图书在版编目（CIP）数据特种集成电源设计与应用／沙占友等 ...

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内容提要

特种集成电源具有 “新、特、奇、广”的显著特点，其电路新颖，功能奇特，性能先进，种类繁多，应用领域极其广泛。本书从实用角度出发，全面、深入、系

统地介绍了各种新型特种集成电源的电路设计与应用，其中包含精密数控基准电压

源，数控恒流电源、低压差、准低压差和超低压差线性集成稳压器，智能化数字电

源、电源监控及保护电路等多项新技术。全书共八章。第一章和第二章分别介绍了

基准电压源、集成恒流源。第三章详细阐述特种开关电源的电路设计。第四章和第

五章分别介绍ＤＣ／ＤＣ电源变换器、小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器。第六章介绍

了由特种集成电路构成的蓄电池充电器。第七章专门介绍电源监控及保护电路。第

八章阐述开关电源测试技术。本书融科学性、系统性、先进性、实用性于一体，题材新颖，内容丰富，深入

浅出，具有很高的实用价值。可供各类电子技术人员和电子爱好者阅读，并可作为

高等院校有关专业的教学参考书。

　图书在版编目（ＣＩＰ）数据

　特种集成电源设计与应用／沙占友等编著．—北京：中国

电力出版社，２００６　ＩＳＢＮ７５０８３４６３５１

　Ⅰ．特．．．　Ⅱ．沙．．．　Ⅲ．①集成电路电源设计②集成电路电源应用　ⅣＴＮ８６

　中国版本图书馆ＣＩＰ数据核字（２００６）第０９４６３７号

中国电力出版社出版、发行（北京三里河路６号　１０００４４　ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗｃｅｐｐｃｏｍｃｎ）

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２００６年１１月第一版　　２００６年１１月北京第一次印刷

７８７毫米×１０９２毫米　１６开本　２０印张　４７９千字

印数０００１—４０００册　　定价０００元

版权专有　　翻印必究

（本书如有印装质量问题，我社发行部负责退换）

特种集成电源与传统的电源相比，具有电路新颖，功能奇特，性能先进，种类繁多，应

用领域极其广泛等特点，因而深受广大电子工作者的青睐。作者曾编著了国内第一部专门介

绍特种集成电源的著作《新型特种集成电源及应用》（人民邮电出版社１９９８年出版），２０００年作者又编著了《特种集成电源最新应用技术》。上述著作出版之后均多次重印，受到广大

读者的欢迎。目前，我国已成为世界上生产电源及电源模块的大国，２００５年由我国生产的电源适配器产量

就占全球销量的４０％。近年来特种集成电源又获得飞速发展，各种特种集成电源及保护器件大量

问世，为推广和开发新型特种集成电源创造了良好条件。鉴于许多新型特种电源集成电路尚不为

广大读者所熟悉，而国内目前尚未出版过同类著作或译著，难以适应现代科技发展的需要，为此

现将近年来在教学与科研工作中积累的新经验加以系统总结，并参考国内外厂家提供的最新资料

后撰写成此书，定名为《特种集成电源设计与应用》，以飨广大读者。本书融科学性、实用性于一体，主要具有以下特点：第一，全面、深入地阐述了近年来国际上在特种集成电源领域所取得的新技术和新成

果。包括精密数控基准电压源，精密数控恒流电源，智能化数字电源，极性反转式（Ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ）、升压式（Ｂｏｏｓｔ）、降压式（Ｂｕｃｋ）及降压／升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器，低压差、准低压差和超低压差稳压器（ＬＤＯ、ＱＬＤＯ和ＶＬＤＯ），特种开关电源，小功率单片

ＡＣ／ＤＣ电源变换器，电源监控及保护电路的设计。此外，还深入阐述了开关电源的测试技术，包括利用示波器检测高频变压器磁饱和的方法、单片开关电源的波形测试及分析。

第二，内容深入浅出，实用性强。书中所介绍的许多内容是作者长期积累的宝贵经验，具有很高的实用价值。全书给出了大量的特种集成电源实用电路，详细阐述了电路设计要点

及使用注意事项。所讲述的特种电源集成电路不仅具有典型性，而且在国内市场都可以买

到。本书对广大读者自行开发新型特种集成电源具有重要参考价值。第三，信息量大，知识面宽，便于读者触类旁通，灵活运用。沙占友教授撰写了第一、三、四章，并完成了全书的审阅及统稿工作。马洪涛副教授撰

写了第七章、第八章。王彦朋、李春明副教授合撰了第二章。于国庆、安国臣、张良合撰了

第五章。王书海副教授、王晓君副教授（北京理工大学在读博士生）魏书华撰写了第六章。在本书撰写过程中得到了国内外特种电源集成电路厂家的支持，李学芝、沙江、韩振

廷、沙莎、陈庆华、张文清、宋怀文、王志刚、刘立新同志也提供了帮助，在此一并致谢。由于作者水平有限，书中难免存在缺点和不足之处，欢迎广大读者给予指正。

作　者

２００６年９月于河北科技大学

目

录前　言

第一章　基准电压源

第一节　基准电压源的特点及产品分类１…………………………………………………………

　一、基准电压源的特点１……………………………………………………………………………

　二、基准电压源的产品分类及应用领域２……………………………………………………………第二节　基准电压源的基本原理４…………………………………………………………………

　一、传统基准电压源的工作原理４……………………………………………………………………

　二、带隙基准电压源的工作原理５……………………………………………………………………

　三、隐埋式齐纳基准电压源的工作原理５……………………………………………………………第三节　基准电压源的选择及使用要点６…………………………………………………………

　一、基准电压源的技术指标６………………………………………………………………………

　二、基准电压源的工作模式９………………………………………………………………………第四节　ＭＣ１４０３型基准电压源９…………………………………………………………………

　一、ＭＣ１４０３的工作原理１０…………………………………………………………………………

　二、ＭＣ１４０３的应用技巧１０…………………………………………………………………………第五节　ＭＡＸ８７２／８７４型基准电压源１２…………………………………………………………

　一、ＭＡＸ８７２／８７４的工作原理１２……………………………………………………………………

　二、ＭＡＸ８７２／８７４的应用技巧１３……………………………………………………………………第六节　ＭＡＸ６１２６系列高精度、低噪声基准电压源１５………………………………………

　一、ＭＡＸ６１２６的工作原理１５………………………………………………………………………

　二、ＭＡＸ６１２６的应用技巧１５………………………………………………………………………第七节　ＩＣＬ８０６９型基准电压源１６………………………………………………………………

　一、ＩＣＬ８０６９的工作原理１６…………………………………………………………………………

　二、ＩＣＬ８０６９的应用技巧１７…………………………………………………………………………第八节　ＬＭ３９９型精密基准电压源１８……………………………………………………………

　一、ＬＭ３９９的工作原理１９…………………………………………………………………………

　二、ＬＭ３９９的应用技巧１９…………………………………………………………………………第九节　ＭＣＰ１５２５／１５４１型可调式基准电压源２１………………………………………………

　一、ＭＣＰ１５２５／１５４１的工作原理２１…………………………………………………………………

　二、ＭＣＰ１５２５／１５４１的应用技巧２１…………………………………………………………………第十节　ＬＭ３３６２５型可调式基准电压源２２……………………………………………………

　一、ＬＭ３３６２５的性能特点２２………………………………………………………………………

　二、ＬＭ３３６２５在数字仪表中的应用２３……………………………………………………………第十一节　ＴＬ４３１型可编程基准电压源２４………………………………………………………

　一、ＴＬ４３１的性能特点２５…………………………………………………………………………

　二、ＴＬ４３１的工作原理２５…………………………………………………………………………

　三、ＴＬ４３１的应用技巧２６…………………………………………………………………………

　四、ＴＬ４３１的检测方法２８…………………………………………………………………………第十二节　ＡＤ５８４型可编程基准电压源２９………………………………………………………

　一、ＡＤ５８４的性能特点２９…………………………………………………………………………

　二、ＡＤ５８４的工作原理２９…………………………………………………………………………

　三、ＡＤ５８４的应用技巧３０…………………………………………………………………………第十三节　精密数控基准电压源的设计３１………………………………………………………

　一、ＭＡＸ５１３０／５１３１的性能特点３１…………………………………………………………………

　二、ＭＡＸ５１３０／５１３１的工作原理３２…………………………………………………………………

　三、精密数控基准电压源的设计３４…………………………………………………………………

第二章　集成恒流源

第一节　恒流源的产品分类３８……………………………………………………………………第二节　稳流管的应用３９…………………………………………………………………………

　一、稳流管的工作原理３９…………………………………………………………………………

　二、测绘稳流管的伏安特性４０………………………………………………………………………

　三、稳流管的应用技巧４１…………………………………………………………………………第三节　恒流二极管的应用４２……………………………………………………………………

　一、恒流二极管的工作原理４２………………………………………………………………………

　二、恒流二极管的应用技巧４３………………………………………………………………………

　三、检测恒流二极管的方法４６………………………………………………………………………第四节　恒流三极管的应用４７……………………………………………………………………

　一、恒流三极管的工作原理４７………………………………………………………………………

　二、恒流三极管的应用技巧４７………………………………………………………………………第五节　可调式精密集成恒流源的应用４８………………………………………………………

　一、４ＤＨ系列可调式精密集成恒流源的应用４８………………………………………………………

　二、ＬＭ３３４型三端可调式集成恒流源的应用５１………………………………………………………

　三、耐高压可调式集成恒流源的应用５２……………………………………………………………第六节　由三端集成稳压器构成的恒流源５３……………………………………………………

　一、三端固定式集成稳压器的产品分类及特点５３……………………………………………………

　二、由三端固定式集成稳压器构成的恒流源５４………………………………………………………

　三、三端可调式集成稳压器的产品分类及特点５５……………………………………………………

　四、由三端可调式集成稳压器构成的恒流源５５………………………………………………………第七节　精密数控恒流电源５６……………………………………………………………………

　一、系统设计方案５６………………………………………………………………………………

　二、单元电路工作原理５７…………………………………………………………………………

　三、系统软件的设计６０……………………………………………………………………………

　四、系统的调试及性能测试６１………………………………………………………………………第八节　集成电流环发生器６２……………………………………………………………………

　一、ＸＴＲ系列产品的分类及性能特点６２……………………………………………………………

　二、ＸＴＲ１１５型电流变送器的工作原理６２……………………………………………………………

　三、ＸＴＲ系列产品的应用电路６３……………………………………………………………………

第三章　特种开关电源

第一节　复合型开关电源６６………………………………………………………………………

　一、复合型开关电源的电路设计方案６６……………………………………………………………

　二、单路输出复合型开关电源的电路设计６７…………………………………………………………

　三、多路输出复合型开关电源的电路设计６８…………………………………………………………第二节　恒压／恒流输出型开关电源６９……………………………………………………………

　一、恒压／恒流输出型开关电源的工作原理６９………………………………………………………

　二、恒压／恒流输出型开关电源的电路设计７０………………………………………………………第三节　精密恒压／恒流输出型开关电源７２………………………………………………………

　一、精密恒压／恒流输出型开关电源的工作原理７２……………………………………………………

　二、精密恒压／恒流输出型开关电源的电路设计７３……………………………………………………第四节　截流输出型开关电源７５…………………………………………………………………

　一、截流输出型开关电源７５…………………………………………………………………………

　二、恒流／截流输出型开关电源７７……………………………………………………………………第五节　恒功率输出型开关电源７７………………………………………………………………

　一、恒功率输出型开关电源的工作原理７７……………………………………………………………

　二、恒功率输出型开关电源的设计要点７８……………………………………………………………第六节　智能化数字电源的设计７９………………………………………………………………

　一、数字电源系统的主要特点及发展现状７９…………………………………………………………

　二、数字电源系统的基本构成８０……………………………………………………………………

　三、智能化数字电源系统的电路设计８２……………………………………………………………第七节　地面数字电视播放（ＤＶＢ—Ｔ）设备的开关电源８３…………………………………

　一、ＤＶＢ—Ｔ开关电源的性能特点和技术指标８３……………………………………………………

　二、ＤＶＢ—Ｔ开关电源的设计８３……………………………………………………………………第八节　高速调制解调器开关电源８５……………………………………………………………

　一、高速调制解调器简介８５…………………………………………………………………………

　二、高速调制解调器开关电源的设计８６……………………………………………………………第九节　以太网开关电源８８………………………………………………………………………

　一、以太网电源简介８８……………………………………………………………………………

　二、以太网开关电源的性能特点和技术指标８８………………………………………………………

　三、以太网开关电源的设计８８………………………………………………………………………第十节　ＤＶＤ电源模块９２…………………………………………………………………………

　一、ＤＶＤ开关电源的性能特点和技术指标９２………………………………………………………

　二、低功耗ＤＶＤ开关电源的设计９２…………………………………………………………………第十一节　数字电视机顶盒开关电源９４…………………………………………………………

　一、数字电视机顶盒简介９４…………………………………………………………………………

　二、机顶盒开关电源的设计９５………………………………………………………………………第十二节　ＰＣ开关电源９７………………………………………………………………………

　一、ＡＴＸ电源简介９７………………………………………………………………………………

　二、１４５Ｗ、ＰＣ开关电源９８………………………………………………………………………第十三节　开关电源高频变压器的设计１００………………………………………………………

　一、软磁铁氧体磁芯的性能及产品规格１００…………………………………………………………

　二、无工频变压器式开关电源的典型电路１０２………………………………………………………

　三、高频变压器的设计实例１０４……………………………………………………………………

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器

第一节　ＤＣ／ＤＣ电源变换器的拓扑结构及产品分类１０８………………………………………

　一、ＤＣ／ＤＣ电源变换器的拓扑结构１０８……………………………………………………………

　二、ＤＣ／ＤＣ电源变换器的产品分类１１２……………………………………………………………第二节　极性反转式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１１２……………………………………………………

　一、ＩＣＬ７６６０／７６６２型小功率直流电源变换器的工作原理１１２…………………………………………

　二、ＩＣＬ７６６０型小功率直流电源变换器的典型应用１１３………………………………………………

　三、ＭＡＸ７６４型输出可调式ＤＣ／ＤＣ变换器的原理与应用１１４………………………………………第三节　升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１１７…………………………………………………………

　一、升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的基本原理１１７………………………………………………………

　二、ＭＡＸ７７０型升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用１１７…………………………………………第四节　ＬＭ２５７６系列３Ａ输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１１８……………………………

　一、降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的基本原理１１８………………………………………………………

　二、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理１１８……………………………………………

　三、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用１２１……………………………………………

　四、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计要点１２４…………………………………………第五节　ＬＭ２５９６系列３Ａ输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１２７……………………………

　一、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理１２７……………………………………………

　二、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用１２９……………………………………………

　三、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计要点１３２…………………………………………第六节　ＬＭ２６７８／２６７９系列５Ａ输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１３７………………………

　一、ＬＭ２６７８／２６７９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理１３７………………………………………

　二、ＬＭ２６７８／２６７９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用１４０………………………………………第七节　ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１４０………………

　一、ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理１４１………………………

　二、ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用１４２………………………第八节　降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１４３…………………………………………………

　一、ＬＴＣ３４４１型降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的工作原理１４３……………………………………

　二、ＬＴＣ３４４１型降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用１４４……………………………………第九节　低压差和超低压差集成稳压器１４５………………………………………………………

　一、低压差集成稳压器的性能特点及产品分类１４５…………………………………………………

　二、低压差、准低压差稳压器（ＬＤＯ、ＱＬＤＯ）的基本原理１４７………………………………………

　三、超低压差稳压器（ＶＬＤＯ）的基本原理１４９………………………………………………………

　四、低压差集成稳压器的典型应用１５１………………………………………………………………第十节　ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器１５３……………………………………………………

　一、ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器的原理１５３………………………………………………………

　二、ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器的应用１５４………………………………………………………第十一节　用于通信设备中的ＤＣ／ＤＣ电源变换器１５６…………………………………………

　一、远程通信设备用的－４８Ｖ／３３Ｖ电源变换器１５６…………………………………………………

　二、通信电缆用的多路输出式ＤＣ／ＤＣ电源变换器１５７………………………………………………

　三、供振铃发生器使用的－４８Ｖ／－５５Ｖ电源变换器１５８………………………………………………第十二节　Ｌ４９６０／４９６２型单片开关式稳压器１５８………………………………………………

　一、单片开关式稳压器的特点及产品分类１５８………………………………………………………

　二、Ｌ４９６０／４９６２的工作原理１５９……………………………………………………………………

　三、Ｌ４９６０的典型应用及使用注意事项１６１…………………………………………………………

　四、检测单片开关式集成稳压器的方法１６２…………………………………………………………第十三节　Ｌ４９７０Ａ系列单片开关式稳压器１６３…………………………………………………

　一、Ｌ４９７０Ａ系列的性能特点１６３……………………………………………………………………

　二、Ｌ４９７０Ａ系列的工作原理１６３……………………………………………………………………

　三、Ｌ４９７０Ａ系列的应用技巧１６６……………………………………………………………………第十四节　Ｌ４９７８型单片开关式稳压器１６９………………………………………………………

　一、Ｌ４９７８的性能特点１６９…………………………………………………………………………

　二、Ｌ４９７８的工作原理１７０…………………………………………………………………………

　三、Ｌ４９７８型单片开关式稳压器的典型应用１７４……………………………………………………第十五节　单片开关式稳压器的设计要点１７５……………………………………………………

　一、关键元器件的选择１７５…………………………………………………………………………

　二、散热器的设计方法１７７…………………………………………………………………………第十六节　ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器１８０……………………………………

　一、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的性能特点１８０……………………………………………………………

　二、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的工作原理１８１……………………………………………………………

　三、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用１８６………………………………………第十七节　基于同步整流技术的高效率电源变换器的设计１８７…………………………………

　一、同步整流的基本原理１８７………………………………………………………………………

　二、同步整流式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计１８８………………………………………………………

　三、电路设计要点１９０………………………………………………………………………………

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器

第一节　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器的性能特点及产品分类１９２…………………………

第二节　ＭＡＸ６１０系列小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器１９３……………………………………

　一、ＭＡＸ６１０系列产品的分类及性能特点１９３………………………………………………………

　二、ＭＡＸ６１０系列产品的工作原理与典型应用１９４…………………………………………………

　三、ＭＡＸ６１０系列产品的检测方法１９７………………………………………………………………

　四、ＭＡＸ６１０系列产品的应用技巧１９８………………………………………………………………第三节　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源２０２……………………………………………

　一、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列产品的性能特点２０２…………………………………………………………

　二、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源的工作原理２０２……………………………………………

　三、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源的典型应用２０７……………………………………………第四节　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源２０７……………………………………………

　一、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列产品的性能特点２０７…………………………………………………………

　二、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源的工作原理２０８……………………………………………

　三、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源的典型应用２０９……………………………………………第五节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源２１１………………………………………………

　一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列产品的性能特点２１２……………………………………………………………

　二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源的工作原理２１３………………………………………………

　三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源的典型应用２１４………………………………………………第六节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源２１７……………………………………………

　一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列产品的性能特点２１７………………………………………………………

　二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源的工作原理２１８…………………………………………

　三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源的典型应用２２０…………………………………………第七节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源２２３……………………………………………

　一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列产品的性能特点２２３………………………………………………………

　二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源的工作原理２２４…………………………………………

　三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源的典型应用２２５…………………………………………第八节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源２２８……………………………………………

　一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列产品的性能特点２２８………………………………………………………

　二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源的典型应用２２９…………………………………………

　三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源的设计要点２３０…………………………………………第九节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源２３２……………………………………………

　一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列产品的性能特点２３２…………………………………………………………

　二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源的典型应用２３３…………………………………………

　三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源的设计要点２３３…………………………………………第十节　电源适配器２３４……………………………………………………………………………

　一、２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电源适配器２３４……………………………………………………………

　二、笔记本电脑电源适配器２３５……………………………………………………………………第十一节　待机电源２３７……………………………………………………………………………

　一、计算机用待机电源２３７…………………………………………………………………………

　二、彩色电视机用待机电源２４０……………………………………………………………………

第六章　蓄电池充电器

第一节　常用蓄电池的产品分类及性能比较２４１…………………………………………………

　一、常用蓄电池的产品分类２４１……………………………………………………………………

　二、几种常用蓄电池的性能比较２４２…………………………………………………………………

　三、蓄电池的充电方法２４２…………………………………………………………………………第二节　可编程镍镉电池快速充电器２４３…………………………………………………………

　一、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的性能特点２４４………………………………………………

　二、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的引脚功能２４４………………………………………………

　三、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的原理与应用２４６……………………………………………第三节　锂离子电池充电器２４８……………………………………………………………………

　一、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的工作原理２４８…………………………………………………

　二、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的典型应用２５１…………………………………………………

　三、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的设计要点２５２…………………………………………………第四节　由ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ构成的手机电池快速充电器２５３………………………………………

　一、３６Ｗ手机电池充电器电路２５３…………………………………………………………………

　二、２５Ｗ恒流／恒压输出式手机电池充电器２５４……………………………………………………第五节　由ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ构成的充电器２５５………………………………………………………

　一、１５Ｗ恒压／恒流式充电器２５５…………………………………………………………………

　二、２５Ｗ恒压／恒流式充电器２５６…………………………………………………………………

第七章　电源监控及保护电路

第一节　微处理器多路电源电压监视器２５９………………………………………………………

　一、ＭＡＸ８２１５／８２１６的性能特点２５９………………………………………………………………

　二、ＭＡＸ８２１５的工作原理２５９………………………………………………………………………

　三、由ＭＡＸ８２１５构成的微处理器多路电源监视器２６０………………………………………………第二节　带看门狗的微处理器监控电路２６１………………………………………………………

　一、ＨＹＭ７０５／７０６的工作原理２６１…………………………………………………………………

　二、ＨＹＭ７０５／７０６的典型应用２６３…………………………………………………………………第三节　ＵＳＢ接口保护电路２６４…………………………………………………………………

　一、ＵＳＢ接口简介２６４………………………………………………………………………………

　二、ＡＡＴ４６１０Ａ型ＵＳＢ接口保护电路的原理２６５……………………………………………………

　三、ＡＡＴ４６１０Ａ型ＵＳＢ接口保护电路的应用２６６……………………………………………………第四节　无源ＥＭＩ滤波器的原理与应用２６７……………………………………………………

　一、无源电磁干扰滤波器的构造原理及应用２６７……………………………………………………

　二、无源电磁干扰滤波器的技术参数和测试方法２６９…………………………………………………

　三、特种无源电磁干扰滤波器的应用２７０……………………………………………………………

　四、检测方法和使用注意事项２７０…………………………………………………………………第五节　有源ＥＭＩ滤波器２７１……………………………………………………………………

　一、ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的工作原理２７１……………………………………………………

　二、ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的典型应用２７３……………………………………………………第六节　人体静电放电（ＥＳＤ）保护器件２７４……………………………………………………

　一、人体静电放电（ＥＳＤ）模型及测试方法２７４……………………………………………………

　二、ＥＳＤ保护二极管的原理与应用２７５………………………………………………………………

　三、多路ＥＳＤ保护器件的原理与应用２７６……………………………………………………………第七节　集成过电压保护器件２７８…………………………………………………………………

　一、ＮＣＰ３４５型过电压保护器的原理与应用２７８………………………………………………………

　二、ＭＡＸ４８４３系列过电压保护器的原理与应用２８０…………………………………………………第八节　集成过电流保护器件２８１…………………………………………………………………

　一、ＬＴＣ４２１３型过电流保护器的原理２８１……………………………………………………………

　二、ＬＴＣ４２１３型过电流保护器的应用２８２……………………………………………………………

第八章　开关电源测试技术

第一节　开关电源测试技术２８３……………………………………………………………………

　一、主要参数测试２８３………………………………………………………………………………

　二、功率测量技术２８４………………………………………………………………………………第二节　开关电源的性能测试２８５…………………………………………………………………

　一、测试仪表２８５…………………………………………………………………………………

　二、开关电源的性能测试２８５………………………………………………………………………

　三、高频变压器的电气性能测试２８６…………………………………………………………………第三节　开关电源的电磁兼容性设计与测量２８７…………………………………………………

　一、电磁兼容性２８７…………………………………………………………………………………

　二、电磁干扰的波形分析２８８………………………………………………………………………

　三、电磁兼容性的设计２８９…………………………………………………………………………

　四、电磁兼容性的测量２９０…………………………………………………………………………第四节　高频噪声模拟发生器的构造原理与应用２９２……………………………………………

　一、高频噪声模拟器的性能特点２９２…………………………………………………………………

　二、高频噪声模拟器的工作原理２９３…………………………………………………………………

　三、高频噪声模拟器的典型应用２９４…………………………………………………………………第五节　利用示波器检测高频变压器磁饱和的方法２９６…………………………………………

　一、高频变压器磁饱和特性及其对开关电源的危害２９６………………………………………………

　二、利用示波器检测高频变压器磁饱和的方法２９８…………………………………………………第六节　单片开关电源的波形测试及分析２９９……………………………………………………

　一、被测单片开关电源的典型电路２９９………………………………………………………………

　二、测量开关电源的启动特性３００…………………………………………………………………

　三、测量一次侧的电压／电流波形３０１………………………………………………………………

　四、测量二次侧的电压／电流波形３０３………………………………………………………………参考文献３０５…………………………………………………………………………………………

　第一章　基准电压源　

　　

基准电压源是一种用来作为电压标准的高稳定度电压源。目前，它已被广泛用于数字仪

表、智能仪器和测试系统中，是一种颇有发展前景的新型特种电源集成电路。基准电压源的特点可概括为四个字：稳、准、简、便。所谓 “稳”，是指电压稳定度高，

不受环境温度变化的影响；“准”，是指能通过外部元件（例如精密多圈电位器或精密分压电

阻）作精细调整，获得高准确度的基准电压值ＵＲＥＦ；“简”，意为外围电路非常简单，仅用个别

电阻元件；“便”，则是指使用灵活、方便。本章首先介绍基准电压源的特点及国内外产品的分

类，再分别阐述基准电压源的基本原理、选择方法及使用要点，然后重点介绍１１种基准电压

源、可编程基准电压源典型产品的应用技巧，最后阐述精密数控基准电压源的设计。

第一节　基准电压源的特点及产品分类

一、基准电压源的特点

零温度系数的基准电压源，是人们在电子仪器和精密测量系统中长期追求的一种理想器

件。传统的基准电压源是基于稳压管或晶体管的原理而制成的，其电压温度漂移（简称温

漂）为ｍＶ／℃级，电压温度系数高达（１０－３～１０－４）／℃，无法满足现代电子测量之需要。随着带隙基准电压源和隐埋式齐纳稳压管的问世，才使上述愿望变为现实。

１传统的基准电压源

传统的基准电压源一般利用稳压管或硅晶体管发射结来获取基准电压。其缺点是稳定性

差、温度漂移量大，还称不上真正意义的基准电压源。

２新型基准电压源的分类

新型基准电压源主要有两种类型，即带隙基准电压源和隐埋式齐纳稳压管。它们均可设

计成两端并联式或三端串联式电路，给负载提供基准电压。（１）带隙基准电压源。２０世纪７０年代初，维德拉（Ｗｉｄｌａｒ）首先提出能带间隙基准电

压源的概念，简称带隙（ｂａｎｄｇａｐ）电压。所谓能带间隙是指硅半导体材料在０Ｋ温度下的

带隙电压，其数值约为１２０５Ｖ，用Ｕｇ０表示。带隙基准电压源的基本原理是利用电阻压降

的正温漂去补偿晶体管发射结正向压降的负温漂，从而实现了零温漂。由于未采用工作在反

向击穿状态下的稳压管，因此噪声电压极低。目前生产的基准电压源大多为带隙基准电压

源，典型产品有ＭＣ１４０３。（２）隐埋式齐纳二极管。普通稳压管是在半导体的表面产生齐纳击穿的，因此噪声电压

高，稳定性差。隐埋式二极管则是在半导体内部的次表面上发生齐纳击穿，使器件的噪声电

压显著降低，稳定性大为提高。ＬＭ３９９型精密基准电压源就是采用次表面隐埋技术而制成

的，具有长期稳定性好、噪声电压低等优点。

２　　　　特种集成电源设计与应用

几种基准电压源的性能比较见表１１１。

表１１１几种基准电压源的性能比较

类　型稳　压　管带隙基准电压源隐埋式齐纳二极管

主要特点　精度约为１％

　电源电压范围宽

　精度可达００５％

　静态工作电流小（从μＡ～１ｍＡ左右）

　不需要外接电阻

　输出电压的温度滞后量小

　精度可达００１％

　电源电压范围宽

主要缺点

　静态工作电流较大（１～１０ｍＡ），

适合对功耗要求不高的应用场合

　外部需要接限流电阻

　精度低

　只能流入灌电流

　滞后电压大

　电源电压范围较窄　静态工作电流较大（１～１０ｍＡ）

存在问题　长期稳定性差　部分器件不能吸入电流　部分器件不能吸入电流

适用领域　适合对精度、功耗要求都不高的

场合　适合低功耗应用场合　适合对功耗要求不严格的场合

二、基准电压源的产品分类及应用领域

１基准电压源的产品分类

目前国内外生产的基准电压源多达上千种，电压温度系数一般为αＴ＝（０３～１００）

×１０－６／℃。根据αＴ值的大小，大致可分成三类：①精密型基准电压源，αＴ＝（０３～５）

×１０－６／℃；②准精密型基准电压源，αＴ＝（１０～２０）×１０－６／℃；③普通型基准电压源，αＴ＝（３０～１００）×１０－６／℃。严格讲，当αＴ＞１００×１０－６／℃时，已经称不上是基准电压源了。

