack) y láseres tipo reector de Bragg distribuido. Los láseres DBR

poseen usualmente mayor rango de ajuste que los láseres DFB.

1.5.1. Ajuste de longitud de onda

Los láseres de cavidad externa o acoplada requieren usualmente un mecanismo

electromagnético para modicar el ángulo de las redes de interferencia externas lo que

causa el cambio de longitud de onda deseado. Para láseres que poseen la sección de

1.5 Láseres sintonizables 13

ajuste en el interior de la cavidad, se requiere el cambio del índice de refracción de

dicha sección. Este cambio puede obtenerse de tres maneras: mediante la inyección de

portadores, aplicando una diferencia de potencial o modicando la temperatura; de los

anteriores métodos el más usado es la inyección de portadores puesto que este produce

el mayor cambio de índice de refracción. Por su importancia el método de inyección de

portadores será explicado con mayor detalle en la siguiente sección.

1.5.1.1. Cambio de índice de refracción inducido por la inyección de por-

tadores

En materiales semiconductores, el cambio de índice de refracción se debe a ciertos

fenómenos causados por la inyección de portadores. El llenado de banda, fenómeno por

el cual los niveles de energía próximos a la banda de conducción se saturan por lo que

los portadores necesitan una energía superior a la de la banda prohibida para realizar

un transición de la banda de valencia a la de conducción. La saturación de niveles de

energía causa una reducción en el coeciente de absorción.

El siguiente fenómeno es el encogimiento de la banda prohibida. En este, la gran

densidad de portadores en niveles de energía próximos a la banda prohibida produce un

gas de partículas en interacción, lo que a su vez reduce el ancho de la banda prohibida,

como resultado el coeciente de absorción se incrementa.

La absorción de portadores libres es el tercer fenómeno que modica el índice de

refracción. Un portador libre absorbe un fotón y pasa a un nivel de energía superior

dentro de la misma banda. El resultado es la reducción del coeciente de absorción.

Todos los efectos considerados anteriormente (causados por la inyección de porta-

dores) contribuyen al cambio en el coeciente de absorción; el coeciente de absorción

es proporcional a la parte imaginaria del índice de refracción y este se relaciona con su

parte real mediante las relaciones de Kramers-Kronig. El resultado nal es el cambio

del índice de refracción (parte real) debido a la inyección de portadores [13].

1.5.2. Características particulares de los láseres sintonizables

El rango de ajuste es una de las principales características de los láseres sintoni-

zables. El rango de ajuste depende del tipo de ajuste realizado, los tipos de ajustes

pueden dividirse en: continuo, discontinuo y cuasi-continuo.

El ajuste continuo es usualmente limitado a pequeños intervalos y se lo realiza

mediante el cambio del desfase en un viaje de ida y vuelta dentro de la cavidad. El

rango de ajuste continuo para el láser que se pretende controlar en este trabajo es de

aproximadamente 100 GHz y está relacionado con la separación entre los modos de la

cavidad.

14 Introducción

El ajuste discontinuo se logra cambiando la frecuencia de pérdida mínima dentro

de la cavidad, lo cual genera saltos discretos entre los modos de la cavidad. Este tipo

de ajuste permite abarcar grandes rangos de hasta más de 100 nm [13].

Finalmente, el ajuste cuasi-continuo se logra al combinar rangos de ajuste continuo

que se superponen, para esto es necesario combinar el ajuste continuo y discontinuo

por lo que el control de longitud de onda resultante es bastante complejo ya que se

deben modicar al menos dos parámetros de control.

La precisión de ajuste es otro parámetro importante en láseres sintonizables. Si

consideramos los sistemas WDM, la Unión Internacional de Telecomunicaciones (ITU,

Internactional Telecommunication Union) recomienda un espaciamiento entre canales

de 50 GHz o 100 GHz, con una precisión de 10% de la separación entre canales [13].

Otras características importantes en los láseres sintonizables incluyen la relación

de supresión de modo adyacente (denido como la relación entre la potencia del modo

dominante y la potencia del modo adyacente más fuerte), la potencia de salida y el

ancho de línea.

1.5.3. Láseres tipo DBR

Los láseres tipo DBR corresponden a uno de los diseños más comunes para operar

en modo único (cuando un solo modo de la cavidad es emitido). Como se mencionó

anteriormente los láseres tipo DBR están formados por tres secciones integradas lon-

gitudinalmente: la región activa, la sección de ajuste de fase y un ltro ajustable que

es básicamente una red de Bragg.

Una red de Bragg consiste en un arreglo multicapa de N segmentos. Cada capa

está formada por la combinación de dos materiales dieléctricos con distinto índice de

refracción y distinto tamaño. La red de Bragg genera una selectividad de frecuencia, es

decir, que la reectancia espectral de la red posee máximos para ciertas frecuencias que

satisfacen la condición de Bragg. La condición de Bragg depende de los parámetros de la

red, es decir, de los índices de refracción y los tamaños de los materiales que conforman

cada capa, por tanto, se puede modicar la selectividad en frecuencia de la red de

Bragg mediante la modicación de los parámetros de ésta. En la gura 1.5 se muestra

el esquema de una red de Bragg de N capas, formado por dos materiales con índices

de refracción n1 y n2 y tamaños d1 y d2.

La red de Bragg puede obtenerse mediante la modicación periódica del espesor de

la guía de onda en la sección correspondiente del láser DBR; esta modicación cambia

el índice de refracción efectivo y por ende genera el arreglo intercalado de dos materiales

con índices de refracción distinto.

En la gura 1.6 se muestra el esquema básico de un láser DBR. El reector de Bragg

permite cambiar la frecuencia de pérdida mínima por lo que es responsable del ajuste

1.5 Láseres sintonizables 15

discontinuo. La sección de ajuste de fase se utiliza para modicar el desfase de la luz

dentro de la cavidad y por tanto permite el ajuste continuo. La sección activa es donde

ocurre la amplicación de luz y la cara frontal o reector frontal permite la salida de

luz hacia el exterior de la cavidad.

d1

n1 n2

d2

1 2 N

.......

Figura 1.5: Esquema de una red de Bragg de N capas.

Medio activo

Ajuste de fase Reflector frontal

Reflector de Bragg Luz de salida

Figura 1.6: Esquema de un láser tipo DBR.

1.5.4. Incremento del rango de ajuste

El rango de ajuste de un láser tipo DBR puede alcanzar valores de entre 1 y 2 THz,

lo cual es relativamente pequeño en comparación con el ancho de ganancia del medio

activo (10 THz), es por esta razón que se necesitan métodos para extender el rango de

ajuste de láseres DBR.

El primer método usado para la extensión del rango de ajuste está basado en el

efecto Vernier. El efecto Vernier consiste en la superposición de dos escalas graduadas.

Dichas escalas tienen graduaciones distintas por lo que al superponerlas solo una marca

se alinea perfectamente en las dos escalas. En un láser DBR se puede aprovechar el

efecto Vernier mediante el uso de dos reectores de Bragg, cada uno con un espectro

de reectancia en forma de peine (con máximos periódicos) y con separación diferente

entre máximos, por lo que la pérdida mínima en la cavidad corresponderá a la alineación

de dos máximos en los reectores.

16 Introducción

En la gura 1.7 se muestra el esquema de láser con dos reectores de Bragg nece-

sarios para obtener el efecto Vernier. Cuando se ajusta solo un reector, se obtienen

saltos grandes en la frecuencia ya que se van alineando distintos máximos de reec-

tancia. Para obtener ajustes más nos se deben modicar ambos reectores al mismo

tiempo. Finalmente, el ajuste continuo se logra a través de la sección de ajuste de fase.

Con el uso del efecto Vernier se pueden extender los rangos de ajuste para aprovechar

todo el ancho de ganancia proporcionado por el medio activo.

Medio activo

Ajuste de fase Reflector de bragg #2

Reflector de bragg #1 Luz de salida

Figura 1.7: Esquema de un láser tipo DBR con dos reectores de Bragg.

1.6. Láser tipo Y-branch

El láser tipo Y-branch se basa en un láser DBR y utiliza el efecto Vernier para el

incremento del rango de ajuste, en la gura 1.8 se muestra el esquema básico de este

tipo de láser.

El láser posee dos reectores de Bragg necesarios para lograr el efecto Vernier. Si

comparamos el láser Y-branch con el láser DBR mostrado en la gura 1.7 se observa

que ambos reectores se encuentran en la parte posterior de la cavidad en lugar de los

extremos de esta, además es necesario un acoplador de interferencia multimodo (MMI,

Multi Mode Interference) para combinar los espectros de reectancia de ambas redes

de Bragg. Los demás componentes, la sección de ajuste de fase y el medio activo son

esencialmente los mismos que en el láser DBR con reectores en los extremos.

Medio activo

Ajuste de fase

MMI

Reflector frontal

Reflector derecho

Reflector izquierdo

Luz de salida

Figura 1.8: Esquema del láser tipo Y-branch.

El principio de operación es el mismo que el descrito en la sección anterior, es decir,

el efecto Vernier. Sin embargo el hecho de utilizar los dos reectores en un solo lado de la

1.7 Descripción del proyecto 17

cavidad presenta dos ventajas importantes. La primera está relacionada a la variación

de potencia de salida del láser. En el láser DBR con reectores en los extremos de la

cavidad, la luz debe atravesar la red de Bragg para salir de la cavidad, en este proceso

la absorción de portadores libres causa una variación en la potencia de salida cuando

se está ajustando el láser; en cambio en el láser tipo Y-branch la luz no sufre de este

problema ya que no debe atravesar un reector de Bragg para salir de la cavidad [14].

La segunda ventaja del láser tipo Y-branch afecta otro parámetro importante de los

láseres sintonizables, la relación de supresión de modo adyacente (SMSR, Side Mode

Suppression Ratio). En el láser DBR con reectores en los extremos los espectros de

reectividad de estos se multiplican, en cambio en el láser Y-branch los espectros de

reectividad se suman. Si comparásemos los dos tipos de combinaciones de espectros

de reectividad se notaría que en la suma, la supresión de los modos adyacentes es

mayor en comparación a la multiplicación [14].

1.7. Descripción del proyecto

El principal objetivo de este trabajo es el diseño e implementación de una plata-

forma electrónica para el control de potencia, temperatura y longitud de onda de un

láser sintonizable tipo Y-branch marca Finisar modelo 7500 (gura 1.9). Este láser

será utilizado, en un futuro, para WDM y otros experimentos en un laboratorio de

telecomunicaciones.

En la gura 1.10 se muestra el esquema básico del encapsulado que contiene al

láser. El láser tipo Y-branch es el mismo que se presentó en secciones anteriores, pero

se adicionan otros componentes necesarios para el control del mismo. Se adiciona un

amplicador óptico de semiconductor(SOA, Semiconductor Optical Amplier) el cual

permite modicar la potencia de salida del láser y se utiliza para que el control de

potencia del láser y de longitud de onda sean independientes.

Figura 1.9: Láser sintonizable Finisar S7500.

18 Introducción

La luz a la salida del láser atraviesa un divisor de haz que extrae una pequeña

parte hacia un fotodiodo de referencia para el control de potencia del láser y otra parte

a través de un etalon (ltro óptico) hacia un fotodiodo para el control de longitud

de onda. El encapsulado del láser posee también dos termistores para la medición

de temperatura y un refrigerante termoeléctrico (TEC,Thermoelectric Cooler) para el

control de temperatura.

Medio activo

Ajuste de fase

MMI

Reflector frontal

Reflector derecho

Reflector izquierdo

SOA

PD et.

PD ref.etalon

Divisor de haz

termistor TEC

Luz de salida

Encapsulado del láser sintonizable

Figura 1.10: Esquema del encapsulado que contiene al láser Y-branch.

De la gura 1.10 se puede determinar las interfaces de entrada y salida del encapsu-

lado del láser sintonizable. El láser propiamente dicho posee cinco entradas de corriente

para su control, estas son: SOA, ganancia del medio activo, sección de ajuste de fase

y dos entradas para el control de los reectores de Bragg. El láser posee también dos

entradas del refrigerante termoeléctrico. Una corriente aplicada al TEC con un cierto

sentido incrementa la temperatura, mientras que una corriente en el sentido opuesto la

disminuye. El encapsulado tiene cuatro salidas, dos salidas de los fotodiodos que serán

utilizados para el control de longitud de onda y de potencia del láser y dos salidas de

los termistores que serán usados para el control de temperatura.

Considerando todas las salidas y entradas del láser sintonizable se propone el es-

quema mostrado en la gura 1.11 para la plataforma electrónica de control.

Conversor D/A

Conversor A/D

I GananciaI SOAI FaseI Ref. Der.I Ref. Izq.

Amp. PDrefAmp. PDet

Amp. THlasAmp. THet

Control TEC

LáserFinisar 7500

µC

5

4

5

4

Figura 1.11: Esquema de la plataforma electrónica de control.

Se propone utilizar un microcontrolador (µC bloque azul) que será encargado del

manejo y control del láser sintonizable. El bloque rojo representa el circuito necesa-

1.8 Requerimientos del proyecto 19

rio para el manejo del TEC. Para las salidas del láser, tanto los fotodiodos como los

termistores, es necesario el uso de amplicadores que acondicionen la señal y conver-

tidores analógico digital para la interfaz con el microcontrolador. Para las entradas de

control del láser es necesario emplear cinco fuentes de corriente y un convertidor digital

analógico para la interfaz con el microcontrolador.

Considerando el esquema del láser a controlar, los componentes de la plataforma de

electrónica de control y el objetivo principal del trabajo, se presentan a continuación

los pasos necesarios para completar el proyecto.

Modelado del láser: considerando las ecuaciones espectrales de reectancia de las

redes de Bragg, intensidad de luz en el resonador y ganancia del medio activo se

pretende obtener el espectro de potencia del láser y las salidas de los fotodiodos

de este cuando se aplican ciertas condiciones de entrada.

Diseño del hardware: incluye todos los circuitos necesarios para el control del

láser, es decir, las fuentes de corriente para las entradas del láser, amplicadores

para las salidas, circuito de control del TEC, convertidores A/D, convertidores

D/A y el microcontrolador.

Diseño de los algoritmos de control: uso del modelo de funcionamiento del láser y

los modelos de los circuitos para diseñar el controlador de temperatura, potencia

y longitud de onda.

Implementación y validación del hardware necesario para el manejo del láser y

del controlador.

Los pasos listados anteriormente se desarrollarán en los capítulos posteriores. En la

siguiente sección se establecen los requerimientos a cumplir para los diversos compo-

nentes del proyecto.

1.8. Requerimientos del proyecto

El modelo de simulación del láser deberá ser capaz de reproducir el espectro de

potencia de salida y la evolución temporal del mismo, también la corriente de los

fotodiodos que se utilizarán en el diseño del controlador del láser. Otras características

como el ancho de línea y el SMSR no son esenciales para el control del láser. Por lo tanto,

considerando la complejidad que su consideración introduce, se opta por desestimar su

inclusión en el modelo.

Para el diseño del hardware es necesario denir los rangos de operación de los

distintos circuitos. Los datos de rango superior y valor límite de operación de todas las

interfaces del láser se obtuvieron de la hoja de datos del fabricante [15].

20 Introducción

Las cinco entradas de corriente para el control del láser poseen distintos rangos de

operación, por tanto las fuentes de corriente deben ser diseñadas para cumplir estos

requerimientos. En la tabla 1.1 se muestran los requerimientos para las cinco fuentes

de corriente. Esta tabla incluye el límite superior del rango y la corriente máxima

absoluta que indica el punto tras el cual la entrada de corriente puede ser dañada

permanentemente.

Fuente Corriente máxima[mA] Corriente máxima absoluta[mA]

SOA 167 240Ganancia del medio 100 160Reectores de Bragg 33 50Ajuste de fase 7.5 10

Tabla 1.1: Rangos de operación de las fuentes de corriente.

Otros requerimientos adicionales para las fuentes de corriente incluyen alimentación

única (solo positiva) y llegada a corriente cero, lo cual es esencial para las fuentes de

los reectores y ajuste de fase ya que, como se verá más adelante, es en bajas corrientes

donde se encuentra la mayor parte del rango de ajuste.

Los requerimientos para el circuito de control del TEC se resumen en la tabla 1.2.

Otro requerimiento importante es la dirección de la corriente, esta debe ser en ambas

direcciones (en un sentido para refrigerar y en el otro para calentar).

Parámetro Valor máximo Valor máximo absoluto

Tensión 3 V 3,5 VCorriente 1,1 A 1,2 A

Tabla 1.2: Requerimientos del TEC.

Para el diseño de los circuitos de los termistores se debe considerar que estos tienen

un valor de 10 kΩ a 25 C y un coeciente de temperatura de 3930 K.

Para el diseño de los circuitos de los fotodiodos se debe considerar que la responsi-

vidad de los fotodiodos máxima es de 25 µA/mW y que el voltaje de polarización del

fotodiodo debe estar entre −3 V y 0 V.

Los convertidores D/A y A/D tienen un rango de tensión entre 0 V y 3,3 V. Se re-

quieren al menos cinco convertidores D/A para las fuentes de corriente y 4 convertidores

A/D para las salidas del láser (fotodiodos y termistores).

Los requerimientos de control se pueden dividir en dos. Primero, para el control de

potencia y longitud de onda se establece como objetivo de la tesis alcanzar un tiempo

de establecimiento menor a 1 ms ante cambios en la señal de referencia. Este valor de

tiempo de establecimiento es común en equipos comerciales [6]. El tiempo de estable-

cimiento en el control de potencia y longitud de onda se traduce en un requerimiento

1.8 Requerimientos del proyecto 21

para los circuitos, ya que estos deben responder lo sucientemente rápido para alcan-

zar dicho tiempo de establecimiento. Se considera que para cumplir el requerimiento

de tiempo de establecimiento la respuesta en frecuencia de todos los circuitos debe ser

al menos 100 veces más rápida, es decir, que la plataforma de control debe operar a

al menos 100 kHz. En cuanto al sobreimpulso máximo, este no es un requerimiento

fundamental pero se lo limita de todas formas a menos del 10 %.

En cuanto al control de temperatura, puesto que este no es un parámetro que

se necesita modicar constantemente, se establecieron requerimientos de tiempo de

respuesta menos exigentes en comparación al control de potencia y longitud de onda.

Se requiere un tiempo de establecimiento menor a 10 s y un sobreimpulso máximo

menor a 20 %.

Capítulo 2

Modelo del láser sintonizable

En este capítulo se desarrolla un modelo del láser el cual es utilizado posteriormente

para diseñar el controlador del mismo. Tal como se explicó en el capítulo anterior, el

resultado esperado del modelo es el espectro de potencia de salida del láser, así como

las corrientes de los fotodiodos utilizados para el control del láser. El modelo incluye

las ecuaciones espectrales de reectancia, intensidad de luz y ganancia de los distintos

componentes del láser sintonizable que se pretende controlar. Estos componentes in-

cluyen: los reectores de Bragg, la cavidad o resonador, la sección de ajuste de fase y

el medio activo. También se consideran elementos externos al láser propiamente dicho,

es decir, el SOA que amplica la luz a la salida del láser, el etalon que sirve como ltro

de frecuencia y los fotodiodos que producen las corrientes necesarias para el control del

láser.

Otra parte importante en el modelo del láser es la forma en la que se logra el ajuste

de longitud de onda. Para ello se estudia la relación entre las corrientes aplicadas al

láser y el cambio de longitud de onda producido en la sección de ajuste de fase y en

los reectores de Bragg.

Finalmente, el capítulo concluye con la construcción de un mapa de las frecuencias

de salida alcanzables por el láser, para ello se realiza un barrido de corrientes en las

secciones que determinan la frecuencia de emisión del láser, es decir los reectores de

Bragg.

2.1. Reectores de Bragg

El láser a controlar posee dos reectores de Bragg, ambos situados en la parte

posterior de la cavidad. Cada reector posee un espectro de reectancia, en los cuales

existen máximos periódicos, con una separación denida como νB o frecuencia de

Bragg.

Cada reector se modela como un red de Bragg de N segmentos, cada uno de los

23

24 Modelo del láser sintonizable

cuales está formado por dos materiales dieléctricos. Para el análisis de la red de Bragg

se utiliza la teoría de matrices de transferencia de onda, que asigna a cada elemento

óptico una matriz de transferencia y permite calcular la matriz de transferencia de un

elemento multicapa como un simple producto de las matrices de transferencia de los

elementos que la componen [8]. Usando teoría de matrices de transferencia se denen

todos los segmentos de la red de Bragg como idénticos, cada uno con una matriz de

transferencia de la función de onda expresada por la siguiente relación,

M0 =

[1t∗

rt

r∗

t∗1t

], (2.1)

donde |t|2 y |r|2 son la intensidad de transmitancia y reectancia respectivamente.

La matriz de transferencia de onda de toda la red de Bragg se calcula utilizando el

producto de las matrices de los segmentos individuales, es decir

M = MN0 . (2.2)

Teniendo en cuenta que la matriz es unimodular [8], entonces se cumple

MN0 = ΨNM0 −ΨN−1I, (2.3)

donde I es la matriz identidad y ΨN es una matriz denida como

ΨN =sin(NΦ)

sin(Φ). (2.4)

En la anterior Φ se dene como

Φ = arc cos

(Re

(1

t

)). (2.5)

Si se resuelve la ecuación 2.3 se puede obtener las relaciones entre las transmitancias y

reectancias de un dado segmento con la de la red de Bragg completa(N segmentos); si

se resuelve dichas relaciones nalmente se puede obtener la intensidad de reectancia

de la red de Bragg de N segmentos, como se muestra en la siguiente ecuación.

RN =Ψ2

1−RΨ +RΨ2. (2.6)

De la anterior ecuación se puede deducir que para obtener la intensidad de reectancia

de la red solo se necesita conocer la intensidad de reectancia de un segmento de la red

y Ψ. Como Ψ depende de Φ y este a su vez depende de la parte real de la inversa de

la transmitancia de un segemento, entonces es necesario encontrar esta transmitancia

2.1 Reectores de Bragg 25

para resolver la ecuación 2.6. Si se utilizan las ecuaciones de Fresnel se puede encontrar

la parte real de la inversa de la transmitancia [8]:

Re

(1

t

)=

(n1 + n2)2

4n1n2

cos

(πν

νB

)− (n1 − n2)2

4n1n2

cos

(ζπν

νB

), (2.7)

donde ζ se dene como:

ζ =n1d1 − n2d2

n1d1 + n2d2

, (2.8)

n1 y n2 son los índices de refracción de los dos materiales que forman un segmento,

d1 y d2 son los espesores de los dos materiales dieléctricos que forman un segmento,

ν es la frecuencia y νB es la frecuencia de Bragg la cual determina la separación

entre máximos de reectancia. La frecuencia de Bragg se puede encontrar utilizando la

siguiente relación:

νB =c0

2(n1d1 + n2d2), (2.9)

donde c0 es la velocidad de la luz en el vacío. La ecuación 2.7 depende de la frecuencia,

razón por la cual la reectancia denida en la ecuación 2.6 también depende de la

frecuencia y es denominada reectancia espectral de la red de Bragg.

Uno de los parámetros más importante de la red de Bragg es la separación νB

entre máximos de reectancia; el cambio de la separación entre máximos es parte del

mecanismo de ajuste de longitud de onda del láser. La ecuación 2.9 establece que la

separación entre máximos puede ser modicada mediante el cambio del tamaño de la

red de Bragg o mediante el cambio de índice de refracción.

Las ecuaciones 2.4-2.9 son sucientes para obtener la reectancia espectral de los

reectores de Bragg, aunque primero se debe denir los parámetros necesarios para

resolver dichas ecuaciones. Los parámetros se obtienen mediante iteración, partiendo

de datos obtenidos de [14] y [15]. Son necesarios los índices de refracción de los dos

materiales que componen la red de Bragg. Estos materiales son el arseniuro fosfuro de

indio y galio InGaAsP y el fosfuro de indio InP con índices de refracción n1 = 3, 54 y

n2 = 3,16 respectivamente. El tamaño de los materiales que componen cada segmento

de la red miden aproximadamente d1 = 64,87 µm y d2 = 15 µm. Además, la red está

formada por diez segmentos por lo que la longitud total de la red de Bragg es de

aproximadamente 648 µm. Finalmente la separación entre máximos de reectancia es

de aproximadamente νB = 700 GHz. Con los datos y ecuaciones anteriores se simula la

reectancia espectral de uno de los reectores de Bragg.

En la Figura 2.1 se muestra la reectancia espectral de la red de Bragg en el rango

de operación del láser(191 THz − 198 THz); es notable los máximos de reectancia

periódicos, con una separación de aproximadamente 700 GHz.

La combinación de las reectancias espectrales de las dos redes de Bragg se rea-


liza mediante el acoplador MMI. Este produce la suma de las reectancias usando la

relación:

R =

(√Rleft +

√Rright

)2

4. (2.10)

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 70 . 0

0 . 2

0 . 4

0 . 6

0 . 8

1 . 0

Refle

ctanc

ia

F r e c u e n c i a [ T H z ]Figura 2.1: Espectro de reectancia de la red de Bragg.

El láser sintonizable utiliza el principio de Vernier para la selección de longitud de

onda y por esta razón que la separación entre picos de reectancia de ambas redes de

Bragg es ligeramente distinta. El efecto Vernier permite realizar grandes cambios de

frecuencia con pequeños cambios en la separación entre máximos de las reectancias

espectrales. Los cambios en la separación de máximos se obtienen mediante el cambio

del índice de refracción de la red de Bragg y este, a su vez, puede ser modicado con

la aplicación de una corriente a la sección adecuada. Por esta razón se estudiará, más

adelante en este capítulo, la relación entre la corriente aplicada y el cambio de índice

de refracción en un material semiconductor.

La gura 2.2 muestra la reectancia espectral de ambos reectores y la combina-

ción de los mismos permitiendo apreciar más claramente el principio Vernier (solo un

máximo alineado en ambos reectores).

2.2. Modos de la cavidad y sección de ajuste de fase

El láser sintonizable posee una cavidad o resonador que alberga al medio activo,

estando el mismo limitado por un reector frontal y por la combinación de reectores

2.2 Modos de la cavidad y sección de ajuste de fase 27

de Bragg en el otro extremo (tal como se mostró en la gura 1.8).