基准电压源全部采用集成工艺制成。在已形成的系列化产品中，输出电压分１２Ｖ、２Ｖ、２５Ｖ、３Ｖ、４Ｖ、５Ｖ、７Ｖ、１０Ｖ等８种规格。国内外基准电压源典型产品的分类见表

１１２。

表１１２国内外基准电压源典型产品的分类①

基准电压

典型值

（Ｖ）

国外型号

电压温度系数

典型值

αＴ（１０－６／℃）

最大输出电流

ＩＯＭ（ｍＡ）国产型号封装形式

１２（或１２５）

ＴＣ９４、ＴＣ９４９１５０２０ＴＯ５０，ＴＯ９２，ＤＩＰ８

ＬＭ３８５１２２０１０ＣＪ３８５１２ＴＯ４６，ＴＯ９２

ＩＣＬ８０６９（分４挡）１０～１００５ＴＯ５２，ＴＯ９２

ＡＤ５８９（分７挡）１０～１００１０ＴＯ９９

ＭＡＸ６１９０２～８４ＳＯ８

２（或２０４８）ＭＡＸ６１２６２１０５～３１０ＳＯ８，μＭＡＸ８

第一章　基准电压源　３　　　　

续表

基准电压

典型值

（Ｖ）

国外型号

电压温度系数

典型值

αＴ（１０－６／℃）

最大输出电流

ＩＯＭ（ｍＡ）国产型号封装形式

２５

ＭＣ１４０３（分３挡）１０～１００１０５Ｇ１４０３，ＣＨ１４０３ＤＩＰ８

ＡＤ５８０（分７挡）１０～４０１０ＴＯ５２

ＭＣＰ１５２５５０２ＴＯ９２，ＳＯＴ２３３

ＬＭ３３６２５２０１０ＣＪ３３３６２５ＴＯ４６，ＴＯ９２

ＭＡＸ６３２５ ≤１２７ＤＩＰ，ＳＯ，ＣＥＲＤＩＰ

ＴＣ０５５０２０ＴＯ５２，ＴＯ９２，ＤＩＰ８

μＰＣ１０６０ ≤４０１０ＤＩＰ８

ＭＡＸ６１２６２５０５～３１０ＳＯ８，μＭＡＸ８

３ＭＡＸ６１２６３００５～３１０ＳＯ８，μＭＡＸ８

４（或４０９６）ＭＡＸ６１２６４００５～３１０ＳＯ８，μＭＡＸ８

５

ＭＣ１４０４（分２挡）１０１０ＤＩＰ８

ＬＭ３３６５０３０１０ＣＪ３３６５０ＴＯ４６，ＴＯ９２

ＭＡＸ６７２２１０ＴＯ９９，ＤＩＰ８，ＳＯＩＣ

ＲＥＦ０５０７２０ＴＯ９９

ＭＡＸ６１２６５００５～３１０ＳＯ８，μＭＡＸ８

７（或６９５）ＬＭ１９９，ＬＭ３９９０３１０ＣＪ３９９，ＳＷ３９９ＴＯ４６

ＬＭ３９９９２１０ＴＯ９２

１０

ＭＡＸ６７３２１０ＴＯ９９，ＤＩＰ８

ＬＭ１６９、ＬＭ３６９１０２７ＴＯ９２，ＳＯＩＣ

ＲＥＦ１０３２０ＴＯ９９

可编程ＡＤ５８４５～１０１０ＴＯ９９

ＴＬ４３１３０１００ＤＩＰ８，ＴＯ９２

　　①　部分产品的生产厂家如下：ＡＤ—美国ＡＤＩ公司；ＩＣＬ—美国Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司；ＴＣ—美国Ｔｅｌｃｏｍ公司；ＬＭ—美国

ＮＳＣ公司；ＭＡＸ—美国ＭＡＸＩＭ公司；ＳＷ—上海无线电七厂；５Ｇ—上海元件五厂；ＣＪ—北京半导体器件五

厂。

这里需要说明几点：第一，有些型号分成几挡，各挡电压温度系数不同。例如，ＭＣ１４０３就分Ａ、Ｂ、Ｃ三

挡，以Ｃ挡的电压温度系数为最低，Ｂ挡较高，Ａ挡最高。第二，在同一系列产品中又有军品、民品之分。例如，ＬＭ１９９（一类军品）、ＬＭ２９９

（二类军品）、ＬＭ３９９（民品）同属一个系列，它们的内部电路与外形完全相同，只是工作

温度范围存在差异，分别为－５５～＋１２５℃、－２５～＋８５℃、０～７０℃。第三，由表１１２可见，ＬＭ３９９的电压温度系数最低，典型值仅为０３×１０－６／℃；其

次是ＲＥＦ０５（０７×１０－６／℃），然后是ＭＡＸ６３２５（≤１×１０－６／℃），ＬＭ３９９９、ＭＡＸ６７２和

ＭＡＸ６７３（均为２×１０－６／℃）。第四，表１１２中所列出的αＴ均为典型值，对同一产品而言，其最大值与典型值可相差

４　　　　特种集成电源设计与应用

几倍。另外，实际值与典型值还允许有一定的偏差。ＡＤ５８４属于可编程基准电压源，它采用ＴＯ９９圆金属壳封装，共有８个引出端。其输

出电压可通过编程从１０Ｖ、７５Ｖ、５Ｖ、２５Ｖ这４种电压值中任意设定一种，使用更加灵

活。除典型输出电压之外，它还可以通过外部电阻在２５～１０Ｖ范围内获得所需基准电压

值。２基准电压源的应用领域

几乎所有的数字仪表都用到基准电压源，它们可以是独立的、也可集成在芯片中。下面

通过３个实例来说明基准电压源的应用领域：（１）在Ａ／Ｄ转换器中，由基准电压源提供一个参考电压，输入电压与之进行比较后确

定输出数据。（２）在电压调节器中，由基准电压源提供一个已知的电压值，将它与输出电压作比较，

得到一个用于调节输出的反馈电压。（３）在电压比较器中，利用基准电压源设定触发门限。

第二节　基准电压源的基本原理

一、传统基准电压源的工作原理

传统的基准电压源有以下４种获取方法：（１）利用齐纳稳压管（以下简称稳压管）获取基准电压。当稳压管被反向击穿时，其稳

定电压（即击穿电压）基本保持恒定，在要求不高的情况下可作基准电压源使用。稳压管在

工作时需要串联一只限流电阻。其主要优点是成本低廉，缺点是稳定性差、高温度漂移（电压温度系数为（１０－３～１０－４）／℃、功耗及噪声较高、输出阻抗较高（输出电流为５ｍＡ时内

阻约为１００Ω，１ｍＡ时约为６００Ω）。但其稳压范围很宽（２～２００Ｖ，视管子型号而定），输出

功率较大（几毫瓦至几瓦），很适合用作电压钳位保护电路。另一种解决方案是利用有源电

路来仿真齐纳稳压管，就能克服稳压管的上述缺点。

图１２１　利用晶体管的发射

结正向压降作基准电压

（２）将基极与集电极短接，利用硅晶体管发射结ＥＢ的

正向压降作基准，电路如图１２１所示。用此方法可获得０６～０７Ｖ的基准电压值。其优点是噪声电压极低，稳定电压

值也低。缺点是具有负的温漂，发射结正向电压的温度系数

αＴ≈－２１ｍＶ／℃，折合０３％／℃；另外其动态电阻较大。图１２１中的ＵＲＥＦ表示基准电压。

需要说明两点：第一，这里选用硅晶体管的发射结来代替硅二极管，是

因为将Ｂ、Ｃ极短接后，集电结压降ＵＢＣ＝０Ｖ，硅管呈饱和

状态，此时集电极电流ＩＣ具有恒流特性，可使ＵＲＥＦ不受ＩＣ变化的影响，提高基准电压的稳

定性。第二，若把Ｎ只硅晶体管的发射结相串联，可得到０７Ｎ（Ｖ）的基准电压值。（３）利用硅晶体管发射结（ＥＢ）的反向击穿电压作基准电压，电路如图１２２所示。

此法能获得５８～７Ｖ的基准电压值。但它也存在以下缺点：①该基准电压具有正的温漂，发射结反向击穿电压的温度系数βＴ≈＋３５ｍＶ／℃，大约折合００５％／℃；②动态电阻较大，

第一章　基准电压源　５　　　　

图１２２　用硅晶体管发射结

反向击穿电压作基准电压

当通过发射结的电流变化时，ＵＲＥＦ值也随之改变；③因为工

作在反向击穿状态，所以热噪声电压较高，尤其当芯片温度

较高时，该稳压源将输出十分可观的噪声电压。（４）将两个硅发射结正、反向串联后作为基准电压源。

如上所述，硅管发射结的正向电压具有负的温度系数，而反

向击穿电压具有正的温度系数，若把一个正向ＥＢ结同一个

反向ＥＢ结串联起来，即可抵消掉大部分的温漂。国产带温

度补偿的２ＤＷ７型稳压管就是基于上述补偿原理而设计成

的，其内部电路如图１２３所示。显然，由于βＴ＞｜αＴ｜，

βＴＴ－αＴＴ≠０，因此用这种方法只能减小温度漂移量（降至＋１４ｍＶ／℃），却不能使之为

零。综上所述，传统基准电压源的种种不足使其已无法满足数字仪表发展的需要。二、带隙基准电压源的工作原理

带隙基准电压源的简化电路如图１２４所示。基准电压源的表达式为

图１２３　将两个硅发射结正、反向

串联后作为基准电压

图１２４　带隙基准电压源

的简化电路

ＵＲＥＦ＝ＵＢＥ３＋ＩＣ２Ｒ２＝ＵＢＥ＋Ｒ２Ｒ３×ｋＴｑｌｎ

Ｒ２Ｒ１

（１２１）

式中：ｋ为玻耳兹曼常数；ｑ为电子电量；Ｔ是热力学温度。其电压温度系数

αＴ＝ｄＵＲＥＦｄＴ＝ｄＵＢＥｄＴ＋Ｒ２Ｒ３×ｋｑｌｎ

Ｒ２Ｒ１

（１２２）

式中，等号右边的第一项为负数（ｄＵＢＥ／ｄＴ≈－２１ｍＶ／℃），第二项为正数。因此只要选择

适当的电阻比，使两项之和等于零，即可实现零温漂。其条件是

ＵＢＥ０＋Ｒ２Ｒ３×ｋＴ０ｑｌｎ

Ｒ２Ｒ１＝Ｕｇ０＝１２０５Ｖ

（１２３）

式中，ＵＢＥ０是常温Ｔ０下的ＵＢＥ值。这表明从理论上讲，基准电压与温度变化无关。实际上由

于受基极电流ＩＢ等因素的影响，ＵＲＥＦ只能接近于零温漂。三、隐埋式齐纳基准电压源的工作原理

普通稳压管亦称表层齐纳二极管，它是在半导体表面发生齐纳击穿的，参见图１２５

６　　　　特种集成电源设计与应用

图１２５　表层齐纳二极管与隐埋式

齐纳二极管的结构图

（ａ）表层齐纳二极管；（ｂ）隐埋式齐纳二极管

（ａ）。由于在硅芯片表面的杂质较多，而且

受机械应力后容易使晶格错位，因此噪声

电压高，稳定性差。隐埋式齐纳二极管是由一个具有反向

击穿电压修正值的二极管组成的，由于它

被埋在半导体表层下面（亦称次表面），参

见图１２５（ｂ），因此在发生齐纳击穿时器

件产生的噪声电压很低，而且击穿电压非

常稳定。隐埋式齐纳二极管的击穿电压标

称值约为５Ｖ或更高些，为使之处于最佳工作状态，必须吸收几百微安的电流，所以它不适

合作为低电压、微功耗基准电压源（此时推荐采用带隙基准电压源）。

第三节　基准电压源的选择及使用要点

选择基准电压源时，应针对系统的要求综合考虑基准电压源的主要技术指标。这些指标

包括：输出电压误差（亦称初始精度），输出电压的温度漂移，输出或吸收电流的能力、静

态电流、长期稳定性、输出电压的温度滞后量、噪声，此外还有价格等因素。一、基准电压源的技术指标

１输出电压误差

输出电压误差亦称初始精度，是指将基准电压源接在测试电路上，然后在室温条件下测

量其输出电压，输出电压应在初始精度所规定的误差范围之内。２输出电压的温度漂移

输出电压的温度漂移亦称基准电压源的精度，由于它属于重复性误差，因此可通过温度

补偿加以修正。对于高分辨率的测试系统，必须进行温度补偿。不同厂家生产的基准电压源，其温度系数的表示方法也不尽相同，常用的有以下３种：

１０－６／℃ （即ｐｐｍ／℃）、％／℃、μＶ／℃。它们之间可互相换算。例如，某个２５Ｖ基准电压

源的温度系数为１０×１０－６／℃，则环境温度每变化１℃所引起的输出电压误差为±２５Ｖ×（１０×１０－６）＝±２５μＶ，也可表示成±２５μＶ／２５Ｖ＝±０００１％。

需要指出的是，也有的厂家用 “ｂｉｔ”来表示基准电压的精度，例如 “１６ｂｉｔ２５Ｖ基准

电压”，表示该基准电压源的精度为１６位，其输出电压误差为±２５Ｖ／２１６＝±２５Ｖ／６５５３６≈±３８μＶ，百分比精度为±３８μＶ／２５Ｖ＝±０００１５％。对于一个采用５Ｖ电源的１６位系

统，如果要求在０～７０℃范围内保持±１ＬＳＢ（ＬＳＢ表示最低有效位）的精度，那么基准电

压源的漂移必须小于１×１０－６／℃，ΔＵＲＥＦ＝１×１０－６／℃×５Ｖ×４５℃＝２５５μＶ。因此，１×１０６／℃的温度漂移性能适用于０～７０℃温度范围内的１４位系统。

３输出或吸收电流的能力

基准电压源输出电流或吸收电流的能力是另一个重要参数。在多数应用情况下，只需基

准电压源向负载提供电流。但有一些基准电压源不能吸收电流，若偏置电流和漏电流超过基

准电压源吸收电流的能力，会导致输出电压明显升高。另外，还需考虑基准电压源带负载的

能力，Ａ／Ｄ转换器和Ｄ／Ａ转换器所需基准电压源的电流可从几十微安（例如ＭＡＸ１１１０）到１０ｍＡ（例如ＡＤ７８８６）。ＭＡＸ６１０１～ＭＡＸ６１０５能提供５ｍＡ的电流，吸收电流可达

第一章　基准电压源　７　　　　

２ｍＡ。对于较大的负载，可选用ＭＡＸ６２２５、ＭＡＸ６２４１及ＭＡＸ６２５０型基准电压源，这些

芯片能提供１５ｍＡ的电流。

４静态电流

静态电流是指不接负载时基准电压源的电源电流。通常，并联式基准电压源的数据表不

标明静态电流，而是列出一个最小工作电流（亦称校准电流），仅当电源电流等于或大于最

小工作电流时，才能达到规定的技术指标。也有的数据表忽略了最小工作电流，因为该电流

远低于负载电流。

５长期稳定性

长期稳定性是指在２５℃工作温度下，基准电压源的输出电压随时间而变化的性能。长

期稳定性受硅片应力或离子迁移变化的影响。

６输出电压的温度滞后量

输出电压的温度滞后（ＴＨＹＳ）现象也是一项不能修正的误差。ＴＨＹＳ是从２５℃开始，受环境温度变化而引起输出电压的变化量。其幅度与温度变化量成正比。在很多情况下，

ＴＨＹＳ误差是不重复的，它与电路设计及封装形式有关。例如，采用３脚ＳＯＴ２３封装的

ＭＡＸ６００１的ＴＨＹＳ典型值为１３０×１０－６／℃，而同样的ＩＣ（ＭＡＸ６１９０）在较大尺寸的ＳＯ８封装中，ＴＨＹＳ只有７５×１０－６／℃。

７噪声

噪声通常是指随机产生的热噪声，但也包含其他寄生噪声源。对于低噪声应用，可选择

ＭＡＸ６１５０、ＭＡＸ６２５０和ＭＡＸ６３５０，其噪声电压分别为３５μＶ、３μＶ和３μＶ（峰峰值）。对测量引入的噪声都小于１ＬＳＢ。采用多次采样后取平均的方法能降低噪声，其代价是会增

加微处理器的工作负担，增加系统的成本。在选择基准电压源时，不能只考虑输出电压和初始精度而忽略其他一些参数，因为其他

参数在特殊应用时可能会起到重要作用。此外，设计任何系统时都应对精度、成本、体积、功耗等诸多因素进行综合考虑。有时选用价格较高的基准电压源反而能降低精密测试系统的

成本，这是因为可节省补偿（或校准）电路的开销。表１３１列出了ＭＡＸＩＭ公司生产的３８种基准电压源的主要性能指标。表中的ＦＳ代表

满量程，ｍａｘ表示最大值，ｔｙｐ表示典型值，Ｃ表示工作温度范围是０～＋７０℃，Ｅ表示工

作温度范围是－４０～８５℃。

表１３１３８种基准电压源的性能指标

型　号输出电压

（Ｖ）

电源电压

（Ｖ）

电压温度系数

（１０－６／°Ｃ）

（ｍａｘ）

输出电压误差

（％ＦＳ，ｍａｘ）

（ＴＡ＝＋２５℃）

静态电流

（ｍａｘ）

０１～１０Ｈｚ噪声

（μＶ，峰峰值）

（ｍａｘ或ｔｙｐ）

封装形式工作温

度范围

ＭＡＸ６１６０１２３～１２４（可调）

２７～１２６１００１１００μＡ（１５）ＳＯＴ１４３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６１２０１２２４～１１１００１７０μＡ（１０）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６５２０１２２４～１２６５０１７０μＡ（１０）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６００１１２５２５～１２６１００１４５μＡ２５ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６０１２１２５２５～１２６２０～３００３～０５３５μＡ２５ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１９０１２５２５～１２６２～８０１６～０４８３５μＡ２５ＳＯＥ

８　　　　特种集成电源设计与应用

续表

型　号输出电压

（Ｖ）

电源电压

（Ｖ）

电压温度系数

（１０－６／°Ｃ）

（ｍａｘ）

输出电压误差

（％ＦＳ，ｍａｘ）

（ＴＡ＝＋２５℃）

静态电流

（ｍａｘ）

０１～１０Ｈｚ噪声

（μＶ，峰峰值）

（ｍａｘ或ｔｙｐ）

封装形式工作温

度范围

ＭＡＸ６０２１２０４８２５～１２６２０～３００２～０４３５μＡ４０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１９１２０４８２５～１２６５～２５０１～０５３５μＡ４０ＳＯＥ

ＭＡＸ８７２２５２７～２０４００２１０μＡ（６０）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ８７３２５４５～１８７～２０００６～０１２８μＡ（１６）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６００２２５２７～１２６１００１４５μＡ６０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６０２５２５２７～１２６２０～３００２～０４３５μＡ６０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１２５２５２７～１２６５０１１００μＡ（１５）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６１９２２５２７～１２６５～２５０１～０４３５μＡ６０ＳＯＥ

ＭＡＸ６２２５２５８～３６２～５００４～０１２７ｍＡ（１５）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６３２５２５８～３６１～２５００４２７ｍＡ（１５）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６００３３３２～１２６１００１４５μＡ７５ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６０３０３３２～１２６２０～３００２～０４３５μＡ７５ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１９３３３２～１２６５～２５００７～０３３３５μＡ７５ＳＯＥ

ＭＡＸ８７４４０９６４３～２０４００２１０μＡ（６０）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６００４４０９６４３～１２６１００１４５μＡ１００ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６０４１４０９６４３～１２６２０～３００２～０４３５μＡ１００ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１４１４０９６４３～１２６５０１１０５μＡ（２５）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６１９８４０９６４３～１２６５～２５００５～０２４３５μＡ１００ＳＯＥ

ＭＡＸ６２４１４０９６８～３６２～５００２５～０１２９ｍＡ（２４）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６３４１４０９６８～３６１～２５００２５２９ｍＡ（１５）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６０４５４５４７～１２６２０～３００２～０４３５μＡ１１０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１４５４５４７～１２６５０１１０５μＡ（３０）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６１９４４５４７～１２６５～２５００４～０２２３５μＡ１１０ＳＯＥ

ＭＡＸ６７５５８～３３１２～２００１５１４ｍＡ１５ＴＯ９９，

ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ８７５５７～１８７～２０００６～０１０２８ｍＡ（３２）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６００５５５２～１２６１００１４５μＡ１２０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６０５０５５２～１２６２０～３００２～０４３５μＡ１２０ＳＯＴ２３Ｅ

ＭＡＸ６１５０５５２～１２６５０１１１０μＡ（３５）ＳＯＴ２３，ＳＯＥ

ＭＡＸ６１９５５５２～１２６５～２５００４～０２３５μＡ１２０ＳＯＥ

ＭＡＸ６２５０５８～３６２～５００２～０１３ｍＡ（３）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＭＡＸ６３５０５８～３６１～２５００２３ｍＡ（１５）ＤＩＰ，ＳＯＣ，Ｅ

ＲＥＦ０２５８～３３８５～２５００３～２１４ｍＡ１５ＴＯ９９，

ＤＩＰ，ＳＯＣ

第一章　基准电压源　９　　　　

图１３１　并联式基准电压

源的典型电路

二、基准电压源的工作模式

１并联模式

并联式基准电压源的特点是与负载并行工作，典型

电路如图１３１所示。此时可将基准电压源ＩＣＬ８０６９视

为受电压控制的电流源，由控制电压来驱动ＩＣＬ８０６９的

输入端。空载时，并联式基准电压源就吸收足够多的电

流来调整限流电阻Ｒ１上的压降，使得ＵＩ－ＩＲＥＦＲ１＝ＵＲＥＦ。例如当ＵＩ＝６Ｖ而要求基准电压ＵＲＥＦ＝５Ｖ时，基

准电流ＩＲＥＦ在Ｒ１将产生１Ｖ的压降。在接上负载ＲＬ之后，ＩＲＥＦ就不再等于ＩＲ１，因为负载

电流ＩＬ也通过了Ｒ１。此时基准电压源就根据ＩＬ值自动减

小它的吸收电流，使通过Ｒ１的总电流不变，有关系式：ＩＲＥＦ＋ＩＬ＝ＩＲ１。因电路是通过基准电压源和负载对ＩＲ１进行分流的，故称之为 “并联式基准

电压源”。这表明，并联式基准电压源是通过调节它的吸收电流使输出电压保持恒定的。对于并联电压基准源，在选择限流电阻Ｒ１时应考虑以下因素：输入电压范围ＵＩ；输出

的基准电压ＵＲＥＦ；负载电流ＩＬ；最小并联工作电流ＩＲ１。Ｒ１值由下式确定：（ＵＩｍａｘ－ＵＲＥＦｍｉｎ）／（ＩＲ１ｍａｘ＋ＩＬｍｉｎ）≤Ｒ１≤（ＵＩｍｉｎ－ＵＲＥＦｍａｘ）／（ＩＲ１ｍｉｎ＋ＩＬｍａｘ）

（１３１）

图１３２　串联式基准电压

源的典型电路

Ｒ１应选最大标称电阻值，使电流消耗为最小；另外

还需考虑电阻的最大允许误差，留出一定余量。Ｒ１的额

定功率可按下述公式计算：

ＰＲ１＝ＩＲ１（ＵＩｍａｘ－ＵＲＥＦ）＝ＩＲ１２Ｒ１

＝（ＵＩｍａｘ－ＵＲＥＦ）２／Ｒ１（１３２）

只要正确选择Ｒ１，即使输入电压高至１０Ｖ甚至１００Ｖ，基准电压源也能正常工作。２串联模式

串联式基准电压源的特点是与负载串行工作，典型

电路如图１３２所示。此时可将基准电压源ＭＡＸ６０１２看

作受输出电压ＵＲＥＦ控制的一只内部电阻Ｒ。Ｒ就串联在

基准电压源的输入和输出端之间。串联式基准电压源通

过在它输入、输出之间产生一个等于负载电流和被控制的内部电阻相乘得到的电压来调节。空载时，吸收电流ＩＱ在Ｒ上形成一个压降，可使输出电压等于ＵＲＥＦ。随着负载电流的增加，基准电压源就通过减小Ｒ的阻值使ＵＲＥＦ保持恒定。

第四节　ＭＣ１４０３型基准电压源

ＭＣ１４０３是美国摩托罗拉公司生产的高准确度、低温漂、采用激光修正的带隙基准电压

源，国产型号为５Ｇ１４０３和ＣＨ１４０３。

１０　　　特种集成电源设计与应用

图１４１　ＭＣ１４０３的引脚排列与简化电路

（ａ）引脚排列图；（ｂ）电路符号；（ｃ）简化电路

一、ＭＣ１４０３的工作原理

ＭＣ１４０３采用８脚双列直插式封

装（ＤＩＰ８），引脚排列如图１４１（ａ）所示。其输入电压范围是＋４５～１５Ｖ，输出电压的允许范围是

２４７５～２５２５Ｖ，典型值为２５００Ｖ，电压温度系数可达１０×１０－６／℃。为

便于配８Ｐ插座，ＭＣ１４０３上专门设

置了５个空脚（ＮＣ）。ＭＣ１４０３的简化电路如图１４１

（ｃ）所示。在第二节曾分析过带隙

基准电压源的基本原理，对于

ＭＣ１４０３，其输出电压由下式确

定：　　　

ＵＯ＝Ｒ３＋Ｒ４Ｒ（４

Ｕｇ０－ＣＴ＋２Ｒ２Ｒ１ ×ｋＴｑｌｎ

Ａｅ２Ａ）ｅ１

（１４１）

式中：Ｕｇ０为硅在０Ｋ时的带隙电压，约为１２０５Ｖ；Ｃ为比例系数；Ａｅ１、Ａｅ２分别为ＶＴ１、ＶＴ２的发射极周长，设计使Ａｅ２／Ａｅ１＝８。

只要选择合适的电阻比Ｒ２／Ｒ１，就能使式（１４１）中括号内的第二项与第三项之和等

于零，从而实现了零温漂，即输出电压与温度无关。此时

ＵＯ＝Ｒ３＋Ｒ４Ｒ４ ×Ｕｇ０（１４２）

实取（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４＝２０８，代入式（１４２）中计算出ＵＯ＝２０８×１２０５＝２５（Ｖ）。

图１４２　ＭＣ１４０３的典型应用

二、ＭＣ１４０３的应用技巧

１典型应用

ＭＣ１４０３的典型应用如图１４２所示。在输出端

接有１０ｋΩ的精密多圈电位器，用以精确调整输出

的基准电压值。Ｃ为消噪电容，亦可省去不用。实

测ＭＣ１４０３的输入—输出特性见表１４１。由表可

知，当输入电压从１０Ｖ降至４５Ｖ时，输出电压仅

变化００００１Ｖ，相对变化率仅为－０００１８％。

表１４１ＭＣ１４０３的输入—输出特性

输入电压ＵＩ（Ｖ）１０９８７６５４５

输出电压ＵＯ（Ｖ）２５０２８２５０２８２５０２８２５０２８２５０２８２５０２８２５０２７

２实现多路输出的方法

将２片ＭＣ１４０３串联使用，可同时获得＋５Ｖ和＋２５Ｖ两路输出，电路如图１４３所

示。ＭＣ１４０３Ⅰ的第３脚（ＧＮＤ）需接至ＭＣ１４０３Ⅱ的第２脚（ＵＯ２），电容器Ｃ与电阻Ｒ组

成ＲＣ网络，可抑制高频干扰。３提高输出电压的方法

若要求输出的基准电压值高于２５Ｖ，可采用如图１４４所示电路。Ｆ００７在这里作为同

第一章　基准电压源　１１　　　

相放大器，调整Ｒ２可获得所需要的ＵＯ值：

图１４３　两片ＭＣ１４０３串联电路图１４４　利用Ｆ００７提高输出电压的电路

ＵＯ＝２５× １＋Ｒ２Ｒ（）１

（１４３）

ＵＯ的调整范围是＋２５～１２Ｖ。Ｆ００７可用μＡ７４１来代替。

图１４５　利用ＩＣＬ７６５０提高输出电压的电路

图１４６　ＭＣ１４０３在数字万用表中的特殊应用

鉴于Ｆ００７的失调电压较大，还可采

用ＩＣＬ７６５０（国产型号为５Ｇ７６５０）型高

准确度、低漂移、斩波自稳零式精密运

算放大器，电路如图１４５所示。ＩＣＬ７６５０属于第四代运算放大器，其输

入失调电压仅为１μＶ，只相当于通用型

运放Ｆ００７（或μＡ７４１）的千分之一，温

度漂移低至００１μＶ／℃，开环电压增益

ＡＶＯ＝１３４ｄＢ，共模抑制比ＣＭＲＲ＝１３０ｄＢ，单位增益带宽ＢＷＧ＝２０ＭＨｚ，输入阻抗达１０１２Ω。图１４５中的Ｒｆ为负反馈电

阻，ＵＯ值由下式确定

ＵＯ＝２５× １＋ＲｆＲ（）１

（１４４）

当Ｒｆ＝Ｒ１＝２０ｋΩ时，ＵＯ＝５Ｖ。

４在数字仪表中的特殊应用

ＭＣ１４０３在数字万用表中的

特殊应用电路如图１４６所示。该仪表是由ＭＣ１４４３３构成的３位自动量程数字万用表，它设置

了两个基本量程，２００ｍＶ和２Ｖ。其中，２００ｍＶ挡、２ｍＡ～２Ａ挡、２００Ω 挡的基本量程均为

２００ｍＶ，而２～１０００Ｖ挡、２ｋΩ～２ＭΩ挡的基本量程为２Ｖ。该

电路的特点是设计了两套基准电

压分压器，并通过模拟开关进行

自动切换。第一套分压器由Ｒ１、

１２　　　特种集成电源设计与应用

Ｒ２和ＲＰ１构成，调整电位器ＲＰ１可获得基准电压ＵＲＥＦ１＝２０００ｍＶ，此时基本量程定为

２００ｍＶ。第二套分压器由Ｒ３、Ｒ４和ＲＰ２组成，调整ＲＰ２可获得ＵＲＥＦ２＝２０００Ｖ，此时基本

量程变成２Ｖ。两路基准电压的切换由４路模拟开关ＣＤ４０６６（现仅用其中两路模拟开关）组

成。ＵＣ１、ＵＣ２均为控制信号，是由功能及量程开关电路提供的。当ＵＣ１呈高电平时，ＳＷ１闭

合，选ＵＲＥＦ１作为ＭＣ１４４３３的外基准电压，积分电阻选３３ｋΩ （图中未画）。当ＵＣ２为高电平

时，ＳＷ２闭合，选择ＵＲＥＦ２；此时应将积分电阻改成３９０ｋΩ。图１４６中，ＭＣ１４４３３采用±５Ｖ双电源，ＭＣ１４０３则由＋５Ｖ单电源供电。Ｃ１和Ｃ２为

消噪电容，ＵＩＮ表示ＭＣ１４４３３的模拟输入电压。

第五节　ＭＡＸ８７２／８７４型基准电压源

ＭＡＸ８７２／８７４是美国美信（ＭＡＸＩＭ）公司推出的微功耗、低压差、输出可微调的基准

电压源。二者的电路原理基本相同，但输入、输出电压不同。一、ＭＡＸ８７２／８７４的工作原理

１性能特点

（１）ＭＡＸ８７２的输出电压为２５００× （１±０２％）Ｖ，允许范围是２４９５～２５０５Ｖ；输

入电压（即电源电压）范围是２７～２０Ｖ。ＭＡＸ８７４的输出电压为４０９６× （１±０２％）Ｖ，允许范围是４０８８～４１０４Ｖ；输入电压范围是４３～２０Ｖ。二者的输入电压极限值均为２４Ｖ。

（２）利用外部分压电路可对基准电压进行微调，使之达到标称值。（３）电压温度系数低，典型值为２０×１０－６／℃，最大值为４０×１０－６／℃。（４）微功耗、低压差，能在低电压下正常工作。其电源电流为１０μＡ，典型功耗小于

１００μＷ。当输入—输出压差低至２００ｍＶ时仍能正常工作。因此，对ＭＡＸ８７２而言，可选用

３Ｖ电源供电；ＭＡＸ８７４可采用５Ｖ电源。（５）当输出端对地短路时，输出电流为６ｍＡ（典型值）。（６）工作温度范围一般为０～７０℃，芯片的最高结温为１６０℃。

图１５１　ＭＡＸ８７２／８７４的

引脚排列图

２基本原理

ＭＡＸ８７２／８７４均采用８脚双列直插式封装形式（ＤＩＰ８），引

脚排列如图１５１所示。各引脚的功能如下：ＵＩ———输入电压端。ＵＯ———基准电压的输出端，其输出电压为ＵＯ。ＧＮＤ———公共地。ＴＥＭＰ———由此端可输出一个与芯片结温成正比的电压，其

温度系数为＋２３ｍＶ／℃。ＴＲＩＭ———微调输出电压的引出端。

ＣＯＭＰ———补偿端，外接补偿电容。当基准电压源接有容性负载ＣＬ时，需在ＵＯ与

ＣＯＭＰ端之间接一只补偿电容Ｃ，其电容量等于００１ＣＬ。第１脚与第７脚在内部连通，不接外部电路。ＭＡＸ８７２和ＭＡＸ８７４的输出电压与温度的关系分别如图１５２和图１５３所示。图１５

４示出ＭＡＸ８７４的输出电压与输出电流的关系，不难看出，当输出电流ＩＯ≥１ｍＡ时，ＵＯ将

显著降低。

第一章　基准电压源　１３　　　

图１５２　ＭＡＸ８７２的输出电压与温度关系图１５３　ＭＡＸ８７４的输出电压与温度关系

图１５４　ＭＡＸ８７４的输出电压

与输出电流关系

二、ＭＡＸ８７２／８７４的应用技巧

１微调输出电压的方法

ＭＡＸ８７２／８７４的微调电路如图１５５所示。由图可

见，当环境温度ＴＡ＝±２５℃时，输出的基准电压可达到

标称值。但实际上由于制造工艺的离散性，ＵＯ值总会有

一定的偏差（允许变化±０２％）。若要求ＵＯ严格等于标

称值，可借助外部分压器改变ＴＲＩＭ端的电压，在２５℃温度下对ＵＯ进行微调，调节范围仍为±０２％。外部分压

器由电位器和固定电阻所构成，分压器需接在ＵＯ端与

ＧＮＤ之间。

图１５５　微调输出电压的电路

（ａ）ＭＡＸ８７２的微调电路；（ｂ）ＭＡＸ８７４的微调电路

２减小输出纹波的方法

ＭＡＸ８７２／８７４对从输入端引入的１０Ｈｚ～２ｋＨｚ纹波

具有一定的抑制能力。采用如图１５６所示电路，还能进一步减小纹波电压。图中，Ｒ与Ｃ１构成输入级滤波器，其下限频率为１０Ｈｚ。Ｃ３为负载电容，Ｃ２为补偿电容，有关系式：Ｃ２＝００１Ｃ３。ＲＰ为精密多圈电位器，调整ＲＰ可获得０～２５００Ｖ的基准电压值。

３环境温度监视器

前已述及，从ＴＥＭＰ端可输出一个与结温成正比的电压信号ＵＴＥＭＰ。由于ＭＡＸ８７２／

８７４的功耗极低，因此芯片内部的结温（Ｔｊ）与外部环境温度（ＴＡ）的偏差不会超过０５℃。

１４　　　特种集成电源设计与应用

图１５６　减小输出纹波的电路图１５７　ＵＴＥＭＰ－ＴＡ的关系曲线

图１５８　环境温度监视器的电路

这表明ＵＴＥＭＰ与ＴＡ也是成正比的，二者的关系曲线如图１５７所示，ＵＴＥＭＰ的电压温度系数

为＋２３ｍＶ／℃。利用这一特性，很容易为基准电压源设计一个环境温度监视器，随时可监

视ＴＡ是否超出规定范围。具体电路如图１５８所示。图中使用一片４电压比较器ＬＭ３３９（ＩＣ２，现仅用其中的两个比较器ＩＣ２ａ、ＩＣ２ｂ），一片高速ＣＭＯＳ电路的四异或门７４ＨＣ８６（ＩＣ３，仅用一个异或门），构成两个电压比较器以及温度越限信号的输出电路。

现以ＭＡＸ８７２为例，其ＵＯ＝ＵＲＥＦ＝２５００Ｖ，假定上限温度ＴＡＨ＝＋８５℃，下限温度

ＴＡＬ＝－４０℃。为叙述方便，将ＬＭ３３９第４～７脚电压分别用Ｕ４、Ｕ５、Ｕ６、Ｕ７来表示。下

面分析该环境温度监视器的工作原理。根据图１５８不难算出参考电压Ｕ６为

Ｕ６＝Ｒ２＋Ｒ３Ｒ１＋Ｒ２＋Ｒ３×ＵＲＥＦ＝

２７ｋ＋５４ｋ１７０ｋ＋２７ｋ＋５４ｋ×２５００＝０８０７

（Ｖ）

查图１５７可知，当ＴＡ＝ＴＡＨ＝８５℃时，ＵＴＥＭＰ＝０８１０Ｖ。显然，在正常温度范围内ＴＡ＜８５℃，Ｕ７＜Ｕ６，比较器ＩＣ２ａ输出低电平；而当ＴＡ≥８５℃时，Ｕ７≥０８１０Ｖ＞Ｕ６，使ＩＣ２ａ翻转

后输出高电平。同理可计算出Ｕ５＝０５３８Ｖ，在ＴＡ≤ＴＡＬ≤－４０℃时，ＵＴＥＭＰ＝Ｕ４＜Ｕ５，故比较器ＩＣ２ｂ

翻转，输出为高电平。需要指出，同时超越上、下限实际上是不可能的，在越限时ＩＣ２ａ和ＩＣ２ｂ中总有一个输出

高电平，另一个则输出低电平。根据异或门的特点，仅当它的两个输入端状态相异时才能输

出高电平。因此，只要ＩＣ３输出为高电平，就表示环境温度已超出规定范围了。对图１５８稍加改进，还可增加越限声、光

报警电路。若ＩＣ３输出为低电平，就表示环境温度正常。上述电路

还适用于控制液晶显示器（ＬＣＤ）的亮、暗对比度，亦可作为模／数

转换器的增益补偿电路，用来消

除温度变化所带来的影响。图１５８中的Ｒ１～Ｒ３应采用误差为

±１％～±０５％的精密金属膜电

阻。对ＭＡＸ８７４而言，Ｒ１应取

３３０ｋΩ。

第一章　基准电压源　１５　　　

第六节　ＭＡＸ６１２６系列高精度、低噪声基准电压源

ＭＡＸ６１２６系列是ＭＡＸＩＭ公司新研制的一种高精度、低噪声、低压差、串联型基准电

压源产品。该系列产品包括５种型号：ＭＡＸ６１２６２１，ＭＡＸ６１２６２５，ＭＡＸ６１２６３０，ＭＡＸ６１２６４１，ＭＡＸ６１２６５０，输出电压分别为２０４８Ｖ、２５００Ｖ、３０００Ｖ、４０９６Ｖ、５０００Ｖ。它们适用于高分辨率Ａ／Ｄ或Ｄ／Ａ转换器、精密电流源、数字电压表、自动测试

设备（ＡＴＥ）、高精度工业过程控制等领域。一、ＭＡＸ６１２６的工作原理

１性能特点

（１）传统的并联式基准电压源不仅需要消耗较大的电源电流，而且要接外部电阻。ＭＡＸ６１２６则不同，它属于串联型基准电压源，其电源电流与电源电压基本无关，因此无须

接外部电阻，这样既简化了外围电路，又降低了功耗。（２）ＭＡＸ６１２６内含曲率校正电路和高稳定度的光刻薄膜电阻，最大初始精度高达

±００２％，电压温度系数仅为１×１０－６／℃ （典型值）。最大输入—输出压差低至

２００ｍＶ。　　　　（３）输出电压的调整率为２０μＶ／Ｖ（最大值）。当输出端的最大灌电流或输出电流为

１０ｍＡ时，输出电阻低于００２５Ω。

（４）超低噪声。其噪声电压低至１３μＶ（峰峰值），带宽噪声电压为６０ｎＶ／槡Ｈｚ。只需

在噪声抑制端（ＮＲ）接一只０１μＦ电容，即可使带宽噪声进一步降至３５ｎＶ／槡Ｈｚ。当负载

电容ＣＬ＝０１～１０μＦ时，ＭＡＸ６１２６也能稳定工作。（５）电源电压范围宽，为（ＵＲＥＦ＋２００ｍＶ）～１２６Ｖ。静态工作电流为３８０μＡ，工作温

度范围是－４０～＋１２５℃。

图１６１　ＭＡＸ６１２６的

引脚排列图

２引脚功能

ＭＡＸ６１２６采μＭＡＸ８或ＳＯ８封装，引脚排列如图１６１所

示。ＮＲ为噪声抑制端，该端与地之间接一只０１μＦ的电容，即

可提高带宽噪声。若不用，则不接电容。ＩＮ为电源输入端。ＧＮＤ为接地端。ＧＮＤＳ为测试地，当ＭＡＸ６１２６接负载时，该

端与地相连。ＩＣ为内部接线端（共两个），这些引脚不需接外部

电路。ＯＵＴＦ、ＯＵＴＳ分别为基准电压输出端、基准电压检测输

出端，这两端可以短接，也可以分开布线，但二者应尽量靠近负

载，并且对地接一只０１～１０μＦ旁路电容。二、ＭＡＸ６１２６的应用技巧

１典型应用电路

ＭＡＸ６１２６的典型应用电路如图１６２所示。Ｃ１为电源退耦电容（可选件），Ｃ２为降噪电

容。Ｃ３为输出端的旁路电容，其容量范围是０１～１０μＦ。将ＯＵＴＦ、ＯＵＴＳ短接后，可直

接输出基准电压ＵＲＥＦ。ＲＰ为精密多圈电位器，经过分压后可获得０～ＵＲＥＦ范围内的任何电

压值。用作驱动开关性电容负载或需要迅速改变负载电流时，建议在Ｃ３（０１μＦ）上再并联一

只１０μＦ的电容，以改善输出的瞬态响应。

１６　　　特种集成电源设计与应用

２精密电流源

由ＭＡＸ６１２６构成的精密电流源电路如图１６３所示。ＶＴ为双极型晶体管，ＲＬ为负

载电阻。ＯＵＴＦ端的输出给ＶＴ提供偏置电流。ＯＵＴＳ和ＧＮＤＳ端则通过检测电阻ＲＬ上

的电压来调节ＯＵＴＦ端的电流。为进一步提高精度，还可采用ＭＯＳ场效应管来代替双

极型晶体管，以消除因双极型晶体管存在基极电流而引起的误差。给负载提供的恒定电

流为

ＩＳ＝ＵＯ／ＲＬ（１６１）

图１６２　ＭＡＸ６１２６的典型应用电路

图１６３　由ＭＡＸ６１２６构成

精密电流源的电路

第七节　ＩＣＬ８０６９型基准电压源

ＩＣＬ８０６９是美国英特西尔公司（Ｉｎｔｅｒｓｉｌ）生产的１２Ｖ带隙基准电压源，可广泛用于

Ａ／Ｄ转换器、Ｄ／Ａ转换器、数字电压表、数字多用表及电压阈值检测器中。一、ＩＣＬ８０６９的工作原理

（１）ＩＣＬ８０６９系列共分４种型号：ＩＣＬ８０６９Ａ、ＩＣＬ８０６９Ｂ、ＩＣＬ８０６９Ｃ、ＩＣＬ８０６９Ｄ。它

们的电压温度系数依次为１０×１０－６／℃、２５×１０－６／℃、５０×１０－６／℃、１００×１０－６／℃，以

ＩＣＬ８０６９Ａ的电压温度系数为最低。（２）基准电压典型值为１２３Ｖ，最小值为１２０Ｖ，最大值是１２５Ｖ。最大工作电流为

５ｍＡ。（３）稳定性好。当工作电流在５０μＡ～５ｍＡ范围内变化时，ＵＲＥＦ的变化量小于２０ｍＶ。（４）噪声低。噪声电压小于５μＶ（有效值），动态阻抗为１Ω。（５）ＩＣＬ８０６９Ａ、Ｂ的工作温度范围是０～＋７０℃，ＩＣＬ８０６９Ｃ、Ｄ则为－５５～＋１２５℃。

ＩＣＬ８０６９大多采用ＴＯ５２金属壳封装，只有两个引出端；少数产品采用ＴＯ９２塑料封

装，又增加了一个空脚。二者的外形分别如图１７１（ａ）、（ｂ）所示，在电路中均用一只稳

压二极管符号来表示。基准电压随温度变化的曲线如图１７２所示，图中的ＩＲ表示反向工作

电流。由图可见，当环境温度ＴＡ＝２５℃时，ＵＲＥＦ＝１２３０Ｖ。在－５０～＋１２５℃范围内，

ＵＲＥＦ的最大变化量不超过－４～＋１５ｍＶ。

第一章　基准电压源　１７　　　

图１７１　ＩＣＬ８０６９的外形及电路符号

（ａ）、（ｂ）外形；（ｃ）电路符号图１７２　基准电压随温度变化的曲线

二、ＩＣＬ８０６９的应用技巧

１典型应用

ＩＣＬ８０６９的典型应用电路如图１７３所示。Ｒ为限流电阻，起保护作用。选用＋５Ｖ电源

时可取Ｒ＝６８ｋΩ，此时，ＩＲ＝０５６ｍＡ，与芯片的典型工作状态（ＩＲ＝０５ｍＡ）十分接近。

ＲＰ为１０ｋΩ精密多圈电位器，调整ＲＰ可在０～１２Ｖ范围内获得任意的基准电压值。消噪

电容Ｃ用以提高基准电压的稳定性（亦可不用）。

图１７３　ＩＣＬ８０６９的典型应用电路图１７４　ＩＣＬ８０６９在数字电压表中的应用

２在３位数字电压表中的应用

ＩＣＬ８０６９在３位数字电压表中的应用电路如图１７４所示。该仪表由ＩＣＬ７１０７构成，配ＬＥＤ显示器，满量程为２００ｍＶ。ＩＣＬ８０６９输出的１２Ｖ基准电压源经过Ｒ２和ＲＰ分压后，获得１０００ｍＶ的基准电压，加至ＩＣＬ７１０７的基准电压输入端。仪表采用±５Ｖ双电源供电。

３在４位数字万用表中的应用

手持式４位数字万用表可选用ＩＣＬ７１２９型单片４位多重积分式Ａ／Ｄ转换器，配液晶

显示器，基本挡的准确度可达±０００５％。在Ａ／Ｄ转换电路中只使用一片ＩＣＬ８０６９，参见图

１７５。其工作原理是首先从ＩＣＬ７１２９上取出内部基准电压源Ｅ０１（典型值为３２Ｖ），再经过

限流电阻Ｒ１接外部基准电压源ＩＣＬ８０６９，获得高稳定性的１２Ｖ基准电源Ｅ０２，最后经过

Ｒ２、ＲＰ和Ｒ３分压，获得所需要的１００００Ｖ基准电压ＵＲＥＦ。采用两级稳压电路能提高测量

的准确度。ＲＰ的调整范围是０９６～１０２Ｖ，仔细调整电位器ＲＰ，可使ＵＲＥＦ＝１００００Ｖ，这

对于２００ｍＶ和２Ｖ基本量程均适用。通过改变量程选择端ＲＡＮＧＥ的输入电平，即可选取

１８　　　特种集成电源设计与应用

图１７５　ＩＣＬ８０６９在数字万用表中的应用

不同的基本量程ＵＭ。例如，ＲＡＮＧＥ端接高电平时，ＵＭ＝２Ｖ；ＲＡＮＧＥ端悬空或接低电平

时，ＵＭ＝２００ｍＶ。Ｅ为９Ｖ叠层电池。

图１７６　提高输出电压的方法

时钟振荡器由Ｒ７、Ｃ３以及内部反相器所构成。取

Ｒ７＝７５ｋΩ、Ｃ３＝５６ｐＦ时，时钟频率约为１１０ｋＨｚ，仪表

测量速率等于２次／秒。模拟输入端的高频滤波器由Ｒ５、Ｃ１组成。Ｒ６、Ｃ２分别为积分电阻与积分电容。Ｃ４为基准

电容。ＳＢ为读数保持键。Ｓ２为小数点选择开关，在转

换仪表量程的同时，可以同步切换小数点的位置。当电

池电压Ｅ＜７２Ｖ时，ＬＣＤ上显示出低电压指示符

“ＬＯＷＢＡＴ”。图中的Ｒ８～Ｒ１０均为下拉电阻，Ｒ４为

ＵＲＥＦ－端的限流电阻。４提高输出电压的方法

ＩＣＬ８０６９只能提供１２Ｖ的基准电压源。欲提高ＵＲＥＦ值，可参照图１７６所示电路，增

加一级精密、通用运算放大器ＬＭ１０８（国产型号为ＣＦ１０８）。ＩＣＬ８０６９应接在运放的输出端

与反相输入端之间。ＬＭ１０８采用＋１５Ｖ单电源，Ｃ为频率补偿电容。适当调整电位器ＲＰ，可获得１０Ｖ基准电压的输出。

第八节　ＬＭ３９９型精密基准电压源

在目前生产的基准电压源中，以ＬＭ１９９、ＬＭ２９９和ＬＭ３９９的电压温度系数为最低，

第一章　基准电压源　１９　　　

性能也最佳。它们均属于四端器件，可等效于带恒温槽的稳压二极管。作为高稳定性的精密

基准电压源，用于高档智能仪器、精密稳压电源、精密恒流源及电压比较器中。

图１８１　ＬＭ３９９的原理

（ａ）引脚排列；（ｂ）内部框图；（ｃ）电路符号

一、ＬＭ３９９的工作原理

ＬＭ３９９的内部电路可分成两部分：基准电压源和恒温电路。图１８１示出了

它的引脚排列、内部框图及电路符号。第１、２脚分别为基准电压源的正、负

极。第３、４脚之间接９～４０Ｖ直流电压。图中的Ｈ表示恒温器。ＬＭ３９９的同类产

品还有ＬＭ１９９、ＬＭ２９９，它们均采用

ＴＯ４６封装。ＬＭ３９９的工作温度范围是

０～＋７０℃，ＬＭ２９９和ＬＭ１９９分别为

－２５～＋８５℃、－５５～＋１２５℃。电压温

度系数的典型值为０３×１０－６／℃。最大值为１×１０－６／℃，只相当于普通基准电压源的１／１０。其动态阻抗为０５Ω，能在０５～１０ｍＡ的工作电流范围内保持基准电压和温度系数不

变。噪声电压的有效值为７μＶ，在２５℃时的功耗为３００ｍＷ。ＬＭ３９９的基准电压由隐埋式齐纳二极管提供。这种新型稳压管是采用次表面隐埋技术

而制成的，能显著降低噪声电压，大幅度提高输出电压的稳定性。恒温器电路能把芯片温度

自动调节到９０℃，只要环境温度不超过９０℃，就能消除温度变化对基准电压的影响。正因

为如此，ＬＭ３９９的电压温度系数才降至１×１０－６／℃以下，这是其他基准电压源所难以达到

的技术指标。ＬＭ３９９的基准电压实际上是由次表面稳压管的稳定电压ＵＺ（６３Ｖ）与硅晶体管的发射

结压降ＵＢＥ（０６５Ｖ）叠加而成的。输出基准电压为

ＵＯ＝ＵＲＥＦ＝ＵＺ＋ＵＢＥ＝６３Ｖ＋０６５Ｖ＝６９５Ｖ≈７Ｖ二、ＬＭ３９９的应用技巧

使用ＬＭ３９９时，应注意环境温度不得超出０～＋７０℃范围，安装位置应尽量远离发热

器件（例如变压器、功率管等）；输入电压不能超过４０Ｖ，否则会损坏恒温器；纹波电压必

须很小，接地线力求短捷，工作电流不应超过１０ｍＡ，否则应加限流电阻。

图１８２　ＬＭ３９９的典型应用电路

１典型应用

ＬＭ３９９的典型应用电路如图１８２所示。Ｒ为限流电

阻。通常负载电流ＩＬＩｄ，可忽略不计，因此，Ｉｄ≈ＩＲ，Ｒ值由下式确定

Ｒ＝ＵＩ－ＵＲＥＦＩＲ（１８１）

式中的ＵＩ＝＋９～４０Ｖ，ＵＲＥＦ＝７Ｖ，ＩＲ＝０５～１０ｍＡ。举例

说明：当ＵＩ＝２０Ｖ，ＩＲ＝２ｍＡ时，由式（１８１）计算出Ｒ＝６５ｋΩ。

欲获得在０～７Ｖ以内的非标称值基准电压，可在图

１８２的输出端并联一只１０ｋΩ多圈电位器ＲＰ。调节滑动触头的位置，即可获得０～７Ｖ范围

内的任意电压值。例如，在由Ｈ１７１５９Ａ型带微处理器单片５位Ａ／Ｄ转换器构成５位智

２０　　　特种集成电源设计与应用

能数字电压表时，所需要的１０００００Ｖ基准电压，即可由ＬＭ３９９通过分压后产生。２其他特殊应用

（１）双电源供电电路。ＬＭ３９９亦可采用双电源（例如±１５Ｖ）供电，电路如图１８３所示。（２）串联使用。将２片ＬＭ３９９串联使用，可获得１４Ｖ的基准电压，电路如图１８４所