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 70 . 0

0 . 2

0 . 4

0 . 6

0 . 8

1 . 0 C o m b i n a c i ó n

Refle

ctanc

ia

F r e c u e n c i a [ T H z ]

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 70 . 00 . 20 . 40 . 60 . 81 . 01 . 2 R e f l e c t o r d e r e c h o

r e f l e c t o r i z q u i e r d o

Refle

ctanc

ia


Figura 2.2: Espectro de reectancia combinada de la red de Bragg.

Los modos de la cavidad se pueden determinar calculando la intensidad espectral

de luz dentro de la misma. El resonador actúa como un ltro que reduce el contenido

espectral de luz a solo un conjunto de frecuencias que satisfacen la siguiente condición:

φ = 2nπ, (2.11)

donde φ es el desfase que sufre la luz en un viaje de ida y vuelta dentro del resonador.

La intensidad espectral de luz dentro del resonador se puede deducir usando el siguiente

análisis. Si consideramos una onda de luz inicial U0 dentro del resonador, esta onda

está relacionada a la onda después de un viaje de ida y vuelta U1 mediante la siguiente

relación.

U1 = U0|r|ejφ = hU0, (2.12)

donde |r|2 es la atenuación que sufre la luz en un viaje de ida y vuelta en el resonador.

De la ecuación 2.12 se puede deducir que la onda resultante dentro del resonador

estará formada por una superposición innita de ondas desfasadas en φ y con una


cierta atenuación, es decir:

U = U0 + U1 + U2..... = U0(1 + h+ h2 + ....). (2.13)

La serie anterior converge en

U =U0

1− h. (2.14)

Usando 2.12 y 2.14 se puede calcular la intensidad espectral de la siguiente manera.

I = |U |2 =I0

1 + |r|2 − 2|r|cos(φ). (2.15)

Si expresamos la anterior ecuación en función de la intensidad máxima y de la nesse1

F de la cavidad se obtiene:

I =Imax

1 +(

2Fπ

)2 sin2

(φ

2

), (2.16)

siendo la nesse de la cavidad el parámetro que determina el ancho de los modos y por

ende de la calidad de la cavidad (modos más angostos mejor cavidad).

En la ecuación 2.16 el desfase introducido se dene como,

φ =4πνd

c= 2π

ν

νF, (2.17)

donde νF es el rango espectral libre o las frecuencias a las cuales la intensidad de luz

es máxima. Esta se puede expresar como:

νF =c0

2n1d, (2.18)

con c0 la velocidad de la luz en el vacío, n1 el índice de refracción del medio que compone

el resonador y d el tamaño de la cavidad.

El otro parámetro importante para el cálculo de la intensidad espectral es la ate-

nuación que sufre la luz en un viaje de ida vuelta. La atenuación |r|2 está relacionada

con las pérdidas en el resonador. Estas pérdidas se deben a los reectores (ya que su

reectancia no es 100 %) y a la atenuación en el medio que compone el resonador. La

atenuación se calcula como:

|r|2 = R1R2e−2αsd = e−2αrd, (2.19)

donde R1 y R2 son las reectancias de los dos de los espejos que limitan la cavidad y

1La nesse es la relación entre 2π y el ancho FWHM de los modos de la cavidad, por lo que es unamedida de cuan delgados son estos modos.

2.2 Modos de la cavidad y sección de ajuste de fase 29

αs es el coeciente de atenuación del medio en cm−1.

En las ecuaciones anteriores se muestra que la intensidad espectral de luz se puede

calcular si conocemos el tamaño de la cavidad, el índice de refracción, el coeciente de

atenuación del medio y las reectancias de los espejos. El medio activo está formado por

InGaAsP por lo que su índice de refracción es de 3.54 y el coeciente de atenuación es de

7 cm−1 [8]. Si consideramos que el rango espectral libre del resonador denido en la hoja

de datos del fabricante es de 50 GHz se puede calcular entonces el tamaño de la cavidad

usando la ecuación 2.18, de la cual se obtiene un valor de aproximadamente 860 µm.

Finalmente, la reectancia combinada de los dos reectores es de aproximadamente

0, 9. Con todos los datos anteriores se puede simular la intensidad de luz dentro de la

cavidad, obteniéndose un resultado como el que se observa en la gura 2.3.

1 9 3 . 5 1 9 3 . 6 1 9 3 . 7 1 9 3 . 8 1 9 3 . 9 1 9 4 . 00 . 2

0 . 4

0 . 6

0 . 8

1 . 0

Inten

sidad


Figura 2.3: Intensidad espectral de luz en la cavidad.

Como se mencionó en el capítulo anterior, el ajuste no se logra gracias a la sección

de ajuste de fase. Esta sección está incrustada dentro de la cavidad, por lo que es

importante su consideración cuando se calcula la intensidad espectral de luz. La sección

de ajuste de fase mide aproximadamente 85 µm [14] de los 860 µm que mide la cavidad

completa. El efecto de la sección de fase se puede apreciar en las ecuaciones de desfase

de ida y vuelta (2.17) y en el rango espectral libre (2.18). Dichas ecuaciones se modican


de la siguiente manera:

φ =4πν(n1(d− dph) + nphdph)

c0

= 2πν

νF, (2.20)

νF =c0

2(n1(d− dph) + nphdph), (2.21)

donde dph y nph son la longitud y el índice de refracción de la sección de ajuste de fase

respectivamente.

La sección de ajuste de fase permite el ajuste no de frecuencia mediante el corri-

miento de los modos de la cavidad. En las ecuaciones 2.20 y 2.21 se muestra que el

rango espectral libre puede ser modicado (lo que produce el corrimiento de los modos

de la cavidad) mediante el cambio del índice de refracción de la sección de ajuste de

fase, aplicando una corriente.

2.3. Medio activo, SOA y ujo de salida del láser

El medio activo proporciona la amplicación de luz necesaria para la operación del

láser. Con el o objetivo de simplicar el modelo se considera que la ganancia tiene forma

de línea Lorentziana, es decir que el coeciente de ganancia por unidad de longitud del

medio satisface la siguiente función [8],

γ(ν) = γ(ν0)

(∆ν2

)2

(ν − ν0)2 +(

∆ν2

)2 , (2.22)

donde ν0 es la frecuencia central de la ganancia, ∆ν es el ancho a la altura me-

dia(FWHM,Full Width at Half Maximum) de la ganancia y γ(ν0) es la ganancia máxi-

ma.

El coeciente de ganancia depende del material que forma el medio activo. El

InGaAsP posee un coeciente de ganancia con ancho FWHM de 10 THz y está centrado

alrededor de la banda C de comunicaciones [8]. La frecuencia exacta del centro puede

ser seleccionada modicando la proporción de los elementos que componen el medio

activo, por lo que es posible ajustar el centro del coeciente de ganancia de manera

que este concuerde con el centro de la banda C (193,7 THz).

El valor máximo del coeciente de ganancia es aproximadamente proporcional a

la densidad de portadores inyectados y esta a su vez es proporcional a la corriente

aplicada, por lo que el máximo de ganancia puede ser expresado como:

γ(ν0) ≈ α

(i

it

αr + α

α− 1

), (2.23)

2.3 Medio activo, SOA y ujo de salida del láser 31

donde i es la corriente aplicada, it es la corriente umbral más allá de la cual exis-

te amplicación en el medio, α es el coeciente de absorción en el medio en equilibrio

térmico y αr son las pérdidas en el resonador. El láser posee una estructura Multiquan-

tum Well, para este tipo de conguraciones la corriente umbral es próxima a 15 mA,

además el coeciente de absorción tiene un valor próximo a 600 cm−1 [8]. Usando los

valores anteriores y para una corriente aplicada de 98 mA (corriente máxima del láser)

se obtuvo el coeciente de ganancia en función de la frecuencia (gura 2.4).

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 75 0 0 0

6 0 0 0

7 0 0 0

8 0 0 0

9 0 0 0

1 0 0 0 0

Gana

ncia

[1/cm

]


Figura 2.4: Coeciente de ganancia espectral en el medio activo para una corriente aplicadade 98mA.

2.3.1. Flujo de salida

Como se explicó en el capítulo anterior, cuando el coeciente de ganancia del medio

activo supera las pérdidas en la cavidad, comienza la oscilación láser. El ujo de fotones

inicial se incrementa hasta que el medio satura y la ganancia disminuye. Eventualmente

se alcanza un estado estacionario en el que la ganancia es igual a las pérdidas. La den-

sidad de ujo de fotones de un haz de luz que atraviesa un medio activo se incrementa

de acuerdo a la siguiente relación:

dϕ

dz= γ(ν)ϕ. (2.24)


Para que la ecuación 2.24 represente la densidad de ujo de fotones dentro de la cavidad

es necesario considerar las pérdidas y la saturación del medio activo, para ello se realizan

los cambios pertinentes. La primera modicación resulta de considerar las pérdidas

introducidas por el resonador, es decir, las pérdidas de los reectores y la atenuación

del medio.

αr = αs +1

2dln

(1

R1(ν)R2(ν)

). (2.25)

La ecuación 2.25 son las pérdidas en la cavidad e incluye la atenuación del medio αs y

las reectancias espectrales de los espejos del láser R1(ν) y R2(ν). La reectancia R1(ν)

corresponde a los reectores de Bragg y fue denida en la ecuación 2.10. La reectancia

R2(ν) corresponde al reector frontal y es en esta en donde se considera los modos del

resonador de la siguiente manera,

R2(ν) = RIN(ν), (2.26)

donde R es la reectancia del espejo frontal e IN(ν) es la intensidad espectral de luz

dentro de la cavidad denida en la ecuación 2.16.

La segunda modicación de la ecuación 2.24 implica considerar la saturación del

medio activo. La saturación del medio causa la reducción del coeciente de ganancia

de la siguiente manera:

γ(ν) = γ0(ν)1

1 + ϕϕs(ν)

. (2.27)

ϕs es la densidad de ujo de saturación y representa la densidad de ujo a la cual la

ganancia disminuye a la mitad de su valor inicial; a medida que la densidad de ujo

se incrementa más allá del ujo de saturación, la ganancia comienza a disminuir de su

valor inicial. El ujo de saturación depende de la densidad de portadores inyectados y

por ende de la corriente aplicada al medio activo, por lo que a mayor corriente aplicada,

mayor es el ujo de saturación y mayor es la potencia de salida. La densidad de ujo

de saturación puede ser calculada utilizando la siguiente ecuación:

ϕs(ν) =2i

eV γ0(ν), (2.28)

donde i es la corriente aplicada al medio activo, e es la carga del electrón y V es el

volumen del medio activo.

Con los dos cambios detallados anteriormente, se modica la ecuación 2.24 de la

siguiente manera:dϕ

dz=

(γ0(ν)

1 + ϕϕs(ν)

− αr(ν)

)ϕ. (2.29)

La ecuación 2.29 describe la evolución de la densidad de ujo respecto a la distancia

recorrida dentro de la cavidad. Resulta importante mencionar que se puede relacionar


la distancia recorrida dentro de la cavidad con el tiempo mediante la velocidad de la

luz. La ecuación 2.29 se resolvió de manera numérica y a continuación se muestran

algunos resultados importantes.

En la gura 2.5 se muestra la evolución temporal de la densidad de ujo de fotones

dentro de la cavidad; es notable el crecimiento exponencial del ujo al comienzo de la

operación y como este llega al estado estacionario cuando el coeciente de ganancia

iguala a las pérdidas de la cavidad.

0 . 0 0 0 . 0 5 0 . 1 0 0 . 1 5 0 . 2 00

2 x 1 0 2 5

4 x 1 0 2 5

6 x 1 0 2 5

8 x 1 0 2 5

1 x 1 0 2 6

Flujo

[F/cm

^2s]

T i e m p o [ n s ]

Figura 2.5: Evolución de la densidad de ujo dentro de la cavidad cuando se aplica unacorriente de 98mA al medio activo.

La gura 2.6c muestra la distribución espectral de la potencia de salida del láser

y se observa que el modo emitido se encuentra próximo a 194 THz. En la gura 2.6a

se muestra la reectancia espectral combinada de los reectores de Bragg en donde el

pico de reectancia determina la frecuencia de pérdida mínima en la cavidad. En la

gura 2.6b se observa la comparación entre las pérdidas de la cavidad y el coeciente

de ganancia; puesto que la gura muestra el estado estacionario se cumple entonces que

las pérdidas son iguales a la ganancia solo para un modo de la cavidad. La potencia de

salida fue calculada usando el ujo de fotones y con la siguiente relación:

Pout =hν(1−R)ϕA

2, (2.30)

donde h es la contante de Planck, R es la reectancia del espejo frontal y A es el área


de emisión.

2.3.2. SOA externo

Como se mencionó en la sección 1.7, el encapsulado del láser sintonizable posee

un SOA que es utilizado para modicar la potencia de salida del láser. EL SOA se

encuentra fuera de la cavidad del láser por lo que permite modicar la potencia sin

cambiar la longitud de onda. Esta característica permite independizar el control de

potencia del control de longitud de onda.

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 70 . 00 . 20 . 40 . 60 . 81 . 0

( c )

( b )

Refle

ctanc

ia R e f l e c t a n c i a( a )

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 7

2 04 06 08 0

1 0 0

Gana

ncia[

1/cm] P é r d i d a s

G a n a n c i a

1 9 1 1 9 2 1 9 3 1 9 4 1 9 5 1 9 6 1 9 70

2

4

6

Pout

[mW]


P o u t

Figura 2.6: (a) Reectancia combinada de las redes de Bragg. (b) Comparación del coecientede ganancia con el coeciente de pérdidas en estado estacionario. (c) Potencia de salida del láseren estado estacionario.

El SOA funciona de manera similar al medio activo ya que ambos son medios

amplicadores formados por el mismo material, por esta razón, se modeló el SOA

como un medio con coeciente de ganancia espectral con forma de línea lorentziana,

centrado en la banda C y con ancho FWHM de 10 THz. La ganancia pico satisface la


misma relación que la ganancia del medio activo, es decir:

γSOA(ν0) ≈ α

(iSOAiT− 1

), (2.31)

donde iSOA es la corriente aplicada al SOA y α e iT son las mismas que fueron usadas

para calcular la ganancia pico del medio activo.

Para encontrar la potencia a la salida del SOA se puede usar la ecuación 2.24 que

describe la evolución del ujo de fotones en función de la distancia recorrida por la luz;

si se resuelve dicha ecuación se obtiene:

ϕ = ϕ0eγz. (2.32)

Finalmente, se puede relacionar el ujo de fotones con la potencia de salida utilizando

la ecuación de Planck, con lo que se obtiene una relación entre la potencia a la salida

del láser y la potencia a la salida del SOA expresada por:

Pout = eγSOAdSOAPlas, (2.33)

donde Pout es la potencia espectral a la salida del SOA, Plas es la potencia espectral a

la salida del láser y dSOA es el tamaño del SOA

2.3.3. Fotodiodos y Etalon

Para completar el modelo del láser es necesario incluir el comportamiento de los

fotodiodos encargados de producir una corriente de salida proporcional a la potencia

de salida del láser y a la potencia de salida del etalon. Dichas corrientes serán usadas

para el control de potencia y longitud de onda del láser.

Los fotodiodos están caracterizados por una responsividad R medida en W/A, que

se aproxima utilizando los valores de la hoja de datos del láser sintonizable [15]. Esta

responsividad relaciona la corriente entregada por el fotodiodo con la potencia óptica

recibida por el mismo como:

Ifotodiodo = RPoptica. (2.34)

El etalon o interferómetro Fabrey-Perot es un dispositivo óptico compuesto por dos

placas paralelas que puede ser utilizado como ltro óptico. Su transmitancia posee una

distribución espectral con máximos en determinadas frecuencias de resonancia, estas

se denominan modos de resonancia del etalon o simplemente modos del etalon. En

nuestro caso, el etalon posee máximos de transmitancia con una separación de 50 GHz

que concuerdan con los canales de la banda C [16]. La transmitancia espectral del


etalon se dene en [8] como:

T (ν) =Tmax

1 +(

2Fet

π

)2 sin2

(πν

νFet

), (2.35)

donde Tmax es la transmitancia máxima y es aproximadamente uno para el láser en

estudio, Fet es la nesse del etalon y nalmente νFet es la separación entre máximos de

transmitancia. Todos los datos necesarios para calcular la transmitancia espectral se

encuentran en [15] y [16].

En la gura 2.7 se muestra en la transmitancia espectral simulada (normalizada)

en donde se puede observar que la separación entre máximos es de 50 GHz y que los

centros de estos concuerdan con los canales de la banda C.

1 9 4 . 0 0 1 9 4 . 0 5 1 9 4 . 1 0 1 9 4 . 1 5 1 9 4 . 2 00 . 2

0 . 4

0 . 6

0 . 8

1 . 0

Trans

mitan

cia


Figura 2.7: Transmitancia espectral normalizada del etalon.

2.4. Ajuste de longitud de onda

Las simulaciones mostradas en la sección anterior se obtienen, aplicando una de-

terminada función de entrada a las distintas secciones del láser. Por ejemplo, para el

caso de los reectores de Bragg y la sección de ajuste de fase dicha entrada se corres-

ponde a un cambio en el índice de refracción. Sin embargo, el láser funciona al aplicar

2.4 Ajuste de longitud de onda 37

una corriente a las distintas secciones, razón por la cual es necesario encontrar la re-

lación entre la corriente aplicada y el cambio de índice de refracción producido en la

sección de interés. En [13] y [17] se describen los fenómenos que causan el cambio de

índice de refracción cuando se inyecta una determinada densidad de portadores en ma-

teriales semiconductores. A continuación se describen brevemente los fenómenos más

importantes.

2.4.1. Agotamiento de estados de energía

En semiconductores dopados se observa un efecto por el cual el la absorción dismi-

nuye para fotones con energía ligeramente superior a la de la separación entre banda

de valencia y conducción (banda prohibida). Este fenómeno es causado por el agota-

miento de estados de energía libres en las proximidades del límite entre la banda de

conducción y la banda prohibida. Como resultado, electrones de la banda de valencia

necesitan una energía superior a la de la banda prohibida para pasar a la banda de

conducción y por tanto, disminuye el coeciente de absorción. Se puede demostrar que

el cambio de índice de refracción ∆n está relacionado con el cambio de coeciente de

absorción como:

∆n(N,P,E) = 2c~∫ ∞

0

∆α(N,P,E ′)

E ′2 − E2dE ′, (2.36)

donde N y P son las densidades de electrones y huecos respectivamente, E es la energía

del fotón y ∆α es el cambio en el coeciente de absorción. La integral anterior se resuelve

numéricamente y se obtiene los resultados mostrados en la gura 2.8. En esta se observa

que el cambio de índice de refracción es negativo y aproximadamente proporcional a la

densidad de portadores inyectados cuando esta es menor a 1× 1019.

2.4.2. Reducción de la banda prohibida

La principal causa de este efecto es la alta concentración de electrones en el fondo de

la banda de conducción. Si la concentración es lo sucientemente grande, las funciones

de onda de los electrones se superponen, formando un gas de partículas que interac-

túan entre si. Los electrones se repelen debido a las fuerzas de Coulomb y electrones

del mismo spin evitan unos a otros por razones estadísticas. El resultado total es la

reducción de la energía de la banda de conducción y el incremento de la energía de la

banda de valencia, con la correspondiente reducción de la banda prohibida. El cambio

en la energía de la banda prohibida produce un cambio en el coeciente de absorción

y el consiguiente cambio en el índice de refracción por lo que se puede utilizar la ecua-

ción 2.36 para caracterizarlo. Los resultados se muestran en la gura 2.8 en donde se

observa como el cambio de índice de refracción ocurre a partir de una determinada

concentración crítica y tiene signo positivo.


2.4.3. Absorción de portadores libres

Un portador libre puede absorber un fotón y pasar a niveles de energía superior

dentro de la misma banda. Estos saltos intrabanda pueden ser modelados de modo que

el cambio del índice de refracción es proporcional a la concentración de portadores y

al cuadrado de la longitud de onda del fotón.

∆n = −(

e2λ2

8π2c2ε0n

)(N

me

+P

mh

), (2.37)

donde e es la carga del electrón, λ es la longitud de onda del fotón, c la velocidad de

la luz, ε0 la permeabilidad en el vacío, N y P son la densidad de electrones y huecos

respectivamente y me y mh las masas efectivas de los electrones y huecos respectiva-

mente.

0 2x1019 4x1019 6x1019 8x1019 1x1020

-0.6

-0.4

-0.2

0.0

n

N[cm-3]

BandFilling BandGap Shrinkage Free Carrier Absortion Total

Figura 2.8: Cambio de índice de refracción en función de la densidad de portadores.

La gura 2.8 muestra que para el efecto de absorción de portadores libres, el cambio

de índice de refracción varía proporcionalmente con la densidad de portadores. Es

prudente recordar que el cambio de índice debido a los efectos de agotamiento de

estados de energía y absorción de portadores libres es negativo, mientras que el cambio

producido por reducción de la banda prohibida es positivo. Por tanto, el cambio de

índice combinado es negativo excepto por una pequeña región alrededor de 1× 1017.

2.4 Ajuste de longitud de onda 39

2.4.4. Relación entre la corriente aplicada y la densidad de por-

tadores inyectados

Hasta ahora se logró obtener una relación entre la densidad de portadores y el cam-

bio de índice de refracción. El paso siguiente es obtener una relación entre la corriente

aplicada al semiconductor y la densidad de portadores existentes en el mismo. Dicha

relación puede encontrarse mediante la resolución de las ecuaciones de transporte de

electrones y huecos en el material. De [18] y [19] se obtiene la siguiente relación entre

la densidad de portadores y la tasa de recombinación como:

R(N) = AN +BN2 + CN3, (2.38)

donde N es la densidad de portadores, A, B y C son constantes correspondientes a tres

mecanismos de recombinación que contribuyen a la tasa de recombinación total R(N).

Estos tres mecanismos son: recombinación debido a impurezas (A), recombinación ra-

diativa (B) y recombinación Auger (C). De los tres mecanismos, la recombinación por

impurezas y la recombinación Auger son despreciables en comparación a la recombina-

ción radiativa [19], por lo que se puede despreciar dichos términos de la ecuación 2.38.

Entonces, en estado estacionario la tasa de recombinación total es proporcional a la

corriente aplicada y se calcula como:

R =i

e l S, (2.39)

donde i es la corriente aplicada, e es la carga del electrón, S es la supercie de circulación

del ujo de corriente y l es la zona de vaciamiento del semiconductor.

Con las consideraciones anteriores se puede obtener la relación entre la corriente

aplicada y la densidad de portadores en el semiconductor como:

i =B N2

e l S. (2.40)

La constante B depende del material semiconductor y se obtiene de [18].

2.4.5. Comparación entre los resultados medidos y calculados

En pos de vericar de manera temprana si la teoría empleada se condice con el

comportamiento esperado se decide medir el cambio de índice de refracción en el láser.

Para ello se varía la corriente de uno de los reectores y se almacena el cambio en

la longitud de onda del modo de emisión del láser. Puesto que es posible relacionar

la longitud de onda con el cambio de índice de refracción utilizando las ecuaciones

descritas en el modelado de los reectores de Bragg, se obtiene el cambio de índice


de refracción en función de la corriente aplicada. La medición realizada se compara

con los resultados teóricos de cambio de índice de refracción en función de la corriente

aplicada.

La gura 2.9 Muestra una buena aproximación entre el resultado teórico y el medido

en el láser. Las pequeñas diferencias pueden ser atribuidas a dos causas. Primero, el

cambio de índice de refracción con la densidad de portadores causado por 2.4.1, 2.4.2

y 2.4.3 varía considerablemente con la proporción de los componentes del material

semiconductor cuaternario (InGaAsP). La curva calculada fue encontrada usando una

proporción obtenida de [17] y que es habitual en dispositivos como el láser utilizado,

sin embargo, no se posee información acerca de la proporción exacta.

Segundo, las componentes descartadas en la ecuación (2.38) también tienen una

contribución (en menor medida) a la ligera discrepancia observada en la gura 2.9.

Como conclusión, se puede decir que el grado de aproximación entre los valores

calculados y los datos medidos es suciente para considerar valido el modelo usado, al

menos en el rango de operación.

0 10 20 30 400.000

0.005

0.010

0.015

0.020

0.025

-n

i [mA]

Calculado Medido

Figura 2.9: Cambio de índice de refracción en función de la corriente aplicada, comparaciónmedición y resultados calculados.

2.5. Mapa de longitud de onda

Como punto nal del modelado del láser se realiza la evaluación de la respuesta

del mismo ante un barrido en las entradas de control de longitud de onda, es decir

los reectores de Bragg. El objetivo de dicho barrido es el de obtener un mapa de

2.5 Mapa de longitud de onda 41

las longitudes de onda de emisión alcanzables en función de las corrientes aplicadas a

los reectores de Bragg; también es deseable la comparación del mencionado mapa de

frecuencias con el provisto por el fabricante [16].

Para obtener el mapa de frecuencias el barrido se realiza mediante la variación de

las corrientes del reector izquierdo y derecho entre 0 mA y 33 mA (máxima corriente

para ambos reectores). El barrido no se realiza de forma lineal, sino cuadrático, ya que

la relación entre la corriente aplicada y el cambio de longitud de onda se corresponde

aproximadamente a esta forma.

En la gura 2.10 se muestra la longitud de onda del modo del láser que domina en

función de las corrientes aplicadas a los reectores. Se observa la formación de bandas

diagonales que corresponden a la alineación de un pico de reectividad en particular,

es decir que el salto de longitud de onda entre bandas diagonales contiguas es de apro-

ximadamente 700 GHz correspondiente a la separación entre picos de reectividad. En

cada banda diagonal existe una subdivisión en regiones las cuales corresponden a un

modo de la cavidad en particular, por lo que el salto de frecuencia entre regiones con-

tiguas dentro de una banda diagonal es de aproximadamente 50 GHz correspondiente

a la separación entre modos de la cavidad.

0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 00

5

1 0

1 5

2 0

2 5

3 0Lo

ngitu

d de o

nda [

nm]

R e f l e c t o r d e r e c h o [ m A ]

Refle

ctor iz

quier

do[m

A]

1 5 2 0

1 5 2 5

1 5 3 0

1 5 3 5

1 5 4 0

1 5 4 5

1 5 5 0

1 5 5 5

1 5 6 0

1 5 6 5

1 5 7 0

Figura 2.10: Mapa de longitud de onda (en nm) en función de las corrientes en los reectores.

La gura 2.11 es una vista en perspectiva del mapa de longitudes de onda y clarica

la naturaleza discreta del ajuste de longitud de onda que provee los reectores de Bragg

(saltos de 50 GHz). Se observan claramente los grandes saltos de longitud de onda entre

bandas diagonales y los pequeños saltos entre regiones contiguas dentro de una banda.


La gura 2.12 muestra el mismo mapa mostrado en la gura 2.10, con dos cambios;

el primero es que se graca la frecuencia en lugar de la longitud de onda y el segundo es

que la gráca está en escala potencial. El uso de una escala potencial permite observar

bandas diagonales paralelas así como apreciar con mayor detalle los modos obtenidos

cuando la corriente de los reectores es próxima a cero. Esas dos ventajas serán muy

útiles en el diseño del controlador de longitud de onda.

Figura 2.11: Vista en perspectiva del mapa de longitud de onda.

2.5 Mapa de longitud de onda 43

0 . 0 0 . 9 3 . 7 8 . 3 1 4 . 7 2 2 . 9 3 3 . 00 . 0

0 . 9

3 . 7

8 . 3

1 4 . 7

2 2 . 9

3 3 . 0

Frecu

encia

[THz

]


Refle

ctor iz

quier

do[m

A]1 9 1 . 0

1 9 2 . 0

1 9 3 . 0

1 9 4 . 0

1 9 5 . 0

1 9 6 . 0

1 9 7 . 0

Figura 2.12: Mapa de frecuencia en escala potencial.

El comportamiento del láser es reproducido de manera aceptable por el modelo.

Este será utilizado en los capítulos posteriores para el diseño y simulación de los con-

troladores de longitud de onda y potencia.

Capítulo 3

Diseño de los circuitos y controladores

En este capítulo se describen los pasos realizados durante el diseño y simulación

de los circuitos necesarios para el manejo del láser sintonizable. Para el diseño de los

circuitos se siguen los requerimientos establecidos en la sección 1.8. Se detalla el diseño

y simulación de los circuitos más importantes, estos son: las fuentes de corriente, los

amplicadores de transimpedancia, el acondicionamiento de señal de los termistores y

el circuito de manejo del TEC.

Se detalla también el diseño y simulación de los controladores del láser, estos son:

el controlador de temperatura, el controlador de longitud de onda y el controlador de

potencia de salida. Al igual que con los circuitos, el diseño se basa en los requerimientos

establecidos en la sección 1.8.

3.1. Diseño de los circuitos

Para el diseño e implementación de los circuitos se opta por una solución modular,

es decir, la fabricación de placas independientes para los distintos circuitos: placa de

corriente, placa de los amplicadores de transimpedancia, etc. Las placas están acopla-

das de forma vertical en una placa madre encargada de la interconexión de todos los

circuitos. Se elige dicho esquema por todas las ventajas que ofrece en comparación a

una sola placa para todo el proyecto; tales ventajas se enumeran a continuación.

Reduce el tamaño del diseño, ya que las placas individuales estarán acopladas de

forma vertical, lo cual reduce el área de implementación.

Permite la prueba de cada circuito de forma independiente, sin necesidad de tener

el proyecto completo.

Permite una fácil reposición en caso de falla de un circuito.

Facilita la interoperatividad del proyecto, es decir, en caso de adquirir otro láser

45

46 Diseño de los circuitos y controladores

con requerimientos de corriente distintos solo se debe cambiar las placas relevantes

para su funcionamiento.

Facilita la fabricación de las placas; una placa de gran tamaño es difícil de fabricar

ya sea utilizando un método químico o una fresadora CNC.

3.1.1. Fuentes de corriente

Los rangos de operación de las cinco fuentes de corriente son distintos tal como se

mostró en la tabla 1.1. Por tanto, es necesario diseñar una fuente de corriente ajustable

que permita la modicación de la corriente máxima permisible. Las fuentes de corriente

son manejadas por un microcontrolador a través de convertidores D/A, por lo que

estas resultan en amplicadores de transconductancia (entrada de tensión y salida de

corriente). Otra característica fundamental es la posibilidad de proveer corrientes del

orden de las decenas de micro amperios, ya que algunas entradas del láser tienen gran

parte del rango de operación próximo al límite inferior. En cuanto a la frecuencia de

operación de las fuentes, esta debe ser lo sucientemente rápida para satisfacer los

requerimientos de tiempo de establecimiento denidos en la sección 1.8, es decir una

frecuencia de operación mayor a 100 kHz. Es importante también que la salida de la

fuente de corriente sea independiente de la tensión de alimentación, ya que de esta

forma se permite mayor libertad en la selección de fuentes de alimentación. Respecto a

la complejidad y facilidad de implementación, es deseable un diseño tan simple como sea

posible sin sacricar el desempeño. Como requerimiento nal se establece un monitor de

corriente, que se utiliza para medir la corriente entregada por la fuente y producir una

tensión analógica proporcional; el monitor de corriente no es esencial para el control del

láser, sin embargo es deseable en el proceso de desarrollo disponer de dichas variables.

3.1.1.1. Selección de la fuente de corriente

Se considera diversas opciones para diseñar las fuentes de corrientes. A continuación

se detallan algunas de ellas incluyendo el esquema seleccionado .

La primera opción es una fuente de corriente incorporada en un circuito integrado

como por ejemplo el LT3092 [20]. Esta es una fuente de corriente ajustable con rango

de operación entre 0,5 mA y 100 mA. La principal ventaja de esta opción es la facilidad

de implementación ya que integra los componentes necesarios para el funcionamiento

de la fuente en un solo encapsulado. Sin embargo, no fue posible encontrar un circuito

integrado similar al LT3092 que permita obtener los rangos de operación requeridos.

La siguiente opción consiste en circuitos basados en reguladores de tensión, como

por ejemplo el LT3086 [21]. El principal problema de esta opción es la complejidad y

gran número de componentes necesarios para su funcionamiento, por lo que se descarta

3.1 Diseño de los circuitos 47

esta opción.

Como tercera opción se analiza una solución basada en amplicadores operaciona-

les. Esta consiste en un transistor PNP manejado por un amplicador operacional. Si

se selecciona apropiadamente el transistor PNP se puede satisfacer los rangos de opera-

ción deseados. Una versión mejorada de esta fuente utiliza un amplicador diferencial,

permitiendo mejorar la relación de rechazo de modo común(CMRR, Common Mode

Rejection Ratio). Para lograr la operación en la parte inferior del rango (corrientes del

orden de las decenas de micro amperios) es necesario la utilización de amplicadores

con llegada a los rieles de operación ( 0 y V dd). Ademas, el requerimiento de frecuencia

de operación no es un problema ya que la mayoría de los amplicadores operacionales

tienen frecuencias de corte del orden de los MHz.

Finalmente se selecciona el esquema de fuente con amplicador operacional debi-

do a todas las ventajas que ofrece. Adicionalmente, se puede simplicar el diseño e

implementación si se utiliza algún circuito integrado que incorpore un amplicador

diferencial y todos los componentes pasivos requeridos en un mismo encapsulado, por

ejemplo, el INA152 [22].

En la gura 3.1 se muestra el esquema de la fuente de corriente seleccionado. Se

observa que ademas del INA152 y el transistor PNP es requerido dos resistencias de

ajuste de ganancia. El esquema propuesto satisface todos los requerimientos de diseño

por lo que se utiliza este para las cinco fuentes de corriente.

V+

V-

IN-

IN+OUTREF

SENSE

2

3

6

5

1

7

4

U1

INA152

R150.1

R220

RLRL

VINV1

VS10V

Q1BC337

Figura 3.1: Esquema de una fuente de corriente usando el amplicador diferencial INA152.

Para la medición de corriente se utiliza una resistencia shunt y un amplicador

diferencial para acondicionar la tensión de dicha resistencia. El amplicador a utilizar

es el INA138 [23] el cual está designado especícamente para aplicaciones de medición

de corriente.


3.1.1.2. Diseño

El diseño de la fuente de corriente consiste en el cálculo de los valores de los com-

ponentes de ajuste. En el esquema de la gura 3.1 se muestra que se necesitan solo

dos resistencias para el ajuste de la corriente máxima, es decir, para denir el rango

de operación. En la hoja del fabricante del INA152 se presentan las ecuaciones para

calcular las resistencias de ajuste. A continuación se muestran dichas ecuaciones:

R2 =1

ILVin+−Vin−

− 140000

(3.1)

R1 = R2, (3.2)

donde R1 y R2 son las resistencias de ajuste, IL es la corriente máxima en la carga

y Vin+ − Vin− es la máxima diferencia de potencial aplicada a la entrada del ampli-

cador operacional. De las dos ecuaciones anteriores se concluye que para calcular la

resistencia de ajuste de cada fuente de corriente es necesario los datos de máxima co-

rriente y tensión aplicada a la entrada. La tensión aplicada esta determinada por los

convertidores D/A y en todos los casos tiene un valor máximo de 3,3 V. La corriente

máxima varía para las distintas fuentes, por lo que cada fuente de corriente tendrá una

resistencia de ajuste distinta.

Para el monitor de corriente es necesario determinar la resistencia de shunt y la

ganancia que debe tener el INA138. En general la resistencia de shunt debe ser lo su-

cientemente pequeña para que no afecte el funcionamiento de la fuente de corriente

y lo sucientemente grande para que la tensión de la resistencia no necesite una am-

plicación exagerada (a mayor amplicación menor es la frecuencia de operación del

INA138). Mediante simulaciones que se describen a continuación, se determina que una

ganancia de aproximadamente 100 veces permite un balance óptimo entre frecuencia

de operación y valor de la resistencia de shunt. Finalmente, la tensión máxima que el

monitor debe proveer al convertidor A/D es de 3,3 V (tensión de referencia del A/D),

con este dato y con los datos de ganancia óptima y corriente máxima se obtiene el valor

de las resistencias de shunt de cada fuente de corriente. En la tabla 3.1 se resumen los

valores calculados de los componentes para las distintas fuentes de corriente.

Fuente Resistencia de ajuste [Ω] Resistencia shunt [Ω]

SOA 15 0,22Medio activo 27 0,22Reectores de Bragg 82 0,56Ajuste de fase 390 2,2

Tabla 3.1: Valores calculados de resistencia para las distintas fuentes.


En la gura 3.2 se muestra el esquema completo del circuito. Este incluye la fuente

de corriente, el monitor de corriente y un buer a la salida. Dicho buer proporciona

parte de la amplicación que el monitor de corriente debe proveer y de este modo

obtener una frecuencia de operación óptima.

3.1.1.3. Simulación

Para la simulación de este y los demás circuitos se utiliza el programa TINA de

Texas Instruments. Se seleccionó esta herramienta ya que contiene el modelo de simu-

lación de la mayoría de los circuitos integrados utilizados (muchos de ellos de Texas

Instruments). Se presenta a continuación las simulaciones de una de las fuentes de

corriente.

Vout

-

++

3

2

6

74

U4 OPA350

R7

330

R6 20k

+

Vin

C1

470p

R5 100

Vin

+V

in-

V+

GN

D

Out

3

4

5

2

1

U2 INA138

R3

5.6k

R4

220m

T1 BC337

RL

11.6

4 *

R1

15R

2 15

+

+

-

Ref

Sense

3

2

74

6

5

1

U1 INA152

+

Vs 7

Figura 3.2: Esquema de la fuente de corriente y el monitor de corriente.

La primera simulación consiste en realizar un barrido de la tensión de entrada y

registrar la corriente de salida. En la gura 3.3a se muestra la simulación del barrido

de tensión de entrada en la fuente de corriente del SOA. Se observa una relación lineal

en la mayor parte del rango de operación. La gura 3.3b es una imagen magnicada

de la gura 3.3a en la zona inferior del rango de operación. Se observa una respuesta

adecuada en el rango de las decenas de micro amperios. Ademas, la transconductancia

gm se corresponde a lo esperado de la etapa diseño.

La siguiente simulación consiste en un barrido en tensión de alimentación de la

fuente y el registro de la corriente de carga. Esta simulación se lleva a cabo para

determinar la mínima tensión de alimentación que la fuente requiere cuando esta opera

en la condición más desfavorable, es decir, la máxima corriente en la carga.


0 1 2 30

5 0

1 0 0

1 5 0

2 0 0Co

rriente

en la

carga

[mA]

T e n s i ó n d e e n t r a d a [ V ]

(a)

0 . 0 0 . 2 0 . 4 0 . 6 0 . 8 1 . 0- 1 0

0

1 0

2 0

3 0

4 0

5 0

Corrie

nte en

la ca

rga[uA

]

T e n s i ó n d e e n t r a d a [ m V ]

(b)

Figura 3.3: Barrido de tensión de entrada en la fuente de corriente del SOA.

En la gura 3.4 se muestra el resultado de la simulación del barrido de tensión de

alimentación. Se observa que tensiones de alimentación muy bajas impiden alcanzar la

máxima corriente en la carga. De la simulación anterior se determina que la tensión de

alimentación de las fuentes de corriente debe ser mayor a 7 V por lo que, dejando un

margen de guarda, se decide jar el valor de dicha tensión en 9 V.

4 5 6 7 81 0 0

1 2 5

1 5 0

1 7 5

2 0 0

Corrie

nte en

la ca

rga[m

A]

T e n s i ó n d e a l i m e n t a c i ó n [ V ]

Figura 3.4: Barrido de la tensión de alimentación en la fuente de corriente cuando la corrientede carga es la máxima(200mA).

Una prueba importante a realizar es el análisis de la respuesta en frecuencia del

circuito pues es necesario para determinar la frecuencia de corte f−3 dB (frecuencia a la

cual la ganancia de tensión disminuye al 70,7 %). Para esta simulación se utiliza una

señal sinusoidal en la entrada de la fuente y se realiza un barrido de su frecuencia.


En la gura 3.5 se observa la respuesta en frecuencia de la fuente de corriente, es

decir, la ganancia (VLoad/Vin) en función de la frecuencia de la señal de entrada. De

la gráca se estima una frecuencia de corte de aproximadamente 380 kHz siendo este

valor superior al valor establecido en los requerimientos de diseño.

La simulación nal incluye la fuente de corriente y el monitor de corriente trabajan-

do en conjunto. Se realiza un barrido de la tensión de entrada de la fuente de corriente y

se registra la tensión de salida del monitor de corriente comprobándose que la ganancia

del sistema en conjunto es de aproximadamente 0 dB. También se obtiene la respuesta

en frecuencia del circuito completo, siendo previsible una reducción en la frecuencia de

corte debido a las etapas introducidas por el monitor de corriente (monitor shunt y

buer de salida).

En la gura 3.6 se muestra la simulación del circuito completo que incluye la fuente

de corriente y el monitor de corriente. El barrido de la tensión de entrada se muestra en

la gura 3.6a. La respuesta en frecuencia se ilustra en la gura 3.6b. En esta se observa

una reducción de la frecuencia de corte desde 380 kHz (cuando solo se considera la

fuente de corriente) a 220 kHz (cuando se considera también el monitor de corriente).

Sin embargo, cabe aclarar que la reducción de la frecuencia de operación debido al

monitor de corriente no afecta el control del láser, ya que en este caso no es necesario

la medición de corriente.

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6- 1 2

- 1 0

- 8

- 6

- 4

- 2

0

F - 3 d B ( 3 8 0 k H z ; - 5 , 1 d B )

Gana

ncia[

dB]

F r e c u e n c i a [ H z ]Figura 3.5: Barrido de la frecuencia de la señal de entrada de la fuente de corriente.

3.1.2. Amplicadores de transimpedancia

El láser sintonizable posee dos fotodiodos (de referencia y del etalon) utilizados

para el control de potencia y longitud de onda respectivamente. Estos producen una


corriente proporcional a la potencia del láser (referencia) y a la potencia de salida

del etalon. Para el funcionamiento de la plataforma de control del láser es necesario

un circuito que produzca una tensión analógica proporcional a la corriente producida

por los fotodiodos. Esta tensión es posteriormente registrada por el microcontrolador

a través del convertidor A/D y utilizada en los algoritmos de control del láser.

0 1 2 30

1

2

3

Tens

ión m

onito

r[V]

T e n s i ó n d e e n t r a d a [ V ](a)

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6- 3 0

- 2 0

- 1 0

0

F - 3 d B ( 2 2 0 k H z ; - 2 , 8 8 d B )Ga

nanc

ia[dB

]

F r e c u e n c i a [ H z ](b)

Figura 3.6: Simulación de la fuente de corriente y el monitor de corriente en conjunto. (a)Barrido de la tensión de entrada, (b) Barrido de la frecuencia.

El circuito requerido se conecta al microcontrolador mediante el convertidor A/D,

por tanto, debe proveer una tensión analógica máxima de 3,3 V cuando la corriente

del fotodiodo es la máxima. La corriente máxima de los fotodiodos se puede calcular

sabiendo que la responsividad de estos es de 25 µA/mW y que la máxima potencia

entregada por el láser es de 13 dBm o 19,95 mW [15]. Con los datos anteriores se

calcula que la corriente máxima de los fotodiodos es de aproximadamente 498 µW.

3.1.2.1. Selección del circuito para los fotodiodos

La principal función del circuito para los fotodiodos es la de convertir la corriente

en una tensión proporcional. La forma más fácil de realizar esta conversión es usando

una resistencia que produzca una tensión proporcional a la corriente que la atraviesa.

Si bien se puede utilizar una resistencia para obtener la tensión proporcional existen

ciertas desventajas, por ejemplo, la baja tensión producida por la resistencia implica

una baja sensibilidad. El incremento de la sensibilidad requiere del incremento del valor

de la resistencia, sin embargo, esto causa la reducción de la frecuencia de operación [1].

El uso de una resistencia requiere de un compromiso entre sensibilidad y frecuencia de

operación razón por la cual se descarta esta opción.

La siguiente opción analizada consiste en usar un amplicador operacional en con-

guración de amplicador de transimpedancia (TIA, Transimpedance Amplier). Las

ventajas que presenta este esquema son la gran sensibilidad obtenida y una elevada


frecuencia de operación. Por estas razones los amplicadores de transimpedancia son

muy utilizados como circuitos receptores en comunicaciones ópticas.

Por sus ventajas se selecciona el amplicador de transimpedancia para la medición

de las corrientes de los fotodiodos. En particular, se propone el circuito integrado

OPA380 [24], el cual es una versión mejorada de un amplicador de transimpedancia y

está especicado para el uso en comunicaciones ópticas de alta velocidad. En la gura

3.7 se muestra el esquema interno del circuito integrado OPA380 así como los elementos

necesarios para su funcionamiento.

1MΩ

RF

100kΩ

+5V

7

2

3

4

6

OPA380

67pF

75pF

−5V

RP(Resistorde bajadaopcional)V

OUT(0V to 4.4V)

Fotodiodo

CF

Figura 3.7: Amplicador de transimpedancia utilizando el circuito integrado OPA380.

3.1.2.2. Diseño

Para el diseño es necesario calcular la resistencia de realimentación RF la cual a

su vez determina la ganancia del amplicador. El cálculo de la ganancia se realiza

utilizando los datos de corriente máxima del fotodiodo y la tensión máxima de salida

correspondiente a dicha corriente. Se utiliza la siguiente relación para el cálculo de la

resistencia de realimentación:

RF =VoutIPmax

, (3.3)

donde Vout es la tensión máxima de salida del amplicador de transimpedancia y tiene

un valor de 3,3 V. IPmax es la corriente máxima del fotodiodo y toma un valor de

498 µA. Con los datos anteriores se obtiene una resistencia RF de 6,63 kΩ, siendo el

valor comercial más próximo de 6,8 kΩ.


En la hoja de datos del OPA380 se recomienda el uso de un condensador en paralelo

a la resistencia de realimentación. El propósito de este es limitar el ancho de banda

y consiguientemente el ruido de alta frecuencia. Para el cálculo del condensador de

realimentación CF es necesario denir una frecuencia de corte. Se considera que una

frecuencia de corte diez veces mayor a la establecida en los requerimientos provee

un buen margen de error y limita considerablemente el ruido de alta frecuencia. Se

selecciona una frecuencia de corte 1,3 MHz. Otro parámetro importante en el cálculo

del condensador CF es la capacitancia parásita debido a la resistencia de realimentación

Cstray. Para resistencias de montaje supercial se considera un valor estándar de 0,2 pF.

Se utiliza la relación recomendada en la hoja de datos para hallar la capacitancia CF :

f−3db =1

2πRF (CF + Cstray). (3.4)

A partir de la relación anterior se obtiene una capacitancia de 18 pF.

La consideración nal en el diseño es la manera en la que está conectado el fotodiodo.

En el esquema de la gura 3.7 se observa que el fotodiodo tiene el ánodo conectado

a tierra. Sin embargo, los fotodiodos del láser sintonizable poseen un esquema en el

cual el cátodo se encuentra conectado a tierra. Por esta razón se deben hacer pequeñas

modicaciones al circuito del amplicador de transimpedancia, eligiéndose un esquema

de amplicador de transimpedancia sumador. Esta decisión implica añadir una fuente

de tensión negativa en una de las entradas del TIA. Para obtener la tensión negativa

se utiliza el circuito integrado LM7705 [25] que proporciona una tensión constante de

−0,232 V a partir de una tensión positiva de 5 V.

En la gura 3.8 se muestra el esquema del circuito de transimpedancia con todas las

consideraciones descritas anteriormente. En el esquema se consideran las capacitancias

parásitas del fotodiodo y de la resistencia de realimentación. El fotodiodo es represen-

tado por una fuente de corriente y el circuito integrado generador de tensión negativa

es representado por una fuente de tensión. Un aspecto importante a considerar es que

la tensión de salida disminuye cuando la corriente del fotodiodo incrementa debido a

la conexión del cátodo del fotodiodo a tierra. Por lo tanto, cuando la corriente sea cero

se tendrá la máxima tensión de salida y cuando la corriente sea máxima se tendrá 0 V

a la salida del amplicador. La ganancia negativa del amplicador de transimpedancia

se corrige posteriormente en la lógica del microcontrolador.


Se realizan dos simulaciones con el n de encontrar la corriente y la frecuencia

máxima de operación: un barrido de la corriente del fotodiodo y un barrido de la

frecuencia de la fuente de entrada al amplicador de transimpedancia.


+

VS1

R2

Cpd

Cs t r a y

Cs

1u

CF

Ipd

RF

+

-

+3

2

74

6U1 OPA380

C1

R1

+

Vs

Figura 3.8: Esquema de simulación del circuito amplicador de transimpedancia.

En la gura 3.9a se muestra la simulación del barrido de la corriente del fotodiodo.

En la misma se aprecia la linealidad de la respuesta y la ganancia negativa. En la gura

3.9b se presenta la respuesta en frecuencia del circuito. De esta se puede estimar una

frecuencia de corte (−3 dB) de aproximadamente 1,13 MHz.

0 1 0 0 2 0 0 3 0 0 4 0 0 5 0 00

1

2

3

Tens

ión de

salida

[V]

C o r r i e n t e d e l f o t o d i o d o [ u A ](a)

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6 1 0 7- 3 0

- 2 0

- 1 0

0

F - 3 d B ( 1 , 1 3 M H z ; - 3 d B )

Gana

ncia[

dB]

F r e c u e n c i a [ H z ](b)

Figura 3.9: Simulación del amplicador de transimpedancia. (a) Barrido de la corriente delfotodiodo. (b) Barrido de la frecuencia de la fuente de excitación del amplicador de transimpe-dancia.

3.1.3. Amplicadores de los termistores

El control de temperatura es fundamental para la correcta operación del láser sin-

tonizable. Tanto el medio activo como los componentes de control de longitud de onda


(reectores de Bragg y sección de ajuste de fase) son dependientes de la temperatura.

La calibración del etalon también depende de la temperatura ya que es necesario el

ajuste de la misma para mover inicialmente los modos del etalon de manera de que

coincidan con los canales de la banda C.

Para el control de temperatura el encapsulado del láser posee un termistor, por lo

que es necesario un circuito capaz de acondicionar la señal proveniente de este. En el

diseño de dicho circuito se deben considerar las características de los termistores. Estas

son encontradas en la hoja de datos del láser [15] y se enumeran a continuación:

Resistencia de 10 kΩ a 25 C.

Índice de sensibilidad de 3900 K.

Otro requerimiento del circuito es la máxima tensión de salida. Para ello, y al igual

que en los casos anteriores, se considera la máxima tensión admisible por el convertidor

A/D. No se establece ningún requerimiento de tiempo de respuesta del circuito debido a

que la variación de temperatura es relativamente lenta en comparación a la frecuencia de

operación del sistema en conjunto(100 kHz). Finalmente, se establece una temperatura

de operación nominal próxima a 25 C puesto que esta temperatura es la recomendada

en la hoja de datos. La temperatura de operación no debe ser menor a 15 C o mayor a

35 C ya que de esta manera se mantiene al láser en un rango de temperatura apropiado.

3.1.3.1. Selección del circuito amplicador para los termistores

Existen diversas formas de medir la resistencia del termistor. Algunas de las posibles

soluciones se detallan a continuación:

La primera opción que se analiza es el uso de un amplicador operacional y una

fuente de tensión de referencia. La principal ventaja de este esquema es la simplicidad

de implementación y el reducido número de componentes (Amplicador operacional,

fuente de referencia y resistencia de precisión). La mayor desventaja de este esquema

es su elevado error, al menos en comparación a las siguientes opciones.

Otro esquema bastante utilizado en la medición de termistores es el puente de

Wheatstone. Este consiste en un arreglo de cuatro resistencias (en donde una de ellas

es el termistor) y una fuente de excitación. Las ventajas del puente de Wheatstone son

su sensibilidad y posibilidad de realizar una medición diferencial. Entre las desventajas

podemos mencionar la necesidad de tres resistencias de precisión y la necesidad de

contar con un buer de salida.

La opción nal consiste en el uso de un circuito integrado optimizado para la me-

dición de termistores, por ejemplo, el INA330 [26]. Este integrado es un amplicador

de señal de termistor diseñado especícamente para control de temperatura en aplica-


ciones de redes ópticas. Las ventajas de usar el INA330 son su bajo error de medición

(±0,009 C) en comparación a las opciones anteriores y su fácil implementación.

Teniendo en cuenta las características de las soluciones mencionadas anteriormente

se selecciona el INA330 debido a que combina las ventajas de las dos primeras opciones.

La gura 3.10 muestra el circuito de medición de los termistores así como el esquema

interno del INA330.