示。二者可共用一只限流电阻，而恒温器只能并联在电路中。

图１８３　双电源供电电路图１８４　两片ＬＭ３９９的串联使用

图１８５　利用运算放大器获得其他ＵＯ值

图１８６　由ＬＭ３９９构成的功率基准电压源

（３）提高输出电压的方法。利用Ｆ００７型

运算放大器作同相放大后可获得其他ＵＯ值，电路如图１８５所示，有公式

ＵＯ＝７× １＋ＲｆＲ（）１

（１８２）

图中取Ｒｆ＝９ｋΩ，Ｒ１＝２０ｋΩ，由式（１８２）算出ＵＯ＝１０Ｖ。Ｒｆ、Ｒ１应选用电阻温度系数

低的金属膜电阻。为进一步提高ＵＯ的温度稳定性，还可采

用斩波自稳零型精密运算放大器ＩＣＬ７６５０代

替普通运算放大器Ｆ００７（或μＡ７４１）。（４）功率基准电源。能输出０～２０Ｖ、１Ａ的功率基准电压源如图１８６所示。现使用

第一章　基准电压源　２１　　　

ＬＭ３９９、ＬＭ１０８、ＬＭ１９５各一片。ＬＭ１０８属于低温漂精密运算放大器，国产型号为

ＣＦ１０８。ＬＭ１９５是集成化功率晶体管，内含恒流源、过电流及过热保护电路、２只晶体管以

及过电压保护二极管，输出电流大于１Ａ。调节ＲＰ可获得０～２０Ｖ范围内的任何基准电压

值。

第九节　ＭＣＰ１５２５／１５４１型可调式基准电压源

ＭＣＰ１５２５、ＭＣＰ１５４１是美国微芯片（Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ）公司生产的两种精密基准电压源，适

合给８位、１０位、１２位Ａ／Ｄ转换器或Ｄ／Ａ转换器提供基准电压，可广泛用于数据采集系

统、通信设备、医疗设备及仪器仪表中。一、ＭＣＰ１５２５／１５４１的工作原理

ＭＣＰ１５２５／１５４１具有以下特点：（１）ＭＣＰ１５２５、ＭＣＰ１５４１属于低压差、精密基准电压源，二者采用了先进的ＣＭＯＳ电

路和ＥＰＲＯＭ微调技术，输出电压分别为２５Ｖ和４０９６Ｖ，电压温度系数为５０×１０－６／℃（典型值）。

（２）初始精度为１％（最大值），输入—输出压差低至１３７ｍＶ，电压调整率为１０７μＶ／Ｖ，输出电阻为０５Ω。

（３）在２５℃时的静态电流不超过１００μＡ，而输出电流为２ｍＡ，最大可达８ｍＡ。各引脚

均能承受４ｋＶ的静电放电（ＥＳＤ）电压。（４）ＭＣＰ１５２５、ＭＣＰ１５４１的输入电压范围分别为２７～５５Ｖ、４３～５５Ｖ，最高输入

电压为７０Ｖ。工作温度范围是－４０～＋８５℃。

ＭＣＰ１５２５／１５４１采用ＴＯ９２或ＳＯＴ２３３封装，引脚排列如图１９１所示。其中，ＵＩＮ为

正电压输入端，ＵＳＳ端接负电源或地，ＵＯ为基准电压输出端。二、ＭＣＰ１５２５／１５４１的应用技巧

１典型应用

ＭＣＰ１５２５／１５４１的典型应用如图１９２所示。Ｃ１为输入端的消噪电容，采用０１μＦ陶瓷

电容。Ｃ２为输出端的消噪电容，其容量范围是１０～１０μＦ。

２可调式基准电压源

由ＭＣＰ１５４１和数字电位器ＭＣＰ４１０１０构成的可调式基准电压源的电路如图１９３所示。

图１９１　ＭＣＰ１５２５／１５４１的引脚排列图

（ａ）ＴＯ９２封装；（ｂ）ＳＯＴ２３３封装

图１９２　ＭＣＰ１５２５／１５４１的典型应用电路

ＭＣＰ４１０１０具有２５６个抽头，总阻值为１０ｋΩ。ＰＩＣ１２Ｃ５０８为８位ＣＭＯＳ微控制器，通

过ＳＰＩ接口对ＭＣＰ４１０１０进行编程，即可在０～４０９６Ｖ的范围内调整基准，步进量为

２２　　　特种集成电源设计与应用

１６ｍＶ。再通过微功耗ＣＭＯＳ运算放大器，输出所需要的基准电压。ＭＣＰ６０６的电源电压范

围是２５～５５Ｖ，具有满幅电源电压输出（ｒａｉｌｔｏｒａｉｌ，即 “轨对轨”输出）的优良特性。

图１９３　可调式基准电压源的电路图１９４　一种能产生负基准电压的电路

３产生负基准电压的方法

一种能产生负基准电压的电路如图１９４所示。该电路有以下３个特点：①利用

ＭＣＰ６０６和两个１０ｋΩ的等值电阻Ｒ１、Ｒ２来实现电压隔离；②将运算放大器ＭＣＰ６０６的正

电源端接地，负电源端接－５Ｖ；③由ＭＣＰ６０６构成反相放大器，其放大倍数ＫＶ＝－１，因

此输出电压近似为－２５Ｖ。

第十节　ＬＭ３３６２５型可调式基准电压源

ＬＭ３３６２５型基准电压源是美国国家半导体公司生产的２５Ｖ并联调整式带隙基准电压

源。下面首先简述其性能特点，然后重点介绍它在数字仪表中的应用。一、ＬＭ３３６２５的性能特点

（１）ＬＭ３３６２５属于三端精密２５Ｖ基准电压源，可广泛用于数字电压表、数字电阻

表、稳压电源和运算放大器的电路中。（２）基准电压的典型值为２４９０Ｖ，电压温度系数为２０×１０－６／℃。（３）其基准电压值和电压温度系数均可由外部电路调整到最佳特性。利用电位器和２只

硅二极管可构成温度补偿电路，将基准电压调至２４９０Ｖ，并使电压温度系数为最小。

图１１０１　ＬＭ３３６２５的引脚排列

和电路符号

（ａ）ＴＯ９２封装；（ｂ）ＴＯ４６封装；

（ｃ）电路符号

（４）动态阻抗低，典型值仅为０２Ω。（５）工作电流范围宽，从３００μＡ～１０ｍＡ。（６）由于它采用并联调整式电路，因此可作为正

电压基准或负电压基准。（７）ＬＭ３３６２５的同类产品还有ＬＭ２３６２５、

ＬＭ１３６２５。三者的工作温度范围分别为０～＋７０℃，－２０～＋８５℃，－５５～＋１２５℃。ＬＭ３３６２５采用ＴＯ９２型塑料封装或ＴＯ４６型

圆金属壳封装。其引脚排列及电路符号如图１１０１所

第一章　基准电压源　２３　　　

示。３个引出端依次为正端（＋）、负端（－）和调整端（ＡＤＪ）。二、ＬＭ３３６２５在数字仪表中的应用

１在数字电压表中的应用

ＬＭ３３６２５型基准电压源在４量程３位数字电压表中的应用电路如图１１０２所示。该

仪表采用一片ＡＤＤ３７０１型３位Ａ／Ｄ转换器，最大计数值为±３９９９，满量程为４０００字。４个量程分别为４００ｍＶ、４Ｖ、４０Ｖ、４００Ｖ。电路主要由基准电压源、＋５Ｖ稳压电源、输入

分压器、３位Ａ／Ｄ转换器、位驱动器、带符号位的３位共阴极ＬＥＤ显示器所组成。其

中，符号位可显示被测电压的正、负极性，而最高位只能显示０～３。

图１１０２　４量程３位数字电压表的电路

由７８０５型三端固定式集成稳压器提供＋５Ｖ的稳定电压，一方面作为ＡＤＤ３７０１的电源

电压，另一方面再经过ＬＭ３３６２５型基准电压源产生２５Ｖ高稳定度电压，由Ｒ１和Ｒ２分压

后获得＋２０００Ｖ基准电压。利用ＬＭ３３６２５的调整端（ＡＤＪ），可将输出电压的温度系数

调节到最佳值。图１１０２中，虚线框内就包含调整电路。ＲＰ为１０ｋΩ精密多圈电位器，两

端各串联一只硅二极管１Ｎ９１４，亦可用１Ｎ４１４８、１Ｎ４５７代替。因硅二极管具有负的电压温

度系数，故可对ＬＭ３３６２５的正温度系数进行温度补偿。ＲＰ的取值范围是２～２０ｋΩ。设计

电路时应将二极管与ＬＭ３３６２５置于相同的温度环境中，使它们在印制板上的位置尽量靠

近。调整ＲＰ时需用一块４位数字电压表监测ＬＭ３３６２５的输出电压，当输出电压为

２４９０Ｖ时温度系数最小。在调整２０００Ｖ基准电压时，也应当由４位数字电压表进行监测，此时应满足

Ｒ１Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝Ｒ３＋２５Ω （１１０１）

２４　　　特种集成电源设计与应用

ＡＤＤ３７０１是采用脉宽调制式（ＰＷＭ）的模／数转换器，它克服了积分式Ａ／Ｄ转换器不

能对被测信号进行连续测量、线性度与积分时间互相影响等缺点，提高了转换准确度与线性

度。Ｒ４、Ｃ３为时钟振荡器的外部阻容元件。振荡频率的估算公式为

ｆ０≈０６／（Ｒ４Ｃ３）（１１０２）时钟频率范围是１００～６４０ｋＨｚ。取Ｒ４＝７５ｋΩ，Ｃ３＝２５０ｐＦ，代入式（１１０２）中得到ｆ０≈３２０ｋＨｚ。此时位扫描频率为６２５Ｈｚ，仪表的测量速率大约为２５次／秒。由Ｒ７～Ｒ９组成零

位调节电路。ＡＤＤ３７０１输出的多路调制７段码经过网络电阻Ｒ１３～Ｒ１９，接３位共阴极ＬＥＤ数码管

的相应笔段。网络电阻亦可用分立电阻代替。位选通信号经过ＭＣ７５４９２接ＬＥＤ的对应公共

阴极。ＭＣ７５４９２为６反相驱动器，也可用７达林顿驱动器ＭＣ１４１３（国产型号为５Ｇ１４１３）来代替。符号位极性笔段的显示受ＳＩＧＮ端控制。利用开关Ｓ１３可以手动选择小数点的位置。Ｒ２０为小数点笔段的限流电阻。输入分压器由误差为±０１％的精密金属膜电阻构成。量程选

择开关Ｓ１１、Ｓ１２和Ｓ１３合用一只４Ｗ３Ｄ波段开关。Ｒ１１、Ｒ１２为输入端限流电阻。由于ＡＤＤ３７０１能直接输出７段码（ａ～ｇ）驱动信号，因此不需要接外部的译码驱动

器。

图１１０３　数字电阻表的电路

２在数字电阻表中的应用

由ＬＭ３３６２５构成的数字电阻表电

路如图１１０３所示。这里采用恒流源法

测量电阻，４个电阻量程依次为２５ｋΩ、２５ｋΩ、２５０ｋΩ、２５ＭΩ，灵敏度分别为

１ｋΩ／Ｖ、１０ｋΩ／Ｖ、１００ｋΩ／Ｖ和１ＭΩ／Ｖ。其工作原理是集成恒流源ＬＭ３３４首

先经过标准电阻（Ｒ１、ＲＰ１等）向被测

电阻Ｒｘ提供恒定的测试电流，然后以Ｒｘ上形成的压降作为信号电压，送至微功

耗运算放大器ＬＭ３１２的同相输入端。ＬＭ３１２的反相输入端则接ＬＭ３３６２５的

负端，最后由数字电压表显示出被测电阻值。ＲＰ１～ＲＰ４分别为４个电阻挡的校准电位器。ＲＰ５为ＬＭ３３６２５的电压温度系数校准电位器。

需要说明两点：（１）有关ＬＭ３３４的工作原理可参见本书第二章第五节。（２）电路中的ＬＭ３３６２５亦可用ＬＭ３３６５０来代替，后者为５Ｖ基准电压源。此时Ｒ１

～Ｒ４的电阻值应分别改成５１ｋΩ、５１ｋΩ、５１０ｋΩ、５１ＭΩ，各电阻挡的灵敏度不变。

第十一节　ＴＬ４３１型可编程基准电压源

ＴＬ４３１是由美国德州仪器公司（ＴＩ）和摩托罗拉公司（Ｍｏｔｏｒｏｌａ）生产的２５０～３６Ｖ可编程精密并联稳压器。它属于具有电流输出能力的可调基准电压源。其性能优良，价格低

廉，可广泛用于精密线性稳压电源或单片精密开关电源中。此外，ＴＬ４３１还能构成电压比

较器、电源电压监视器、延时电路、精密恒流源等。目前在单片精密开关电源中，普遍用它

第一章　基准电压源　２５　　　

来构成外部误差放大器，再与光耦合器组成隔离式反馈电路。ＴＬ４３１的同类产品还有低压可编程精密并联稳压器ＴＬＶ４３１Ａ，后者能输出１２４～６Ｖ

的基准电压。一、ＴＬ４３１的性能特点

（１）ＴＬ４３１系列产品包括ＴＬ４３１Ｃ、ＴＬ４３１ＡＣ、ＴＬ４３１Ｉ、ＴＬ４３１ＡＩ、ＴＬ４３１Ｍ、ＴＬ４３１Ｙ、ＴＬ４３１ＣＰ共７种型号。它们的内部电路完全相同，仅个别技术指标略有差异。例

如，ＴＬ４３１Ｃ和ＴＬ４３１ＡＣ的工作温度范围是０～７０℃，而ＴＬ４３１Ｉ为－４０～＋８５℃，ＴＬ４３１Ｍ为－５５～＋１２５℃。

（２）它属于三端可编程器件，利用２只外部电阻可设定２５０～３６Ｖ范围内的任何基准

电压值。ＴＬ４３１的电压温度系数αＴ＝３０×１０－６／℃。（３）动态阻抗低，典型值为０２Ω。（４）输出噪声低。（５）阴极工作电压ＵＫＡ的允许范围是２５０～３６Ｖ，极限值为３７Ｖ。阴极工作电流ＩＫＡ＝

１００ｍＡ，极限值为１５０ｍＡ。其额定功率值与器件的封装形式和环境温度有关。以采用双列

直插式塑料封装的ＴＬ４３１ＣＰ为例，当环境温度ＴＡ＝２５℃时，其额定功率为１Ｗ；ＴＡ＞２５℃时，则按８０ｍＷ／℃的规律递减。

图１１１１　ＴＬ４３１的引脚排列及等效电路

（ａ）ＤＩＰ８封装；（ｂ）ＴＯ９２封装；（ｃ）等效电路

二、ＴＬ４３１的工作原理

ＴＬ４３１大多采用ＤＩＰ８或

ＴＯ９２封装形式，引脚排列及

等效电路如图１１１１所示。图

中，Ａ（ＡＮＯＤＥ）为阳极，使

用时需接地。Ｋ（ＣＡＴＨＯＤＥ）为阴极，需经过限流电阻接正

电源。ＵＲＥＦ为输出电压的设定

端，外接电阻分压器。ＮＣ为

空脚。ＴＬ４３１的等效电路见图

１１１１（ｃ），主要包括４部分：

①误差放大器Ａ，其同相输入端接从电阻分压器上得到的取样电压，反相输入端则接内部

２５０Ｖ基准电压Ｕｒｅｆ，并且设计的ＵＲＥＦ＝Ｕｒｅｆ，ＵＲＥＦ端常态下应为２５０Ｖ，因此亦称基准端；

②内部２５０Ｖ（准确值为２４９５Ｖ）基准电压源Ｕｒｅｆ；③ＮＰＮ型晶体管ＶＴ，它在电路中起

到调节负载电流的作用；④保护二极管ＶＤ，可防止因ＫＡ之间的电源极性接反而损坏芯

片。

ＴＬ４３１的电路符号和基本接线如图１１１２所示。它相当于一只可调式齐纳稳压管，输出电

压由外部精密电阻Ｒ１和Ｒ２来设定，有公式

ＵＯ＝ＵＫＡ＝１＋Ｒ１Ｒ（）２ＵＲＥＦ（１１１１）

Ｒ３为ＩＫＡ的限流电阻。选取Ｒ３的原则是，当输入电压为ＵＩ时必须保证ＩＫＡ在１～１００ｍＡ范围内，以便ＴＬ４３１能正常工作。

ＴＬ４３１的稳压原理可分析如下：当由于某种原因致使ＵＯ升高时，取样电压ＵＲＥＦ也随之

升高，使ＵＲＥＦ＞Ｕｒｅｆ，比较器输出高电平，令ＶＴ导通，ＵＯ下降。反之，ＵＯ↓→ＵＲＥＦ↓→

２６　　　特种集成电源设计与应用

图１１１２　ＴＬ４３１的电路符号与基本接线

（ａ）电路符号；（ｂ）基本接线

ＵＲＥＦ＜Ｕｒｅｆ→比较器再次翻转，输出变成低电

平→ＶＴ截止→ＵＯ↑。这样循环下去，从动

态平衡的角度来看，就迫使ＵＯ趋于稳定，达

到了稳压目的，并且ＵＲＥＦ＝Ｕｒｅｆ。下面介绍ＴＬ４３１的两个重要参数：（１）基准电压的平均温度系数αＴ。

αＴ的定义式如下

αＴ＝ ΔＵＲＥＦＵＲＥＦΔＴＡ

（１１１２）

式中：ΔＵＲＥＦ代表基准电压在允许温度范围内

的变化量；ΔＴＡ表示器件在自然通风条件下的允许环境温度变化范围。举例说明，ＴＬ４３１Ｃ在２５℃时ＵＲＥＦ（即Ｕｒｅｆ，下同）的典型值为２４９１Ｖ，在３０℃时为２４９６Ｖ（最大值），０℃时变成２４９２Ｖ（最小值），在ΔＴＡ＝７０－０＝７０℃的范围内

αＴ＝２４９６－２４９２２４９５×７０＝２３×１０－６／℃

略低于典型值（３０×１０－６／℃）。（２）动态阻抗Ｚ。ＴＬ４３１的动态阻抗由下式确定

Ｚ＝ΔＵＫＡΔＩＫＡ（１１１３）

其典型值仅为０２Ω，最大一般也不超过０５Ω。当ΔＵＫＡ＝５ｍＶ、ΔＩＫＡ＝２０ｍＡ时，由式

（１１１３）不难算出Ｚ＝０２５Ω。当ＵＲＥＦ端接上电阻分压器后，电路的动态阻抗就变为

Ｚ′＝１＋Ｒ１Ｒ（）２

ΔＵＫＡΔＩＫＡ

（１１１４）

　　显然，Ｚ′＞Ｚ。特别地，当Ｒ１＝Ｒ２时，Ｚ′＝２Ｚ≈０４Ω。

图１１１３　ＴＬ４３１在ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ系列

单片开关电源中的应用

三、ＴＬ４３１的应用技巧

１ＴＬ４３１在单片开关电源中的应用

ＴＬ４３１可广泛用于ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ系列单

片开关电源中作为外部误差放大器，构成光

耦合器反馈式电路。其工作原理如图１１１３所示。当输出电压ＵＯ发生波动时，经电阻

Ｒ３、Ｒ４分压后得到的取样电压就与ＴＬ４３１中的２５Ｖ带隙基准电压进行比较，在阴极

上形成误差电压，使光耦合器中的ＬＥＤ工作

电流产生相应变化，再通过光耦合器去改变

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ控制端Ｃ的电流大小，进而调节

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的输出占空比，使ＵＯ维持不变，达到稳压目的。图１１１３中的ＮＰ、ＮＳ、ＮＦ分别为一次绕组、二次绕组和反馈绕组。ＶＳ和ＶＤ１构成一次侧钳位保护电路，ＶＤ２为二次侧的整流管，ＣＯＵＴ为输出端滤波电容。ＶＤ３、ＣＦ为反馈端的整流、滤波元件。Ｒ１为ＬＥＤ的限流电阻。

第一章　基准电压源　２７　　　

２使三端固定式稳压器实现可调输出的电路

将ＴＬ４３１配上７８００系列三端固定式集成稳压器，即可实现可调电压输出，电路如图

１１１４所示。现将ＴＬ４３１接在７８０５型三端稳压器的公共端（ＧＮＤ）与地之间，通过调节Ｒ１来改变输出电压，此时仍用式（１１１１）计算ＵＯ值。需要说明两点：①由于７８０５的静态工

作电流Ｉｄ为几至十几毫安，并且是从ＧＮＤ端流出的，恰好可为ＴＬ４３１提供合适的阴极电

流ＩＫＡ，故ＵＩ与ＴＬ４３１的阴极之间不需要接限流电阻；②ＴＬ４３１能提升７８０５的ＧＮＤ端电

位，使ＵＧＮＤ＝ＵＫＡ，因此该稳压器的最低输出电压ＵＯｍｉｎ＝ＵＲＥＦ＋５Ｖ＝７５Ｖ。最高输出电压

ＵＯｍａｘ＝３７５Ｖ，７８０５的最高输入电压为３５Ｖ，其余２５Ｖ压降由ＴＬ４３１承担。

图１１１４　使三端固定式稳压器

实现可调输出的电路

图１１１５　５Ｖ、１５Ａ精密

稳压器的电路

３５Ｖ、１５Ａ精密稳压器

ＴＬ４３１亦可配合ＬＭ３１７型三端可调式集成稳压器，构成如图１１１５所示的５Ｖ、１５Ａ输出式精密稳压器。ＴＬ４３１接在ＬＭ３１７的调整端（ＡＤＪ）与地之间。Ｒ１和Ｒ２均采用误差为

±０１％的精密金属膜电阻。鉴于ＬＭ３１７本身的静态工作电流Ｉｄ＝ＩＡＤＪ＝５０μＡ１ｍＡ，无

法给ＴＬ４３１提供正常的阴极电流，因此在电路中需增加Ｒ３。输出端的稳定电压ＵＯ经过Ｒ３向ＴＬ４３１供给的阴极电流ＩＫＡ应大于１ｍＡ，才能保证芯片正常工作。当Ｒ３＝２４０Ω时，ＩＫＡ≈１０ｍＡ。４大电流并联稳压器

前面介绍的均为ＴＬ４３１在串联式线性稳压器中的应用。若将ＴＬ４３１配以ＰＮＰ型功率

管，还可构成大电流并联式稳压器，电路如图１１１６所示。调整Ｒ１就能改变ＵＯ值。

５简易５Ｖ精密稳压器

由ＴＬ４３１和ＮＰＮ型功率管构成５Ｖ串联式精密稳压器的电路如图１１１７所示。

图１１１６　大电流并联稳压器电路图１１１７　简易５Ｖ精密稳压器电路

６电压监视器

由２片ＴＬ４３１（ＩＣ１、ＩＣ２）构成的电压监视器电路如图１１１８所示。现利用发光二极管

２８　　　特种集成电源设计与应用

图１１１８　电压监视器电路

ＬＥＤ作为电源电压正常状态的指示灯。电压上限

（ＵＨ）和电压下限（ＵＬ）分别由下式确定

ＵＨ＝１＋Ｒ１ＡＲ（）２ＡＵＲＥＦ（１１１５）

ＵＬ＝１＋Ｒ１ＢＲ（）２ＢＵＲＥＦ（１１１６）

Ｒ３为ＬＥＤ的限流电阻。Ｒ４的阻值应使ＩＣ２的阴极电流

大于１ｍＡ。ＩＣ１和ＩＣ２可等效于２只并联式开关。仅当

电源电压正常，即ＵＨ＞ＵＩ＞ＵＬ时，ＬＥＤ发光，表示

被监视电压ＵＩ符合规定。一旦ＵＩ＞ＵＨ，出现过电压时，ＩＣ１就导通，ＵＫ１↓使得ＩＣ２截止，

ＵＫ２↑，ＬＥＤ就因负极接高电位而停光。倘若ＵＩ＜ＵＬ，发生欠电压故障，ＩＣ１和ＩＣ２就同时

截止，仍使ＬＥＤ熄灭。

７ＴＬ４３１的其他应用

由ＴＬ４３１构成的延时指示器电路如图１１１９所示。该电路的延迟时间由下式确定

ｔ＝Ｒ１ＣｌｎＥＥ－Ｕ（）ＲＥＦ

（１１１７）

式中：Ｒ１为定时电阻；Ｃ为定时电容。当开关Ｓ断开时，电源Ｅ就经过Ｒ１对Ｃ进行充电，但此时ＵＣ＜２５０Ｖ，故ＵＫ呈高电位，使ＬＥＤ不发光。随着ＵＣ不断升高，一旦达到

２５０Ｖ，ＵＫ就变成低电位，令ＬＥＤ发光。因此，ＬＥＤ的熄灭时间就代表电路的延迟时间。例如，当Ｅ＝１２Ｖ、Ｒ１＝１ＭΩ、Ｃ＝０１μＦ时，代入式（１１１７）计算出ｔ＝２３ｍｓ。若将Ｓ闭

合，电容Ｃ就迅速放电，为下次延时做准备。

图１１１９　延时指示器电路图１１１１０　精密恒流源电路

ＴＬ４３１还能构成精密恒流源，电路如图１１１１０所示，ＲＬ为负载电阻，恒定电流由下式

确定

ＩＨ＝ＵＲＥＦＲ２（１１１８）

　　四、ＴＬ４３１的检测方法

利用万用表可以检测ＴＬ４３１的质量好坏。因为它等效于可调稳压二极管，所以在ＫＡ之间应呈现单向导电性。选择５００型万用表的Ｒ×１ｋ挡实测５只ＴＬ４３１各引脚的电阻值，测量数据见表１１１１，可供参考。

第一章　基准电压源　２９　　　

表１１１１ＴＬ４３１各引脚之间的电阻值

黑表笔所接引脚红表笔所接引脚正常电阻值（Ω）说　　明

ＫＡ ∞

ＡＫ５～５１ｋ

ＵＲＥＦＫ７５～７６ｋ

ＫＵＲＥＦ ∞

ＵＲＥＦＡ２６～２９ｋ

ＡＵＲＥＦ３４～３６ｋ

呈单向导电性

第十二节　ＡＤ５８４型可编程基准电压源

ＡＤ５８４是美国ＡＤＩ公司率先推出的可编程基准电压源，它不仅可获得４种固定基准电

压值，还可在２５～１０Ｖ范围内设定所需基准电压值，使用非常灵活。一、ＡＤ５８４的性能特点

（１）ＡＤ５８４属于可编程基准电压源，通过改变引脚的接法（这相当于编程），可选择

１００００Ｖ、７５００Ｖ、５０００Ｖ、２５００Ｖ四种输出电压。利用外部分压器还可获得其他电压

值。（２）采用激光校准技术，实现了高精度指标。输出电流可达１０ｍＡ。（３）ＡＤ５８４有５种规格：ＡＤ５８４Ｊ，ＡＤ５８４Ｋ，ＡＤ５８４Ｌ，ＡＤ５８４Ｓ，ＡＤ５８４Ｔ。其中，