9 5

4

V+

V2VEXCITE

1V V1

6

Enable High = OnLow = Off

8

7

I1

I2

RSET

10kΩRG

200kΩThermistor

RTHERM = 10kΩCFILTER

500pF

IO = I1 – I2

VO

VADJUST = +2.5V

Figura 3.10: Esquema del circuito de medición de los termistores.

3.1.3.2. Diseño

El diseño del circuito consiste en determinar el valor de los siguientes componentes:

la resistencia de ajuste Ra, la resistencia de ganancia Rg y el condensador de ltrado

Cf . También es necesario denir las tensiones de ajuste Vad y de excitación Vex.

Para el diseño es necesario los valores de resistencia del termistor en los límites del

rango de operación, es decir, en 15 C y 35 C. Estos valores se encuentran utilizando

la siguiente relación:

Rth = R0 exp

(β

T− β

T0

), (3.5)

donde R0 y T0 son la resistencia y la temperatura del termistor respectivamente y β es

el índice de sensibilidad del termistor con un valor de 3900K [27]. Después de resolver

la ecuación 3.5 en los límites del rango de temperatura se obtiene: Rth(15 C) = 15,8 kΩ

y Rth(35 C) = 6,52 kΩ.

Posteriormente se determina los valores de resistencia y capacidad eléctrica de los

componentes del circuito. Para ello se utiliza la relación provista en la hoja de datos

del INA330 [26]:

Vout = Vad + VexRg

(1

Rth

− 1

Rs

). (3.6)


Se dene que la resistencia de ajuste sea igual al valor nominal de la resistencia del

termistor, es decir, Ra = R0 = 10 kΩ. Para simplicar la implementación del circuito

se establece que las tensiones de referencia sean iguales, es decir, Vad = Vex.

En el cálculo de la resistencia Rg se utiliza el límite inferior del rango de operación,

por lo que T = 15 C, Vout = 0 V y Rth = 15,8 kΩ. Con los datos anteriores y utilizando

la ecuación 3.6 se obtiene que Rg = 27,24 kΩ siendo el valor comercial más próximo de

Rg = 27 kΩ.

El valor de la tensión de referencia se calcula utilizando a ecuación 3.6 en el límite

superior del rango de temperatura, por lo que T = 35 C, Rth = 6,52 kΩ y Vout = 3 V.

Para estos valores se obtiene una tensión de referencia de 1,223 V. Para generar la

tensión de referencia se utiliza una fuente ajustable, por ejemplo, el circuito integrado

TL4051 [28]. En la gura 3.11 se muestra dicho circuito. Se necesitan, además, calcular

las tres resistencias para obtener la tensión de referencia deseada. Siguiendo los consejos

presentados en la hoja de datos del TL4051 se calculan las tres resistencias necesarias,

resultando: R1 = 9935 Ω, R2 = 65 Ωy Rs = 1500 Ω.

RS

TL4051x (Adj)

VS

R1

R2

V = V (1 + R2/R1)Z REF

+

VREF

-

Figura 3.11: Esquema del circuito generador de la tensión de referencia.

Finalmente la capacidad del condensador de ltrado se obtiene utilizando la relación

recomendada en la hoja de datos del TL4051:

Cf =1

2πRg(1,6 kHz). (3.7)

El valor de capacidad calculado es de 3,68 nF siendo el valor comercial más próximo

de 3,3 nF.

En la gura 3.12a se muestra esquema del circuito de medición de los termistores.



La simulación consiste en hacer un barrido de la temperatura del termistor. En la

gura 3.12b se muestra el resultado del barrido realizado. En el mismo se observa la

no linealidad de la relación entre la temperatura y la tensión de salida. Este efecto,

esperable para un termistor de este tipo, puede ser corregido posteriormente con el

microcontrolador.

Cre

f

+Vdd

Cf

Cvs

NTC

The

rmis

tor

Rg

Rs

+

Vad

+Vex

INA330Vo

Vadj

V+ en

Vex

Rth

Rs

GN

D

U1 INA330

Rout

Cout

(a)

1 0 1 5 2 0 2 5 3 0 3 5 4 00

1

2

3

Tens

ión de

salida

[V]

T e m p e r a t u r a [ º C ](b)

Figura 3.12: (a) Esquema del circuito de medición de los termistores.(b) Barrido de la tem-peratura del termistor.

3.1.4. Circuito de manejo del TEC

Como se menciona en la descripción del láser sintonizable utilizado, el mismo regula

su temperatura mediante un refrigerante termoeléctrico integrado (ver características

en la tabla 1.2). Para el manejo del TEC es necesario un circuito que regule la corriente

suministrada.

Entre las opciones para el circuito de manejo del TEC se puede mencionar:

Circuitos con amplicadores operacionales de alta corriente.

Puentes H con transistores MOSFET.

La primera opción tiene como ventaja la simplicidad del esquema. La segunda opción

posee una eciencia mayor, sin embargo, requiere del uso de PWM (Pulse Width Mo-

dulation) para regular la corriente lo cual puede producir ruido en el circuito. Después

de analizar ambas opciones se selecciona la segunda debido a su alta eciencia y fácil

implementación. Si bien existe el problema del ruido, este se puede solucionar median-

te el uso de ltros adecuadamente diseñados. El integrado seleccionado (DRV592 [29])

consistente en un puente H de alta eciencia y designado especícamente para el ma-

nejo de TEC y láseres. Este integrado utiliza PWM para el control de la corriente, es

bidireccional y puede manejar corrientes máximas de hasta 3 A.


3.1.4.1. Diseño

Para el diseño del circuito se sigue el esquema presentado en la hoja de datos del

DRV592. En la gura 3.13 se muestra dicho esquema.

1 F

AVDD

AGND (Connect to PowerPAD)

FAULT1

FAULT0

IN+

IN–IN–

PV

DD

PV

DD

PV

DD

PV

DD

OU

T–

OU

T–

OU

T–

OU

T–

OUT–

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

PGND

OUT+

OU

T+

OU

T+

OU

T+

OU

T+

PV

DD

PV

DD

PV

DD

PV

DD

Shutdown Control

10 F

VDD

10 H

10 F

10 H

10 F1 F

To TEC or LaserDiode Anode

To TEC or LaserDiode Cathode

1 F

HI-ZTo HI-Z Control

To Fault Monitor

PWM Input 1

PWM Input 2

SHUTDOWN

Figura 3.13: Esquema del circuito de manejo del TEC.

El DRV592 es controlado por dos entradas PWM, permitiendo que la circulación

de corriente en el TEC sea bidireccional. De esta forma es posible controlar tanto

incrementos como decrementos de temperatura utilizando el mismo circuito. Además,

el circuito tiene dos salidas, cada una con un ltro pasivo tipo LC. El diseño consiste

en el cálculo de dicho ltro. Para ello se utiliza la siguiente relación:

f0 =1

2π√LC

, (3.8)

donde L y C son los valores de inductancia y de capacidad del ltro respectivamente

y f0 es la frecuencia de resonancia. Los valores de inductancia y capacidad se calculan

teniendo en cuenta que la frecuencia de entrada PWM debe ser al menos una década

mayor a la frecuencia de resonancia. Se establece la frecuencia de PWM en 300 kHz , el

valor del inductor en 10 µH y el del condensador en 470 µF. Todos los anteriores valores

producen una frecuencia de resonancia de 2,32 kHz, satisfaciendo el requerimiento de

diseño.


En la simulación del TEC solo se considera el funcionamiento del ltro LC. Para ello

se aplica un transitorio a una de las entradas PWM y se registra la tensión de salida del

ltro. En la gura 3.14a se muestra la respuesta del ltro ante el transitorio aplicado.

Se observa un sobreimpulso considerable, sin embargo, este se encuentra dentro de los

rangos de operación por lo que no presenta un problema en la aplicación.

3.2 Diseño de los controladores 61

Un parámetro muy importante del ltro es el rizo de la tensión de salida. Para

estimar este parámetro, se muestra en la gura 3.14b la imagen magnicada de la

gura 3.14a. El rizo estimado de la simulación es de aproximadamente 12 mVpp, es

decir, 0,4 % de la tensión de salida cuando esta se encuentra en el máximo (3 V).

0 2 4 6 8 1 0 1 2- 3

- 2

- 1

0

1

2

3

Tens

ión de

salida

[V]

t i e m p o [ s ](a)

5 6 7 8 9 1 0- 1 0

- 5

0

5

1 0

Tens

ión de

salida

[mV]

t i e m p o [ s ](b)

Figura 3.14: (a) Simulación de un transitorio en la entrada del TEC. (b) vista magnicada dela simulación.

Considerando los resultados del diseño y simulacion de los distintos circuitos, se

puede concluir que en todos los casos se alcanzaron los requerimientos establecidos al

comienzo de la sección de los respectivos circuitos.

3.2. Diseño de los controladores

3.2.1. Control de temperatura

Si bien el control de longitud de onda y potencia del láser son los principales ob-

jetivos de este proyecto, el control de temperatura es fundamental para la correcta

operación del láser. Tanto la longitud de onda como la potencia óptica dependen de

la temperatura, por lo que la estabilidad de la temperatura es un requerimiento in-

dispensable para el control de estas variables. El control de temperatura del láser se

realiza con un lazo de control que, mediante el TEC (actuador) y el termistor (sensor)

permite modicar y mantener estable una temperatura predenida. En la gura 3.15

se muestra el lazo de control descrito anteriormente.

3.2.1.1. Modelo del TEC

El primer paso para controlar la temperatura es modelar la planta. La respuesta

de la planta es la combinación de las respuestas del TEC, del láser y del termistor. El

modelo de la planta es simplemente la función de transferencia de la misma. Para la


obtención de dicha función de transferencia se aplica una entrada escalón al TEC y se

registran los cambios de temperatura del termistor.

PLANTA

Circuito demanejo del TEC

Amplificador deltermistor

I_TEC Termistor

LaserDZTemperaturade referencia

Figura 3.15: Esquema del lazo de control para el ajuste de temperatura.

Los materiales que se utilizan para la obtención del modelo de la planta son:

Láser sintonizable: Este incluye el TEC y los termistores.

Fuente de tensión DC: Utilizada para generar la entrada tipo escalón.

Multímetro de banco: Utilizado para registrar el valor del termistor.

Las conguraciones para la adquisición de datos son las siguientes: Se congura la

fuente DC de manera de obtener una temperatura constante de 15 C. A continuación

se incrementa el valor de la fuente de tensión de manera de que la temperatura aumente

hasta alcanzar un valor de 35 C. Se registran los valores de resistencia de los termistores

para su posterior análisis. En la gura 3.16 se muestra la respuesta de la temperatura

del láser medida con el termistor ante la entrada de tipo escalón aplicada al TEC.

0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 01 5

2 0

2 5

3 0

3 5

Temp

eratur

a[°C]

t i e m p o [ s ]Figura 3.16: Respuesta del láser sintonizable a una entrada escalón en el TEC.

Una vez obtenida la respuesta al escalón se procede a la estimación de la función de

transferencia. Como punto de partida se realiza una estimación utilizando MATLAB


que, mediante un algoritmo de mínimos cuadrados, estima una función de transferencia.

La bibliografía revisada [30] sugiere funciones de transferencia de primer orden para

sistemas térmicos sencillos, por lo que se asume dicho orden en la primera estimación.

Los resultados obtenidos son bastante satisfactorios para validar dicha suposición, es

decir, una buena aproximación entre la respuesta al escalón medido y la obtenida del

modelo.

Una función de transferencia de primer orden puede ser expresada de la siguiente

manera:

G(s) =K

τs+ 1, (3.9)

donde K es una constante de proporcionalidad, τ es la constante de tiempo del sistema

y se dene como el tiempo en el que la respuesta ha alcanzado el 63,2 %) del valor de

estado estacionario y s es un numero complejo resultante del análisis en el plano s.

Con la primera estimación se procede a iterar hasta obtener una buena aproximación

(mayor a 85 %) entre la respuesta al escalón medida y la obtenida de la función de

transferencia estimada. Después del proceso de iteración se obtiene la siguiente función

de transferencia:

G(s) =0,3844

4s+ 1. (3.10)

En la gura 3.17 se observa la comparación entre la respuesta al escalón medida en

el láser y la obtenida mediante la función de transferencia estimada. Se observa una

buena aproximación atribuyendo las pequeñas diferencias a polos de alta frecuencia no

contemplados en la función de transferencia de primer orden utilizada.

0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 0 3 5 4 01 5

2 0

2 5

3 0

3 5

Temp

eratur

a[°C]

t i e m p o [ s ]

M e d i c i ó n M o d e l o ( 3 . 1 0 )

Figura 3.17: Comparación de la respuesta al escalón de la medición y la obtenida del modelo.


3.2.1.2. Diseño del controlador de temperatura

El diseño del controlador de temperatura se realiza en pasos de tiempo discreto

debido a que este será implementado en un microcontrolador digital. El método que se

utiliza para el diseño es el de lugar de raíces discreto ya que la planta a controlar es

relativamente simple (primer orden) [31]. El tiempo de muestreo se selecciona usando el

criterio que exige tener mas de diez periodos de muestreo durante el tiempo de subida

tr de la planta a lazo cerrado [32]. Usando dicho criterio se establece un periodo de

muestreo de 100 ms. Los requerimientos para el controlador se enumeran a continuación:

Tiempo de establecimiento ts menor a 10 s.

Sobreimpulso Mp menor al 20 %.

Error de estado estacionario ess nulo para entradas del tipo escalón.

Otros parámetros de control como el tiempo pico tp y el tiempo de subida no forman

parte de los requerimientos, sin embargo, es deseable contar con ellos en la evaluación

del controlador.

El primer paso para el diseño es encontrar la función de transferencia discreta

mediante el uso de la transformada Z [32]. La función discreta puede expresarse como:

G(z) =1

z − 1Z G(s) . (3.11)

Con la ecuación anterior se obtiene la siguiente función de transferencia discreta:

G(z) =9,49× 10−3

z + 0,9753. (3.12)

La función de transferencia del controlador tiene la siguiente forma :

D(z) = kz − zzz − zp

, (3.13)

donde zz es la posición en el plano Z del cero del controlador y zp es la posición del

polo del controlador. La posición del polo se determina utilizando el requerimiento de

error de estado estacionario eSS. Para esto se utiliza la ecuación siguiente:

ess = lımz→1

(1− z−1)R(z)1

1 +G(z)D(z)= 0, (3.14)

donde R(z) es la entrada aplicada y puede expresarse como:

R(z) =1

1− z−1. (3.15)


Si substituimos 3.12, 3.13 y 3.15 en 3.14 y resolvemos la ecuación se obtiene que el

error de estado estacionario es:

ess = lımz→1

(z − zp)(z − 0,9753)

(z − zp)(z − 0,9753) + k(z − zz). (3.16)

Analizando 3.16 se puede concluir que el error de estado estacionario será cero solo si

el polo del controlador se encuentra en z = 1.

Para determinar la posición del cero del controlador se utiliza los requerimientos de

sobreimpulso y tiempo de establecimiento. Con ellos se puede determinar la posición

deseada de los polos a lazo cerrado. La posición de los polos a lazo cerrado se puede

expresar como:

Sd = −ξWn ± iWn

√1− ξ2, (3.17)

donde Sd es la posición de los polos en el plano S, Wn es la frecuencia natural y ξ es el

coeciente de amortiguamiento. Los parámetros de la posición de los polos se relacio-

nan con los requerimientos de sobreimpulso y tiempo de establecimiento mediante las

siguientes ecuaciones:

Ts =4

ξWn

, (3.18)

Mp = e(ξ/√

1−ξ2)π. (3.19)

Evaluando las ecuaciones anteriores se obtiene un coeciente de amortiguamiento de

ξ = 0,8 y una frecuencia natural de Wn = 0,5 rad/s. Por lo tanto, la posición deseada

de los polos es Sd = −0,4± 0,3i.

Una vez encontrada la posición deseada los polos en el plano S es necesario ma-

pearlos al plano Z, para ello usamos la relación:

Zd = eSDT , (3.20)

donde T es el periodo de muestreo. La posición deseada de los polos en el plano Z es

entonces Zd = 0,9604± 0,0288i.

Para determinar la posición del cero del controlador se utiliza la condición de ángulo

del método de lugar de raíces y se considera la posición deseada de los polos como punto

de prueba: ∑αp −

∑αz = 180, (3.21)

donde αp es el ángulo formado entre el punto de prueba y los polos a lazo abierto y αzes el ángulo formado entre el punto de prueba y los ceros a lazo abierto. Los polos a lazo

abierto incluyen el polo de la planta y el polo del controlador. El cero a lazo abierto

corresponde al del controlador de temperatura. La posición del cero del controlador

resulta zz = 0,9598.


Finalmente, se calcula el valor de la constante K del controlador utilizando la con-

dición de magnitud del método de lugar de raíces. Se estima el valor de esta constante

en k = 8,59. Con todos los cálculos realizados anteriormente se obtiene la función de

transferencia del controlador como:

D(z) = 8,59z − 0,9598

z − 1. (3.22)

Utilizando la función de transferencia de la planta y la del controlador se realiza una

simulación de la respuesta ante un cambio en la temperatura de referencia. El escalón

de temperatura ocurre entre 15 C y 35 C. En la gura 3.18 se observan los resultados

obtenidos para el controlador de temperatura en función de los parámetros calculados

previamente. En dicha gura se pueden estimar los parámetros más importantes de la

respuesta al escalón, estos son:

Tiempo de establecimiento ts de 8 s.

Sobreimpulso Mp de 5,26 %.

Error de estado estacionario ess nulo ante entrada tipo escalón.

De los resultados obtenidos se puede concluir que se cumple con los requerimientos

de diseño mencionados al comienzo de esta sección. Por tanto, se da por concluido el

diseño del controlador de temperatura y se comienza con el el diseño del control de

potencia óptica de salida del láser sintonizable.

0 2 4 6 8 1 0 1 2 1 41 5

2 0

2 5

3 0

3 5

Temp

eratur

a[°C]

t i e m p o [ s ]Figura 3.18: Respuesta de la planta y el controlador a lazo cerrado ante una entrada tipoescalón.


3.2.2. Control de potencia del láser

El control de potencia del láser permite tanto el ajuste de la potencia óptica de salida

como la corrección de esta ante perturbaciones causadas, por ejemplo, por el control

de longitud de onda. Estas perturbaciones se deben a que la ganancia del medio no es

constante para todas las longitudes de onda, siendo máxima en el centro de la banda

C y disminuyendo a medida que se aleja de esta.

El láser posee dos entradas que modican la potencia de salida. La primera es la

corriente aplicada al medio activo y que permite el funcionamiento del láser. La segunda

es la corriente del SOA que se encuentra a la salida del láser. La entrada utilizada para

el control de potencia es la del SOA ya que de esta forma se desacopla el control

de potencia del control de longitud de onda, pues como se mencionó anteriormente,

cambios en la ganancia del medio activo producen cambios en la longitud de onda de

emisión. El hecho de utilizar solo el amplicador óptico para el control de potencia

disminuye el rango de ajuste sa aproximadamente 4 dB, es decir, la potencia puede ser

ajustada entre 9 dBm y 13 dBm.

Para el control de potencia es necesario su medición. Esta se realiza utilizando el

fotodiodo de referencia el cual genera una corriente proporcional a la potencia de salida

del láser. La corriente producida por el fotodiodo es convertida en una tensión mediante

el amplicador de transimpedancia y registrada por el microcontrolador a través del

convertidor A/D.

En la gura 3.19 se muestra el esquema de la planta a controlar. Esta incluye la

función de transferencia del microcontrolador, la función de transferencia de la fuen-

te de corriente, el modelo del láser y la función de transferencia del amplicador de

transimpedancia. Puede observarse que la fuente de corriente está conectada a la entra-

da del SOA y que la salida del fotodiodo de referencia está conectada al amplicador

de transimpedancia.

PLANTA

Fuente de corriente TIA

i_gain

i_soa

i_lref

i_rref

i_ph

Ip_ref

Ip_et

Laser

MicrocontroladorDZPotenciade referencia

Figura 3.19: Esquema del lazo de control para el ajuste de potencia.


3.2.2.1. Modelo de la planta

La construcción del modelo de la planta consiste en determinar la función de tras-

ferencia de los componentes mostrados en la gura 3.19. Los más importantes son

la fuente de corriente y el amplicador de transimpedancia, ya que sus tiempos de

respuesta dominan en la respuesta global.

Tanto la fuente de corriente como el amplicador de transimpedancia fueron simu-

lados en la sección 3.1. El programa de simulación usado (TINA) permite exportar la

respuesta en frecuencia del circuito, es decir, el diagrama de Bode. Con los datos de la

respuesta en frecuencia se obtiene la función de transferencia haciendo una estimación

mediante MATLAB. Las funciones de transferencia continuas son las siguientes:

GFC(s) =2,34 · 1019

s3 + 2,34 · 107s2 + 1,89 · 1014s+ 3,51 · 1020, (3.23)

GTIA(s) =9,2 · 1017

s2 + 2,38 · 107s+ 1,89 · 1014 + 3,51 · 1020, (3.24)

donde GFC(s) y GTIA(s) son las funciones de transferencia de la fuente de corriente y

del TIA, respectivamente.

De acuerdo a mediciones realizadas sobre la plataforma de desarrollo utilizada, el

tiempo que le toma al microcontrolador ejecutar todas las instrucciones necesarias es

comparable al periodo de muestreo por lo que la función de transferencia del microcon-

trolador puede ser modelada como un retardo de un periodo. La función de transferencia

discreta del microcontrolador puede expresarse como:

Gµc(z) =1

z. (3.25)

Finalmente, el tiempo de respuesta del láser es al menos tres órdenes de magnitud

mas pequeño que el tiempo de respuesta de los circuitos (fuente de corriente y TIA),

por esta razón su función de transferencia puede ser representada como una ganancia

k. La función de transferencia del láser se expresa como:

Glas(s) = k. (3.26)

3.2.2.2. Diseño del controlador de potencia

El controlador de potencia debe ser discreto ya que su implementación se realiza

en un microcontrolador digital. En el diseño del controlador de potencia así como en el

de longitud de onda se utiliza el criterio descrito en la sección 3.2.1.2 para la selección

del periodo de muestreo. El periodo de muestreo T del sistema se establece en 10 µs.

Los requerimientos de diseño a alcanzar son los siguientes:


Tiempo de establecimiento menor a 1 ms.

Sobreimpulso menor al 10 %.

Error de estado estacionario nulo ante una entrada tipo escalón en la referencia.

El primer paso en el diseño es encontrar la función de transferencia discreta de la

planta mediante la transformada Z. Para ello se aplica dicha transformada a las fun-

ciones de transferencia continuas que conforman la planta. La función de transferencia

de la planta puede ser expresada como el producto de la función de transferencia del

microcontrolador (que ya es discreta) y la transformada Z de las demás funciones de

transferencia continuas, es decir:

G(z) = Gµc(z)1

z − 1Z GFC(s)Glaser(s)GTIA(s) (3.27)

Después de resolver la ecuación anterior se determina que la función de transferencia

discreta es simplemente un retardo de dos periodos de muestreo. Esto se debe a que

los tiempos de respuesta de las funciones de transferencia continuas (circuitos y láser)

son pequeños en comparación al intervalo de muestreo. La función de transferencia

encontrada es:

G(z) =0,9788

z2. (3.28)

Una vez obtenida la función de transferencia discreta de la planta se procede al

diseño del controlador de potencia de manera análoga a la descrita en la sección 3.2.1.2.

La función de transferencia del controlador de potencia es:

D(z) = 0,279z − 0,5

z − 1. (3.29)

El polo del controlador en z = 1 es necesario para obtener el error de estado

estacionario nulo cuando la entrada de referencia es un escalón. El cero de la función

de transferencia del controlador se selecciona de manera de satisfacer el requerimiento

de tiempo de establecimiento.

En la gura 3.20 se muestra la respuesta del sistema a lazo cerrado cuando se aplica

una entrada de tipo escalón en la potencia de referencia.

A partir de la curva de la gura 3.20 se puede estimar que el tiempo de estableci-

miento es de aproximadamente 0,21 milisegundos, que el sobreimpulso es cero y que el

error de estado estacionario ante una entrada escalón es nulo. Considerando la infor-

mación anterior se puede aseverar que se cumplen con los requerimientos planteados

anteriormente.


0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 44

6

8

1 0

1 2

1 4

1 6

Poten

cia[m

W]

t i e m p o [ m s ]Figura 3.20: Respuesta de la planta y el controlador de potencia a lazo cerrado ante unaentrada de tipo escalón en la referencia.

3.2.3. Control de longitud de onda del láser

El control de longitud de onda permite cambiar la salida del láser entre valores

discretos correspondientes a los canales de la banda C (especicados en el documento

de la ITU [33]).

El ajuste de longitud de onda es bastante complejo pues requiere la combinación

de un ajuste continuo (mediante la sección de fase) y un ajuste discontinuo (mediante

los reectores de Bragg). Dichos ajustes fueron detallados en la sección 1.5.2 y son

resumidos de la siguiente manera:

El ajuste discontinuo de longitud de onda se realiza aplicando una intensidad de

corriente a los reectores de Bragg. Esto produce un espectro de reectancia con un

máximo que concuerda con la longitud de onda en la que emite el láser. El ajuste

discontinuo permite grandes cambios en la longitud de onda con saltos de 50 GHz

correspondiente a la separación entre los modos de la cavidad.

El ajuste continuo o ajuste no se realiza mediante la aplicación de una intensidad

de corriente a la sección de fase. Esto permite el corrimiento de los modos de la cavidad

logrando un cambio de longitud de onda continuo en un rango de 50 GHz.

Debido a la compleja relación entre las tres entradas de ajuste y la longitud de onda

es común utilizar algoritmos de control basados en tablas de referencia, especialmente

para los reectores de Bragg. Por esta razón se propone un control de longitud de onda

mediante la combinación de tablas de referencia para los reectores de Bragg y un lazo

de control para la sección de fase.


El ajuste continuo de longitud de onda requiere del uso del etalon (descrito en la

sección 2.3.3). El funcionamiento del etalon puede resumirse de la siguiente manera:

El etalon posee un peine de frecuencias similar a los modos de la cavidad (espacia-

miento entre modos de 50 GHz). Estos pueden ser desplazados (mediante cambios de

temperatura) para que concuerden con las frecuencias de los canales de la banda C.

El fotodiodo del etalon produce una corriente máxima cuando la frecuencia de emisión

del láser concuerda con uno de los modos del etalon. Por lo tanto, es posible utilizar

la salida del fotodiodo del etalon para mantener alineada la frecuencia de emisión del

láser con uno de los modos del etalon y consecuentemente con un canal de la banda C.

Después de revisar el funcionamiento del ajuste de longitud de onda se propone el

siguiente algoritmo de control:

1. Ajustar la corriente de los dos reectores de Bragg (mediante una tabla) de

manera de que el pico de reectancia esté lo más próximo posible a la longitud

de onda del canal deseado.

2. Ajustar la sección de fase mediante un lazo de control hasta lograr que la longitud

de onda de emisión del láser sea igual a la del canal deseado. En este proceso se

debe modicar tanto la sección de fase como el pico de reectancia (reectores

de Bragg) de manera de que la alineación entre el pico de reectancia y el modo

de la cavidad emitido se mantenga constante.

Un aspecto muy importante en el ajuste continuo de longitud de onda es la ali-

neación entre el pico de reectancia y el modo de la cavidad emitido. Esta alineación

debe conservarse siempre ya que, de otro modo, la existencia de modos adyacentes en

la salida del láser sería un problema. Por ejemplo, se puede producir interferencia entre

dos canales adyacentes.

3.2.3.1. Modelo de la planta

En la gura 3.21 se muestra el esquema de la planta propuesto. Los componentes

son: el microcontrolador, las tres fuentes de corriente (dos para los reectores y una

para la sección de fase), el láser y el amplicador de transimpedancia del fotodiodo

del etalon. Dentro del bloque del microcontrolador se muestran los dos algoritmos que

serán implementados, estos son: el de ajuste de reectores de Bragg y el de ajuste de

la sección de fase.

Las funciones de transferencia de las fuentes de corriente, láser, microcontrolador

y amplicador de transimpedancia son las mismas que fueron utilizadas en la sección

3.2.2.


PLANTA

Fuente de corriente Lref

i_gain

i_soa

i_lref

i_rref

i_ph

Ip_ref

Ip_et

Laser

Longitud de ondade referencia

TIA etFuente de corriente Rref

Fuente de corriente Ph

referencia

I_ph

I_lref

I_rref

tabla de canales

Tia_et I_ph

controlador deajuste fase

Figura 3.21: Esquema de la planta para el ajuste de longitud de onda.

3.2.3.2. Diseño del controlador de longitud de onda

El controlador de longitud de onda está conformado por dos algoritmos principa-

les. El primero es utilizado para determinar las corrientes de los reectores de Bragg

cuando ocurre un cambio en el canal seleccionado (ajuste grueso). El segundo realiza

un seguimiento del máximo de la corriente del fotodiodo del etalon (ajuste no). A

continuación se detallan dichos algoritmos.

Para el primer algoritmo es necesario elaborar la tabla de corrientes de los reec-

tores de Bragg correspondientes a los canales de la banda C. En la recomendación se

especica que para aplicaciones WDM los canales de la banda C tienen un espacia-

miento variable entre 12,5 GHz y 100 GHz [33]. Para el láser sintonizable se especica

en su hoja de datos que su aplicación está pensada para una separación entre canales

de 50 GHz y un rango de frecuencias entre 191,7 THz y 196,1 THz [15]. Con las conside-

raciones anteriores se realiza el barrido de las corrientes de los reectores de Bragg de

manera de obtener el mapa de frecuencia que posteriormente es utilizado para elaborar

la tabla de canales.

Algunas consideraciones especiales para realizar el barrido de reectores se detallan

a continuación:

El salto mínimo en el barrido de corriente debe ser lo sucientemente pequeño

para obtener información de todos los modos de la cavidad.

El incremento de corriente en el barrido no presenta un comportamiento del tipo

lineal ya que la relación entre la corriente y el cambio de longitud de onda es

potencial.

Con las consideraciones anteriores se realiza un barrido de las corrientes de los reetores

de Bragg entre 0 mA y 33 mA (límite superior de corriente de los reectores). El barrido


tiene 400 puntos y los saltos entre puntos están determinados por una función potencial.

En las guras 2.10, 2.11 y 2.12 se presentaron los resultados del barrido en corriente

para ambos reectores. El mapa de frecuencia obtenido muestra la naturaleza discreta

del ajuste de los reectores, es decir, la formación de pequeñas zonas de longitud de

onda constante donde cada una corresponde a un modo de la cavidad en particular. Del

mapa de frecuencias se puede apreciar la posibilidad de seleccionar el mismo modo de

la cavidad con más de una combinación de los reectores. Por esta razón es necesario

seleccionar solo un punto de operación para cada canal de la tabla.

Una vez obtenida la tabla de canales, esta es utilizada en el algoritmo de ajuste

discreto de longitud de onda. Este algoritmo funciona de la siguiente manera: la entrada

del sistema de control de longitud de onda es el número de canal deseado. Cuando

ocurre un cambio en el canal deseado el controlador busca en la tabla las corrientes de

los reectores correspondientes a dicho canal y congura las fuentes de corriente.

El segundo algoritmo es el de seguimiento de máximos y es necesario para el ajuste

continuo de longitud de onda. La señal de control es la corriente aplicada a la sección

de fase y la variable de realimentación es la tensión producida por el amplicador

de transimpedancia del etalon. El algoritmo de seguimiento de máximos utilizado es

conocido como perturbar y observar y consiste en aplicar una pequeña perturbación

en la señal de control y observar los efectos de esta en la señal de realimentación [34].

En base a dichas observaciones se modica la señal de control para generar la siguiente

perturbación. En la gura 3.22 se muestra el diagrama de ujo de dicho algoritmo.

INICIO

Medición de VTIA(k)

VTIA(k)>VTIA(k-1)

Incrementar VphaseDisminuir Vphase

si

no

Figura 3.22: Algoritmo de seguimiento de máximo: Perturbar y observar.

Una pequeña modicación se aplica al algoritmo anterior y consiste en incrementar

el tamaño de las perturbaciones iniciales (hasta llegar a aproximadamente 60% del valor

máximo esperado en el TIA) con el objetivo de obtener un tiempo de establecimiento

menor. Una desventaja inherente del algoritmo utilizado es la oscilación del voltaje del

TIA cuando se alcanza el máximo, sin embargo, ajustando el tamaño de la perturbación

apropiadamente se puede obtener una oscilación menor al error de longitud de onda


provisto en la hoja de datos del láser [15]. Después de implementar el algoritmo y

tras un ciclo de optimización se determina que una perturbación inicial de 0,2 V y una

perturbación de seguimiento de máximo de 0,15 V producen una respuesta óptima.

El algoritmo de seguimiento de máximos requiere el ajuste de los reectores de Bragg

de manera de que el pico de reectancia se mantenga siempre alineado con el modo de

la cavidad seleccionado. Este ajuste es independiente del ajuste inicial para seleccionar

el canal (mediante tabla). La solución utilizada para mantener la alineación consiste

en encontrar la relación entre la corriente aplicada a una de las secciones (reectores

o fase) y el cambio de longitud de onda producido. Estas relaciones permiten calcular

los cambios necesarios en los reectores a partir de los cambios aplicados a la sección

de fase de manera de conservar la alineación entre el modo de la cavidad emitido y el

pico de reectancia.

Un aspecto a considerar en la solución anterior es que no se posee una forma de

medir la alineación entre el pico de reectancia y el modo de la cavidad. Por lo que

el ajuste de reectores en el algoritmo de seguimiento de máximos es a lazo abierto.

Sin embargo, se puede asegurar una alineación adecuada si se garantiza que el pico de

reectancia y el modo de la cavidad empiezan alineados cuando ocurre un cambio de

canal. Este requisito se logra registrando en la tabla de canales la corriente en la sección

de fase necesaria para la alineación inicial. Es pertinente mencionar que la alineación

deseada entre pico de reectancia y modo de la cavidad no necesita ser perfecta ya que

los efectos adversos de un mal alineamiento solo se observan en los casos extremos, es

decir, cuando el pico de reectancia se encuentre en medio de dos modos contiguos de

la cavidad.

En la gura 3.23 se puede apreciar la respuesta de la planta cuando ocurre un

cambio de canal de referencia.

En la gura 3.23a se muestra la tensión del TIA, es decir, la variable de realimen-

tación. Se puede apreciar la oscilación cuando se alcanza el máximo.

La gura 3.23b muestra la frecuencia de emisión del láser mientras que la gura

3.23c es una ampliación de la gura 3.23b. Se puede apreciar como la frecuencia se

aproxima a la referencia. El tiempo de establecimiento se dene como el tiempo en el

que la frecuencia ingresa a la banda de error determinada por la hoja de datos y se

estima en aproximadamente 0,4 ms [15]. Este valor satisface el requerimiento de tiempo

de establecimiento menor a 1 ms. Se estima que la oscilación alrededor del máximo es

de aproximadamente 1 GHz de amplitud lo cual está por debajo del margen de error

establecido en la hoja de datos del láser sintonizable y que tiene un valor de 2,5 GHz.


0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 60 . 51 . 01 . 52 . 02 . 5

0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 61 9 1 . 51 9 2 . 01 9 2 . 51 9 3 . 01 9 3 . 51 9 4 . 0

0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 61 9 3 . 7 2 51 9 3 . 7 5 01 9 3 . 7 7 51 9 3 . 8 0 0

V TIA[V]

t i e m p o [ m s ]

( c )

( b ) F r e c u e n c i a R e f e r e n c i a

Frecu

encia

[THz]

t i e m p o [ m s ]

( a )

F r e c u e n c i a R e f e r e n c i a

Frecu

encia

[THz]

t i e m p o [ m s ]Figura 3.23: Resultados del control de longitud de onda cuando existe un cambio de canal enla referencia. (a) Evolución de la tensión del TÍA. (b) Evolución de la frecuencia de emisión delláser. (c) Evolución de la frecuencia de emisión magnicada.

Los resultados obtenidos del diseño y simulación tanto de los circuitos como de

los controladores son satisfactorios, se cumple en todos los casos los requerimientos de

diseño. Estos resultados serán implementados y validados en el siguiente capítulo.

Capítulo 4

Implementación y validación

En este capítulo se describe brevemente la implementación y validación de los circui-

tos y los controladores diseñados previamente. Se evalúa el funcionamiento, se verica

el cumplimiento de los requerimientos de diseño y se compara los resultados de las

simulaciones con los obtenidos en las mediciones.

4.1. Implementación de los circuitos

El primer paso en la implementación de los circuitos es el diseño de las placas(PCB,

Printed Circuit Board). Para ello se utiliza un software apropiado y se realizan las placas

de todos los circuitos que componen el proyecto. En el apéndice A se muestran los

esquemáticos y las placas que fueron diseñados. Un aspecto importante en el diseño de

las placas es la disposición espacial de estas. Debido a la implementación vertical existe

la posibilidad de colisión entre los circuitos. Para evitar tales colisiones se desarrolla un

modelo 3D que permita visualizar y corregir los acercamientos entre placas en el espacio

de implementación. La gura muestra el modelo 3D de los circuitos implementados.

Figura 4.1: Modelo 3D de los circuitos implementados.

77

78 Implementación y validación

Una vez terminado el diseño, se fabrican los circuitos utilizando una fresadora de

control numérico por computadora (CNC, Computer Numerical Control). Después de

tener los PCB fabricados se procede a soldar los componentes, conectores y cables.

Finalmente se ensamblan todas las placas independientes en la placa madre.

En la gura 4.2 se presenta el proceso de implementación en sus distintas etapas.

La gura 4.2a muestra el resultado del fresado para el circuito del amplicador de

transimpedancia. La gura 4.2b muestra el proceso de soldado de los componentes

de la placa de manejo del TEC. Finalmente, en la gura 4.2c se muestra todos los

subcircuitos ensamblados en la placa madre.

(a) (b)

(c)

Figura 4.2: Implementación de los circuitos. (a) PCB después de haber nalizado el procesode fresado. (b) PCB durante la soldadura de componentes. (c) Ensamblado de todos las placasen la placa madre y prueba de funcionamiento.

4.2 Implementación de los controladores 79

4.2. Implementación de los controladores

4.2.1. Controladores de temperatura y potencia

Los controladores de temperatura y potencia son controladores clásicos en tiempo

discreto y se pueden implementar utilizando el procedimiento descrito en bibliografía

especica sobre sistemas de control discreto [31].

Se empieza la implementación partiendo de la función de transferencia de los con-

troladores D(z) (encontradas en la sección 3.2). Esta se puede relacionar con el error

y la señal de control de la siguiente manera:

D(z) =U(z)

E(z), (4.1)

donde U(z) es la señal obtenida a la salida del controlador y E(z) es el error o señal

de entrada del controlador.

La función de transferencia del controlador puede ser expresada en forma genérica

como:

D(z) =b0 + b1z

−1 + ...+ bmz−m

1 + a1z−1 + ..+ anz−n. (4.2)

Combinando 4.1 y 4.2, expresando el resultado en términos de ecuaciones en dife-

rencia y despejando u(k) se obtiene la siguiente expresión:

u(k) = b0e(k) + b1e(k − 1) + ...+ bme(k −m)− (a1u(k − 1) + ..+ anu(k − n)) , (4.3)

donde u(k) y e(k) son la señal de salida del controlador y el error en pasos de tiempo

discreto kT con periodo de muestreo T y con k tomando valores enteros mayores o

iguales a cero.

La ecuación 4.3 permite calcular el valor de la salida del controlador en base a valores

actuales y pasados del error y valores pasados de la salida del controlador. La principal

ventaja de la ecuación 4.3 es que puede ser implementada en un microcontrolador

de manera directa. Utilizando las funciones de transferencia de los controladores y la

ecuación 4.3 se calculan las ecuaciones de los controladores que serán implementadas.

Para el controlador de temperatura se obtiene:

u(k) = 8, 59e(k)− 8, 24e(k − 1) + u(k − 1). (4.4)

Para el controlador de potencia se obtiene:

u(k) = 0, 279e(k)− 0,1395e(k − 1) + u(k − 1). (4.5)


4.2.2. Controlador de longitud de onda

El control de longitud de onda es relativamente más complejo que el control de

potencia y temperatura. Este requiere el uso una tabla y un algoritmo de seguimiento de

máximo de transmitancia del etalon. En la implementación del controlador de longitud

de onda es necesario la medición del espectro de salida del láser. Para ello se utiliza un

analizador de espectro óptico (OSA, Optical Specter Analyzer) marca Anritsu, modelo

MS2690 y que tiene una resolución de longitud de onda de 0,07 nm. El procedimiento

de implementación se detalla a continuación.

El primer paso en la implementación del controlador de longitud de onda es la

calibración de la temperatura de operación. Los modos de resonancia del etalon (usados

para el ajuste no) son dependientes de la temperatura, por lo que se requiere el ajuste

de esta para lograr que la longitud de onda de los modos de resonancia del etalon estén

alineadas con los canales de la banda C.

Para calibrar la temperatura es necesario una relación entre la posición de los

modos de resonancia del etalon y la temperatura. Dicha relación se obtiene mediante

un barrido discreto de temperatura, estimando en cada punto la longitud de onda de

uno de los modos de resonancia del etalon. Para modicar la temperatura de operación

se ajusta la temperatura deseada en el controlador de temperatura. Para estimar la

longitud de onda en cada punto de temperatura se realiza un barrido de la corriente

de fase (manteniendo jos los reectores de Bragg) y se registra la longitud de onda de

emisión del láser así como la corriente del fotodiodo del etalon. La longitud de onda

correspondiente a la máxima corriente del fotodiodo concuerda con el centro de uno de

los modos de resonancia del etalon.

En la gura 4.3 se observa la longitud de onda de uno de los modos de resonancia del

etalon en función de la temperatura de operación. También se muestra las longitudes

de onda de los canales de la banda C. Resulta evidente que más de una temperatura

de operación es posible ya que la única condición requerida es que algún modo de

resonancia del etalon coincida con algún canal de la banda C.

Se selecciona la temperatura de 22,9 C para la operación del láser debido a que esta

permite una operación próxima al valor central del intervalo de temperatura permitido

(25 C) y un consumo de corriente del TEC moderado.

Otra relación concerniente a la temperatura y que puede ser útil en la implementa-

ción es el cambio de longitud de onda de emisión ante cambios de temperatura. Dicha

relación puede ser necesaria para realizar correcciones en las corrientes de los reecto-

res en caso de modicarse la temperatura de operación. El procedimiento para obtener

esta relación consiste en mantener ja las corrientes de ambos reectores y de la sección

de fase, mientras se realiza un barrido discreto de la temperatura de operación y, al

mismo tiempo, se registra la longitud de onda emitida.


1 4 1 6 1 8 2 0 2 2 2 4 2 6 2 8 3 0 3 2

1 5 6 2 . 5

1 5 6 3 . 0

1 5 6 3 . 5

1 5 6 4 . 0

1 5 6 4 . 5

M e d i c i ó n A j u s t e C a n a l e s d e l a b a n d a C

Long

itud d

e ond

a[nm]

T e m p e r a t u r a [ º C ]Figura 4.3: Longitud de onda de uno de los modos de resonancia del etalon en función de latemperatura de operación.

En la gura 4.4 se muestra la longitud de onda de emisión del láser en función de la

temperatura de operación en donde se observa una relación predominantemente lineal.

1 4 1 6 1 8 2 0 2 2 2 4 2 6 2 8 3 0 3 21 5 6 2 . 5

1 5 6 3 . 0

1 5 6 3 . 5

1 5 6 4 . 0

1 5 6 4 . 5

m e d i c i ó n a j u s t e

Long

itud d

e ond

a[nm]

T e m p e r a t u r a [ º C ]Figura 4.4: Longitud de onda de emisión del láser en función de la temperatura de operación.

Se realiza un ajuste de la medición donde se encuentra la siguiente relación:

∆λ = 0,12173∆T. (4.6)

La ecuación anterior puede ser utilizada para corregir los cambios de longitud de onda


debido a cambios de la temperatura de operación.

Posteriormente al proceso de calibración en temperatura, se obtiene el mapa de

longitudes de onda de emisión del láser para encontrar la tabla de canales de la banda

C (ver sección 3.2.3.2). Obtener el mapa de longitudes de onda requiere un barrido

en corriente de los reectores de Bragg. Dicho barrido sigue una función potencial y

consiste en 81 puntos por cada reector, es decir, que se obtiene una matriz de 812

mediciones. Se elige 81 puntos por reector ya que este es un valor que permite obtener

una resolución del mapa aceptable con un tiempo total de medición moderado. Las

conguraciones para la medición de longitud de onda utilizando el OSA se detallan a

continuación.

La temperatura de operación se ajusta en 22,9 C (etalon sintonizado en la banda

C).

La corriente de la sección de fase se mantiene ja en 0 mA

Se varía las corrientes de ambos reectores entre 0 mA y 33 mA

Las corrientes del SOA y del medio activo se mantienen en 80 mA (potencia de

salida de aproximadamente 10 mW).

El mapa de longitudes de onda obtenido se muestra en la gura 4.5.

En la gura 4.5 se compara el resultado del barrido obtenido de la medición y el

obtenido mediante el modelo. Se observa una buena similitud entre ambos, especial-

mente en las bandas diagonales centrales (que son utilizadas para obtener la tabla).

El procedimiento de obtención de la tabla consiste en seleccionar valores de las zonas

formadas en el mapa. Cada zona corresponde a un canal de la banda C y es deseable

seleccionar un punto en el centro de la zona ya que garantiza una buena supresión de

modo adyacente.

Una vez obtenida la tabla, se procede a su implementación en el microcontrolador

junto con el algoritmo de seguimiento de máximo de transmitancia del etalon (Figura

3.22). Para evitar el problema de oscilación de estado estacionario resultante del al-

goritmo de seguimiento de máximo de transmitancia del etalon se incluye una banda

de error. Cuando la salida del TIA del etalon ingresa a la banda de error se detiene el

funcionamiento del ajuste continuo de longitud de onda.

Finalmente, se implementa la función de ajuste de las corrientes de los reectores

para mantener alineado el pico de reectancia con el modo del resonador emitido. Este

ajuste es fundamental, ya que de no hacerlo, la supresión de modos adyacentes no sería

tan efectiva. Otro problema resultante de la mala alineación es la posibilidad de un

cambio abrupto en el modo de emisión. Dicho cambio causaría el seguimiento de un

máximo de transmitancia del etalon erróneo, por tanto, la longitud de onda no sería


0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 00

5

1 0

1 5

2 0

2 5

3 0

Long

itud d

e ond

a[nm]


Refle

ctor iz

quier

do[m

A]1 5 2 01 5 2 51 5 3 01 5 3 51 5 4 01 5 4 51 5 5 01 5 5 51 5 6 01 5 6 51 5 7 0

(a)

0 5 1 0 1 5 2 0 2 5 3 00

5

1 0

1 5

2 0

2 5

3 0Lo

ngitu

d de o

nda [

nm]


Refle

ctor iz

quier

do[m

A]

1 5 2 0

1 5 2 5

1 5 3 0

1 5 3 5

1 5 4 0

1 5 4 5

1 5 5 0

1 5 5 5

1 5 6 0

1 5 6 5

1 5 7 0

(b)

Figura 4.5: Mapa de longitud de onda. (a) Obtenido del láser sintonizable. (b) Obtenido delmodelo.


la esperada. Como se describió en la sección 3.2.3.2, la manera de ajustar la corriente

de los reectores implica conocer la relación entre el cambio de longitud de onda y el

cambio de corriente aplicada a la sección pertinente. Dicha relación tiene la forma:

∆λ = a∆ib, (4.7)

donde a y b son números reales.

La implementación de la ecuación anterior resulta sencilla en el modelo, sin em-

bargo, este no es el caso para la implementación en el microcontrolador. El problema

se encuentra en la cantidad de procesamiento que requiere la ecuación, lo que causa

un tiempo de calculo del microcontrolador mayor al periodo de muestreo. La solu-

ción hallada fue aproximar la relación potencial por una función lineal. Esta solución

proporciona resultados aceptables y permite reducir el tiempo de operación considera-

blemente. Sin embargo cabe mencionar que a pesar de todas las mejoras implementadas

en pos de reducir el tiempo de operación, resulta necesario disminuir la frecuencia de

muestreo del controlador de longitud de onda y por tato del controlador de potencia

de 100 kHz a 75 kHz (valor que todavía cumple con el criterio de selección del periodo

de muestreo descrito en la sección 3.2.1.2). Este cambio, como se verá más adelante,

no perjudica los resultados obtenidos dado que en el proceso de modelado y diseño se

sobrecumplieron las metas de funcionamiento propuestas.

4.3. Validación de los circuitos

Con el objetivo de proteger al láser de cualquier error de manipulación u operación

fuera de los límites de seguridad, se utiliza una placa de simulación de impedancia

del láser para realizar la validación de los circuitos. En el apéndice B se detalla la

implementación de dicha placa. Durante la validación, tanto de los circuitos como de

los controladores, es necesaria también una interfaz que permita la comunicación con

el microcontrolador. En el apéndice C se muestra las dos interfaces utilizadas.

Para la validación de los circuitos se realizan pruebas del funcionamiento, poniendo

especial énfasis en la respuesta en frecuencia de los mismos. Los circuitos más impor-

tantes son los utilizados para el control de potencia y longitud de onda, es decir, las

fuentes de corriente y los amplicadores de transimpedancia. En el caso del circuito

de manejo del TEC la respuesta en frecuencia no es un parámetro tan relevante como

sí lo es la estabilidad de la tensión aplicada al mismo. Finalmente, en el circuito de

medición de los termistores se comprueba que la ganancia del amplicador cumple con

lo esperado.

4.3 Validación de los circuitos 85

4.3.1. Fuentes de corriente

Para la validación de las fuentes de corriente y de los demás circuitos en secciones

posteriores se utilizan los elementos mencionados a continuación:

El circuito a validar. En este caso la fuente de corriente.

Fuente de alimentación marca Keithley, modelo 2230-30-1. Esta es una fuente

DC de 3 canales.

Un generador de señales marca Keysight, modelo 33500B para generar un pulso

tipo chirp (barrido en frecuencia). Este es un generador de señales arbitrarias de

dos salidas y frecuencia máxima 35 MHz.

Un osciloscopio digital marca Tektronix, modelo MSO2024B para capturar la

respuesta en frecuencia. Este es un osciloscopio de 16 canales, 200 MHz y 1 Gs/s.

Después de realizar las conexiones correspondientes se aplica una entrada tipo chirp

a la fuente de corriente. Esta entrada consiste en una señal sinusoidal con frecuencia

variable entre 100 Hz y 1 MHz. Simultáneamente, se registra el voltaje de salida de la

fuente de corriente y se realiza el análisis descrito a continuación para encontrar la

respuesta en frecuencia del circuito.

La respuesta en frecuencia de la fuente de corriente implementada y en general de

cualquier medición (de la cual se posea el registro de la entrada y salida) puede ser

encontrada utilizando la siguiente ecuación [32]:

DFT (y)

DFT (u)= |G| ejφ, (4.8)

donde DFT (Discrete Fourier Transform) es la transformada de Fourier discreta, y es

la salida en el dominio del tiempo, u es la entrada en el dominio del tiempo, |G| es lamagnitud de la función de transferencia y φ es la fase de la función de transferencia.

El procedimiento consiste en:

Aplicar la transformada de Fourier discreta a la entrada y a la salida.

Realizar el cociente entre estas dos para nalmente encontrar la magnitud y fase

de la función de transferencia.

Utilizar los resultados para realizar el Diagrama de Bode del circuito en cuestión.

En la gura 4.6 se muestra la comparación del diagrama de Bode de la fuente de

corriente (medición y simulación). Se observa que tanto la medición como la simulación

tienen una ganancia en bajas frecuencias y una pendiente de reducción de ganancia si-

milares. La frecuencia de corte estimada es de 220 kHz para la simulación y 140 kHz


para la medición. La reducción de la frecuencia de corte del circuito implementado

respecto al simulado puede atribuirse a tolerancias de los componentes utilizados, es-

pecialmente en aquellos que son críticos para la respuesta en frecuencia. Otra causa

que contribuye a la reducción de la frecuencia de corte está relacionada con las re-

sistencias y capacitancias parásitas formadas en las pistas de conexión. A pesar de la

reducción en la frecuencia de corte de la fuente de corriente, esta todavía cumple con

los requerimientos de frecuencia mínima de operación de 100 kHz.