以ＡＤ５８４Ｌ的电压温度系数最低，仅为５×１０－６／℃。（４）使用灵活，一片ＡＤ５８４可作几种基准电压源使用。电路简单，一般情况下不需要

接外围元件。（５）芯片增加了选通端，利用逻辑电平可控制输出特性（正常输出或关断输出）。在关

断状态下，ＡＤ５８４的输出电流降至１００μＡ。（６）输入电压范围是４５～３０Ｖ，静态工作电流为１０ｍＡ（最大值），输出电流可达

１０ｍＡ，输出电阻为０２Ω。ＡＤ５８４Ｊ、ＡＤ５８４Ｋ和ＡＤ５８４Ｌ的工作温度范围是０～＋７０℃。

ＡＤ５８４Ｓ、ＡＤ５８４Ｔ为－５５～＋１２５℃。二、ＡＤ５８４的工作原理

ＡＤ５８４有两种封装形式，一种为ＴＯ９９圆金属壳封装，另一种为ＤＩＰ８双列直插式封

装，二者的引脚排列如图１１２１所示。其中，ＵＩＮ为输入电压端，ＣＯＭ为公共地。１００Ｖ、

５０Ｖ、２５Ｖ均为基准电压的输出端，只需改变引脚的接法，即可对输出电压进行编程，详

见表１１２１。ＳＴＯ为选通端，该端接高电平时允许正常输出，接低电平时关断输出。在

ＣＡＰ、ＵＢＧ端之间需要接一只００１～０１μＦ的消噪电容。

ＡＤ５８４的工作原理如图１１２２所示。ＡＤ５８４可等效于具有放大、反馈电路的功率放大

器，芯片内部的１２１５Ｖ高稳定度带隙基准电压源，通过输出放大器和精密电阻分压器，获

得１０Ｖ、７５Ｖ、５Ｖ、２５Ｖ基准电压。还可通过外部电阻分压器Ｒ１和Ｒ２获得其他输出电压

值（例如１０２４Ｖ、５１２Ｖ、２５６Ｖ或６３Ｖ）。举例说明，将Ｒ１调至最上端时，２５Ｖ引脚

就接到输出端，使输出电压ＵＯ＝２５Ｖ。当Ｒ１调至最下端时，ＵＯ就取决于Ｒ２值。当Ｒ２＝

３０　　　特种集成电源设计与应用

６ｋΩ时，ＵＯ≈２０Ｖ。将Ｒ３接在２５Ｖ端与ＣＯＭ之间，能提高输出电压。单独使用Ｒ４可降

低输出电压。Ｒ１～Ｒ４必须采用低温度系数（αＴ＜６０×１０－６／℃）的精密电阻。

图１１２１　ＡＤ５８４的引脚排列图

（ａ）ＴＯ９９封装；（ｂ）ＤＩＰ８封装

　　表１１２１　ＡＤ５８４输出电压的设定

输出电压ＵＯ（Ｖ）引脚的接法

１００００第２脚与第３脚开路

７５００第２脚与第３脚短接

５０００第１脚与第２脚短接

２５００第１脚与第３脚短接

图１１２２　ＡＤ５８４的工作原理图１１２３　输出电压的微调电路

如果不接Ｒ２，利用Ｒ１还可对输出电压进行微调，电路如图１１２３所示。当Ｒ１＝１０ｋΩ、在２５Ｖ端与滑动触头之间串联３００ｋΩ电阻时，微调范围大约是±２００ｍＶ。

图１１２４　ＡＤ５８４的典型应用电路

三、ＡＤ５８４的应用技巧

１ＡＤ５８４的典型应用

ＡＤ５８４的典型应用电路如图１１２４所示。将第２、３脚开路时输出１０Ｖ基准电压，将第２、３脚短接时可输出７５Ｖ基准电压，将第１、３脚

短接时输出２５Ｖ基准电压。若将第１、２脚短

接，则能输出５Ｖ基准电压。Ｃ为消噪电容，接

在ＣＡＰ与ＵＢＧ端之间，容量范围是００１～０１μＦ。ＡＤ５８４的第５脚为选通端，需外接晶体管驱动

电路。仅当逻辑电平输入端（ＬＯＧＩＣＩＮＰＵＴ）接低电平时，允许ＡＤ５８４作正常输出；接高电

平时禁止输出。

第一章　基准电压源　３１　　　

２精密电流源

只需给ＡＤ５８４配上ＰＮＰ型功率晶体管或功率达林顿管，即可提供更大的输出电流。一

种能输出＋１０Ｖ／４Ａ的精密电流源电路如图１１２５所示。２Ｎ６０５７为功率达林顿管，将

ＡＤ５８４的１０Ｖ输出端接２Ｎ６０５７的集电极。对于容性负载，需要在２Ｎ６０５７的基极与发射极

之间接一只０１μＦ的电容。

图１１２５　＋１０Ｖ／４Ａ精密电流源的电路图１１２６　由ＡＤ５８４构成的负

极性基准电压源

３由ＡＤ５８４构成的负极性基准电压源

ＡＤ５８４还可当作普通稳压管使用，获得－５０Ｖ或－７５Ｖ、－１０Ｖ基准电压，电路如图

１１２６所示。将输出端与ＵＩＮ端连在一起接电源正端（此时为地）。ＣＯＭ端经过ＲＳ接电源负

端，并以ＣＯＭ作为负基准电压输出端。ＲＳ为限流电阻，可将ＡＤ５８４的工作电流限制在１～５ｍＡ。图１１２５中是将１００Ｖ、５０Ｖ引脚接ＵＩＮ端，此时输出的基准电压ＵＲＥＦ＝－５Ｖ。在

这种连接中，等效输出电阻就从０２Ω增加到２Ω。ＡＤ５８４还适合为高精度Ａ／Ｄ转换器或Ｄ／Ａ转换器提供基准电压。

第十三节　精密数控基准电压源的设计

在自动控制领域经常需要一种输出可调的精密数控基准电压源，用来控制执行机构的动

作，要求基准电压源的步进量很小（例如０５ｍＶ），而电压调节范围很宽（如０～２００００Ｖ）。数控基准电压源的特点就是可通过单片机或微处理器的键盘来精确设定或调节

基准电压，并且在基准电压与输入数据（即设定值）之间存在着严格的对应关系。设计精密基准电压源有两种方案：第一种方案是用数字电位器来代替电阻分压器，直接

对基准电压进行调节，其缺点是受数字电位器内部抽头数量的限制（目前生产的数字电位器

内部最多有１０２４个抽头），以及数字电位器内部电阻单元的误差及滑动端电阻的影响，调节

精度还不可能达到很高；第二种方案是采用内含基准电压源和电压转换器的高分辨率Ｄ／Ａ转换器，再配上单片机构成精密基准电压源，其优点是电路简单，很容易满足设计要求。下

面介绍利用Ｄ／Ａ转换器设计而成的精密数控基准电压源。一、ＭＡＸ５１３０／５１３１的性能特点

ＭＡＸ５１３０、ＭＡＸ５１３１是美国ＭＡＸＩＭ公司生产的两种Ｄ／Ａ转换器（简称ＤＡＣ），可

３２　　　特种集成电源设计与应用

广泛用于工业过程控制、自动测试设备（ＡＴＥ）、数字偏移量及增益调整及单片机控制系统

中。ＭＡＸ５１３０／５１３１的同类产品为ＭＡＸ５１７０／５１７１，后者为１４位Ｄ／Ａ转换器。ＭＡＸ５１３０和ＭＡＸ５１３１具有以下特点：（１）ＭＡＸ５１３０和ＭＡＸ５１３１均为低电源电压供电的电压输出式１３位Ｄ／Ａ转换器，内

含精密带隙基准电压源及电压转换器。ＭＡＸ５１３０采用＋５Ｖ供电，内部基准电压为２５Ｖ，满

量程输出为＋４０９５５Ｖ；ＭＡＸ５１３１则采用＋３Ｖ电源，内部基准电压为＋１２５Ｖ，满量程输出

为＋２０４７７５Ｖ。以ＭＡＸ５１３０Ａ为例，其分辨力为１３Ｂｉｔ，内部电压温度系数低至３×１０－６／℃，输出电压温度系数为１６×１０－６／℃，非线性误差小于１ＬＳＢ，电源抑制比为２０μＶ／Ｖ。

（２）低功耗。二者的电源电流仅为５００μＡ，在关断模式下电流降至３μＡ。（３）利用上电复位功能，可将输出初始电压设置为０Ｖ或满量程电压的中间值，避免在

上电期间输出错误信号。（４）其三线串行接口能与ＳＰＩ、ＱＳＰＩ或Ｍｉｃｒｏｗｉｒｅ总线接口兼容，允许将多片

ＭＡＸ５１３０／５１３１进行级联。（５）输出电压的偏移量可通过ＯＳ引脚进行调整。利用ＰＤＬ、ＰＤ引脚还可设定待机模

式、上电复位模式。（６）带缓冲器输出，能驱动５ｋΩ／／１００ｐＦ的并联负载阻抗或提供４～２０ｍＡ的负载电

流。　　　（７）采用小型化封装。工作温度范围是－４０～＋８５℃。

图１１３１　ＭＡＸ５１３０／５１３１的引脚排列图

二、ＭＡＸ５１３０／５１３１的工作原理

１引脚排列

ＭＡＸ５１３０／５１３１采用ＱＳＯＰ１６封装，引脚排列如图

１１３１所示。各引脚的功能如下：ＵＤＤ、ＡＧＮＤ分别接电

源和模拟地，在二者之间需并联４７μＦ和０１μＦ的旁路

电容。ＤＧＮＤ为数字地。ＯＳ为输出失调量的调整端。ＯＵＴ为模拟输出电压端，在掉电时该端呈高阻抗。ＲＳＴＶＡＬ为设置输入数据值的引脚，当ＲＳＴＶＡＬ＝１（接高电平ＵＤＤ）时，所设定的输出电压值为中间量程；ＲＳＴＶＡＬ＝０（接低电平ＤＧＮＤ）时，输出电压值被设定

为０Ｖ。ＰＤＬ、ＰＤ均为掉电控制端，当ＰＤＬ＝１时正常工

作，ＰＤＬ＝０时禁止关断；当ＰＤ＝１时芯片处于掉电状

态。ＣＬＲ为设置ＤＡＣ的输入端，接低电平时清除ＤＡＣ，使之回到预先由ＲＳＴＶＡＬ端设定

的输出状态。ＣＳ为片选端，该端为低电平时被选中。ＤＩＮ、ＤＯＵＴ分别为串行数据的输入

端、输出端，ＳＣＬＫ为串行时钟输入端。ＵＰＯ为用户可编程输出端（数字输出）。ＵＲＥＦ为带

缓冲的基准输出／输入端。使用内部基准时该端可提供＋２５Ｖ（ＭＡＸ５１３０）或＋１２５Ｖ（ＭＡＸ５１３１）的基准电压输出，此时可通过基准电压调节端ＵＲＥＦＡＤＪ来微调基准电压值；采

用外部基准时，应将ＵＲＥＦＡＤＪ接ＵＤＤ端，外部基准电压接ＵＲＥＦ端。在ＵＲＥＦＡＤＪ、ＡＧＮＤ端之间

需要接３３ｎＦ的旁路电容。２工作原理

ＭＡＸ５１３０的内部框图如图１１３２所示。主要包括１２５Ｖ带隙基准电压源，缓冲放大器

（电压增益为２倍），关断控制器，１６位移位寄存器，逻辑输出电路，译码控制器，输入寄

第一章　基准电压源　３３　　　

存器，ＤＡＣ寄存器，１３位ＤＡＣ，输出放大器（电压增益为１６３８４倍）。１２５Ｖ带隙基准电

压首先经过缓冲放大器放大，获得２５Ｖ基准电压；最后通过输出放大器放大，满量程时的

输出电压为４０９５５Ｖ（标称值，允许变化范围是４０４６３～４１４４７Ｖ）。利用ＵＲＥＦＡＤＪ端可对基

准电压进行微调，使之达到标称值。基准电压的微调电路如图１１３３所示。ＲＰ为精密多圈

电位器。Ｃ为降噪电容，典型值为００３３μＦ。

图１１３２　ＭＡＸ５１３０的内部框图

图１１３３　基准电压的微调电路图１１３４　Ｄ／Ａ转换器的工作原理

使用外部基准电压ＵＲＥＦ时，ＵＲＥＦ不得超过０～（ＵＤＤ－１４Ｖ）的范围。将ＵＲＥＦＡＤＪ接ＵＤＤ端、ＯＳ端接ＡＧＮＤ时，ＭＡＸ５１３０的输出电压由下式确定

ＵＯ＝ＵＲＥＦ（Ｄｘ／８１９２）×１６３８４（１１３１）式中：Ｄｘ为ＭＡＸ５１３０输入编码（０～８１９１）的数值；ＵＲＥＦ为外部基准电压；１６３８４为内部

输出放大器的增益。Ｄ／Ａ转换器的工作原理如图１３４所示。它采用Ｒ２Ｒ梯形网络，电阻网络中只有Ｒ、

２Ｒ两种阻值的电阻，可简化芯片的设计与制作。Ｓ０～Ｓ１２为１３个模拟开关，它们的开关状

３４　　　特种集成电源设计与应用

态分别受Ｄ０～Ｄ１２数据位的输入代码ｄ０～ｄ１２所控制。Ｄ／Ａ转换器输出的模拟电压与输入

的数字量Ｄｘ成正比，计算公式为

ＵＯ＝ＵＲＥＦ２１３ ×１６３８４×（ｄ０２０＋ｄ１２１…＋ｄ１１２１１＋ｄ１２２１２）

＝４０９５５２１３Ｄｘ＝５００×１０－４Ｄｘ（１１３２）

不难算出，当Ｄｘ＝０～８１９１时，ＵＯ＝０～４０９５Ｖ。满量程时Ｄｘ＝８１９２，ＵＯ＝４０９５５Ｖ。输出放大器采用同相输入，其增益为１＋（０６３８４Ｒ／Ｒ）＝１６３８４倍。ＯＳ为输出失调

电压的调整端，通常将ＯＳ端接地。在需要调节输出失调电压时，应将ＯＳ端接偏置电压

ＵＯＳ。关断ＭＡＸ５１３０的输出有两种方法：一种是通过硬件来实现，将ＰＤ端接高电平时芯

片即处于关断模式；另一种方法是对ＤＡＣ进行编程，亦可进入关断模式，串行接口的编程

命令见表１１３１。１６位输入字包括３个控制位（Ｃ２～Ｃ０），１３个数据位（Ｄ１２～Ｄ０）。需要

指出，在掉电模式下串行接口依然有效。

表１１３１串行接口的编程命令

１６　位　串　行　字

Ｃ２Ｃ１Ｃ０Ｄ１２…Ｄ０功　　能

０００ ××××××××××××× 非工作状态

００１１３位ＤＡＣ数据加载输入寄存器；ＤＡＣ寄存器无变化

０１０１３位ＤＡＣ数据同时加载输入和ＤＡＣ寄存器，退出掉电模式

０１１ ××××××××××××× 从输入寄存器更新ＤＡＣ寄存器，退出掉电模式

１０１ ××××××××××××× 关断ＤＡＣ（ＰＬＤ＝１）

１００ ××××××××××××× ＵＰＯ变为低电平（默认）

１１０ ××××××××××××× ＵＰＯ变为高电平

１１１１×××××××××××× 模式１：ＤＯＵＴ在ＳＣＬＫ的上升沿锁定

１１１００××××××××××× 模式０：ＤＯＵＴ在ＳＣＬＫ的下降沿锁定（默认）

图１１３５　三线串行接口的时序图

　　三线串行接口（ＤＩＮ、ＤＯＵＴ和ＳＣＬＫ）的时序如图１１３５所示，当ＣＳ＝０时可接收

数据。它能与ＳＰＩ、ＱＳＰＩ、Ｍｉｃｒｏｗｉｒｅ总线接口兼容。图１１３６（ａ）、（ｂ）分别示出ＭＡＸ５１３０的

两种接口电路。（ａ）图为ＳＰＩ／ＱＳＰＩ总线接口的电路，适配ＰＩＣ１６／ＰＩＣ１７型单片机。（ｂ）图

为Ｍｉｃｒｏｗｉｒｅ总线接口的电路，适配相应的微处理器（μＰ）。ＭＡＸ５１３０的最高串行时钟频

率为１０ＭＨｚ。三、精密数控基准电压源的设计

由ＭＡＸ５１３０Ａ与ＭＳＰ４３０Ｆ１４９单片机构成精密数控基准电压源的总电路如图１１３７所

第一章　基准电压源　３５　　　

图１１３６　ＳＰＩ／ＱＳＰＩ总线接口的电路

（ａ）ＳＰＩ／ＱＳＰＩ总线接口的电路；（ｂ）Ｍｉｃｒｏｗｉｒｅ总线接口的电路

示。其输出基准电压的范围是０～４０９５５Ｖ，步进量为０５ｍＶ，总共可获得８１９２种不同的

基准电压值。输出基准电压的温度系数为１６×１０－６／℃。通过单片机还可对基准电压进行编

程，使输出的基准电压按照一定的规律发生变化（例如从１０００Ｖ开始，每隔１ｍｉｎ步进

０５ｍＶ，一直升高到２５０００Ｖ，然后逐渐减低），以满足过程控制的需要。整机电路由以下１０部分组成：①１６位单片机（ＩＣ１，ＭＳＰ４３０Ｆ１４９）；②Ｄ／Ａ转换器

（ＩＣ２，ＭＡＸ５１３０Ａ）；③输出缓冲器（ＩＣ３，ＡＤ８０３１）；④串行静态译码驱动电路（ＩＣ４～ＩＣ９，６片ＣＤ４０９４）；⑤显示器及状态指示电路（ＬＥＤ１～ＬＥＤ９）；⑥４×４键盘；⑦晶振电路

（ＪＴ）；⑧上电自动复位及手动复位电路；⑨具有下载和在线仿真功能的边界扫描（ＪＴＡＧ）插座；⑩＋３３Ｖ稳压电源。

ＭＡＸ５１３０Ａ的外围电路主要包括基准电压微调电路（Ｒ３、Ｒ４），消噪电路（Ｒ５、Ｃ２），输出端分压器（Ｒ７和Ｒ８），高频滤波器（Ｒ９、Ｃ７）。为了提高带负载能力，专门增加了一级

缓冲器。缓冲器采用一片ＡＤ８０３１型具有满电源电压幅度输入／输出（ＲａｉｌｔｏＲａｉｌＩｎｐｕｔａｎｄＯｕｔｐｕｔ，简称 “轨对轨Ｉ／Ｏ”）特性的精密运算放大器，以获得满量程输出电压。因

ＭＳＰ４３０Ｆ１４９采用＋３３Ｖ电源，而ＭＡＸ５１３０Ａ采用＋５Ｖ电源，故在ＭＡＸ５１３０Ａ的输出

端必须增加分压器Ｒ７和Ｒ８，以满足Ａ／Ｄ转换的需要。ＭＳＰ４３０Ｆ１４９是美国ＴＩ公司新推出的１６位单片机，它采用低压供电，具有丰富的接口

资源、强大的定时器功能和精简指令集。ＭＳＰ４３０Ｆ１４９内含２５Ｖ／１５Ｖ可编程基准电压源、锁相时钟倍频器、１２位Ａ／Ｄ转换器、２ＫＢＲＡＭ及６４ＫＢ的ＦＬＡＳＨ存储器，带串行接口和

６个８位并行接口，便于对外围硬件进行扩展，使用非常方便。ＭＡＸ５１３０Ａ的输出电压首

先经过分压，再通过缓冲器ＡＤ８０３１，即可输出在０～４０９５５Ｖ范围内所设定的基准电压值

ＵＯ。ＵＯ还送至ＭＳＰ４３０Ｆ１４９内部Ａ／Ｄ转换器的Ａ０端，进行模／数转换。ＭＳＰ４３０Ｆ１４９的ＳＤＡＴＡ为数据线，用来传输显示数据。ＳＣＬＫ为串行移位时钟线，作数据移位的同步信

号。ＳＴＢ为锁存控制端，当ＳＴＢ＝０时数据锁存，ＳＴＢ＝１时数据被传输到显示器。该系统采用三线串行接口的静态显示电路，这不仅能节省硬件资源，简化程序设计，还

便于进一步扩展显示位。ＣＤ４０９４属于带锁存器的三态输出式８位移位寄存器，使用６片

ＣＤ４０９４可配６只共阴极ＬＥＤ数码管ＬＥＤ１～ＬＥＤ６。该系统采用分时显示方式，可轮流显

示基准电压的设定值、实际输出的基准电压值，亦可通过键盘选择显示内容。在显示基准电

压设定值时，从ＭＳＰ４３０Ｆ１４９的Ｐ３５／ＴＸＤ０口线输出的高电平，经过ＶＴ１驱动状态指示

灯ＬＥＤ８发光。同理，显示基准电压输出值时，状态指示灯ＬＥＤ９发光。４×４键盘包括１０个数字键（０～９），６个功能键。其中的功能键“←”、“→”用来选择输入位，按住“＋”

３６　　　特种集成电源设计与应用

第一章　基准电压源　３７　　　

或 “－”键可对该位进行快速设定，“＋”代表加数、“－”代表减数。ＥＳＣ为取消键，Ｅｎｔｅｒ键为确认键。

晶振电路由３２７６８Ｈｚ石英晶体、振荡电容Ｃ７、Ｃ８组成，所产生的３２７６８Ｈｚ晶振频率再

经过ＭＳＰ４３０Ｆ１４９内部的锁相时钟倍频器，最终获得４ＭＨｚ时钟频率。这种设计方案能避

免因使用４ＭＨｚ石英晶体而容易引起的高频干扰。上电自动复位及手动复位电路由复位开关Ｓ１、阻容元件Ｒ１、Ｒ２和Ｃ１组成。刚上电时，

由于Ｃ１两端的压降不能突变，就从图１１３７中的Ｂ点输出复位信号（低电平有效），将

ＭＳＰ４３０Ｆ１４９复位。随着Ｃ１被充电，Ｂ点变成高电平，ＭＳＰ４３０Ｆ１４９就开始正常工作。按

下Ｓ１时将Ｃ１放电，即可产生一个手动复位信号。＋５０Ｖ电源经过ＬＭ１１１７３３获得＋３３Ｖ电压，给ＭＳＰ４３０Ｆ１４９供电。ＬＭ１１１７３３

是ＮＳＣ公司生产的低压差三端固定式集成稳压器，最大输出电流为０８Ａ，输入—输出压差

的典型值为１１Ｖ。Ｃ３为稳压器的输入电容，用来滤除高频纹波；Ｃ５为输入滤波电容，可滤

除低频纹波；Ｃ４为输出滤波电容；Ｃ６为输出电容，利用其两端压降不能突变的特性可改善

负载的瞬态响应。ＶＤ为防止电源接反的保护二极管。ＬＥＤ７为电源指示灯，Ｒ１０为限流电

阻。利用ＪＴＡＧ插座，可增加基于串行口在线下载的功能。其显著优点是可无限次下载，

极大地方便了不具备仿真器的单片机用户对系统完成调试工作。

　第二章　集成恒流源　

　　

恒流源亦称稳流源，它能向负载提供恒定的电流。理想的恒流源，其输出电流值应绝对

不发生变化。但实际的恒流源只能在一定的范围内（包括温度范围、输入电压范围、负载变

化范围）保持输出电流的稳定性。换言之，此时电流变化量很小，以至于可忽略不计。恒流

源包括恒流二极管、恒流三极管、可调式精密集成恒流源以及属于电真空器件的稳流管。恒

流源的应用领域十分广阔。例如，大功率电真空发射管的灯丝电源，光度计的电源，蓄电池

的充电，都需要用恒流源；而工业自动化仪表的电流信号输出，半导体压阻式压力传感器的

供电，更离不开恒流源。此外，在电子测量中还经常使用恒流源来校准交、直流电流表，测

量半导体器件的参数等。目前，恒流源已被广泛用于传感器技术、电子测量、现代通信、激

光、超导等高新科技领域，展示出良好的发展前景。本章首先介绍恒流源的产品分类，然后重点阐述各种稳流管、恒流管、集成恒流源的应

用，最后详细阐述精密数控恒流电源及集成电流环发生器的原理与应用。

第一节　恒流源的产品分类

从广义上讲，恒流源分通用型和专用型两大类。通用型恒流源（含简易恒流源）是由通

用型半导体器件（例如晶体管、场效应管）或通用集成电路（如运算放大器、三端集成稳压

器）构成的恒流源，其电路设计灵活多样，但恒流效果不太理想，有的外围电路比较复杂。专用型恒流源则是由特种电真空器件、半导体器件或专用集成电路构成的，它们具有恒流效

果好，性能指标先进，外围电路简单，便于制作、调试和维修，成本较低廉等优点，是电子

技术人员的优选产品。专用恒流源已有近６０年的发展史。从早期的电真空器件稳流管，发展成半导体恒流二

极管（ＣＲＤ）、恒流三极管（ＣＲＴ），现已进入集成恒流源全面发展的新时期。集成恒流源

将单片集成化、最佳性能指标、最简外围电路等优点集于一身，有的还能对输出电流进行连

续调整，它代表着恒流源的发展方向。集成恒流源主要包括三端可调恒流源，四端可调恒流

源，高压集成恒流源，恒流源型集成温度传感器４种类型。目前，国内外生产的专用恒流源器件的型号达数百种之多。恒流管与集成恒流源典型产

品的分类情况详见表２１１。需要说明几点：第一，表中的稳流管亦称镇流管，它属于电真

空器件；第二，恒流二极管的恒定电流是固定不变的，恒流三极管可在小范围（００８～７ｍＡ）内连续调节恒定电流，三端可调恒流源能在较大范围（５～５００ｍＡ）内精确调节恒定