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6- 1 5 0

- 1 0 0

- 5 0

0

s i m u l a d o m e d i d o

Fase

[º]

F r e c u e n c i a [ H z ]

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6- 9

- 6

- 3

0

s i m u l a d o F - 3 d B ( - 2 . 9 9 d B ; 2 2 0 k H z ) m e d i d o F - 3 d B ( - 2 . 9 9 d B ; 1 4 0 k H z )Ga

nanc

ia[dB

]


Figura 4.6: Diagrama de Bode de la fuente de corriente. Comparación medición y simulación.

4.3.2. Amplicadores de transimpedancia

Los amplicadores de transimpedancia son una parte fundamental del lazo de con-

trol tanto para el control de potencia como para el de longitud de onda. Por esta razón,

es importante vericar que la respuesta en frecuencia satisface los requerimientos de di-

seño. Para las validación del TIA se utilizan los instrumentos y las ecuaciones descritos

en la sección 4.3.1. Se muestran los resultados en la gura 4.7.

En el diagrama de Bode del TIA se observa una buena concordancia entre la simu-

lación y la medición, es decir, ganancias en bajas frecuencias y pendientes de ganancia

similares. La frecuencia de corte estimada es de 1,13 MHz para la simulación y apro-

ximadamente 820 kHz para la medición. Al igual que las fuentes de corriente, los TIA

también presentan una reducción de la frecuencia de corte real respecto del valor ob-

tenido en la simulación. Dicha reducción se atribuye a tolerancias en los componentes

además de las capacitancias y resistencias parásitas en las pistas de conexión. Sin

embargo, la mayor contribución se debe a la tolerancia de la capacitancia de realimen-

4.3 Validación de los circuitos 87

tación (±10 % del valor nominal) ya que esta determina la frecuencia de corte del TIA.

La frecuencia de corte alcanzada por el TIA satisface con creces los requerimientos de

diseño (frecuencia de operación de 100 kHz).

1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6 1 0 70

5 0

1 0 0

1 5 0


Fase

[º]


1 0 0 1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4 1 0 5 1 0 6 1 0 7- 2 0

- 1 5

- 1 0

- 5

0

s i m u l a d o F - 3 d B ( - 3 d B ; 1 , 1 3 M H z ) m e d i d o F - 3 d B ( - 3 d B ; 8 2 0 k H z )Ga

nanc

ia[dB

]


Figura 4.7: Diagrama de Bode de la placa de los amplicadores de transimpedancia. Compa-ración medición y simulación.

4.3.3. Amplicador de los termistores

El amplicador de los termistores permite medir la temperatura de operación del lá-

ser. Si bien la temperatura tiene una respuesta relativamente lenta, es deseable obtener

la respuesta en frecuencia del amplicador de los termistores. Para ello se aplica la mis-

ma metodología utilizada en los circuitos anteriores, es decir, el uso de la transformada

discreta de Fourier.

En la gura 4.8 se muestra el diagrama de Bode obtenido en la simulación y en la

medición del circuito implementado en donde se observa una buena concordancia entre

ambos. La frecuencia de corte estimada es de 1,8 kHz tanto en la medición como en

la simulación. La razón por la cual los resultados de simulación concuerdan mejor con

los medidos en comparación con los circuitos anteriores (fuente de corriente y TIA)

puede deberse a que la frecuencia de corte es mucho menor, por lo tanto, los efectos

de capacitancias y resistencias parásitas en las pistas de conexión tienen una menor

relevancia.


4.3.4. Circuito de manejo del TEC

El circuito de manejo del TEC participa en el lazo de control de temperatura. El

circuito recibe una entrada tipo PWM del microcontrolador y proporciona al TEC una

tensión entre 0 V y 3 V. Debido a que la entrada es de tipo PWM no se puede realizar

el mismo procedimiento de validación usado con los circuitos anteriores . En cambio,

se opta por obtener la respuesta del circuito ante una entrada tipo escalón, es decir,

un cambio de la señal PWM de 0 % a 100 %. Otro factor importante a considerar en

la evaluación de este circuito es el rizo del voltaje de salida.

1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 48 0

1 0 01 2 01 4 01 6 01 8 0


Fase

[º]


1 0 1 1 0 2 1 0 3 1 0 4- 5

0

5

1 0

1 5

s i m u l a d o F - 3 d B ( 9 d B ; 1 , 8 k H z ) m e d i d o F - 3 d B ( 9 d B ; 1 , 8 k H z )Ga

nanc

ia[dB

]


Figura 4.8: Diagrama de Bode de los amplicadores para los termistores. Comparación medi-ción y simulación.

En la gura 4.9a se muestra la respuesta al escalón aplicado al circuito de manejo

del TEC. De esta se estima un tiempo de establecimiento de aproximadamente 0,5 ms.

En la gura 4.9b se muestra una imagen magnicada de la respuesta al escalón. Allí

se aprecia fácilmente el rizo de la señal en estado estacionario. El rizo estimado es

de aproximadamente 80 mV, es decir, un 2,67 % del valor de la señal. Algunas de

las causas que incrementan la amplitud del rizo incluyen el ruido introducido por el

microcontrolador (debido a la generación de la señal PWM).

4.4. Validación de los controladores

Para la validación de los controladores se verica el cumplimiento de los requeri-

mientos de diseño, siendo el tiempo de establecimiento el más importante. La validación

4.4 Validación de los controladores 89

consiste en la aplicación en una entrada de tipo escalón en la señal de referencia y la

evaluación de la respuesta obtenida. Se registra el tiempo de establecimiento y sobre-

impulso de la respuesta obtenida para cada controlador.

0 . 9 4 5 0 . 9 4 6 0 . 9 4 7 0 . 9 4 8 0 . 9 4 9 0 . 9 5 02 . 9 83 . 0 03 . 0 23 . 0 43 . 0 63 . 0 83 . 1 0

P W M i n V o u t

Volta

je[V]

t i e m p o [ m s ]

0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 4 0 . 5 0 . 6 0 . 7 0 . 8 0 . 9 1 . 00

1

2

3

4

( b )

P W M i n V o u t

Volta

je[V]

t i e m p o [ m s ]

( a )

Figura 4.9: (a) Respuesta del circuito de manejo del TEC ante un escalón en la entrada PWM.(b) Imagen magnicada de la gura (a) para observar con mayor claridad el rizo de la señal.

4.4.1. Controlador de temperatura

Para la validación del controlador de temperatura se utilizan los materiales e ins-

trumentos descritos en la sección 4.3.1. A continuación se describe el procedimiento de

validación.

Se aplica una entrada escalón en la referencia de temperatura entre 15 C y 35 C.

Se captura la respuesta del láser ante dicha entrada utilizando el osciloscopio y

se exporta los datos para su posterior análisis.

En la gura 4.10 se muestra el resultado de la respuesta al escalón de la medición

y de la simulación. En la misma se observa que tanto la simulación como la medición

tienen respuestas similares. Para comparar ambas respuestas se muestra en la tabla 4.1

los parámetros más importantes.


0 2 4 6 8 1 0 1 2 1 41 5

2 0

2 5

3 0

3 5Te

mpera

tura[º

C]

t i e m p o [ s ]

r e f e r e n c i a s i m u l a d o m e d i d o

Figura 4.10: Respuesta del controlador de temperatura ante una entrada tipo escalón en lareferencia.

Parámetro Requerimiento Simulación Medición

Tiempo de establecimiento < 10 s 8 s (6,9800± 0,0017) sTiempo de subida 1,9 s (1,620± 0,004) sTiempo pico 4,6 s (3,970± 0,001) sSobreimpulso < 20 % 5,26 % (1,89± 1,13) %

Tabla 4.1: Información de la respuesta al escalón. Comparación de la simulación y la medición.

De la gura 4.10 y la tabla 4.1 se puede concluir que hay una buena aproximación

entre la simulación y la medición. Las pequeñas diferencias pueden atribuirse a polos

de alta frecuencia no considerados en el modelo. El controlador implementado es lige-

ramente mejor al simulado. Tiene un menor tiempo de establecimiento (6,98 s en lugar

de 8 s) y un sobreimpulso menor (1,89 % en lugar de 5,26 %).

4.4.2. Controlador de potencia

Para la validación del controlador de potencia se utilizaron las herramientas e ins-

trumentos descritos en la sección 4.3.1. En este caso, se aplica una entrada tipo escalón

a la referencia de potencia del láser. Para realizar el escalón se mantiene ja la corriente

del medio activo en un valor de 80 mA. La corriente aplicada al medio activo implica


que la potencia de salida mínima es de aproximadamente 6 mW, por tanto, el escalón

de potencia ocurre entre dicha potencia y un valor nal de 14,7 mW.

En la gura 4.11 se muestra la comparación de la respuesta al escalón medido y

simulado en donde se observa una buena aproximación.

0 . 0 0 . 1 0 . 2 0 . 3 0 . 44

6

8

1 0

1 2

1 4

1 6

Poten

cia[m

W]

t i e m p o [ s ]

r e f e r e n c i a s i m u l a d o m e d i d o

Figura 4.11: Respuesta del controlador de potencia a una entrada tipo escalón en la entradade referencia.

En la tabla 4.2 se muestran los resultados obtenidos de la respuesta al escalón de

potencia. El tiempo de establecimiento mide aproximadamente 210 µs en la simulación

y 200 µs en la medición, satisfaciendo el requerimiento de tiempo de establecimiento.

Parámetro Requerimiento Simulación Medición

Tiempo de establecimiento <1 ms 210 µs (200,0± 0,5) µsTiempo de subida 120 µs (90,00± 0,22) µsTiempo pico 400 µs (230,00± 0,58) µsSobreimpulso <10 % 0 % (0,0± 2,3) %

Tabla 4.2: Información de la respuesta al escalón. Comparación de la simulación y la medición.

4.4.3. Controlador de longitud de onda

Para validar el controlador de longitud de onda se utilizan las herramientas e ins-

trumentos descritos en la sección 4.3.1. Adicionalmente, es necesario el analizador de

espectro óptico detallado en la sección 4.2.2.


Se realizan distintas pruebas para vericar el correcto funcionamiento del láser y el

cumplimiento de los requerimientos de diseño. Las características evaluadas incluyen la

alineación entre el pico de reectancia y el modo de emisión, el espectro de salida del

láser, la correcta sintonización de los canales y el tiempo de respuesta del controlador.

Para vericar la alineación entre el pico de reectancia y el modo de la cavidad

emitido se realizan dos barridos de la corriente de fase. En el primer caso solo se

cambia la corriente de fase, por lo que se debería evidenciar la falta de alineación. En

el segundo barrido se modican tanto la corriente de fase como la de los reectores,

por lo que se debería mantener la alineación deseada.

Cuando se realiza el barrido de la corriente de fase ocurre un ajuste continuo de

la longitud de onda de emisión. Esto produce una variación en la tensión del TIA del

etalon de manera análoga a la función de transmitancia del etalon. Por lo tanto, los

máximos de la tensión del TIA del etalon concuerdan con los máximos de transmitancia

del etalon.

En la gura 4.12 se muestra la tensión del TIA del fotodiodo del etalon como

resultado del barrido de la corriente de fase.

En el caso del barrido sin ajuste de reectores se aprecia un salto abrupto en

aproximadamente 32 ms del tiempo de medición. Dicho salto corresponde a un cambio

del modo de emisión debido a la falta de alineación entre el modo de la cavidad emitido

y el pico de reectancia.

En cambio, en el barrido con ajuste de reectores se observa que no existe ningún

salto abrupto, indicando que no existe un cambio del modo de la cavidad emitido, por

tanto, se mantiene la alineación deseada.

0 1 2 3 4 5 60 . 0

0 . 5

1 . 0

1 . 5

2 . 0

Tens

ión[V]

C o r r i e n t e [ m A ]

C o n a j u s t e d e R e f l e c t o r e s S i n a j u s t e d e r e f l e c t o r e s

Figura 4.12: Tensión del TIA del fotodiodo del etalon ante el barrido de la corriente de fase.Comparación con ajuste y sin ajuste de los reectores.


La siguiente prueba consiste en vericar si la longitud de onda corresponde al canal

deseado y si la supresión del modo adyacente satisface lo especicado en la hoja de

datos del láser. Para esto se selecciona un canal cualquiera y se registra el espectro

correspondiente mediante el OSA. El canal seleccionado es el número 21 el cual tiene

una frecuencia de 192 THz y una longitud de onda de 1556,82 nm. En la gura 4.13 se

muestra el espectro obtenido.

1 5 5 5 . 5 1 5 5 6 . 0 1 5 5 6 . 5 1 5 5 7 . 0 1 5 5 7 . 5 1 5 5 8 . 0 1 5 5 8 . 5- 5 0- 4 0- 3 0- 2 0- 1 0

01 0

Poten

cia[dB

m]

L o n g i t u d d e o n d a [ n m ]

( a )

( b )

1 5 4 0 1 5 4 5 1 5 5 0 1 5 5 5 1 5 6 0 1 5 6 5 1 5 7 0- 5 0- 4 0- 3 0- 2 0- 1 0

01 0

Poten

cia[dB

m]

L o n g i t u d d e o n d a [ n m ]

Figura 4.13: Espectro de potencia correspondiente a la sintonización del canal 21 de la bandaC. (a) Espectro completo de toda la banda C. (b) Espectro magnicado en la zona próxima almodo de emisión.

En la gura 4.13a se muestra el espectro de potencia de toda la banda C. El modo

emitido tiene una potencia de aproximadamente 10 dBm y se observan los modos co-

rrespondientes a otros picos de reectancia. La separación entre picos de reectancia es

de aproximadamente 6 nm. En la gura 4.13b se muestra el espectro de salida magni-

cado en la zona próxima al modo de emisión. Del espectro se estima que la longitud de

onda del modo principal es de aproximadamente 1556,82 nm. Además, se observa que

los modos adyacentes están separados aproximadamente 0,4 nm del modo principal.

Se estima que la supresión del modo adyacente es de aproximadamente 50 dB lo cual

concuerda con el dato obtenido de la hoja de datos (SMSR mayor a 40 dB).

La siguiente medición consiste en realizar un barrido de todos los canales. El objetivo

de esta es el de comprobar que la correcta sintonización de longitud de onda en toda

la banda C. En la gura 4.14 se muestra el resultado del barrido de canales.


0 2 0 4 0 6 0 8 01 5 3 0

1 5 3 5

1 5 4 0

1 5 4 5

1 5 5 0

1 5 5 5

1 5 6 0

1 5 6 5

Long

itud d

e ond

a[nm]

N º c a n a l

C a l c u l a d o M e d i d o

(a)

0 2 0 4 0 6 0 8 0- 0 . 3

- 0 . 2

- 0 . 1

0 . 0

0 . 1

0 . 2

0 . 3

E r r o r d e l i n s t r u m e n t o λ m e d i d o - λ c a l c u l a d o

Error[

nm]

N º c a n a l(b)

Figura 4.14: Barrido de canales de la banda C. a) Longitud de onda en función del canal.b) Diferencia entre el valor de longitud de onda medido y el calculado y la banda de error delinstrumento.

En la gura 4.14a se muestra la longitud de onda en función del canal sintonizado.

Se observa una muy buena aproximación entre la medición y los valores calculados. El

error de la medición (debido al instrumento) es muy pequeño para poder ser apreciado

en la gura 4.14a, por lo que se muestra en la gura 4.14b la diferencia entre el valor

medido y el calculado y la banda de error del instrumento (±70 pm). Se aprecia que

la mayor parte de los canales se encuentran dentro de la banda de error y las pocas

excepciones están muy próximas a dicha banda. La dispersión de los puntos de error

es relativamente baja y no está centrada en cero. Esto indica que puede existir un

ligero desfase entre los modos del etalon y los canales de la banda C. Si se corrige ese

problema (mediante recalibración de temperatura) es posible que todos los puntos se

encuentren dentro de la banda de error.

Finalmente se mide el tiempo de respuesta del controlador de longitud de onda.

Para ello se realiza un cambio de canal de referencia y se mide el tiempo de respuesta

de la tensión del TIA del etalon. Se utiliza la tensión del TIA del etalon debido a que


la medición de longitud de onda es muy lenta en comparación al tiempo de respuesta

del láser. El tiempo de medición del OSA es de aproximadamente dos segundos por lo

que seria imposible capturar cambios del orden de los milisegundos. Si bien la tensión

del TIA del etalon no brinda una medición directa de la longitud de onda, permite

determinar la alineación entre la longitud de onda de emisión y la longitud de onda

del canal seleccionado. La tensión del TIA del etalon es máxima cuando se alcanza la

longitud de onda del canal deseado.

En la gura 4.15 se muestra la respuesta de la tensión del TIA del etalon ante un

cambio en el canal sintonizado.

0 . 0 0 . 2 0 . 4 0 . 6 0 . 80 . 0

0 . 5

1 . 0

1 . 5

2 . 0

Tens

ión[V]

t i e m p o [ m s ]

m e d i d o s i m u l a d o

Figura 4.15: Respuesta de la tensión del fotodiodo del etalon ante un cambio en el canalsintonizado. Comparación entre la simulación y la medición.

El tiempo de establecimiento medido es de aproximadamente 200 µs. Este resultado

satisface el requerimiento de diseño de tiempo de establecimiento menor a 1 ms. La

respuesta de la simulación en la gura 4.15 es distinta a la respuesta simulada en la

sección 3.2.3.2 (gura 3.23a) debido a que se aplican (a la simulación) las mejoras del

algoritmo de seguimiento de máximo diseñadas en la sección 4.2.2 .

Capítulo 5

Conclusiones y trabajo a futuro

5.1. Conclusiones

El presente trabajo muestra el diseño e implementación de todos los componen-

tes necesarios para el control de un láser sintonizable tipo Y-branch. Los resultados

obtenidos fueron satisfactorios: la plataforma implementada es capaz de controlar tem-

peratura, potencia y longitud de onda del láser sintonizable tal y como se esperaba del

diseño. Se cumplieron todos los requerimientos de diseño establecidos en la sección 1.8,

siendo el más importante el de tiempo de establecimiento en el control de longitud de

onda y lográndose un valor de tiempo de establecimiento de 200 µs.

El modelo del láser desarrollado en el capítulo 2 produjo los siguientes resultados:

se obtuvo el modelo de simulación, el mapa de frecuencia y la relación entre la corriente

aplicada a un semiconductor (GaAsInP) y el cambio de índice de refracción producido.

Dichos resultados fueron de gran utilidad en el diseño del controlador de longitud de

onda y potencia. Como conclusión nal del modelo se puede decir que este resulta una

buena aproximación al comportamiento del láser controlado, lo suciente para permitir

el diseño de los controladores.

En el capítulo 3 se detalló el diseño de los circuitos necesarios para el manejo del

láser. Se obtuvieron diseños que cumplieron los requerimientos establecidos, siendo los

más importantes, los requerimientos relacionados a la velocidad de respuesta. Para

los circuitos que participan en el control de longitud de onda y potencia (fuentes de

corriente y amplicadores de transimpedancia) se obtuvieron frecuencias de corte su-

periores a la establecida en los requerimientos (100 kHz). En el caso del controlador de

temperatura se obtuvo un tiempo de establecimiento menor a 10 s y un sobreimpulso

menor al 20 %. Dichos valores cumplen con los requerimientos establecidos y permiten

la estabilidad en temperatura necesario para mantener los modos de resonancia del

etalon alineados con los canales de la banda C. En el caso de los controladores de lon-

gitud de onda y potencia se alcanzó un tiempo de establecimiento menor al dispuesto

97

98 Conclusiones y trabajo a futuro

en los requerimientos (1 ms).

En el capítulo 4 se presentaron los resultados del proceso de fabricación de los

circuitos. Se utilizó una fresadora CNC lo cual produjo circuitos con una buena deni-

ción en las pistas de conexión. La implementación de los controladores de potencia y

temperatura fue llevada a cabo siguiendo el diseño detallado en el capítulo 3. Para el

controlador de longitud de onda fueron necesarias pequeñas correcciones con el objetivo

de minimizar el tiempo de procesamiento en el microcontrolador. Dichas optimizaciones

redujeron considerablemente el tiempo de procesamiento, sin embargo, fue necesaria

la reducción de la frecuencia de muestreo de 100 kHz a 75 kHz. Dicha reducción no

impidió alcanzar el requerimiento de tiempo de establecimiento menor a 1 ms.

En el capítulo 4 también se presentó la validación tanto de los circuitos como de

los controladores. La cual generó resultados satisfactorios. En todos los casos se satis-

facieron los requerimientos de diseño. En todos los casos se determinó que existe una

buena aproximación entre las mediciones y las simulaciones. Las pequeñas diferencias

(especialmente en la frecuencia de corte) se atribuyeron a capacitancias y resistencias

parásitas en los circuitos y a tolerancias de los componentes.

La validación de los controladores de potencia, temperatura y longitud de onda fue

también satisfactoria. Se logró cumplir con los tiempos de establecimiento requeridos

y se observó una buena aproximación entre la simulación y la medición. Como punto a

mejorar se puede mencionar la recalibración de la temperatura para lograr una mayor

alineación entre los modos de resonancia del etalon y los canales de la banda C, lo cual

reduciría el error entre la longitud de onda medido y la longitud de onda nominal del

canal.

5.2. Trabajo a futuro

Si bien la plataforma de control implementada cumple con las funciones y requeri-

mientos de tiempo de repuesta establecidos, existe la posibilidad de mejorar su desem-

peño y funcionalidades. Como trabajo futuro se pueden mencionar una gran cantidad

de puntos que abarcan desde el modelo del láser hasta el software de control imple-

mentado.

Concretamente, se puede mejorar el modelo del láser de manera de hacerlo más

representativo. Por ejemplo:

Se puede mejorar el modelo del medio activo de manera que represente más

elmente al esquema Multi Quantum Well utilizado en el láser.

El modelo de los reectores de Bragg también puede ser mejorado de manera que

represente a una red de Bragg modulada en lugar de una red de Bragg constante.

5.2 Trabajo a futuro 99

Se puede considerar el ruido debido a la amplicación de emisión espontánea

(ASE, Amplied Spontaneous Emission) en la ecuación diferencial de ujo de

fotones. Esto permitiría obtener la contribución de dicho ruido en el espectro de

emisión del láser además de la posibilidad de medir el ancho de línea.

En el caso del hardware existen también posibles mejoras y soluciones a problemas

que se encontraron durante el proceso de fabricación de los circuitos. Algunas de ellas

se indican a continuación:

Se podría reducir el numero de componentes de los circuitos permitiendo reducir

el espacio ocupado y el costo de implementación. Para lograr esta mejora se po-

drían eliminar componentes prescindibles, por ejemplo, los monitores de corriente

pueden ser eliminados ya que estos no cumplen ninguna función en el control y

solo están presentes para vericar el valor de las corrientes del láser.

Un problema encontrado en la implementación concierne a los conversores D/A

del microcontrolador. Estos tienen muy mala respuesta en corrientes bajas de 0 µA

a 200 µA, por lo que es recomendable sustituirlos por conversores D/A externos

con la apropiada resolución.

Es posible la reducción del tiempo de establecimiento de los controladores de

potencia y longitud de onda si se mejoran los circuitos que son parte de los

respectivos lazos de control (fuentes de corriente, TIA y microcontrolador).

Los controladores del láser pueden ser mejorados de la siguiente manera:

Parte del control de longitud de onda es realizado mediante una tabla, por lo que

se pueden estudiar métodos de control más sosticados que no requieran de dicha

tabla. De todas formas, esto es imposible de lograr con las variables de estado

actualmente disponibles.

El mapa de longitudes de onda relevado en la sección de implementación puede ser

mejorado si se reduce el tamaño del paso de barrido. Esto genera el incremento

del área de cada zona, lo que a su vez permitiría obtener una mejor tabla de

canales con una supresión de modo adyacente óptima.

Apéndice A

PCB de los circuitos utilizados

Para la implementación de los circuitos se utilizó un software para generar los

archivos requeridos por la fresadora CNC. A continuación se muestran los PCB y los

esquemáticos de todos los circuitos implementados.

A.1. PCB

A.1.1. Encapsulado del láser

Figura A.1: PCB del encapsulado del láser.

101

102 PCB de los circuitos utilizados

A.1.2. Fuente de corriente

Figura A.2: PCB de la fuente de corriente.

A.1.3. Amplicadores de transimpedancia

Figura A.3: PCB de los amplicadores de transimpedancia.

A.1 PCB 103

A.1.4. Circuito de manejo del TEC

(a) (b)

Figura A.4: PCB del circuito de manejo del TEC. Arriba: capa superior de la placa. Abajo:capa inferior de la placa.

A.1.5. Amplicadores para los termistores

Figura A.5: PCB de los amplicadores para los termistores.


A.1.6. Placa madre

(a)

(b)

Figura A.6: PCB de la placa madre. Arriba: capa superior de la placa. Abajo: capa inferiorde la placa.