电流，四端可调恒流源的显著特点是不仅能在极宽范围（３μＡ～２５Ａ）内对恒定电流进行

精细调节，还能调节本身的电流温度系数，使αＴ为正、为负、等于零，这就极大地方便了

用户；第三，高压集成恒流源的最高工作电压可达１００～１５０Ｖ；第四，ＡＤ５９０、ＡＤ５９２、

第二章　集成恒流源　３９　　　

ＨＩＳ１、ＬＭ１３４／２３４／３３４属于集成温度传感器，但它们等效于一个高内阻且输出电流与温度

成正比的恒流源。

表２１１恒流管与集成恒流源典型产品的分类

产品名称型　　号① 恒定电流ＩＨ封装形式② 生产厂家

恒

流

管

稳流管ＷＬ１Ｐ～ＷＬ３１Ｐ（１０种）１７５～１０００ｍＡＪ８１Ｂ４上海电子管厂

恒流二极管

（ＣＲＤ）

２ＤＨ１～２ＤＨ１５（８种）

２ＤＨ１０１～２ＤＨ１１５（８种）

（００８～０１５）～（０８５～１１５）ｍＡ

ＥＣ１或Ｓ１江苏南通晶体管厂

２ＤＨ０２～２ＤＨ６０（１１种）０２～６０ｍＡＥＣ１或ＥＣ２杭州大学

２ＤＨ０２２～２ＤＨ５６０（１８种）０２２～５６０ｍＡ浙江海门晶体管厂

１Ｎ５２８３～１Ｎ５３１４（３２种）０２２～４７０ｍＡＤＯ７美国摩托罗拉公司

ＣＲ０２２～ＣＲ４７０（３２种）０２２～４７０ｍＡＴＯ１８美国西利康尼克斯公司

Ａ１２２～Ａ５６１１２～５６日本石塚电子公司

恒流三极管

（ＣＲＴ）

３ＤＨ１～３ＤＨ１５（１５种）

３ＤＨ１０１～３ＤＨ１１５（１５种）

（００８～０１５）～（５３０～７００）ｍＡ

Ｂ１或Ｓ１江苏南通晶体管厂

集

成

恒

流

源

三端可调

式恒流源

３ＤＨ０１０～３ＤＨ０５０（５种）

３ＤＨ０１１～３ＤＨ０３１（３种）５～５００ｍＡＢ４或Ｆ２杭州大学

Ｗ３３４，ＳＬ１３４／２３４

ＬＭ１３４／２３４／３３４１μＡ～１０ｍＡ

ＴＯ４６或

ＴＯ９２

北京半导体器件五厂等

美国国家半导体公司

四端可调

式恒流源４ＤＨ１～４ＤＨ５（４种）３μＡ～２５ＡＢ３或Ｆ２杭州大学

高压集成

恒流源

３ＣＲ３Ｈ（耐压１００Ｖ）１５～５０ｍＡＢ３（三端）

ＨＶＣ２（耐压１５０Ｖ）１～１０ｍＡＢ３（四端）杭州大学

恒流式

集成温度

传感器

ＡＤ５９０，ＡＤ５９２１μＡ／ＫＴＯ５２美国哈里斯公司

ＨＴＳ１１μＡ／℃ ＴＯ９２杭州大学

ＴＭＰ１７１μＡ／℃ ＳＯ８美国模拟器件公司

ＬＭ１３４／２３４／３３４１０ｍＶ／ＫＴＯ４６或ＴＯ９２美国国家半导体公司

　　①　括号内的数字表示该系列产品共有多少种型号。

②　Ｊ８１Ｂ４为大八脚电子管座，ＥＣ１为金属壳封装，Ｓ１为塑料封装，ＤＯ７采用玻壳封装。

第二节　稳流管的应用

稳流管（亦称镇流管）是国内于２０世纪６０年代初期就研制成功的一种电真空恒流器

件。它具有输出电压高、恒流效果好、过载能力强等优点，特别适合在电子测量仪器和通信

设备中稳定电子管的灯丝电流。一、稳流管的工作原理

稳流管与普通电子管相仿，其外形及电路符号如图２２１所示。稳流管的制造工艺是首

先将玻璃管壳内抽成真空，然后充入压力约为１ｋＰａ的氢气，再利用管内的金属丝（铁丝或

钨丝）起稳流作用。稳流管内部的工作温度仅为３００～５００℃，不会发生电子或离子放电现

象。管内充以少量氢气，可对金属丝起到保护作用。由于所选用的金属丝材料具有较大的电

４０　　　特种集成电源设计与应用

图２２１　稳流管的外形及电路符号

（ａ）外形；（ｂ）电路符号

阻温度系数（铁丝为５×１０－３／℃，钨丝为４６５×１０－３／℃），当通过管子的电流增大时，其电阻值也相应增

大，使管压降升高，从而限制了负载电流的增加；反之亦

然。显然，稳流管的作用可等效于一只可变电阻，它能根

据输入电压和负载电阻的变化，自动调节阻值的大小，维

持负载电流恒定不变。稳流管不仅能稳定直流电流，还能稳定交流电流。这

是因为金属丝具有热惰性，其电阻值来不及跟随交流电源

的频率变化。热惰性时间是指建立工作状态所需要的时

间，一般为３～５ｍｉｎ。这表明，在使用稳流管时必须首先

预热５ｍｉｎ以上，并且稳流管仅适用于电源电压及负载变

化很缓慢的场合，否则将起不到稳流作用。从本质上讲，

仅当通电金属丝发出热量随温度的变化量与金属丝电阻值随温度的变化量达到平衡时，才能

实现稳流的目的。这就是稳流管的工作原理。国产ＷＬ系列稳流管的主要参数见表２２１。该系列产品共计１０种型号。型号中的ＷＬ

是汉语拼音 “稳流”的缩写，Ｐ表示普通玻壳管。其中，ＷＬ１Ｐ～ＷＬ１２Ｐ均系铁丝充氢稳

流管，ＷＬ３１Ｐ为钨丝充氢稳流管。以ＷＬ８Ｐ为例，其稳定电流额定值ＩＨ＝８５０ｍＡ，稳定电

流范围是７８０～９２０ｍＡ，工作电压范围是５５～１２Ｖ，热惰性时间为５ｍｉｎ。

表２２１国产ＷＬ系列稳流管的主要参数

型　号稳定电流

ＩＨ（ｍＡ）稳流范围

（ｍＡ）

工作电压范围

（Ｖ）

动态电阻

（Ω）

寿　命

（ｈ）

热惰性时间

（ｍｉｎ）

ＷＬ１Ｐ２５６２５０～２６２１２～１８５００５

ＷＬ２Ｐ２５０２４３～２５７５５～１２４６４５

ＷＬ３Ｐ３００２７５～３２５１７～３５３６０２０００５

ＷＬ４Ｐ３００２７０～３３０６５～１３５１１６６１０００５

ＷＬ６Ｐ４２５３９０～４６０５５～１２９３２０００５

ＷＬ８Ｐ８５０７８０～９２０５５～１２４６２０００５

ＷＬ１０Ｐ１０００９６０～１０４０５～９５０２０００５

ＷＬ１１Ｐ１０００９６０～１０４０５５～１２８０１０００５

ＷＬ１２Ｐ１０００９６０～１０４０１０～１７８８２０００５

ＷＬ３１Ｐ１７５１６０～１９０５～１１２００５００５

二、测绘稳流管的伏安特性

测量ＷＬ８Ｐ型稳流管伏安特性的电路如图２２２所示。交流电源由最大输出电流在２Ａ以上的自耦变压器ＴＭ提供，输入电压必须从零伏开始缓慢地增大。利用一块万用表测量

稳定电流，用另一块万用表测量稳流管两端的电压。ＲＰ采用３０Ω、１０Ｗ的线绕电位器，起

限流保护和改变稳定电流的作用。测量之前，应将ＲＰ调至最大电阻值。测量时同时调节输

入电压ＵＩ和ＲＰ，使稳流管的压降在０～１２Ｖ范围内变化，控制稳定电流不得超过９２０ｍＡ。

第二章　集成恒流源　４１　　　

图２２２　测量稳流管伏安特性的电路图２２３　测绘ＷＬ８Ｐ的伏安特性曲线

实例：用ＭＦ１４型万用表槇

１Ａ挡和５００型万用表槇

５０Ｖ挡，测得ＷＬ８Ｐ上的电流与电压

数据见表２２２。由此绘出的伏安特性曲线如图２２３所示。由图可见，当ＷＬ８Ｐ的管压降

ＵＨ＝５５～１２Ｖ（ＵＨｍｉｎ＝５５Ｖ，ＵＨｍａｘ＝１２Ｖ）时，管子进入稳流区，ＩＨ≈８５０ｍＡ。这与表

２２１给出的参数值是一致的，由此也证明被测稳流管的质量良好。

表２２２测量ＷＬ８Ｐ的伏安特性数据

稳定电流Ｉ（ｍＡ）０５８０７７０８４０８８０８８０８８０

工作电压Ｕ（Ｖ）０２４６８１０１２

三、稳流管的应用技巧

１使用方法

在使用稳流管时应与负载（如电子管灯丝）相串联。设负载电流为ＩＬ，下面分４种情

况对稳流管的电路接法加以讨论：（１）当ＩＨ＝ＩＬ时，稳流管可直接与负载进行串联。（２）当ＩＨ＞ＩＬ时，需要给负载并联一只合适的分流电阻（或电位器）。（３）当ＩＨ＜ＩＬ时，可将几只性能相同的稳流管并联使用，以提供较大的稳定电流。（４）当输入电压ＵＩ＞ＵＨ＋ＵＬ（ＵＬ表示负载电压）时，应在电路中串联一只合适的降压

电阻。

图２２４　ＦＤＺ１中的灯丝

电源电路

２应用实例

在国产ＦＤＺ１型压电直流电压放大器、ＳＢＥ７型双踪示波器、ＪＴ１型晶体管特性图示

仪、ＧＢ１０型高频电子管毫伏表的电路中，都使用了稳流管。图２２４示出ＦＤＺ１型压电直

流电压放大器中的灯丝电源电路。为确保直流电压倒相放大

管６Ｊ８Ｐ的工作稳定，减小零漂，专门设计了６３Ｖ交流稳流

电路，向２只６Ｊ８Ｐ提供稳定的灯丝电流，灯丝电压Ｕｆ＝６３Ｖ。６Ｊ８Ｐ属于高频锐截止五极管。２２０Ｖ交流电经过电

源变压器降成１６５Ｖ，作为ＷＬ８Ｐ型稳流管的交流输入电

压。鉴于ＵＩ＞１２Ｖ，必须在电路中串入一只降压电阻。为便

于调整稳定电流，这里选用了一只电位器作为调整元件。下

面计算降压电阻的阻值。

ＷＬ８Ｐ的负载即为两只６Ｊ８Ｐ的灯丝。每只６Ｊ８Ｐ的灯丝

４２　　　特种集成电源设计与应用

电流Ｉｆ＝０３Ａ，总负载电流为ＩＬ＝２Ｉｆ＝０６Ａ。因ＷＬ８Ｐ的稳定电流额定值ＩＨ＝８５０ｍＡ＝０８５Ａ，故输出端需并联电阻Ｒ＝Ｕｆ／（ＩＨ－ＩＬ）＝６３／（０８５－０６）＝２５２（Ω）。实选

３０Ω、１０Ｗ电位器作可调电阻，留出一定的调节余量。需要指出，图２２４所示电路具有两个特点：第一，ＵＩ＞ＵＨｍａｘ；第二，ＩＨ＞ＩＬ。因此，

电位器ＲＰ首先与灯丝并联，然后和ＷＬ８Ｐ串联。

第三节　恒流二极管的应用

恒流二极管是一种半导体恒流器件，它能在较宽的电压范围内输出恒定的电流，并具有

很高的动态阻抗。由于它价格较低、使用简便，目前已被广泛用于恒流源及仪器仪表中。

图２３１　恒流二极管

（ａ）电路符号；（ｂ）伏安特性

一、恒流二极管的工作原理

１工作原理

恒流二极管（ＣＲＤ）的电路符号和伏安特性曲线

如图２３１所示。它属于两端结型场效应恒流器件，在

正向工作时存在一个恒流区，在此区域内恒定电流不

随输入电压（ＵＩ）而变化；其反向工作特性则与普通

二极管的正向特性有相似之处。恒流二极管的外形与

３ＤＧ６型晶体管相似，但它只有两个引线，靠近管壳突

起的引线为正极。其主要参数有恒定电流（ＩＨ）、起始

电压（ＵＳ），正向击穿电压（Ｕ（ＢＯ）），动态阻抗（ＺＨ）、电流温度系数（αＴ）。恒流二极管的恒定电流一般为０２～６ｍＡ。起始电压表示管子进入恒流区所需要的最小

电压。恒流二极管的正向击穿电压通常为３０～１００Ｖ。动态阻抗的定义是工作电压变化量与

恒定电流变化量之比，对恒流管的要求是ＺＨ愈大愈好，当ＩＨ较小时ＺＨ可达数兆欧，ＩＨ较

大时ＺＨ降至几百千欧。电流温度系数由下式确定

αＴ＝ΔＩＨＩＨ ×１ΔＴ×１００％

（２３１）

式中的ΔＩＨ、ΔＴ分别代表恒定电流的变化量与温度变化量。需要指出，恒流二极管的αＴ可

以为正值，也可以为负值，视ＩＨ值而定。一般讲，当ＩＨ＜０６ｍＡ时，αＴ＞０；当ＩＨ＞０６ｍＡ时，αＴ＜０。因此，ＩＨ＜０６ｍＡ的恒流管具有正的电流温度系数，ＩＨ＞０６ｍＡ的管

子具有负的电流温度系数。假如某些管子的ＩＨ值接近于０６ｍＡ，那么其αＴ值随ＩＨ的变化既

可为正，也可为负，通常就用绝对值来表示。αＴ的单位是％／℃。恒流二极管在零偏置下的结电容近似为１０ｐＦ，进入恒流区后降至３～５ｐＦ，其频率响应

大致为０～５００ｋＨｚ。当工作频率过高时，由于结电容的容抗迅速减小，动态阻抗就降低，导致恒流特性变差。

２恒流二极管的产品分类

国产２ＤＨ系列恒流二极管又分２ＤＨ０、２ＤＨ００、２ＤＨ１００、２ＤＨ０００共４个子系列。以

２ＤＨ０００子系列为例，它包括２ＤＨ０２２～２ＤＨ５６０共１８种型号，主要参数见表２３１。表中

的恒定电流均为额定值（即标称值），允许有一定的偏差。以２ＤＨ１００Ｂ为例，其额定值为

１００ｍＡ，最小值为０９００ｍＡ，最大值为１１０ｍＡ。２ＤＨ１００Ｂ的正向击穿电压为５０Ｖ。

第二章　集成恒流源　４３　　　

表２３１恒流二极管的主要参数

型　号恒定电流

ＩＨ（ｍＡ）起始电压

ＵＳ（Ｖ）正向击穿电压

Ｕ（ＢＯ）（Ｖ）动态阻抗

ＺＨ（ＭΩ）电流温度系数

αＴ（％／℃）

２ＤＨ０２２０２２１０

２ＤＨ０２７０２７１０

２ＤＨ０３３０３３１０

２ＤＨ０３９０３９１０

２ＤＨ０４７０４７１０

２ＤＨ０５６０５６１５

２ＤＨ０６８０６８１５

２ＤＨ０８２０８２１５

２ＤＨ１００１００１５

２ＤＨ１２０１２０２０

２ＤＨ１５０１５０２０

２ＤＨ１８０１８０２５

２ＤＨ２２０２２０２５

２ＤＨ２７０２７０２５

２ＤＨ３３０３３０３０

２ＤＨ３９０３９０３５

２ＤＨ４７０４７０４０

２ＤＨ５６０５６０４０

分四档：

Ａ３０

Ｂ５０

Ｃ７０

Ｄ１００

４０ ≤５０

３０ ≤︱３５︱

２５ ≤︱２０︱

２５ ≤︱１０︱

２０ ≤︱１５︱

１５ ≤︱２０︱

１０ ≥－２０

０８５ ≥－３０

０８０ ≥－３０

０７５ ≥－３５

０７０ ≥－４０

０６０ ≥－４０

０５０ ≥－５０

０４０ ≥－５０

０３０ ≥－５０

０２５ ≥－５５

０２０ ≥－５５

０１５ ≥－６０

二、恒流二极管的应用技巧

１利用并联法扩流

使用一只恒流二极管只能提供几毫安的恒定电流，若将几只恒流管并联使用，即可扩展

输出电流。例如２ＤＨ５Ｃ型恒流管的ＩＨ＝５ｍＡ，两只管子并联后，Ｉ′Ｈ＝２ＩＨ＝１０ｍＡ，电流

扩展了１倍。需要指出，将几只恒流二极管并联使用时，恒流源的起始电压就等于这些管子

中的最大值，而正向击穿电压则等于这些管子中的最小值。此外，在扩展电流时，恒流源的

动态阻抗将变小。

２利用串联法升压

例如，将几只性能相同的恒流二极管串联使用，可将耐压值提高到１００Ｖ以上。假如每

只管子的恒流值不等，那么恒流值较小的管子将首先进入恒流区。必要时可给ＩＨ值较小的

管子并联一只分流电阻，使各管子同时进入恒流区。

３利用晶体管、场效应管进行扩流及升压

恒流二极管只能提供几毫安的恒定电流，耐压值一般为几十伏。利用晶体管或场效应管

可进行扩流及升压，电路分别如图２３２（ａ）、（ｂ）所示。图２３２（ａ）为由晶体管ＪＥ９０１３和恒流二极管构成的扩流电路。设ＪＥ９０１３的共发射极电流放大系数为ｈＦＥ，扩展后的恒流

值为

Ｉ′Ｈ＝（ｈＦＥ＋１）ＩＨ ≈ｈＦＥＩＨ（２３２）图２３２（ｂ）为由结型场效应管３ＤＪ６与恒流二极管组成的升压电路。Ｒ１、Ｒ２为偏置电

４４　　　特种集成电源设计与应用

阻，阻值应取几十兆欧。恒流二极管的正向击穿电压为Ｕ（ＢＯ），３ＤＪ６的漏!源极击穿电压为

Ｕ（ＢＯ）ＤＳ，该恒流源的耐压值为

Ｕ′（ＢＯ）＝Ｕ（ＢＯ）＋Ｕ（ＢＯ）ＤＳ（２３３）

图２３２　扩流及升压电路

（ａ）扩流电路；（ｂ）升压电路图２３３　能同时扩流与升压的电路

４同时进行扩流和升压的方法

某些情况下要求对恒流二极管同时进行扩流与升压，这时可采用如图２３３所示的电路。现由ＮＰＮ型高反压晶体管ＶＴ（３ＤＧ４０７）、恒流二极管２ＤＨ５６０及辅助电源ＥＢ构成扩

流电路。２ＤＨ５６０的ＩＨ＝５６ｍＡ，ＵＳ＝４０Ｖ，３ＤＧ４０７的发射结压降ＵＢＥ≈０６５Ｖ，Ｕ（ＢＲ）ＣＥＯ

≥１４０Ｖ，Ｕ（ＢＲ）ＣＢＯ≥１６０Ｖ。ＥＢ应大于ＵＳ与ＵＢＥ之和（大约为４６５Ｖ）。ＶＤ１、ＶＤ２为温度补

偿二极管。利用ＶＭＯＳ管作为输出级，其栅极电压由稳压管ＶＤＺ１、ＶＤＺ２和电位器ＲＰ所

决定。该恒流源电路能同时达到扩展恒定电流与提高工作电压之目的。

图２３４　数字压力表的电路框图

５恒流二极管在数字压力表中的应用

数字压力表的电路框图及整机电路分别如图２３４、图２３５所示。该仪表采用国产

ＤＹＣ１０３型压阻式压力传感器，可测量０～１００ＭＰａ（１Ｐａ＝１Ｎ／ｍ２）的静态或动态压力，适

用于工业自动化测量。数字压力表的整机电路包括８部分：①ＤＹＣ型压阻式压力传感器；

②恒流源；③斩波自稳零式精密运算放大器；④３位数字电压表（ＤＶＭ）；⑤闪烁报警控

制电路；⑥多路分离接口电路；⑦＋１２Ｖ、＋５Ｖ稳压电源；⑧高效负电源变换器。

第二章　集成恒流源　４５　　　

４６　　　特种集成电源设计与应用

压阻式压力传感器是在单晶硅膜片上利用集成工艺制成半导体应变电阻，并接成桥路。半导体单晶硅电阻值的变化率（ΔＲ／Ｒ）与所施加的压力成正比，称之为压阻效应。这种传

感器具有准确度高、动态响应好、耐振动与冲击、体积小、质量轻等优点。压阻式压力传感

器中有４个等值电阻应变片。４根引线中蓝线和红线为电源线，绿线和白线为输出线。桥路

由恒流源供电，ＵＯ为桥路的输出电压。设传感器灵敏度为ｋ（ｍＶ／ＭＰａ），被测压力为ｐ（ＭＰａ），有关系式

ＵＯ＝ｋｐ（２３４）ＤＹＣ１０３型压阻式压力传感器采用２ｍＡ恒流供电。电源电压Ｅ＝１２Ｖ，ＶＤＨ１和ＶＤＨ２选

用２ＤＨ１００型恒流二极管，ＩＨ＝１０ｍＡ。将两只２ＤＨ１００并联使用，使Ｉ′Ｈ＝２ＩＨ＝２０ｍＡ，可满足压阻式压力传感器的要求。ＤＹＣ１０３型传感器输出为毫伏级信号电压，需进行放大后才能用数字电压表测量并显

示出被测压力。这里选用ＩＣＬ７６５０型超低漂移、斩波自稳零式精密运算放大器作同相放

大，电压增益为１０倍，可将０～１００ｍＶ的微弱电压信号精确地放大到０１Ｖ，与ＤＶＭ匹

配。数字电压表采用ＭＣ１４４３３型３位单片Ａ／Ｄ转换器。利用ＭＣ１４０３提供２５Ｖ基准电

压源，经ＲＰ分压后获得２０００Ｖ的基准电压。ＭＣ１４４３３输出的多路调制ＢＣＤ码由ＣＤ４５１１译成７段码，再经过限流电阻分别接至数码管ＬＥＤ１～ＬＥＤ４的笔段电极。位选通信号ＤＳ１～ＤＳ４经过７达林顿反相驱动器ＭＣ１４１３，依次接ＬＥＤ１～ＬＥＤ４的公共阴极，小数点定在百

位上，所选量程为１００ＭＰａ。仪表测量速率为３次／秒。Ｓ２为读数保持开关。利用双Ｄ触发

器ＣＤ４０１３中的一个触发器与ＩＣ２和ＩＣ３构成超量程闪烁报警电路。稳压电源中使用７８１２、７８０５各一片。ＩＣＬ７６６０可将＋５Ｖ电源转换成－５Ｖ。其中，＋１２Ｖ电源专供ＤＹＣ１０３使用，±５Ｖ电源向ＭＣ１４４３３、ＩＣＬ７６５０供电，其余集成电路则采用＋５Ｖ电源。ＬＥＤ５为电源指示

灯。

图２３６　检测恒流二极管的电路

三、检测恒流二极管的方法

检测恒流二极管的电路如图２３６所示。Ｅ是可调直

流电源，给恒流二极管提供工作电压ＵＩ。用直流毫安表

测量恒定电流ＩＨ，并用直流电压表监测工作电压ＵＩ。当

ＵＩ从ＵＳ一直上升到Ｕ（ＢＯ）时，ＩＨ应保持恒定。电路中的

ＲＬ为负载电阻。实例一：被测管为２ＤＨ０４Ｃ型恒流二极管，其标称

恒定电流ＩＨ＝０４ｍＡ，正向击穿电压Ｕ（ＢＯ）＝７０Ｖ。采用

如图２３６所示电路，用ＨＴ１７１４Ｃ型直流稳压电源代

替Ｅ提供０～３０Ｖ的工作电压。将两块５００型万用表分别拨至１ｍＡ挡和２５Ｖ（或１０Ｖ、５０Ｖ）挡测量Ｉ与ＵＩ值。ＲＬ选用１０ｋΩ可调电阻。首先把ＲＬ调至零欧，改变Ｅ值，测得的

ＵＩ、Ｉ数据见表２３２。由表可知，当ＵＩ≥１５Ｖ时管子进入恒流区，ＩＨ≈０３４ｍＡ。因此该

管子的起始电压ＵＳ＝１５Ｖ。当ＵＩ＝１５～１５Ｖ时，ＩＨ恒定不变；当ＵＩ＝１５～３０Ｖ时，ＩＨ最多只增加００２ｍＡ。变化率小于５９％。

再将ＲＬ从零欧调至１０ｋΩ，重复上述试验。在ＵＩ＝１５～３０Ｖ的范围内，ＩＨ＝０３４±００３ｍＡ，变化率ΔＩＨ／ＩＨ＜８９％。由此证明被测管子的恒流特性良好，在满足ＲＬＺＨ的

条件下，ＩＨ基本不随负载而变化。

第二章　集成恒流源　４７　　　

表２３２测量ＵＩ、Ｉ的数据

ＵＩ（Ｖ）００１６０３７０６６１５（ＵＳ）２６５１０１５２０２５３０

Ｉ（ｍＡ）００１０２０３０３４（ＩＨ）０３４０３４０３４０３４０３５０３５０３６

　　测量时应注意以下事项：（１）测量恒流二极管时极性不得接反，否则不但起不到稳流作用，还容易烧毁管子。（２）由恒流二极管组成电路时，必须使ＲＬＺＨ，否则恒流特性无法保证。（３）恒流二极管的正向击穿电压Ｕ（ＢＯ）一般为３０～１００Ｖ，为保险起见，建议用兆欧表和

万用表的直流电压挡进行测量。具体方法是将恒流二极管的正、负极分别接兆欧表的Ｅ、Ｌ接线柱。然后按额定转速摇动兆欧表的手柄，使恒流二极管处于正向软击穿状态，借助于直

流电压表即可读出Ｕ（ＢＯ）值。兆欧表的输出电压虽然可达几百至几千伏，但其内阻很高，因

此输出电流很小，不会损坏管子。一旦被测管子正向击穿，兆欧表的输出电压就被钳位在击

穿电压上。用此法实测上例中的２ＤＨ０４Ｃ，Ｕ（ＢＯ）＝７２Ｖ，比规定值（７０Ｖ）略高一些。测量

时需要注意，不得将管子的极性接反。

第四节　恒流三极管的应用

恒流三极管是继恒流二极管之后开发出的三端半导体恒流器件。恒流二极管只能提供固

定的恒定电流，外界无法改变；而恒流三极管增加了一个控制端，能在一定范围内对恒定电

流进行连续调节，调节范围为００８～７００ｍＡ（视管子型号而定），这就给使用者提供了方

便。

图２４１　恒流三极管

（ａ）电路符号；（ｂ）接线方式；（ｃ）伏安特性

一、恒流三极管的工作原理

恒流三极管的电路符号、接线方式及

伏安特性如图２４１所示。它与普通晶闸管

（ＳＣＲ）相似，也有阳极（Ａ），阴极（Ｋ），控制极（Ｇ）。在电路中Ａ极接正电压，Ｋ极接可调电阻ＲＰ，Ｇ极接ＲＰ的另一端。由

（ｂ）图可见，当ＲＰ＝０时ＧＫ极间短路，恒流三极管就变成恒流二极管，此时输出

电流达到最大值，有关系式

ＩＯ＝ＩＨｍａｘ（２４１）

接入ＲＰ之后，ＩＨ就减小，且ＩＨ随ＲＰ的增大而减小。因此，调节ＲＰ能连续改变ＩＨ值。国产３ＤＨ系列恒流三极管的主要参数见表２４１。它包含３ＤＨ１～３ＤＨ１５（金属壳封

装）１５种型号，表中的ＩＨｍａｘ为将ＧＫ短路后的最大输出电流。此外，还有３ＤＨ１０１～３ＤＨ１１５（塑料封装）的恒流三极管与之一一对应，且参数值相同。它们均采用Ｂ１或Ｓ１封装。

二、恒流三极管的应用技巧

恒流三极管在电子秤中的应用电路如图２４２所示。力敏传感器由４只接成桥路的电阻

应变片Ｒａ～Ｒｄ构成。供桥电压采用恒流、稳压方式。输入电压为直流２４Ｖ。调整ＲＰ可使

４８　　　特种集成电源设计与应用

表２４１恒流三极管的主要参数

型　号最大恒定电流

ＩＨｍａｘ（ｍＡ）控制电压

ＵＧ（Ｖ）正向击穿电压

Ｕ（ＢＯ）（Ｖ）动态阻抗

ＺＨ（ＭΩ）电流温度系数

αＴ（％／℃）

３ＤＨ１００８～０１５ ≤１０

３ＤＨ２０１４～０２３ ≤１０

３ＤＨ３０２２～０３１ ≤１０

３ＤＨ４０３０～０４１ ≤１０

３ＤＨ５０４０～０５４ ≤１０

３ＤＨ６０５３～０７１ ≤１５

３ＤＨ７０７０～０９０ ≤１５

３ＤＨ８０８５～１１５ ≤２０

３ＤＨ９１１０～１５０ ≤２０

３ＤＨ１０１４０～１８０ ≤２５

３ＤＨ１１１７０～２４０ ≤２５

３ＤＨ１２２３０～３１０ ≤３０

３ＤＨ１３３００～４１０ ≤３５

３ＤＨ１４４００～５４０ ≤４０

３ＤＨ１５５３０～７００ ≤４５

Ａ２０

Ｂ４０

Ｃ７０

≥８０＋０７

≥５０︱０５︱

≥４０︱０３５︱

≥３０︱０２５︱

≥２０︱０２５︱

≥１５︱０２５︱

≥１０－０３５

≥０８－０３５

≥０５５－０３５

≥０４５－０４０

≥０４０－０４５

≥０３０－０５０

≥０２０－０５０

≥０１５－０５５

≥０１０－０６０

图２４２　恒流三极管在电子秤中的应用

３ＤＨ０２Ｂ输出ＩＨ＝４０ｍＡ的恒定电流。其

中，流过１２Ｖ稳压管的电流ＩＺ＝１０ｍＡ，流过传感器的电流ＩＬ＝３０ｍＡ。在称重时

应变片发生应变，传感器就产生相应的输

出电压ＵＯ，送至二次仪表，最终显示出

被测物体的重量。因供桥电压Ｅ是用恒

流与稳压双重方式获得的，其稳定度可达

００５％，故可保证称重的准确性。

第五节　可调式精密集成恒流源的应用

可调式精密集成恒流源是目前性能最优良的集成恒流源，特别适合于制作精密恒流源，广泛用于传感器的恒流供电电路、放大器、光—电转换器、恒流充电器、基准电压源中。这

类恒流源按照引出端的数目可分为三端、四端两种器件。典型产品有４ＤＨ１～４ＤＨ５（四端

器件）、ＬＭ１３４／２３４／３３４（三端器件）。一、４ＤＨ系列可调式精密集成恒流源的应用

１性能特点与工作原理

国产４ＤＨ系列可调式精密恒流源属于四端双极型集成电路。与恒流三极管相比，它具

有以下特点：（１）恒定电流的调节范围非常宽。通过２只外接电阻能够大范围调节ＩＨ值，其最小值

第二章　集成恒流源　４９　　　

ＩＨｍｉｎ＝３～５μＡ，最大值（ＩＨｍａｘ）分别为１０ｍＡ、４０ｍＡ、１００ｍＡ，个别管子可达２５Ａ。

图２５１　４ＤＨ系列可调式精密集成恒流源

（ａ）引脚排列；（ｂ）符号；（ｃ）接线之一（４ＤＨ１、４ＤＨ５）；

（ｄ）接线之二（４ＤＨ２、４ＤＨ３）

（２）在调节ＩＨ的同时，还能调节电流

温度系数，使之为正、为负或接近于零。调节范围是＋０２％／℃～－０２％／℃。

（３）尽管它属于四端器件，但外接２只电阻后就变成两端器件，使用非常简

便。（４）功耗低，输出电流大，电源效率

高。４ＤＨ系列共包括４种型号：４ＤＨ１，

４ＤＨ２，４ＤＨ３，４ＤＨ５，其电路符号、典

型接线如图２５１所示。它们采用Ｂ２或

Ｆ２封装，主要参数见表２５１。ＲＳＥＴ１和

ＲＳＥＴ２为外接设定电阻，改变二者的电阻比即可调节电流温度系数。需要指出，对于不同型

号的产品，其内部电路不同，管脚排列顺序及接线方式亦不尽相同。

表２５１４ＤＨ系列产品的主要参数①

型　号恒定电流


ＵＳ（Ｖ）最高工作电压

ＵＨｍａｘ（Ｖ）电压调整率

ＳＶ（％／Ｖ）电流温度系数

αＴ（％／℃）最大功耗

ＰＭ（ｍＷ）

４ＤＨ１０００５～０１２５５０～７０００２－０２—＋０２５０

４ＤＨ２００２～１０２０５０～７０００２－０２～＋０２２００

４ＤＨ３１０～４０２５５０００２－０２—＋０２７００

４ＤＨ５１～１００３０４０００２－０２～＋０２７００

　　①　４ＤＨ２的动态阻抗为０５～１０ＭΩ，４ＤＨ３的动态阻抗是５０～２００ｋΩ。

图２５２　４ＤＨ１的简化电路

４ＤＨ系列的恒定电流由下式确定

ＩＨ＝ｋ１ＲＳＥＴ１＋

ｋ２ＲＳＥＴ２

（２５１）

式中的ｋ１、ｋ２均为带量纲的常数。若ｋ１、ｋ２的单位取ｍＶ，电

阻的单位为Ω，则ＩＨ用ｍＡ来表示。４ＤＨ１的简化电路如图２５２所示。由ＰＮＰ管ＶＴ１和

ＶＴ２构成镜像电流源，ＮＰＮ管ＶＴ３、ＶＴ４的发射结面积之

比为ｎ∶１。由于ＶＴ６与ＶＴ７、ＶＴ８与ＶＴ９、ＶＴ５与ＶＴ４的

结构完全相同，因此可认为ＶＴ３和ＶＴ４具有相同的集电极电

流。根据晶体管原理，ＶＴ３、ＶＴ４的发射结电位差ΔＵＢＥ由下

式确定

ΔＵＢＥ＝ｋＴｑｌｎｎ（２５２）

式中：ｋ为玻尔兹曼常数；Ｔ为热力学温度；ｑ为电子电量。设ＶＴ３、ＶＴ４、ＶＴ５的发射极电流分别为ＩＥ３、ＩＥ４和ＩＥ５，则

有关系式

书书书

５０　　　特种集成电源设计与应用

ＩＥ３＝ＩＥ４＝ＩＥ５若令ＩＥ３、ＩＥ４和ＩＥ５的电流之和为ＩＥ，ＶＴ３的发射极电阻为ＲＳＥＴ１，则

ＩＥ＝ＩＥ３＋ＩＥ４＋ＩＥ５＝３ｋＴｑＲＳＥＴ１ｌｎｎ

（２５３）

这表明ＩＥ与热力学温度成正比，它具有正的温度系数。由图２５２可见，设通过ＲＳＥＴ２的电流为ＩＣ，则

ＩＣ＝ＵＢＥ４ＲＳＥＴ２（２５４）

鉴于晶体管的发射结电压随温度升高而降低，因此ＩＣ具有负的温度系数。令４ＤＨ１的总输出电流为ＩＨ，它等于ＩＥ与ＩＣ之和，即

ＩＨ＝ＩＥ＋ＩＣ＝３ｋＴｑＲＳＥＴ１ｌｎｎ＋

ＵＢＥ４ＲＳＥＴ２

（２５５）

分析式（２５５）不难看出，等号右边第一项具有正温度系数，第二项具有负温度系数，因此通过调节ＲＳＥＴ１和ＲＳＥＴ２值，不仅可改变恒定电流ＩＨ，还能调节电流温度系数。适当选取

ＲＳＥＴ１／ＲＳＥＴ２的比值，即可使ＩＨ的温度系数趋近于零。由于当电源电压（Ｕ＋～Ｕ－）超过某一

数值后，对ＵＢＥ４的影响很小，由式（２５５）可知，电源电压对ＩＨ的影响很小，因此４ＤＨ１型恒流源集成电路具有很高的电压调整率。

给图２５２所示电路再增加消振电路和启动电路，就构成了４ＤＨ１型集成恒流源。已知ｋ／ｑ＝００８６２ｍＶ／Ｋ，当ＶＴ３与ＶＴ４的发射结面积比ｎ＝８、热力学温度Ｔ＝

３００Ｋ、ＵＢＥ４＝６００ｍＶ时，代入式（２５５）中可得，恒定电流ＩＨ与外部设定电阻ＲＳＥＴ１、ＲＳＥＴ２的关系式为

ＩＨ＝１６１３ＲＳＥＴ１＋６００ＲＳＥＴ２≈

１６０ＲＳＥＴ１＋

６００ＲＳＥＴ２

（２５６）

式中，电阻的单位是Ω，ＩＨ的单位是ｍＡ。当ＲＳＥＴ２／ＲＳＥＴ１＝４时，电流温度系数为

αＴ＝１ＩＨ×ＩＨＴ →０

（２５７）

对于４ＤＨ５，式（２５６）变为

ＩＨ＝５４０ＲＳＥＴ１＋６００ＲＳＥＴ２

（２５８）

图２５３　红外发

射管的供电电路

式中，电阻单位取Ω，ＩＨ单位是ｍＡ。仅当ＲＳＥＴ２／ＲＳＥＴ１＝１２６时，αＴ≈０。

２典型应用

红外光测量仪中的红外发射管需采用恒流供电。ＴＬＮ１０４型红外发

射管的正向电流ＩＦ＝５０ｍＡ，正向压降ＵＦ＝１５Ｖ，输出光功率Ｐ＞１５ｍＷ，峰值发光波长λｐ＝９４０ｎｍ。其恒流供电电路如图２５３所示。由４ＤＨ５提供５０ｍＡ的恒定电流。不难算出，取ＲＳＥＴ１＝２０Ω、ＲＳＥＴ２＝２５Ω时，ＩＨ＝５１ｍＡ≈５０ｍＡ。此时ＲＳＥＴ２／ＲＳＥＴ１＝１２５≈１２６，故αＴ≈０。

为防止引入外界干扰，还可在ＲＳＥＴ１、ＲＳＥＴ２两端分别并联一只几十皮

法至几千皮法的消噪电容。

第二章　集成恒流源　５１　　　

４ＤＨ２型集成恒流源在３位数字温度计中的应用如图２５４所示。１Ｎ４１４８型硅开关二

极管作ＰＮ结温度传感器，由４ＤＨ２向它提供恒定电流。测温电桥由４ＤＨ２、１Ｎ４１４８、Ｒ３、ＲＰ１、Ｒ４构成。当被测温度变化时，测温电桥的输出电压随之改变，并送至ＩＣＬ７１０６型Ａ／Ｄ转换器，转换成数字量之后驱动液晶显示器（ＬＣＤ），显示出被测温度值。仪表测温范围

是－５０～＋１５０℃。ＲＰ１、ＲＰ２分别为校准０℃、１００℃的电位器。仪表测量速率约３次／秒。

图２５４　３位数字温度计电路

图２５５　ＬＭ３３４型三端可调集成恒流源

（ａ）电路符号；（ｂ）金属壳封装；（ｃ）塑料封装

二、ＬＭ３３４型三端可调式集成恒流源的应用

１ＬＭ３３４的性能特点

ＬＭ３３４是美国国家半导体公司生产的三端可

调式集成恒流源，同类产品还有ＬＭ１３４（一类军

品）、ＬＭ２３４（二类军品）。它们的电路原理完全

相同，只是工作温度范围不同。ＬＭ３３４为０～＋７０℃，ＬＭ１３４为－５５～＋１２５℃，ＬＭ２３４为－２５～＋１００℃。以ＬＭ３３４的价格为最低，国产代用

型号为ＳＬ３３４、Ｗ３３４。ＬＭ３３４的电路符号及管脚排列（底视图）如

图２５５所示。分ＴＯ４６（金属壳封装）、ＴＯ９２（塑料封装）两种形式。它属于三端器件，第１脚Ｒ为电流设定端，第２脚Ｕ＋接正电源，第３脚Ｕ－接负电源。ＲＳＥＴ为外部设定电阻，用来设定输出电流ＩＯ的大小。ＬＭ３３４的工作电

压范围是１～４０Ｖ，输出恒定电流的调节范围是１μＡ～１０ｍＡ，电流调整率为００２％。仅用

ＲＳＥＴ时，电流温度系数αＴ＝＋０３３％／℃。若再增加一只硅二极管（例如１Ｎ４１４８）和一只电

阻Ｒ，利用硅ＰＮ结的负温度系数对ＬＭ３３４的正温度系数进行补偿，即可构成接近于零温

漂的恒流源，电路如图２５６所示。图中，Ｒ≈１０ＲＳＥＴ。２典型应用

５２　　　特种集成电源设计与应用

图２５６　接近于零温漂的

恒流源电路

ＬＭ３３４在热电偶测温电路中的应用如图２５７所示。电

路中主要包含集成恒流源ＬＭ３３４（ＩＣ２）、精密运算放大器

ＬＭ３０８（ＩＣ１），专配３位数字电压表。测量温度时要把Ｋ型热电偶（ＴＰ０２或ＴＰ０３型测温探头）置于被测温度环境

中。热电偶所产生的热电动势ｅ经过电阻Ｒ６加至ＬＭ３０８的

同相输入端，进行电压放大。Ｒ５为反馈电阻，Ｃ１为频率补偿

电容，Ｒ４为反相端的输入电阻。由于热电动势信号比较微

弱，为减小测量误差，在ＬＭ３０８的反相输入端还接有偏置

电路，由ＬＭ３３４型三端可调集成恒流源构成。现采用９Ｖ叠层电池供电，选择ＲＳＥＴ＝Ｒ２＝５７６Ω。ＲＰ为测温电路的校

准电位器。Ｒ３可减小ＬＭ３３４的温漂。ＬＭ３３４经过Ｒ４向

ＬＭ３０８的反相输入端提供恒定的偏流。

图２５７　ＬＭ３３４在热电偶测温电路中的应用

Ｋ型热电偶的电压温度系数αＴＫ≈＋４０μＶ／℃。当被测温度为１００℃时，热电动势

ｅ＝４ｍＶ。经过ＬＭ３０８放大到１０ｍＶ。利用满量程为２００ｍＶ的３位数字电压表所读出温度

值为１００℃，分辨力为１℃。仪表的测温准确度为±３％。若配ＴＰ０２型测温探头，即可测量

－５０～＋７５０℃的温度，最高不超过＋８３０℃；配ＴＰ０３型探头时最高可测至＋１３００℃。三、耐高压可调式集成恒流源的应用

针对普通集成恒流源耐压较低的问题（一般不超过７０Ｖ），国内还研制出耐高压的可调

式集成恒流源，典型产品有３ＣＲ３Ｈ、ＨＶＣ２型。二者能承受的最高电压值分别为１００Ｖ、１５０Ｖ。经过扩展，还可提高到几百伏。３ＣＲ３Ｈ和ＨＶＣ２的主要参数见表２５２。

表２５２３ＣＲ３Ｈ、ＨＶＣ２的参数

型　　号恒定电流


ＵＳ（Ｖ）最高工作电压

ＵＩｍａｘ（Ｖ）电压调整率

ＳＶ（％／Ｖ）电流温度系数

αＴ（％／℃）最大功耗

ＰＭ（ｍＷ）

３ＣＲ３Ｈ１５～５０３１０００００５～００５００１～００３７００

ＨＶＣ２１～１０２５１５０００１－００１～＋００１１０００

３ＣＲ３Ｈ属于三端器件，内含带隙基准电压源，通过外部设定电阻ＲＳＥＴ来调节恒定电流，

第二章　集成恒流源　５３　　　

调节范围是１５～５０ｍＡ。它采用Ｂ３型金属壳封装。其电路符号、管脚排列及接线方式如

图２５８所示。

图２５８　３ＣＲ３Ｈ型高压可调式

集成恒流源

（ａ）电路符号；（ｂ）管脚排列；（ｃ）接线方式

图２５９　ＨＶＣ２型高压可调式集成恒流源

（ａ）电路符号；（ｂ）管脚排列；（ｃ）接线方式

恒定电流由下式确定

ＩＨ＝１２６／ＲＳＥＴ（２５９）式中，ＲＳＥＴ的单位取ｋΩ，ＩＨ的单位是ｍＡ。

ＨＶＣ２型属于四端器件，使用时需接２只设定电阻ＲＳＥＴ１和ＲＳＥＴ２。其电路符号、管脚排

列及接线方式如图２５９所示。恒定电流的表达式为

ＩＨ＝７１ＲＳＥＴ１＋

７１０ＲＳＥＴ２

（２５１０）

式中，ＲＳＥＴ１、ＲＳＥＴ２的单位取Ω，ＩＨ的单位取ｍＡ。

第六节　由三端集成稳压器构成的恒流源

三端集成稳压器属于已实现单片集成化、标准化、系列化的线性通用电源集成电路。它

具有体积小、性能好、成本低、可靠性高、使用简便等优点，被广泛应用于电子仪器、电子

设备中。下面介绍其产品分类以及用这类稳压器构成恒流源的应用技巧。一、三端固定式集成稳压器的产品分类及特点

美国仙童（ＦＣ）公司于２０世纪７０年代初首先推出μＡ７８００系列和μＡ７９００系列三端固

定式集成稳压器。它的问世是电源集成电路的一大革命。它极大地简化了电源的设计与应

用，能以最简方式（类似于三极管）接入电路，并具有较完善的过电流、过电压、过热保护

功能。目前，７８００系列和７９００系列已成为世界通用系列，是用途最广、销量最大的集成稳

压器。其优点是使用方便，不需作任何调整，外围电路简单，工作安全可靠，适合制作通用

型、标称输出的稳压电源。其缺点是输出电压不能调整，不能直接输出非标称值电压，电压

稳定度还不够高。三端固定式集成稳压器的产品分类见表２６１。表中，冠以ＣＷ的为国标产品。国外型

号及生产厂家如下：ＬＭ（美国国家半导体公司ＮＳＣ），μＡ（美国仙童公司ＦＣ），ＭＣ（美国摩托罗拉公司），ＴＡ（日本东芝），μＰＣ（日电ＮＥＣ），ＨＡ（日立），Ｌ（意—法半导体有

限公司ＳＧＳＴｈｏｍｓｏｎ，简称ＳＴ公司）。目前，国产７８００系列中没有７Ｖ、８Ｖ、１０Ｖ这３种

５４　　　特种集成电源设计与应用

规格。表２６１三端固定式集成稳压器的产品分类

特　　点国产系列或型号最大输出电流

ＩＯＭ（Ａ）输出电压

ＵＯ（Ｖ）国外对应系列或型号

正压输出

ＣＷ７８Ｌ００系列０１

７８Ｎ００系列０３

ＣＷ７８Ｍ００系列０５

ＣＷ７８００系列１５

５、６、７、８、９、

１０、１２、１５、１８、

２０、２４

　ＬＭ７８Ｌ００，μＡ７８Ｌ００，ＭＣ７８Ｌ００

　μＰＣ７８Ｎ００，ＨＡ７８Ｎ００

　ＬＭ７８Ｍ００，μＡ７８Ｍ００，ＭＣ７８Ｍ００，

Ｌ７８Ｍ００，ＴＡ７８Ｍ００

　μＡ７８００，ＬＭ７８００，ＭＣ７８００，Ｌ７８００，

ＴＡ７８００，μＰＣ７８００，ＨＡ１７８００

７８ＤＬ００系列０２５５、６、８、９、１０、

１２、１５　ＴＡ７８ＤＬ００

ＣＷ７８Ｔ００系列３５、１２、１８、２４　ＭＣ７８Ｔ００

ＣＷ７８Ｈ００系列５５、１２、２４　μＡ７８Ｈ００

７８Ｐ０５系列１０５　μＡ７８Ｐ０５，ＬＭ３９６

负压输出

ＣＷ７９Ｌ００系列０１

７９Ｎ００系列０３

ＣＷ７９Ｍ００系列０５

ＣＷ７９００系列１５

－５、－６、－８、

－９、－１２、－１５、

－１８、－２４

　ＬＭ７９Ｌ００，μＡ７９Ｌ００，ＭＣ７９Ｌ００

　μＰＣ７９Ｎ００

　ＬＭ７９Ｍ００，μＡ７９Ｍ００，ＭＣ７９Ｍ００，

ＴＡ７９Ｍ００

　μＡ７９００，ＬＭ７９００，ＭＣ７９００，Ｌ７９００，

ＴＡ７９００，μＰＣ７９００，ＨＡ１７９００

二、由三端固定式集成稳压器构成的恒流源

７８００系列和７９００系列的典型应用分别如图２６１（ａ）、（ｂ）所示。２２０Ｖ交流电首先经

过电源变压器降压，然后经整流滤波后变成直流电压，送至稳压器的输入端，从输出端即可

获得稳定的直流电压。ＣＩ为稳压器的输入电容，用来滤除高频纹波。ＣＯ为输出电容，利用

其两端压降不能突变的特性可改善负载的瞬态响应。需要指出，尽管三端稳压器内部有较完

善的保护电路，但任何保护电路都不是万无一失的，应避免因使用不当而损坏稳压器。

图２６１　三端固定式集成稳压器的应用电路

（ａ）７８００系列；（ｂ）７９００系列

三端稳压器可构成恒流源，向负载ＲＬ提供某一恒定的电流ＩＨ，当负载发生变化时，７８００通过改变调整管压降来维持ＩＨ不变，电路如图２６２所示。在ＵＯ端与ＧＮＤ端之间接

固定电阻Ｒ，负载则接到ＧＮＤ与地之间。其恒流原理如下：因为稳压器的输出电压ＵＯ稳定

第二章　集成恒流源　５５　　　

图２６２　恒流源电路

不变，所以通过Ｒ的电流（亦即通过外部负载ＲＬ上的电流）ＩＨ也不变。如果负载导致ＩＨ改变，Ｒ上的压降ＵＲ＝ＩＨＲ也

随之改变。但稳压器具有稳压作用，它通过自动调节内部调

整管的压降来保证ＵＯ（即ＵＲ）值不变，使ＩＨ不受负载变化

的影响，从而实现了恒流输出。虽然稳压器的静态工作电流

Ｉｄ也流过ＲＬ，但由于Ｉｄ很小（一般为几十毫安以下），可忽

略不计，因此计算ＩＨ的公式为

ＩＨ＝ＵＯ／Ｒ（２６１）三、三端可调式集成稳压器的产品分类及特点

三端可调式集成稳压器是２０世纪７０年代末至８０年代初发展起来的、由美国国家半导

体公司（ＮＳＣ）首创的第二代三端集成稳压器。它既保留了三端固定式稳压器结构简单之优

点，又克服了电压不可调整的缺点，并且在电压稳定度上比前者提高了一个数量级。适合制

作实验室电源及多种供电方式的直流稳压电源。它也可以设计成固定式来代替三端固定式稳

压器，进一步改善稳压性能。三端可调式集成稳压器的产品分类见表２６２。

表２６２三端可调式集成稳压器的产品分类

特点国　产　型　号最大输出电流

ＩＯＭ（Ａ）输出电压

ＵＯ（Ｖ）国外对应系列或型号

正

压

输

出

ＣＷ１１７Ｌ／２１７Ｌ／３１７Ｌ０１１２５～３７ＬＭ１１７Ｌ／２１７Ｌ／３１７Ｌ

ＣＷ１１７Ｍ／２１７Ｍ／３１７Ｍ０５１２５～３７ＬＭ１１７Ｍ／２１７Ｍ／３１７Ｍ

ＣＷ１１７／２１７／３１７１５１２５～３７ μＡ１１７，ＬＭ１１７，ＴＡ１１７，μＰＣ１１７

ＣＷ１１７ＨＶ／２１７ＨＶ／３１７ＨＶ１５１２５～５７ＬＭ１１７ＨＶ／２１７ＨＶ／３１７ＨＶ

Ｗ１５０／２５０／３５０３１２～３３ＬＭ１５０／２５０／３５０

Ｗ１３８／２３８／３３８５１２～３２ＬＭ１３８／２３８／３３８

Ｗ１９６／２９６／３９６１０１２５～１５ＬＭ１９６／２９６／３９６

负

压

输

出

ＣＷ１３７Ｌ／２３７Ｌ／３３７Ｌ０１－１２～－３７ＬＭ１３７Ｌ／２３７Ｌ／３３７Ｌ

ＣＷ１３７Ｍ／２３７Ｍ／３３７Ｍ０５－１２～－３７ＬＭ１３７Ｍ／２３７Ｍ／３３７Ｍ

ＣＷ１３７／２３７／３３７１５－１２～－３７ＬＭ１３７，μＰＣ１３７，ＴＡ１３７，ＳＧ１３７，ＦＳ１３７

　　注　Ｗ表示国内厂标。

四、由三端可调式集成稳压器构成的恒流源

图２６３　ＬＭ３１７的典型应用电路

ＬＭ３１７的典型应用电路如图２６３所示。Ｒ１、Ｒ２为

取样电阻。ＬＭ３１７的最小负载电流ＩＬ＝５ｍＡ，若为留

出余量，亦可取ＩＬ＝１０ｍＡ。Ｒ１的阻值有两种取法：①取Ｒ１＝２４０Ω，此时ＩＬ＝１５Ｖ／２４０Ω≈５ｍＡ，Ｒ２选用

６８ｋΩ可调电阻；②取Ｒ１＝１２０Ω，ＩＬ≈１０ｍＡ，Ｒ２可选

３４ｋΩ。调整Ｒ２时均可获得１２５～３７Ｖ的稳压输出。Ｃ２可滤除Ｒ２两端的纹波，使之不能经放大后从ＵＯ端输

出。一般取Ｃ２＝１０μＦ，纹波抑制比为８０ｄＢ。ＶＤ２是保

护二极管，一旦ＵＩ发生短路故障，由ＶＤ２给Ｃ２提供泄

５６　　　特种集成电源设计与应用

放回路，避免Ｃ２经过ＬＭ３１７内部放电而损坏芯片。当ＵＯ＜７Ｖ或Ｃ１的容量较小时，可不接

ＶＤ２。Ｃ１的作用是防止输出端产生自激振荡，宜选用１μＦ的钽电容，若采用普通铝壳电解

电容，容量需增加到２２μＦ。当稳压器的输出端接大容量负载电容ＣＬ时，ＶＤ１可起到保护作

用，一旦稳压器的输入端发生短路，ＣＬ上积存的电荷便经过ＶＤ１对地放电。正常情况下

ＶＤ１不起作用。安装时Ｒ１要尽量靠近ＵＯ端与ＡＤＪ端，Ｒ２的接地点应与负载电流的返回端

焊在一起。输出电压的计算公式为

ＵＯ＝１２５×（１＋Ｒ２Ｒ１）（２６２）

显然，当Ｒ２＝０时，ＵＯ＝１２５Ｖ；当Ｒ２／Ｒ１＝２８６时，ＵＯ＝３７Ｖ。Ｒ２若采用精密多圈电位

图２６４　１Ａ恒流源的电路

器并配上刻度盘，即可从刻度盘上显示出ＵＯ值。对于固定

输出电路，Ｒ２可改成固定电阻，Ｒ１和Ｒ２均采用误差为

±１％或±０５％的精密金属膜电阻，以保证ＵＯ有较高的准

确度。利用三端可调式稳压器可以制成稳定性好、效率高的

恒流源。１Ａ恒流源的电路如图２６４所示。Ｒ采用１２Ω固定电阻时，负载上可得到１Ａ的恒流。当负载改变时引

起ＵＯ的变化，可由ＬＭ３１７的输入—输出压差进行自动补

偿。若将Ｒ改成可变电阻，则可获得１０ｍＡ～１５Ａ范围内的任何一个恒流值。此时Ｒ选用

１２０Ω可变电阻。为防止将Ｒ调成零欧时输出短路，Ｒ上还应串接一只用锰铜丝绕制的０８Ω线绕电阻。

第七节　精密数控恒流电源?