A.2 Esquemáticos 105

A.2. Esquemáticos

A.2.1. Fuente de corriente

11

22

33

44

DD

CC

BB

AA

Title

Num

ber

Revi

sion

Size A4

Dat

e:4/

1/20

19Sh

eet

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File

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\mar

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By:

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1

Vin

-2

Vin

+3

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6

V+7

40kΩ

40kΩ

40kΩ

40kΩ

+-

U1

INA

152

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Vo

1

GN

D 2

Vin

+3

Vin

-4

V+5

U2

INA

138

Rs 100

AD

C

AD

C

Vs

GN

D

RL 20k

GN

D

GN

D

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Vs

Rsh2

Rsh2

Rsh1

Rsh1

Fuen

te d

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rrie

nte

GN

D

Vs

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Vs2

Buffe

rBu

ffer

Med

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de

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salid

aEn

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de

la fu

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Rf 9100

R3 150

las+

+8V

las+

+8V

las+

AD

C

DA

C

DA

Ca5 a4 a3 GN

DV

DD

a5 a4 a3 GN

DV

DD

GN

D

Vs2

DA

C

GN

D

GN

DG

ND

Q1

BC33

7

C7 470u

F

+ -V

o6

V- 4

Vin

+3

Vin

-2

V+7

U3

OPA

350

C6 470u

F

C2 0.1u

F

C3 0.1u

F

C4 1uF

C5 0.1u

F

C8 0.1u

F

C1 470p

F

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

11 12 13 14 15 16 17 18 19 20

P1 Hea

der 1

0X2A

Rsh

0.22

R2 15

R4 10k

R5 10k

GN

D

Rin2

1

+8V

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1

VD

D

PIC101 PIC102 COC

1

PIC201

PIC2

02

COC2

PIC301

PIC3

02

COC3

PIC401

PIC4

02

COC4

PIC501 PIC502 COC

5 PIC601 PIC602

COC6

PIC701 PIC702 COC

7

PIC801 PIC802 COC

8 PIP101

PIP102

PIP103

PIP104

PIP105

PIP106

PIP107

PIP108

PIP109

PIP1010

PIP1011

PIP1012

PIP1013

PIP1014

PIP1015

PIP1016

PIP1017

PIP1018

PIP1019

PIP1020

COP1

PIQ101

PIQ102 PIQ103 COQ1

PIR101 PIR102 COR1

PIR201 PIR202 COR2

PIR301 PIR302 COR3

PIR401 PIR402 COR4

PIR5

01

PIR5

02 COR5

PIRf

01

PIRf

02

CORf

PIRin101 PIRin102 CORin1

PIRin201 PIRin202 CORi

n2

PIRL01

PIRL02

PIRL03

CORL

PIRs

01

PIRs02

CORs

PIRsh01 PIRsh02 CORsh

PIU101

PIU102

PIU103

PIU104

PIU105

PIU106

PIU107 COU

1

PIU201

PIU202

PIU203

PIU204

PIU205 COU

2

PIU302

PIU303

PIU304

PIU306

PIU307 COU

3

PIC102

PIP101

PIP1011

PIRs02 POADC

PIP105

PIP1015

PIRin201 PO08V

PIP106

PIP1016 POa5

PIP107

PIP1017 POa4

PIP108

PIP1018 POa3

PIC101

PIC2

02

PIC3

02

PIC401

PIC501 PIC602 PIC702

PIC801 PIP104

PIP109

PIP1014

PIP1019

PIR301

PIR401

PIR5

02

PIRL01

PIU104 PIU202

PIU304 POGND

PIP1010

PIP1020

PIRin101

POVDD

PIQ101

PIU106

PIQ102 PIR101 PIR202 PIR102

PIU105

PIP102

PIP1012

PIR201

PIU101

POlas0

PIR302 PI

Rf01

PIU302

PIP103

PIP1013

PIR402 PIU103

PODAC PIR5

01

PIU102

PIRf

02

PIRs

01

PIU306

PIRL03

PIC301

PIC4

02

PIC502 PIC601 PIRin202

PIRsh02

PIU107

PIU203

PIU205 PORsh1

PIQ103 PIRsh01

PIU204

PORsh2

PIRL02

PIU201

PIU303

POBu

ffer

PIC201

PIC701 PIC802

PIRin102

PIU307 PO08V

POa3

POa4

POa5

POADC

POBu

ffer

PODAC

POGND PO

las0

PORsh1

PORsh2

POVDD

Figura A.7: Esquemático de la fuente de corriente.


A.2.2. Amplicadores de transimpedancia

11

22

33

44

DD

CC

BB

AA

Title

Num

ber

Revi

sion

Size A4

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1/20

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GN

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GN

D

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D

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Vin

GN

DV

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ND

Vin

GN

D

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Cs2

470p

F

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1uF

Cvs

1uF

C2 0.1u

F

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Vin

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Vin

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V+7

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OPA

380

+ -V

o6

V- 4

Vin

+3

Vin

-2

V+7

U1

OPA

380

12345678910

11121314151617181920P1 H

eade

r 10X

2A C1 470u

FCF

1

15pF

R1 470

-0.2

32V

CF2

15pF

R2 470

-0.2

32V

in2

inG

ND

GN

D

CF+

1 Vss 2

SD3

Vdd

4

Vss 5

Vou

t6

Cres

7

CF-

8U

3

LM77

05

GN

D

Cfly

4.7u

F

Cres

22uF

Cout

22uF

C30.

1uF

-0.2

32V

VD

D

12

P2 Hea

der 2

GN

D-0.2

32V

Gen

erad

or d

e te

nsió

n ne

gativ

a

PIC101 PIC102

COC1

PIC201 PIC202 COC

2

PIC301

PIC3

02

COC3

PICF

101

PICF

102

COCF

1 PI

CF20

1 PI

CF20

2 COCF2

PICf

ly01

PI

Cfly

02

COCfly

PICout01 PICout02

COCo

ut

PICres01 PICres02

COCres

PICs01 PICs02

COCs

PICs201 PICs202 COC

s2

PICv

s01

PICv

s02

COCvs

PICv

s201

PI

Cvs2

02

COCv

s2

PIP101

PIP102

PIP103

PIP104

PIP105

PIP106

PIP107

PIP108

PIP109

PIP1010

PIP1011

PIP1012

PIP1013

PIP1014

PIP1015

PIP1016

PIP1017

PIP1018

PIP1019

PIP1020 COP

1

PIP201

PIP202

COP2

PIR101 PIR102 COR1

PIR201 PIR202 COR2

PIRF

01

PIRF02

CORF

PIRF

201

PIRF

202

CORF2

PIRi

n01

PIRi

n02

CORin

PIRs01

PIRs02

CORs

PIRs

201

PIRs

202

CORs2

PIU102

PIU103

PIU104

PIU106

PIU107 COU

1

PIU202

PIU203

PIU204

PIU206

PIU207 COU

2 PIU301 PIU302

PIU303

PIU304

PIU305

PIU306

PIU307

PIU308 COU3

PICF

101

PIP105

PIP1015

PIR102

PIRF

01

PIU102

POin

PICF

102 PIRF02

PIRs01

PIU106

PICF

201

PIP107

PIP1017

PIR202

PIRF

201

PIU202

POin2

PICF

202 PIRF

202

PIRs

201

PIU206

PICf

ly01

PIU301

PICf

ly02

PIU308

PICres01 PIU307

PICs202

PIP106

PIP1016

PIRs

202

POout2

PICs02 PIP104

PIP1014

PIRs02 POout

PIP101

PIP1011

POa1

PIP102

PIP1012

PIRi

n01

POVin

PIC102 PIC201

PIC301

PICout02 PICres02

PICs201 PICs01

PICv

s202

PI

Cvs0

2

PIP103

PIP1013

PIP201

PIU103

PIU104

PIU203

PIU204 PIU302

PIU303

PIU305

POGND

PIP108

PIP1018

POa2

PIP109

PIP1019

POa3

PIP1010

PIP1020

POa4

PICout01

PIP202

PIR101 PIR201

PIU306

PO0002

32V

PIC101 PIC202

PIC3

02

PICv

s201

PI

Cvs0

1

PIRi

n02

PIU107 PIU207

PIU304

PO00

0232

V

POa1

POa2

POa3

POa4

POGND

POin

POin2

POout

POout2

POVin

Figura A.8: Esquemático del TIA.


A.2.3. Circuito de manejo del TEC

11

22

33

44

DD

CC

BB

AA

Title

Num

ber

Revi

sion

Size A4

Dat

e:4/

1/20

19Sh

eet

of

File

:C:

\mar

vin\

..\te

c.Sch

Doc

Dra

wn

By:

C2 0,1u

F

Rin

1

AG

ND

VD

D

Entra

da d

e al

imen

tación

Men

ejo

del T

EC

C3 1uF

PGN

D

C5 1uF

PGN

D

PGN

D

C6 1uF

DPG

ND

DPV

DD

PVD

D

AV

DD

1

AG

ND

2

HI-Z

3

Faul

t14

Faul

t05

IN+

6

IN-

7

SHU

T8

PVDD9 PVDD10 PVDD11 PVDD12

OUT- 13OUT- 14OUT- 15OUT- 16

OUT- 17

PGN

D18

PGN

D19

PGN

D20

PGN

D21

PGN

D22

PGN

D23

OUT+ 24OUT+ 25

OUT+ 26OUT+ 27OUT+ 28

PVDD29 PVDD30 PVDD31 PVDD32 POW

ER-P

AD

U1

DRV

592

10uH

L110

uHL2

PGN

D

TEC

+TE

C-

F1 F0in

+

in-

shut

C410

uF

Rf1

5.6k

Rf0

5.6k

DPG

ND

DPV

DD

2

Vcc

11

INA

2

INB

3

INA

4

IND

5

OU

TE6

OU

TF7

GN

D1

8

Vcc

216

OU

TA15

OU

TB14

OU

TC13

OU

TD12

INE

11

INF

10

GN

D2

9

U2

ISO

7762

in+

in-

shut F1 F0

DG

ND

VD

D

pwm

+

pwm

-

en

F0_o

ut

F1_o

ut

Ais

lación

gal

vani

ca

sh+

sh-

AG

ND VD

D

APG

ND

+-

Vo

1V

-2

Vin

+3

Vin

-4

V+ 5

U4

OPA

340

APV

DD

AG

ND

VD

D

C9 0.1u

F DPG

ND

C10

0.1u

FD

GN

D

C12

0.1u

FA

GN

D

C13

0.1u

F

AG

ND

Cs 470p

F

Rs 100

R2 10kR1 10k

R3 10k

R4 10k

VD

D1

1

Vin

P2

Vin

N3

GN

D1

4

GN

D2

5

Vou

tN6

Vou

tP7

VD

D2

8

U3

AM

C12

00M

edic

ión

de c

orrie

nte

PGN

DD

PGN

D

PVD

D

Vin

AG

ND

PGN

D

PVDD PGN

D

DPV

DD

C2-2

0,1u

F

Rref

330

VD

D

R1R

210

kCr

ef0.

1uF

AG

ND

1.5

[V]

470n

HL3 47

0nH

L4

C7 470u

FC8 47

0uF

TEC

+TE

C-

12

P3 scre

w te

rmin

al 2

pD2

LED

Rled

282

0

D1

LED

Rled

11k

AG

ND

Re1C2

A 3

U5

LT40

51

C1 470u

F

C1-2

470u

F

VDD

APG

ND

APV

DD

C1-3

470u

F

PGN

D

PVD

D

470n

H

L5

C14

22uF

12345678910

11121314151617181920

P1

Hea

der 1

0X2A

Rsh

0.1

DG

ND

AD

C

DG

ND

F0_o

ut

enF1

_out

pwm

-enpw

m-

F1_o

ut

pwm

+pw

m+

F0_o

utD

GN

DD

GN

D

AG

ND

AD

CA

GN

DV

inV

in

DG

ND

DPG

ND

APG

ND

tp2

tp1

tp3

tp4

tp5

DPG

ND

aux1

aux1

12P4 sc

rew

term

inal

2p

12P2 sc

rew

term

inal

2p

DPV

DD

2

470n

H

L6

DPV

DD

DPV

DD

DPG

ND

DPG

ND

Rled

3

1k

D3

LED

Con

ecto

res

ADC

C? 0.22

uF

APG

ND

sh-sh+

PIC101 PIC102

COC1

PIC10201 PIC10202 COC102

PIC10301 PIC10302

COC103

PIC201 PIC202 COC

2

PIC20201 PIC20202 COC202

PIC3

01

PIC3

02 COC3 PI

C401

PI

C402

COC4

PIC5

01

PIC5

02 COC5

PIC6

01

PIC6

02 COC6

PIC701 PIC702

COC7

PIC801 PIC802

COC8

PIC9

01

PIC9

02 COC9

PIC1

001

PIC1002 COC10

PIC1201

PIC1

202 COC12

PIC1301

PIC1

302 COC13

PIC1401

PIC1

402

COC14

PIC?01 PIC?02 COC

?

PICref01 PICref02 COCref

PICs01 PICs02 COC

s

PID101 PID102

COD1

PID201 PID202

COD2

PID301 PID302

COD3

PIL101 PIL102 COL1

PIL201 PIL202 COL2

PIL3

01

PIL3

02

COL3

PIL4

01

PIL4

02

COL4

PIL5

01

PIL5

02 COL

5

PIL6

01

PIL6

02

COL6

PIP101

PIP102

PIP103

PIP104

PIP105

PIP106

PIP107

PIP108

PIP109

PIP1010

PIP1011

PIP1012

PIP1013

PIP1014

PIP1015

PIP1016

PIP1017

PIP1

018

PIP1

019

PIP1020

COP1

PIP201

PIP202

COP2

PIP301

PIP302

COP3

PIP401

PIP402

COP4

PIR1

01

PIR1

02 COR

1

PIR1R201

PIR1R202

PIR1R203 CO

R1R2

PIR2

01

PIR2

02 COR

2

PIR301 PIR302 COR3

PIR401 PIR402 COR4

PIRf001 PIRf002 CORf0

PIRf101 PIRf102 CORf1

PIRi

n01

PIRin02

CORin

PIRl

ed10

1 PIR

led102

CORled1

PIRled

201

PIRl

ed20

2

CORled2

PIRl

ed30

1 PIR

led302

CORled3

PIRr

ef01

PI

Rref

02

CORref

PIRs

01

PIRs

02 CORs

PIRsh01

PIRs

h02

CORsh

PItp101

COtp1

PItp201

COtp

2

PItp301

COtp

3

PItp401

COtp4

PItp501 COtp5

PIU101

PIU102

PIU103

PIU104

PIU105

PIU106

PIU107

PIU108

PIU109 PIU1010 PIU1011 PIU1012

PIU1013 PIU1014 PIU1015

PIU1016 PIU1017

PIU1018

PIU1019

PIU1020

PIU1021

PIU1022

PIU1023

PIU1024 PIU1025 PIU1026

PIU1027 PIU1028

PIU1029 PIU1030 PIU1031 PIU1032 COU

1

PIU201

PIU202

PIU203

PIU204

PIU205

PIU206

PIU207

PIU208

PIU209

PIU2010

PIU2011

PIU2012

PIU2013

PIU201

4

PIU2015

PIU2016

COU2

PIU301

PIU302

PIU303

PIU304 PIU305

PIU306

PIU307

PIU308

COU3

PIU401

PIU402

PIU403

PIU404

PIU405

COU4

PIU501 PIU502

PIU503

COU5

PIC10302

PIC?01

PIL5

01

PIRl

ed30

1

PItp501

PIU304 PIC10301

PIC?02

PID301

PIL6

02

PIU301

PIC1002

PIP105

PIP1015 PItp30

1

PIU208

PODG

ND

PIC6

01

PID201

PIL3

02

PIRf001

PIRf101

PIU101

PIU103

PIC701

PIC1401

PIL201 PI

Rsh0

2

PIU303

POsh0

PIC801

PIC1

402

PIL101

PIP302

POTEC0

PICref01 PIR1R20

1

PIR402

PIRr

ef02

PIU502

PICs01

PIP101

PIP1011

PIRs

02

POADC

PID102

PIRled

102

PID202

PIRl

ed20

2

PID302

PIRled

302

PIL102

PIU1024 PIU1025 PIU1026

PIU1027 PIU1028

PIL202

PIU1013 PIU1014 PIU1015

PIU1016 PIU1017

PIC102 PIC201

PIC1

202

PIC1

302

PICref02

PICs02

PIP102

PIP1012

PIR1R203

PIRl

ed10

1

PItp101

PIU305 PIU402

PIU503

POAGND

PIP103

PIP1013

PIRi

n01

POVin

PIP104

PIP1014

POaux1

PIC10202 PIC20201

PIC3

02

PIC4

02

PIC5

01

PIC702 PIC802

PIL4

02

PIP201

PItp201

PIU1018

PIU1019

PIU1020

PIU1021

PIU1022

PIU1023

POPGND

PIC10201 PIC20202

PIC3

01

PIC4

01

PIC5

02

PIL3

01

PIP202

PIU109 PIU1010 PIU1011 PIU1012 PIU1029 PIU1030 PIU1031 PIU1032

POPVDD

PIC6

02

PIC9

01

PIL4

01

PIL5

02

PIP401

PIRled

201

PItp401

PIU102

PIU209

PODP

GND

PIC9

02

PIL6

01

PIP402

PIU2016

PODPVDD

PIR1

01 PIU306

PIR1

02

PIR302 PIU404

PIR1R202

PIU501

PIR2

01 PIU307

PIR2

02

PIR401 PIU403 PIR301

PIRs

01 PIU401

PIRf002

PIU105

PIU2010

POF0 PIRf102

PIU104

PIU2011

POF1

PIP301

PIRsh01

PIU302

POsh0 PO

TEC0

PIU106

PIU201

4

POin0 PIU107

PIU2013

POin0 PIU108

PIU2012

POshut

PIU202

PIP1010

PIP1020

PIU203

POpwm0

PIP109

PIP1

019

PIU204

POpwm0

PIP108

PIP1

018

PIU205

POen

PIP107

PIP1017

PIU206

POF1

0out

PIP106

PIP1016

PIU207

POF0

0out

PIU2015

PIC101 PIC202

PIC1

001

PIC1201

PIC1301

PID101

PIRin02

PIRr

ef01

PIU201

PIU308 PIU405

POVDD

POADC

POAG

ND

POaux1

PODG

ND

PODP

GND

PODP

VDD

POen

POF0

POF00out

POF1

POF10out

POin0

POPGND

POPVDD

POpwm0

POsh0

POsh

ut

POTEC0

POVDD POVin

Figura A.9: Esquemático del circuito de manejo del TEC.


A.2.4. Amplicador de los termistores

11

22

33

44

DD

CC

BB

AA

Title

Num

ber

Revi

sion

Size A4

Dat

e:4/

1/20

19Sh

eet

of

File

:C:

\mar

vin\

..\th

.Sch

Doc

Dra

wn

By:

Rs 100

Cs 470p

F

out

C2 0,1u

F

Rin

1

GN

D

VD

D

GN

D

Entra

da d

e la

fuen

te

Rthout

a2a3

Rthout

a2a3

Rth2ou

t2

a1a4Rt

h2out2

a1a4

GN

D

Rth

Cvs

0.1u

F GN

D

Rset

10k

Rg 27k

Vre

f

Rref

1500

VD

D GN

D

R1R

210

k

Vref

Cref

0.1u

F

Cf 3.3n

Rs2

100

Cs2

470p

F

out2

GN

D

GN

D

Rth2

Cvs2

0.1u

F GN

D

Rset

210

k

Rg2

27k

Vre

f2

Rref

215

00

VD

D GN

D

R1R

2-2

10k

Vref2

Cref

20.

1uF

Cf2

3.3n

Am

plifi

cado

r del

term

isto

r 1

Am

plifi

cado

r del

term

isto

r 2

Re1C2

A 3

U2

LT40

51

Re1C2

A 3

U4

LT40

51

Rs1

V2

2

V1

3

GN

D4

V+

5en6

Rg7

Vo

8V

+9

Rth

10

U1

INA

330

Rs1

V2

2

V1

3

GN

D4

V+

5en6

Rg7

Vo

8V

+9

Rth

10

U3

INA

330

VD

D

VD

D

Vin

GN

DV

inG

ND

Vin

GN

D

C1 470u

F

12345678910

11121314151617181920P1 H

eade

r 10X

2A

12

P2 Ext-t

her 1 2

P3 Ext-t

her2

PIC101 PIC102 COC1

PIC201 PIC202 COC

2

PICf01 PICf02 COC

f

PICf201 PICf202 COCf2

PICref01 PICref02 COC

ref

PICref201 PICref202 CO

Cref

2

PICs01 PICs02 COC

s

PICs201 PICs202 COC

s2

PICv

s01

PICvs02 COCv

s PICvs201

PICvs202 COCv

s2

PIP101

PIP102

PIP103

PIP104

PIP105

PIP106

PIP107

PIP108

PIP109

PIP1010

PIP1011

PIP1012

PIP1013

PIP1014

PIP1015

PIP1016

PIP1017

PIP1018

PIP1019

PIP1020 COP1

PIP201

PIP202

COP2

PIP301

PIP302 COP3

PIR1R201

PIR1R202

PIR1R203 CO

R1R2

PIR1R20201

PIR1R202

02

PIR1R20203 COR1R202

PIRg01 PIRg02 CORg

PIRg201 PIRg202 CORg

2

PIRin01

PIRi

n02

CORin

PIRref01 PIRref02 CORref

PIRref201 PIRref202 CORr

ef2

PIRs

01

PIRs02

CORs

PIRs

201

PIRs

202

CORs

2

PIRset01 PIRset02 CORset

PIRset201 PIRset202 CORs

et2

PIU101

PIU102

PIU103

PIU104

PIU105 PIU106

PIU107

PIU108

PIU109

PIU1

010

COU1

PIU201 PIU202

PIU203

COU2

PIU301

PIU302

PIU303

PIU304

PIU305 PIU306

PIU307

PIU308

PIU309

PIU3010

COU3

PIU401 PIU402

PIU403

COU4

PICf201 PIRg202

PIU307 PICf202

PICref201 PIR1R20201

PIRg201

PIRref202 PIU302

PIU303

PIU402

POVref2

PICf01 PIRg02

PIU107 PICf02

PICref01 PIR1R20

1

PIRg01

PIRref02 PIU102

PIU103

PIU202

POVr

ef

PICs201

PIP1010

PIP1020

PIRs

202 POout2

PICs01

PIP105

PIP1015

PIRs02 POout

PIP101

PIP1011

POa1

PIP102

PIP1012

PIRin01

POVin

PIC102 PIC201

PICref202 PICref02

PICs202 PICs02

PICvs201

PICv

s01

PIP103

PIP1013

PIP201

PIP302

PIR1R20203 PIR1R20

3

PIRset201 PIRset01

PIU104 PIU203

PIU304 PIU403

POGND

PIP106

PIP1016

POa2

PIP107

PIP1017

POa3

PIP108

PIP1018

POa4

PIP104

PIP1014

PIP202

PIU1

010

PORth PIP109

PIP1019

PIP301

PIU3010

PORth2 PIR1

R20202

PIU401

PIR1R202

PIU201

PIRs

201

PIU308

PIRs

01

PIU108

PIRset202 PIU301

PIRset02 PIU101

PIC101 PIC202

PICvs202

PICvs02

PIRi

n02

PIRref201 PIRref01 PIU105

PIU106 PIU109

PIU305 PIU306

PIU309

POa1

POa2

POa3

POa4

POGND

POout

POout2

PORth

PORth2

POVin

POVref POVref2

Figura A.10: Esquemático del amplicador de los termistores.


A.2.5. Placa madre

11

22

33

44

55

66

DD

CC

BB

AA

Title

Num

ber

Revi

sion

Size A4

Dat

e:4/

1/20

19Sh

eet

of

File

:C:

\mar

vin\

..\M

boar

d.Sc

hDoc

Dra

wn

By:

Man

ejo

del T

EC

Plac

a de

l mic

roco

ntro

lado

r

RTH

et_o

uta2a3

RTH

las_

out

a1a4

AG

ND

VD

D

Am

p. d

e lo

s ter

mis

tore

s

TIA

et_o

ut

TIA

ref_

out

a7a8 a5a6

AG

ND

VD

D

TIA

I1_o

ut

+8V

I1_i

n

a13

a12

a11

VD

D

fuen

te d

el S

OA

+8V

I2_o

ut

I2_i

n

a18

a17

a16

VD

DFuen

te d

el m

edio

act

ivo

I3_o

ut

+8V

I3_i

nPh

ase

a23

a22

a21

VD

D

Fuen

te d

e la

secc

ion

de fa

se

I4_o

ut

+8V

+8V

I4_o

ut

I4_i

n

a28

a27

a26

VD

D

I4_i

n

Fuen

te r

efle

ctor

izq.

a28

a27

a26

VD

D

+8V

I5_o

ut

I5_i

n

a33

a32

a31

VD

D

Fuen

te r

efle

ctor

der

.

a33

a32

a31

VD

D

+8V

I5_o

ut

I5_i

nV

s1

Vo

2

Gnd 3

U1

LM61

Med

icio

n de

tem

pera

tura

C1 100n

FC2 1u

F

AG

ND

Case_temp

VD

D

AG

ND

VD

D

VD

D

AG

ND

DV

DD

1

PD2

LDA

C3

DIN

4

SCLK

5

CS6

FS7

AV

DD

16

REFI

NA

B15

OU

TA14

OU

TB13

OU

TC12

OU

TD11

REFI

NCD

10A

GN

D

9

DG

ND

8

U3

TLV

5614

Rref

330

VD

D

Re1C2

A 3

U2

LT40

51

Cref

0.1u

F

AG

ND

AG

ND

Din

1

SCLK

1

FS

DA

C e

xter

no

RTH

et_o

uta2a3

RTH

las_

out

a1a4

AG

ND

VD

D

TIA

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ref_

out

a7a8 a5a6

AG

ND

VD

D

I1_o

ut

+8V

I1_i

n

a13

a12

a11

VD

D

+8V

I2_o

ut

I2_i

n

a18

a17

a16

VD

D

I3_o

ut

+8V

I3_i

nPh

ase

a23

a22

a21

VD

D

I4_i

n

Dis

play

123

P12

scre

w te

rmin

al 3

pAG

ND

Alim

enta

ción

USA

RT

AU

XSP

I AU

X

LA

SER

RthL

asRt

hLas

RthE

tRt

hEt

AG

ND

AG

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SOA

SOA

LsG

ain

LsG

ain

Phas

ePh

ase

Lref

Lref

Rref

Rref

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

+3V

Ext V

in

Rin

22

VD

D

AG

ND

Ext

AN

Inpu

t

Rad

50

D2

D1

NC1

VD

DG

ND

Out

1In

1O

ut2

In2

NC2

NC3

NC4

NC1

VD

DG

ND

Out

1In

1O

ut2

In2

NC2

NC3

NC4

P5 TIA

NC1

VD

DG

ND

Rth1

Out

1N

C2N

C3N

C4Rt

h2O

ut2

NC1

VD

DG

ND

Rth1

Out

1N

C2N

C3N

C4Rt

h2O

ut2

P4 Ther

mist

or A

mpl

ifier

AD

CA

GN

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NC1

DG

ND

F0ou

tF1

out

ENPW

M-

PWM

+

AD

CA

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NC1

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ND

F0ou

tF1

out

ENPWM

-PW

M+

P3 TEC

driv

er

AD

CLA

SD

AC

GN

D+8 N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

AD

CLA

SD

AC

GN

D +8N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

P6 Curr

ent S

ourc

e

AD

CLA

SD

AC

GN

D+8 N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

AD

CLA

SD

AC

GN

D +8N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

P7 Curr

ent S

ourc

e

AD

CLA

SD

AC

GN

D+8 N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

AD

CLA

SD

AC

GN

D +8N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

P8 Curr

ent S

ourc

e

AD

CLA

SD

AC

GN

D+8 N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

AD

CLA

SD

AC

GN

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C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

P9 Curr

ent S

ourc

e

AD

CLA

SD

AC

GN

D+8 N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

AD

CLA

SD

AC

GN

D +8N

C3N

C2N

C1G

ND

VD

D

P10

Curr

ent S

ourc

e

1234P1

1

Hea

der 4

1234

P13

Hea

der 4

123456

P14

Hea

der 6

12

P16

PCB

cone

ccto

r

C347

0uF

C4 0.1u

FD3

LED

R21K

C547

0uF

C6 0.1u

FD4

LED

R31K

+8V

AG

ND

+ -V

o1

V- 2

Vin

+3

Vin

-4

V+5

U4

OPA

340

R1 10k

C7 100n

F AG

ND

a10

a15

a20

a25

a25

a30

a30

a10

a15

a20

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

AG

ND

DG

ND

VD

DV

DD

DG

ND

DG

ND

VD

DTX

2RX

2

TIA

etTI

Aet

TIA

ref

TIA

ref

AG

ND

DG

ND

470n

H

L1

DGND

DG

ND

ITEC

TP1

TP2

TP3

TP4

DG

ND

AG

ND

+8V

VD

D

Cc1

330n

F

Rc1

22k

AG

ND

ITEC

Cb2

330n

F

Rb2

22k

DG

ND

F0_o

utF0

_out

_filt

Ce8

330n

F

Re8

22k

DG

ND

F1_o

utF1

_out

_filt

ITEC

_filt

Ce14

b33

pF

DG

ND

Ce14

33pF

DG

ND

pwm-

pwm-_filt Cd12

b33

pF

DG

ND

Cd12

33pF

DG

ND

pwm+

pwm+_filt

Filtr

os

47uH

Le14

Re14

2.2k

47uH

Le14

BRe

14B

2.2k

47uH

Ld12

Rd12

2.2k

47uH

Ld12

BRd

12B

2.2k

F0_o

ut

AG

ND

ITEC

DG

ND

AG

ND

enen a3

4a3

4

pwm

+_fil

tpw

m+_

filt

pwm

-_fil

tpw

m-_

filt

F1_o

utF0

_out

VD

D

F1_o

ut

VD

D

DG

ND

PC10

PC11

PC12

PD2

VD

DE5

VBO

OT0

GN

DN

CN

CN

CIO

REF

PA13

RESE

TPA

14+3

V3

PA15

+5V

GN

DG

ND

PB7

GN

DPC

13V

INPC

14N

CPC

15PA

0PH

0PA

1PH

1PA

4V

BAT

PB0

PC2

PC1

PC3

PC0

PC9

PC8

PB8

PC6

PB9

PC5

AV

DD

U5V

GN

DN

CPA

5PA

12PA

6PA

11PA

7PB

12PB

6N

CPC

7G

ND

PA9

PB2

PA8

PB1

PB10

PB15

PB4

PB14

PB5

PB13

PB3

AG

ND

PA10

PC4

PA2

NC

PA3

NC

P1P2

Con1

nucl

eo F

446R

E

AG

ND

Rpc2

5.6k

I3_o

utRp

c35.

6kI4

_out

Rpc0

5.6k

I5_o

ut

Rpa0

5.6k

I2_o

utRp

a15.

6kI1

_out

Rpb0

5.6k

ITEC

_filt

Rpc1

5.6k

Ext V

in

Rpc5

5.6k

TIA

et_o

ut

Rpb1

5.6k

TIA

ref_

out

Rpc4

5.6k

RTH

las_

out

RTH

et_o

utRp

a35.

6kRp

a25.

6kCa

se_t

emp

+3V

VD

D

pwm

+pw

m-

DG

ND

DG

ND

DG

ND

DG

ND

DG

ND

DG

ND

Din

1SC

LK1

Din

2D

out2

SCLK

2

SS2

FSenF1

_out

_filt

F0_o

ut_f

ilt

AG

ND

I5_i

n

I3_i

n

I2_i

n

I1_i

n

RX1

TX1

RX2

TX2

RX1

TX1

SS2

Din

2

SCLK

2D

out2

C1U

3

100n

F

C2U

3

100n

F

DG

ND

AG

ND

1234567891011121314151617

1819202122232425262728293031323334P1

5

Hea

der 1

7X2A

Rref

Rref

SOA

SOA

Lref

Lref

LsG

ain

LsG

ain

12

P17

scre

w te

rmin

al 2

p

tec+

tec+

tec-

tec-

tec+ tec-

RthL

asRt

hLas

RthE

tRt

hEt

TIA

etTI

Aet

TIA

ref

TIA

ref

SP1

SP2

SP3

SP4

PIC101 PIC102 COC

1

PIC1

U301

PI

C1U3

02

COC1

U3

PIC201 PIC202 COC

2

PIC2

U301

PIC2

U302

COC2

U3

PIC301 PIC302

COC3

PIC401 PIC402 COC4

PIC501 PIC502

COC5

PIC601 PIC602 COC6

PIC7

01

PIC7

02

COC7

PICb201 PICb202 COCb2

PICc101 PICc102 COCc1

PICd1201 PICd1202 CO

Cd12

PICd12b01 PICd12b02 COCd12b

PICe801 PICe802 COCe8

PICe1401 PICe1402 CO

Ce14

PICe14b01 PICe14b02 CO

Ce14b

PICo

n101

01

PICo

n101

02

PICo

n101

03

PICo

n101

04

PICo

n101

05

PICo

n101

06

PICo

n101

07

PICo

n101

08

PICo

n101

09

PICo

n101

010

PICon101011

PICo

n101

012

PICon101013

PICo

n101

014

PICon101015

PICo

n101

016

PICon101017

PICo

n101

018

PICon101019

PICo

n101

020

PICon101021

PICo

n101

022

PICon101023

PICo

n101

024

PICon101025

PICo

n101

026

PICon101027

PICo

n101

028

PICon101029

PICo

n101

030

PICon101031

PICo

n101

032

PICon101033

PICo

n101

034

PICon101035

PICo

n101

036

PICon101037

PICo

n101

038

PICo

n102

01

PICo

n102

02

PICo

n102

03

PICo

n102

04

PICo

n102

05

PICo

n102

06

PICo

n102

07

PICo

n102

08

PICo

n102

09

PICo

n102

010

PICo

n102

011

PICo

n102

012

PICo

n102

013

PICo

n102

014

PICo

n102

015

PICo

n102

016

PICo

n102

017

PICo

n102

018

PICo

n102

019

PICo

n102

020

PICo

n102

021

PICo

n102

022

PICo

n102

023

PICo

n102

024

PICo

n102

025

PICo

n102

026

PICo

n102

027

PICo

n102

028

PICo

n102

029

PICo

n102

030

PICo

n102

031

PICo

n102

032

PICo

n102

033

PICo

n102

034

PICo

n102

035

PICo

n102

036

PICo

n102

037

PICo

n102

038

COCo

n1

PICref01 PICref02 COCref

PID101 PID102 COD

1

PID201 PID202 COD

2

PID301 PID302

COD3

PID401 PID402

COD4

PIL101

PI

L102

COL

1

PILd

1201

PIL

d1202

COLd

12

PILd12

B01

PILd12

B02

COLd12B

PILe

1401

PILe

1402

CO

Le14

PI

Le14

B01

PILe

14B0

2 CO

Le14

B

PIP301

PIP302

PIP303

PIP304

PIP305

PIP306

PIP307

PIP308

PIP309

PIP3010

PIP3

011

PIP3

012

PIP3

013

PIP3

014

PIP3

015

PIP3

016

PIP3

017

PIP3

018

PIP3

019

PIP3

020 COP

3

PIP401

PIP402

PIP403

PIP404

PIP405

PIP406

PIP407

PIP408

PIP409

PIP4010

PIP4011

PIP4012

PIP4013

PIP4014

PIP4015

PIP4016

PIP4017

PIP4018

PIP4019

PIP4020 COP

4

PIP501

PIP502

PIP503

PIP504

PIP505

PIP506

PIP507

PIP508

PIP509

PIP5010

PIP5011

PIP5012

PIP5013

PIP5014

PIP5015

PIP5016

PIP5017

PIP5018

PIP5019

PIP5020 COP

5

PIP601

PIP602

PIP603

PIP604

PIP605

PIP606

PIP607

PIP608

PIP609

PIP6

010

PIP601

1

PIP601

2

PIP601

3

PIP601

4

PIP601

5

PIP601

6

PIP601

7

PIP601

8

PIP601

9

PIP602

0

COP6

PIP701

PIP702

PIP703

PIP704

PIP705

PIP706

PIP707

PIP708

PIP709

PIP7010

PIP701

1

PIP701

2

PIP701

3

PIP701

4

PIP701

5

PIP701

6

PIP701

7

PIP701

8

PIP701

9

PIP702

0

COP7

PIP801

PIP802

PIP803

PIP804

PIP805

PIP806

PIP807

PIP808

PIP809

PIP8010

PIP8011

PIP8012

PIP8013

PIP8014

PIP8015

PIP8016

PIP8017

PIP8018

PIP8019

PIP8020

COP8

PIP901

PIP902

PIP903

PIP904

PIP905

PIP906

PIP907

PIP908

PIP909

PIP9010

PIP9011

PIP9012

PIP9013

PIP9014

PIP9015

PIP9016

PIP9017

PIP9018

PIP9019

PIP9020

COP9

PIP1

001

PIP1

002

PIP1

003

PIP1

004

PIP1

005

PIP1

006

PIP1

007

PIP1

008

PIP1

009

PIP1

0010

PIP1

0011

PIP1

0012

PIP1

0013

PIP1

0014

PIP1

0015

PIP1

0016

PIP1

0017

PIP1

0018

PIP1

0019

PIP1

0020

COP10

PIP110

1

PIP110

2

PIP110

3

PIP110

4

COP11

PIP1

201

PIP1

202

PIP1

203

COP12

PIP1301

PIP1302

PIP1303

PIP1304

COP13

PIP1401

PIP1402

PIP1403

PIP1404

PIP1405

PIP1406

COP14

PIP1501

PIP1502

PIP1503

PIP1504

PIP1505

PIP1506

PIP1507

PIP1508

PIP1509

PIP1

5010

PIP1

5011

PIP1

5012

PIP1

5013

PIP1

5014

PIP1

5015

PIP1

5016

PIP1

5017

PIP15018

PIP15019

PIP15020

PIP15021

PIP15022

PIP15023

PIP15024

PIP15025

PIP15026

PIP15027

PIP15028

PIP15029

PIP15030

PIP15031

PIP15032

PIP15033

PIP15034 COP15

PIP1601 PIP1602

COP16

PIP1701

PIP1702

COP17

PIR101

PIR102

PIR103 COR

1

PIR2

01

PIR2

02

COR2

PIR3

01

PIR3

02

COR3

PIRad01 PIRad02 CORad

PIRb

201

PIRb

202

CORb2

PIRc

101

PIRc

102

CORc1

PIRd12

01 PIR

d1202

CORd

12

PIRd12

B01

PIRd12

B02

CORd

12B

PIRe

801

PIRe

802

CORe8

PIRe

1401

PI

Re14

02

CORe

14

PIRe

14B0

1 PI

Re14

B02

CORe

14B

PIRi

n01

PIRi

n02

CORin

PIRpa0

01 PIR

pa002

CORp

a0

PIRpa1

01 PIR

pa102

CORp

a1

PIRp

a201

PI

Rpa2

02

CORp

a2

PIRp

a301

PI

Rpa3

02

CORp

a3

PIRpb0

01 PIR

pb002

CORp

b0

PIRpb1

01 PIR

pb102

CORp

b1

PIRpc0

01 PIR

pc002

CORp

c0

PIRpc1

01 PIR

pc102

CORp

c1

PIRp

c201

PI

Rpc2

02

CORp

c2

PIRp

c301

PI

Rpc3

02

CORp

c3

PIRpc4

01 PIR

pc402

CORp

c4

PIRpc5

01 PIR

pc502

CORpc5

PIRref01 PIRref02 CORref

PISP101

COSP1

PISP201

COSP2

PISP301

COSP3

PISP401

COSP4

PITP101

COTP1

PITP201 CO

TP2

PITP301

COTP3

PITP401 C

OTP4

PIU101

PIU102

PIU103

COU1

PIU201 PIU202

PIU203

COU2

PIU301 PIU302

PIU303

PIU304

PIU305

PIU306

PIU307

PIU308 PIU309

PIU3010

PIU3011

PIU301

2

PIU301

3

PIU301

4

PIU301

5

PIU3016

COU3

PIU401

PIU402

PIU403

PIU404

PIU405 COU

4

PIC202

PIRp

a202

PIU102

POCase0temp

PICb202

PICo

n102

013

PIRb

201

POF00out0filt PICc102 PI

Rc10

1

PIRpb0

01

POIT

EC0f

ilt

PICd1202 PILd12

B01

PIRd12

02 PICd12b02

PIP3010

PIP3

020

PIRd12

B02 POpwm00filt

PICe802

PICo

n102

05

PIRe

801

POF10out0filt

PICe1402 PILe14

B01

PIRe

1402

PICe14b02

PIP309

PIP3

019

PIRe

14B0

2 POpwm00filt PI

Con1

0101

PI

Con1

0102

PICo

n101

03

PICo

n101

04

PICo

n101

05

PICo

n101

07

PICo

n101

09

PICo

n101

010

PICon101011

PICo

n101

012

PICon101013

PICo

n101

014

PICon101015

PICon101017

PICo

n101

018

PICon101021

PICon101023

PICo

n101

024

PICon101025

PICo

n101

026

PICon101027

PICo

n101

028 PIR

pa002

PICon101029

PICo

n101

030 PIR

pa102

PICon101031

PICo

n101

032

PIP603

PIP601

3

POI10in

PICon101033

PICo

n101

034 PIR

pb002

PICon101035

PIRp

c202

PI

Con1

0103

6 PIRpc1

01

PICon101037

PIRp

c302

PI

Con1

0103

8 PIRpc0

02

PICo

n102

03

PIP308

PIP3

018

POen

PICo

n102

06 PIRpc5

01

PICo

n102

07

PICo

n102

08

PICo

n102

010

PICo

n102

011

PIP703

PIP701

3

POI20in

PICo

n102

012

PICo

n102

014

PICo

n102

015

PICo

n102

017

PICo

n102

018

PICo

n102

022

PICo

n102

023

PICo

n102

024 PIR

pb101

PICo

n102

027

PIU307

POFS PICo

n102

029

PIU304

PODin1

PICo

n102

030

PICo

n102

031

PIU305

POSCLK1

PICo

n102

034 PIR

pc401

PICo

n102

035

PIRp

a201

PICo

n102

036

PICo

n102

037

PIRp

a301

PICo

n102

038

PICref01

PIR103

PIRref02 PIU202

PIU3010

PIU301

5

PID102 PID201 PI

Rin0

2 PIU403

PICo

n101

016

PID202 PO03V

PID302

PIR2

02

PID402

PIR3

02

PICo

n102

02

PILd

1201

POpwm0 PIL

d1202 PIR

d1201

PILd12

B02

PIRd12

B01

PICo

n102

01

PILe

1401 POpwm0

PILe

1402

PI

Re14

01

PILe

14B0

2 PIRe

14B0

1

PIP304

PIP3

014

POa34

PIP401

PIP4011

POa1

PIP406

PIP4016

POa2

PIP407

PIP4017

POa3

PIP408

PIP4018

POa4

PIP501

PIP5011

POa5

PIP508

PIP5018

POa6

PIP509

PIP5019

POa7

PIP5010

PIP5020

POa8

PIP604

PIP601

4 POa10

PIP606

PIP601

6 POa13

PIP607

PIP601

7 POa12

PIP608

PIP601

8 POa11

PIP702

PIP701

2

PIP1

5012

PIP15029

POLref

PIP704

PIP701

4 POa15

PIP706

PIP701

6 POa18

PIP707

PIP701

7 POa17

PIP708

PIP701

8 POa16

PIP801

PIP8011

PIRp

c201

POI30out

PIP802

PIP8012

PIP1

5011

PIP15028

POPhase

PIP803

PIP8013

PIU301

2

POI30in

PIP804

PIP8014 POa20

PIP806

PIP8016 POa23

PIP807

PIP8017 POa22

PIP808

PIP8018 POa21

PIP901

PIP9011

PIRp

c301

POI40out

PIP902

PIP9012

PIP1

5010

PIP15027

POLsGain

PIP903

PIP9013

PIU301

3

POI40in

PIP904

PIP9014 POa25

PIP906

PIP9016 POa28

PIP907

PIP9017 POa27

PIP908

PIP9018 POa26

PIP1

001

PIP1

0011

PIRpc0

01

POI50out

PIP1

002

PIP1

0012

PIP1509

PIP15026

POSOA

PIP1

003

PIP1

0013

PIU301

4

POI50in

PIP1

004

PIP1

0014

POa30

PIC501 PIC602 PID401

PIP605

PIP601

5 PIP705

PIP701

5 PIP805

PIP8015

PIP905

PIP9015

PIP1

005

PIP1

0015

PIP1

203

PO08V

PIP1

006

PIP1

0016

POa33

PIP1

007

PIP1

0017

POa32

PIP1

008

PIP1

0018

POa31

PIC101

PIC1

U302

PIC201

PIC302 PIC401

PIC502 PIC601

PIC7

02

PICc101

PICo

n102

032

PICref02 PID101

PIL101

PIP302

PIP3

012

PIP403

PIP4013

PIP503

PIP5013

PIP609

PIP601

9 PIP709

PIP701

9 PIP809

PIP8019

PIP909

PIP9019

PIP1

009

PIP1

0019

PIP1

202

PIP1505

PIP1

5014

PIP1

5015

PIP1

5016

PIP1

5017

PIP15022

PIP15031

PIP15032

PIP15033

PIP15034

PIP1601

PIR101

PIR2

01

PIR3

01

PIRad01

PITP301

PITP401

PIU103

PIU203 PIU309

PIU402

POAGND

PICo

n102

021

PIP110

2 POTX1

PICo

n102

033

PIP110

3 PORX1

PIC2

U301

PICb201

PICd1201 PICd12b01

PICe801

PICe1401 PICe14b01

PICo

n101

08

PICon101019

PICo

n101

020

PICo

n101

022

PICo

n102

09

PICo

n102

020

PIL1

02

PIP305

PIP3

015

PIP110

1 PIP1301

PIP1401

PITP101

PITP201

PIU303

PIU306

PIU308

PODGND

PICo

n102

04

PIP1302 PORX2

PICo

n102

019

PIP1303 POTX2

PIC102

PIC1

U301

PIC2

U302

PIC301 PIC402

PIC7

01

PICo

n101

06

PID301

PIP303

PIP3

013

PIP402

PIP4012

PIP502

PIP5012

PIP6

010

PIP602

0 PI

P7010

PIP702

0 PIP8010

PIP8020

PIP9010

PIP9020

PIP1

0010

PI

P100

20

PIP110

4

PIP1

201

PIP1304

PIP1406

PIRref01

PIU101

PIU301 PIU302

PIU3016 PIU405

POVDD

PICo

n102

025

PIP1402 POSCLK2

PICo

n102

028

PIP1403 PODout2

PICo

n102

026

PIP1404 PODin2

PICo

n102

016

PIP1405 POSS2

PIP1501

PIP15018

PIP1701

POtec0

PIP1502

PIP15019

PIP1702

POtec0

PIP409

PIP4019

PIP1503

PIP15020

PORthLas

PIP404

PIP4014

PIP1504

PIP15021

PORthEt

PIP505

PIP5015

PIP1506

PIP15023

POTIAet

PIP507

PIP5017

PIP1507

PIP15024

POTIAref

PIP1508

PIP602

PIP601

2

PIP1

5013

PIP15030

PORref

PIP15025

PIP1602 PIRad02 PIRi

n01

PIR102

PIU201

PIP306

PIP3

016

PIRb

202 POF00out

PIP301

PIP3

011

PIRc

102 POITEC

PIP307

PIP3

017

PIRe

802 POF10out

PIP701

PIP701

1

PIRpa0

01 POI20out

PIP601

PIP601

1

PIRpa1

01 POI10out

PIP405

PIP4015

PIRp

a302

PORT

Het0

out

PIP506

PIP5016

PIRpb1

02 PO

TIAref0out

PIP4010

PIP4020

PIRpc4

02

PORTHlas0out

PIP504

PIP5014

PIRpc5

02

POTIAet0out

PISP101

PISP201

PISP301

PISP401

PIU3011

PIRpc1

02

PIU401

PIU404

POEx

t Vin

PO03V

PO08V

POa1

POa2

POa3

POa4

POa5

POa6

POa7

POa8

POa10

POa11

POa12

POa13

POa15

POa16

POa17

POa18

POa20

POa21

POa22

POa23

POa25

POa26

POa27

POa28

POa30

POa31

POa32

POa33

POa34

POAGND

POCa

se0t

emp

PODGND

PODin1

PODin2

PODout2

POen

POEx

t Vin

POF00out

POF00out0filt

POF10out

POF10out0filt

POFS

POI10in

POI10out

POI20in

POI20out

POI30in

POI30out

POI40in

POI40out

POI50in

POI50out

POITEC

POIT

EC0f

ilt

POLref

POLsGain

POPhase

POpwm0

POpwm00filt

PORref

PORthEt

PORTHet0out

PORthLas

PORT

Hlas0o

ut

PORX1

PORX2

POSCLK1

POSCLK2

POSOA

POSS2

POtec0

POTIAet

POTI

Aet0

out

POTIAref

POTIAref0out

POTX1

POTX2

POVDD

Figura A.11: Esquemático de la placa madre.

Apéndice B

Placa de simulación de carga del láser

La placa de simulación de carga del láser fue diseñada e implementada para realizar

las pruebas iniciales de los circuitos de manejo y control del láser. Las principales

razones para construir dicha placa de simulación son las siguientes:

Vericar la existencia de picos de tensión en el encendido, funcionamiento y apa-

gado de los circuitos (especialmente considerando la alta sensibilidad del láser

ante dichos picos).

Vericar el correcto funcionamiento de los circuitos sin la necesidad de exponer

el láser a cualquier tipo de peligro ya sea por la manipulación del mismo (peligro

de descargas estáticas) u operación fuera del rango especicado por el fabricante.

Para simular la impedancia de las entradas del láser se realiza una medición de las

mismas. Para esto se hace un barrido de corriente en cada una de las cinco entradas del

láser (ganancia, SOA, 2 reectores y fase) y se registra el valor de la tensión en cada

punto. Una vez obtenida la impedancia en función de la corriente aplicada se procede a

buscar una combinación de componentes cuya impedancia sea próxima a la impedancia

medida. En la mayoría de los casos dicha combinación resultó ser un diodo en serie con

una resistencia. A continuación se muestran las curvas de impedancia de cada entrada

del láser. En cada caso se compara la impedancia medida en el láser con la impedancia

obtenida mediante el remplazo por componentes electrónicos (resistencias y diodos).

111

112 Placa de simulación de carga del láser

0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 0 1 2 0 1 4 0 1 6 00

2 0

4 0

6 0

8 0

1 0 0Im

peda

ncia

[Ω]


M e d i d o S O A D i o d o + R e s i s t e n c i a

Figura B.1: Impedancia de la entrada del SOA. Comparación medición en el láser y simulacióncon un diodo en serie a una resistencia.

0 2 0 4 0 6 0 8 0 1 0 00

2 0

4 0

6 0

8 0

1 0 0

1 2 0

Impe

danc

ia [Ω

]


M e d i d o g a n a n c i a D i o d o + R e s i s t e n c i a

Figura B.2: Impedancia de la entrada de ganancia del medio activo. Comparación mediciónen el láser y simulación con un diodo en serie a una resistencia.

113

0 1 0 2 0 3 00

5 0

1 0 0

1 5 0

2 0 0Im

peda

ncia

[Ω]


M e d i d o r e f l e c t o r e s D i o d o + R e s i s t e n c i a

Figura B.3: Impedancia de la entrada de los reectores. Comparación medición en el láser ysimulación con un diodo en serie a una resistencia.

0 2 4 6 80

2 0 0

4 0 0

6 0 0

8 0 0

1 0 0 0

Impe

danc

ia [Ω

]


M e d i d o f a s e 2 d i o d o s

Figura B.4: Impedancia de la entrada de la sección de fase. Comparación medición en el lásery simulación con dos diodos en serie.

Apéndice C

Interfaz para la comunicación con el

microcontrolador

El microcontrolador es el encargado de controlar el láser sintonizable, por lo que es

necesario crear una interfaz (HMI, Human Machine Inteface) que permita congurar los

parámetros del láser. Se diseñan dos interfaces HMI para la conguración y monitoreo

del láser. Estas son descritas a continuación.

La primera interfaz es implementada en un display con pantalla táctil. Este permite

visualizar y congurar los parámetros del láser mediante un puerto serie UART. La

gura C.1 muestra las pantallas diseñadas para el display. En la gura C.1a se muestra

la pantalla principal. En esta se visualizan las variables más importantes y se permite el

acceso a las demás pantallas. En la gura C.1b se muestra la pantalla de conguración.

En esta se puede ajustar la potencia y seleccionar el canal de emisión. Finalmente, en

la gura C.1c se muestra la pantalla de visualización de variables.

(a) (b) (c)

Figura C.1: Pantallas del display. (a) Pantalla principal. (b) Pantalla de conguración. (c)Pantalla de visualización de variables.

115

116 Interfaz para la comunicación con el microcontrolador

La segunda interfaz permite la conguración del láser mediante una computadora.

El software se comunica con el microcontrolador a través de un puerto serie virtual

y se utiliza el protocolo modbus para el intercambio de información. Los parámetros

transmitidos hacia la interfaz incluyen las corrientes aplicadas a las distintas secciones

del láser, las temperaturas medidas, las corrientes de los fotodiodos y el estado del

TEC. Los parámetros transmitidos desde la interfaz incluyen la potencia del láser y el

canal de la banda C seleccionado.

En la gura C.2 se ilustra la interfaz gráca diseñada. En la ventana principal se

muestra las variables mas importantes: potencia, temperatura, frecuencia, longitud de

onda y el canal seleccionado. Es también posible la visualización de variables tales

como las corrientes aplicadas al láser y el estado del TEC. Para ello se debe ingresar a

la opción Advanced.

Figura C.2: Interface de comunicación con el microcontrolador.

Agradecimientos

Agradezco a Fabián y Laureano por todo el tiempo y recursos que me brindaron

para lograr que este trabajo se complete.

A Pablo, Leo y Leo por su ayuda en el trabajo.

A mi familia por su apoyo desde la distancia.

Finalmente a FINISAR por el nanciamiento parcial para obtener el láser de semi-

conductor sintonizable.

117

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metric arms. Optic Express, 25, 2017. 1

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