下面介绍一种以ＡＴ８９Ｃ５１单片机为控制中心的精密数控恒流电源。其特点是主电路采

用ＤＣ／ＤＣ电源变换器与线性稳压器相结合的结构，既减小了输出纹波电流，又降低了系统

的功率消耗。系统采用１２位Ｄ／Ａ转换器ＴＬＶ５６１６实现输出电流的设定，采用１２位Ａ／Ｄ转换器ＭＡＸ１８７完成输出电流的测量。单片机系统通过扫描键盘实现对输出电流值的多种

步进设定，并用ＬＥＤ数码管同时显示输出电流设定值和实际测量值。一、系统设计方案

直流电源部分的主电路有多种结构，主电路结构的选择是本设计的核心问题之一。方案一：使用纯线性稳压电源。这种电源的输出以线性调整晶体管为基础，利用晶体管

的电流放大作用增大负载电流，在电路中引入深度电压负反馈，使输出电压稳定。通过改变

反馈网络设定参数使输出电压可调，在此基础上引入电流设定和电流反馈电路即可实现稳流

功能。该方案结构简单、技术成熟、调节方便，但调整管集电极始终消耗功率。特别是在负

载电流较大且输出电压较低时，调整管自身的功耗很大、效率很低，既浪费能源，又使调整

? ２００５年全国大学生电子设计竞赛题目：数控直流电流源。参赛学生为河北科技大学电子信息工程系耿树松、董

旭伟、路振宽，赛前指导教师为马洪涛、张秀清，文稿辅导教师为沙占友。该作品获２００５年全国大学生电子设计竞赛全

国一等奖、河北赛区一等奖。

第二章　集成恒流源　５７　　　

管产生很高的温度。方案二：采用纯开关电源（ＡＣ／ＤＣ电源变换器）。开关稳压电路控制功率晶体管或

ＭＯＳＦＥＴ工作在开关状态，截止时无电流，导通时饱和压降很小，所以管耗也很低，大大

提高了电源的效率，其效率可达７０％～９５％。但其纹波电压较高，控制电路复杂，制作难

度高、周期长。方案三：采用开关型稳压电路和线性稳压电路相结合的方法。直流电源的前级采用降压

式开关电源（ＤＣ／ＤＣ变换器），提高其工作效率，后级采用线性稳压电路以减小纹波电流、提高电路的稳定性，而且便于控制。这样还可以减小设计制作难度。故本设计采用此方案。

图２７１　系统组成框图

根据主电路的结构，本设计采用

如图２７１所示的系统组成。２２０Ｖ市

电通过变压器降压及整流滤波后得到

所需直流电压，该电压通过开关电源

电路实现电压调节；电子滤波器进一

步降低开关电源的输出纹波；电流控

制电路将设定的电流值与反馈电流值

进行比较放大后，去控制开关电源和

电子滤波器的输出电压，使负载电流

保持恒定。单片机接收键盘的输入数据，将设定的电流值通过Ｄ／Ａ转换器转换为控制电压，并将

设定电流在显示器上显示；输出电流通过Ａ／Ｄ转换器后也送入单片机，由单片机进行处理

后送入显示器显示，显示器同时显示电流设定值和测量值，以便进行对比和调试。二、单元电路工作原理

１电源主电路设计

本设计中的主电路采用开关电源（ＤＣ／ＤＣ变换器）和线性调整晶体管相结合的结构，电路原理如图２７２所示。开关电源部分使用的是单片开关式稳压器Ｌ４９６０。该芯片最大输

出电流为２５Ａ，输出电压范围为５１～４０Ｖ，具有较高的开关频率（典型应用为１００ｋＨｚ），效率可达９０％，芯片内部具有过热保护、过流保护的功能，只需很少的外部元件就可构成

大电流输出的开关电源。芯片的技术性能可以满足本设计的要求。

图２７２　主电路原理图

２２０Ｖ市电经变压器降压及整流滤波后得到大约２４Ｖ的直流电压，该电压加到开关电源

的输入端。Ｌ４９６０的输出电压由下式计算

５８　　　特种集成电源设计与应用

ＵＯ＝ＵＲＥＦ１＋Ｒ４Ｒ（）３＝５１× １＋Ｒ４Ｒ（）

３（２７１）

该系统要求输出电压能达到１０Ｖ，考虑到线性调节部分的压降（３～５Ｖ），该电路的最

高输出电压设计在１５Ｖ左右。反馈引脚（２脚，即ＦＢ端）引入到电子滤波器（线性调节

器）回路，根据输出电流和负载电阻的大小，自动降低输出电压来减小线性调节器的功耗。由式（２７１）不难算出，当Ｒ３＝１ｋΩ、Ｒ４＝２ｋΩ时，ＵＯ＝１５３Ｖ。

电子滤波器（即线性调节器）由Ｒ６、Ｃ７和ＶＴ１组成。仅由Ｒ６和Ｃ７组成的ＲＣ型低通

滤波器虽然能减小ＵＯ的纹波电压，但其带负载能力很差。为此增加了一级射随器ＶＴ１，它

采用电流放大系数很高的达林顿晶体管ＴＩＰ１２２来提高低通滤波器带负载的能力。图中Ｃ７的

容量大小对滤波效果影响显著，因取Ｃ７＝１００μＦ时纹波电流很小，但小电流输出时的动态

响应较慢，故本设计中的Ｃ７取１０μＦ。需要指出，利用晶体管电子滤波器（亦称有源滤波器）可在同样滤波性能下使用较小的

滤波电容Ｃ７，获得采用大电容的滤波效果。其等效电容约为β·Ｃ７，β为达林顿管ＶＴ１的

电流放大系数。该电子滤波器引入了对开关电源电压的控制功能，当负载电阻很小时需要较低的输出电压

（例如３Ｖ），如果ＵＯ保持１５Ｖ不变，当输出电流很大时（例如２０００ｍＡ），ＶＴ１的功耗就达到

２４Ｗ，必须为ＶＴ１安装很大的散热片。加入ＶＴ２和Ｒ５后，当调整管ＶＴ１的ＣＥ结压差过大

（大约为３个ＰＮ结压降之和，即２１Ｖ）时，会使ＶＴ２导通，产生附加的控制电流进入ＦＢ端，使ＵＯ自动下降，这时ＶＴ１的功耗将下降到大约４Ｗ，大大提高了电源的效率。

电子滤波器的输出电压由晶体管ＶＴ３控制，而ＶＴ３的控制信号来自电流控制电路的输

出，根据输出电流的大小自动控制输出电压，使输出电流保持恒定。

２电流控制电路设计

电流控制电路原理如图２７３所示。Ｄ／Ａ转换器将设定电流值转换为给定电压，该电压

经ＩＣ１ｂ反相衰减后送到ＩＣ１ａ（＋）端，给定电压的最大值为４０９６Ｖ，其中，４０００Ｖ对应于

２０００ｍＡ。电流源的输出电流通过０５５Ω的取样电阻产生取样电压，经ＲＰ１调节校准后也送

到ＩＣ１ａ（＋）端，这两个电压的差值经过ＩＣ１ａ比较放大后送到电子滤波器的控制端，用于调

整电子滤波器的输出电压，从而实现输出电流的稳定。ＩＣ１ａ与外围元件组成ＰＩ（比例积分）调节器。其动态放大倍数设计为

ＫＶ＝１＋（Ｒ１０／／Ｒ１１）／（Ｒ７＋Ｒ８）≈４７（倍）（２７２）稳态时的电压放大倍数设计为

ＫＶ＝１＋Ｒ１１／（Ｒ７＋Ｒ８）≈４７０（倍）（２７３）这样既可避免产生自激振荡，又能使控制精度很高。图中ＲＰ１用于对输出电流的满度

校准度调节，ＲＰ２为输出电流的零点校准调节。ＩＣ１ａ和ＩＣ１ｂ合用一片低功耗、精密双运算放

大器ＡＤ８２８，也可采用更高精度的运算放大器。为了提高输出电流的稳定性和准确度，取样电阻采用了低温度系数的锰铜丝，将直径

１ｍｍ的锰铜丝截取０５５Ω，并绕制成螺旋状。Ｄ／Ａ转换器采用１２位精度的ＴＬＶ５６１６，该

器件具有如下特点：①采用１２位串行Ｄ／Ａ转换器；②电压输出；③电源电压范围为２７～５５Ｖ；④只需４根信号线即可与单片机进行通信。

ＴＶＬ５６１６的主要引脚有ＤＩＮ（串行数据输入），ＳＣＬＫ（串行时钟输入），ＯＵＴ（模拟

电压输出），ＲＥＦＩＮ（基准电压输入）。ＴＬＶ５６１６的外围电路简单，引线很少，便于电路设

第二章　集成恒流源　５９　　　

图２７３　电流控制电路原理图

计，其１２位的精度可满足本题步进１ｍＡ的控制要求。３电流检测电路设计

为了实现实时输出电流的显示，本设计中采用了如图２７４所示的电流检测电路。输出

电流经取样电阻转换成被测电压，经过ＩＣ４放大后送给Ａ／Ｄ转换器。图中ＲＰ３用于满度校

准调节，ＲＰ４用于零点校准调节。

图２７４　电流检测电路

Ａ／Ｄ转换器采用ＳＰＩ串行接口的ＭＡＸ１８７，该芯片的特点如下：①＋５Ｖ单电源供电；

②模拟电压的输入范围为０～５Ｖ；③内部带４０９６Ｖ的基准电压；④只用３根信号线就可与

单片机进行通信。

ＭＡＸ１８７外围电路简单，引线很少，便于电路设计，其１２位的分辨率可满足所要求的

显示精度。特别是其自带４０９６Ｖ的基准电压源，除为自身提供参考电压以外，还给Ｄ／Ａ转换器ＴＬＶ５６１６提供电压基准（ＵＲＥＦ）。

４键盘和显示电路设计

本设计的控制核心使用ＡＴ８９Ｃ５１单片机，由于外部设备大多采用串行接口，单片机的

外围电路就十分简单，只要外接晶体振荡器和复位电路即可。下面仅介绍键盘和显示电路的

设计思路。设计力求尽量减少按键的个数，用加强按键功能的方法来实现电流设定。本设计仅使用

了４个按键便实现了所有的设定调节，其中有２个按键用于步进调节，１个按键用于光标选

６０　　　特种集成电源设计与应用

择，另１个按键为退出键。光标选择键可让个位、十位、百位和千位的设定数字闪动，按下

步进键时对闪动位进行调整，即可实现±１０００ｍＡ、±１００ｍＡ、±１０ｍＡ和±１ｍＡ的多种步

进选择。显示电路采用串行输入／并行输出的移位寄存器ＣＤ４０９４和共阴极ＬＥＤ数码管，这样可

减少显示电路对单片机Ｉ／Ｏ线的占用。而且即使增加数码管数量（即显示位数）也不改变

单片机Ｉ／Ｏ引脚的接线，只需修改显示程序，增加ＣＤ４０９４和ＬＥＤ的数量即可增加显示位

数。本设计采用８片ＣＤ４０９４和８只ＬＥＤ同时显示４位电流设定值和４位电流测量值。三、系统软件的设计

本设计的软件部分采用Ｃ语言编程，软件主程序流程是根据电流设定的状态，判断是

否修改设定值，实时读取当前输出电流值，并将设定电流和输出电流送到显示器显示。具有

特色的键盘扫描及消抖动处理、电流设定处理等功能由以下子程序模块完成。１键值处理程序

该程序具有显示、扫描键盘、键值消抖动、按键延时和自动连续等功能。程序流程如图

２７５所示。

图２７５　键值处理程序流程图

该程序在主程序大循环中被调用。由于主程序和显示子程序的运行时间大

约为６ｍｓ，该程序每隔６ｍｓ被调用一次，３次键值相同判断可实现１８ｍｓ的消抖动

延时功能；１３０次键值相同判断可实现

７８０ｍｓ的按键延时功能；此后的１３０次

键值相同判断自动转换为８次键值相同

判断，从而实现４８ｍｓ一次（约每秒２０次）的自动键值连续功能。当有键按下、但不满足输出键值的条件时，该程序输

出键值为０，按无键按下处理。２电流设定程序设计

该程序具有光标闪动、步进设定和

设置退出等功能。光标在千位闪动时，可进行千位的步进设定，百位、十位、个位具有同样的功能。这样既实现了步

进１０００ｍＡ、步进１００ｍＡ、步进１０ｍＡ、步进１ｍＡ的多种功能，而且低位的步进

可引起高位的进位或借位运算。该程序

还可自动计算设定值是否超过２０４７ｍＡ，若超限，则不执行操作。该程序流程如

图２７６所示。该程序的功能是对读回的键值做相

应处理，若是光标键按下，则对光标的位置进行修改。例如：当光标在个位闪动时，再按下

光标键，则修改光标位置到十位闪动。若是加、减键按下，则判断光标闪动状态，根据当前

的光标位置给设定的电流值数据进行加、减运算。例如：光标在个位闪动，则给设定的电流

第二章　集成恒流源　６１　　　

值数据加１或减１；若光标在十位闪动，则给设定的电流值数据加１０或减１０。依此类推，减操作也是这样实现的，从而使设定电流值有了自动进位、借位功能。配合键值处理程序的

自动连续功能，只要按住 “加键”或 “减键”不抬手，便可对设定电流进行快速（大约每秒

钟加或减２０次）的设定。四、系统的调试及性能测试

系统的调试分为两个独立环节：①用可调的直流电压模拟给定电流，对电路的模拟部分

进行调试；②单片机系统键盘与显示电路与程序调试。在电路调试和程序运行成功后，对本

系统的相关性能参数进行了测试。所用测试仪器仪表及外部元件有：ＳＳ７８０２型２０ＭＨｚ示波器；ＶＣ８９０Ｄ型３位数字万

用表；ＶＣ９８０７型４位数字万用表；阻值６Ω的电阻丝（可从１０００Ｗ电炉丝上截取）；滑８型１５０Ω滑线变阻器。

测量时用ＶＣ８９０Ｄ监测输出电压，用ＶＣ９８０７测量输出电流，用示波器测量负载两端的

纹波。测试前通电，设定输出电流为２０００ｍＡ，调节满度校准电位器，使ＶＣ９８０７显示为

２０００ｍＡ；然后设定电流为２０ｍＡ，调节调零校准电位器，使ＶＣ９８０７显示为２０ｍＡ，同时将

自测显示电流进行同样的校准。改变设定电流，测试数据见表２７１。

表２７１测　试　数　据

设定电流（ｍＡ）自测显示电流（ｍＡ）ＶＣ９８０７显示电流（ｍＡ）

２０２０２０

１００１００１００

２００２０１２００

５００５０２４９９

１０００１００１９９８

１５００１４９９１４９８

２０００２０００２０００

上述测试结果是在负载电阻为零（即输

出直接短路）时测得的，经过改变负载电阻，当输出在０～１０Ｖ之间变化时，输出电流均

无变化，但在输出电压１０Ｖ时，示波器显示

的纹波较大。测试过程中发现当输出电压为１０Ｖ时纹

波较大。经仔细观察，纹波频率为５０Ｈｚ，开

关电源的输入电压过低。将电源变压器从

１８Ｖ输出电压更换为２１Ｖ输出电压后问题得

到解决。最后对整机的功能和性能进行了测试，

包括 ±１０００ｍＡ、±１００ｍＡ、±１０ｍＡ、±１ｍＡ的多种步进设定功能，当交流输入电

压在２００～２４０Ｖ之间变化时输出电流稳定性

等。测试结果与表２７１对比几乎没有变化，达到了规定的技术指标。图２７６　电流设定程序流程图

６２　　　特种集成电源设计与应用

第八节　集成电流环发生器

ＸＴＲ系列是美国ＢＢ（ＢＵＲＲ－ＢＲＯＷＮ）公司生产的精密电流变送器，该公司现已并

入ＴＩ公司。该系列产品包括ＸＴＲ１０１、ＸＴＲ１０５、ＸＴＲ１０６、ＸＴＲ１１０、ＸＴＲ１１５和ＸＴＲ１１６共６种型号。其特点是能完成电压／电流（或电流／电流）转换，适配各种传感器构成测试系

统、工业过程控制系统、电子称重仪等。下面首先介绍ＸＴＲ系列产品的分类及主要特点，然后阐述ＸＴＲ１１５的工作原理，最后介绍ＸＴＲ１１５及ＸＴＲ１０１的典型应用。

一、ＸＴＲ系列产品的分类及性能特点

ＸＴＲ系列精密电流变送器产品的分类及主要特点详见表２８１。表２８１ＸＴＲ系列产品的分类及主要特点

产品型号满量程输入范围激励源输出输出电流

ＩＯ（ｍＡ）环路电源

ＵＳ（Ｖ）封装形式主　要　特　点

ＸＴＲ１０１１０ｍＶ或５０ｍＶ两路１ｍＡ电流源４～２０１１６～４０ＤＩＰ１４ＳＯＬ１６

　能将各种传感器产生的

微弱电压信号转换成

４～２０ｍＡ的电流信号，适

配应变桥、热电偶及铂热

电阻

ＸＴＲ１０５５ｍＶ～１Ｖ两路０８ｍＡ

电流源４～２０７３～３６ＤＩＰ１４

　带２线制或３线制铂电

阻接口，能实现温度／电

流转换

ＸＴＲ１０６满量程范围由电

阻ＲＳ来设定

２５Ｖ、５Ｖ两路

基准电压４～２０７５～３６ＤＩＰ１４

　带２５Ｖ或５Ｖ激励源，适配应变桥

ＸＴＲ１１００～５Ｖ或０～１０Ｖ１０Ｖ基准电压４～２０或

０～２０、５～２５１３４～４０ＤＩＰ１６

　可选择输入电压范围和

输出电流范围

ＸＴＲ１１５４０～２００μＡ２５Ｖ基准电压４～２０７５～３６ＳＯ８

　带２５Ｖ激励源和＋５Ｖ精密稳压器，可分别给应

变桥和前置放大器单独供

电，能简化电源设计

ＸＴＲ１１６４０～２００μＡ４０９６Ｖ基准电压４～２０７５～３６ＳＯ８

　带４０９６Ｖ激励源和

＋５Ｖ精密稳压器，可分别

给应变桥和前置放大器单

独供电，能简化电源设计

二、ＸＴＲ１１５型电流变送器的工作原理

１性能特点

（１）它属于二线制电流变送器，内部的２５Ｖ基准电压可作为传感器的激励源。ＸＴＲ１１５可将传感器产生的４０～２００μＡ弱电流信号放大１００倍，获得４～２０ｍＡ的标准输

出。当环路电流接近３２ｍＡ时能自动限流。如果在第３脚与第５脚之间并联一只电阻，就可

以改变限流值。（２）芯片中增加了＋５Ｖ精密稳压器，其输出电压精度为±００５％，电压温度系数仅为

２０×１０－６／℃，可给外部电路（例如前置放大器）单独供电，从而简化了外部电源的设计。（３）精度高，非线性误差小。转换精度可达±００５％，非线性误差仅为±０００３％。

第二章　集成恒流源　６３　　　

（４）环路电源电压的允许范围宽，ＵＳ＝＋７５～３６Ｖ。ＸＴＲ１１５由环路电源供电。工作

温度范围是－４０～＋８５℃。（５）专门设计了功率管接口，适配外部ＮＰＮ型功率晶体管，它与内部输出晶体管并联

后可降低芯片的功耗。２工作原理

图２８１　ＸＴＲ１１５的引

脚排列图

ＸＴＲ１１５采用ＳＯ８小型化封装，引脚排列如图２８１所示。其电源端（Ｕ＋）接环路电源。ＵＲＥＦ为２５Ｖ基准电压输出端。ＩＩ端接输入电流。ＩＲＥＴ为基准电压源输出电流和稳压器输出电流的返

回端，可作为输入电路的公共地。ＯＵＴ为４～２０ｍＡ电流输出端。ＵＲＥＧ为＋５Ｖ稳压器的输出端。Ｂ、Ｅ端为外部功率管的接口，分

别接功率管的基极（Ｂ）和发射极（Ｅ）。功率管的集电极（Ｃ）接

Ｕ＋端。ＸＴＲ１１５的内部电路框图及基本应用电路如图２８２所示。芯

片内部主要包括输入放大器（Ａ），电阻网络，输出晶体管（ＶＴ１），２５Ｖ基准电压源和

＋５Ｖ稳压器。ＲＬＩＭ为内部限流电阻。外围元器件主要有输入电阻（ＲＩ）、功率管（ＶＴ２）、环路电源（ＵＳ）和负载电阻（ＲＬ）。输入电压ＵＩ先经过ＲＩ转换成输入电流ＩＩ，再经过

ＸＴＲ１１５放大后从ＯＵＴ端输出４～２０ｍＡ的电流信号。为减小失调电压及输入放大器的漂

图２８２　ＸＴＲ１１５的内部电路框图及基本应用电路

移量，要求ＵＩ＞０５Ｖ。输出电流与输入电流、输入电压的关系式为

ＩＯ＝１００ＩＩ＝１００ＵＩ／ＲＩ（２８１）三、ＸＴＲ系列产品的应用电路

１应变桥电流变送器

由ＸＴＲ１１５构成应变桥电流变送器的电路如图２８３所示。将第３脚视为公共地，由第

１脚给应变桥提供＋２５Ｖ的电源电压。前置放大器采用ＴＬ０６１型单运放（亦可采用

ＯＰＡ２２７７型双运放，仅用其中的一个运放），由＋５Ｖ稳压器单独给运放供电。ＲＩ为２０ｋΩ输入电阻，Ｃ为降噪电容，ＶＴ为外部ＮＰＮ功率管，可选２Ｎ４９２２、ＴＩＰ２９Ｃ、ＴＩＰ３１Ｂ等型

号。以２Ｎ４９２２为例，其主要参数为ＵＣＥＯ＝６０Ｖ，ＩＣＭ＝１Ａ，ＰＣＭ＝３０Ｗ。该电路的工作原理

是当试件受力时，应变桥输出的电压信号首先经过前置放大器放大成０８～４Ｖ的输入电压

ＵＩ，再通过ＲＩ转换成４０～２００μＡ的输入电流ＩＩ，最后经ＸＴＲ１１５放大１００倍后获得

６４　　　特种集成电源设计与应用

４～２０ｍＡ的电流。

图２８３　应变桥电流变送器的电路

需要指出，ＸＴＲ１１５只能配ＮＰＮ功率管，不能配ＭＯＳ场效应功率管。外部功率管应

满足ＸＴＲ１１５对电压、电流的要求，使用中还需要给功率管装上合适的散热器。２保护电路的设计

图２８４　ＸＴＲ１１５的保护电路

保护电路应兼有反向电压保护与正向过压保护两种功能。ＸＴＲ１１５的保护电路如图

２８４所示。反向电压保护电路由二极管整流桥ＶＤ１～ＶＤ４组成，可防止因将环路电源的极

性接反而损坏芯片。整流二极管可选用１Ｎ４１４８型高速硅开关二极管，其主要参数为ＵＲＭ＝７５Ｖ，Ｉｄ＝１５０ｍＡ，ｔｒｒ＝４ｎｓ。采用桥式保护电路之后就不用再考虑环路电源的极性，因为

无论ＵＳ的极性是否接反，它总能保证Ｕ＋端接得是正电压。鉴于在任何时刻整流桥上总有２只二极管导通，因此在计算环路电压ＵＬＯＯＰ时需扣除２只硅二极管的正向压降之和（约为

１４Ｖ），有公式

ＵＬＯＯＰ＝ＵＳ－ＩＯＲＬ－１４（２８２）过压保护电路采用一只１Ｎ４７５３Ａ型稳压管，其稳定电压为３６Ｖ，稳定电流为７０ｍＡ。

当环路电压过高时就被钳位到３６Ｖ。实验证明，即使环路电压达到６５Ｖ，ＸＴＲ１１５也不会损

坏。为了改善瞬态过压保护特性，还可采用Ｍｏｔｏｒｏｌａ公司生产的Ｐ６ＫＥ３９Ａ型瞬态电压抑

制器（其英文缩写为ＴＶＳ，亦称瞬变电压抑制二极管）来代替稳压管。Ｐ６ＫＥ３９Ａ的钳位电

压ＵＢ＝３９Ｖ，钳位时间仅为１ｎｓ，其性能远优于齐纳稳压管。

３配Ｊ型热电偶的电流变送器电路

由ＸＴＲ１０１构成带冷端温度补偿功能的Ｊ型热电偶输入电路如图２８５所示。该电路可

将温度信号转换成４～２０ｍＡ的电流信号。ＲＳ为满量程（ＳＰＡＮ）设定电阻，其电阻值由下

第二章　集成恒流源　６５　　　

图２８５　带冷端温度补偿的Ｊ型热电偶输入电路

式确定

ＲＳ＝４０（ΔＩＯ／ＵＩ）－００１６

（２８３）式中，ΔＩＯ＝２０ｍＡ－４ｍＡ＝１６ｍＡ。例如，当ＵＩ＝１００ｍＶ时，由式

（２８３）不难算出，ＲＳ＝２７８Ω。ＲＳ的

引线应尽量短，以减小干扰。当ＲＳ＝∞时，ＵＩｍａｘ＝１Ｖ。ＲＰ为调零电位

器，在０℃下调整ＲＰ可使ＩＯ＝４ｍＡ。冷端温度补偿电路由二极管ＶＤ１、分

压电阻Ｒ１和Ｒ２组成，Ｒ１、Ｒ２均采用

精密金属膜电阻。Ｊ型热电偶在－２００～＋７５０℃测温范围内的平均温度系数αＴ＝＋５１７０μＶ／℃。硅二极管正向压降的温度系数

αＤ≈－２１ｍＶ／℃，经过Ｒ１和Ｒ２分压后得到

α′Ｄ＝αＤ× Ｒ１Ｒ１＋Ｒ２＝－２１ｍＶ

／℃× ５１２ｋ＋５１＝－５２μＶ

／℃≈－αＴ

因为α′Ｄ与αＴ的大小相等而方向相反，二者又分别接到ＸＴＲ１０１的负输入端和正输入端上，所以在室温下二者能互相抵消，从而实现了冷端温度（即环境温度）补偿，使温差热电动势

仅与被测温度有关（ｅ＝αＴＴ），而不受环境温度变化的影响。ＸＴＲ１０１能输出两路１ｍＡ激励电流，分别接Ｊ型热电偶和电阻分压器。反向电压保护

电路由ＶＤ２组成，当ＵＳ接反时ＶＤ２截止，电源不通。正常工作时ＶＤ２导通，环路电压

ＵＬＯＯＰ＝ＵＳ－ＩＯＲＬ－０７Ｖ。

　第三章　特种开关电源　

　　

特种集成开关电源与传统的开关电源相比，具有电路新颖、功能奇特、性能先进、应用

领域较为广泛等特点。特种集成开关电源主要包括以下７种类型：复合型开关电源，恒压／恒流（ＣＶ／ＣＣ）型开关电源，截流输出型开关电源，恒功率输出型开关电源，数控稳压电

源，智能化数字电源，其他专用开关电源，例如地面数字电视播放（ＤＶＢ－Ｔ）电源、以太

网电源（ＰｏｗｅｒＯｖｅｒＥｔｈｅｒｎｅｔ）、高速调制解调器（ＨｉｇｈＳｐｅｅｄＭｏｄｅｍ）电源、ＤＶＤ电源

等。特种集成开关电源具有不同的输出特性和应用领域，能满足不同用户的需要。

第一节　复合型开关电源

一、复合型开关电源的电路设计方案

众所周知，线性稳压器的输出电压稳定度很高，纹波电压很小，适宜作精密稳压电源；其缺点是电源效率低，必须使用工频变压器。而开关稳压电源的效率很高，能省去工频变压

器，但电压稳定度较低，纹波电压较大。若能将二者巧妙地结合起来，把开关电源作为前级

稳压器，而把低压差集成稳压器作为后级稳压器，即可扬长避短，实现优势互补，构成理想

的高效率、精密稳压电源。这种电源兼有开关电源与线性电源之优点。此外，若将开关电源

配上单片开关式集成稳压器，还能组成高效率、大功率、输出电压可调式复合电源。图３１１示出两种复合型开关电源的设计方案。

图３１１　复合型开关电源的设计方案

（ａ）配低压差稳压器；（ｂ）配大电流降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

图３１１（ａ）的复合方式为：“电源噪声滤波器———无工频变压器式开

关电源（含单片开关电源，下

同）———线性集成稳压器”。其主要特

点是：１）能直接连２２０Ｖ交流电源，不

需要工频变压器。２）将开关电源与线性集成稳压器

配套使用，电路简单，成本低廉。线

性集成稳压器可选７８０５系列三端固定

式集成稳压器或ＬＭ３１７型三端可调式集成稳压器，后者的输出电压连续可调，并能进一步

提高稳压性能。有条件的最好选择低压差稳压器，例如ＭＡＸ１７９３（固定输出）、ＬＭ２９９１（可调输出）等型号，使复合型开关电源的效率得到进一步提高。３）输出方式可设计成固定式或可调式。采用两级稳压的复合型开关电源，其电压调整

率和负载调整率均可达到±０１％。

第三章　特种开关电源　６７　　　

图３１１（ｂ）的复合方式为：“电源噪声滤波器———无工频变压器式开关电源———大电

流降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器（含单片开关式集成稳压器）”。其特点是采用两级开关式稳压

电源，效率高。可调输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器典型产品有ＬＭ２５７６ＡＤＪ或ＬＭ２５９６ＡＤＪ，其最大输出电流为３Ａ，输出电压的调整范围是１２３～３７Ｖ。若采用Ｌ４９７０Ａ系列单

片开关式稳压器，输出电流可达１０Ａ，输出电压可在５１～４０Ｖ范围内连续可调。有关ＤＣ／ＤＣ电源变换器的详细介绍可参见本书第四章。

二、单路输出复合型开关电源的电路设计

１具有直流欠电压保护功能的复合型开关电源

欠电压保护型复合型开关电源的电路如图３１２所示。该电路使用一片ＴＯＰ２０９Ｐ型单

片开关电源，输出能力为５Ｖ、４００ｍＡ（２Ｗ）。欠电压保护电路由反馈绕组和外部元器件Ｒ４～Ｒ６、ＶＤ４和ＶＴ构成。其中，ＶＤ４采用１Ｎ４１４８型开关二极管。ＶＴ使用２Ｎ４４０３型

６００ｍＡ、４０Ｖ的ＰＮＰ晶体管。考虑到正常工作时ＵＩ的最小值为９０Ｖ，现将欠电压阈值设定

为７０Ｖ，当ＵＩ＜７０Ｖ时，ＵＩ经过Ｒ４、Ｒ５分压后加至ＶＤ４的负极上，ＶＤ４就因负极接低电

平而导通，进而使ＶＴ导通，令控制端电压ＵＣ成低电平，将ＴＯＰ２０９Ｐ关断。一旦ＵＩ恢复

正常，ＶＤ４和ＶＴ就截止，使保护电路不起作用。

图３１２　欠电压保护型复合型开关电源电路

该电路的另一特点是由ＴＯＰ２０９Ｐ（ＩＣ１）和ＬＭ７８０５（ＩＣ２）构成复合型开关电源。二次

绕组的输出电压，先经ＶＤ２整流，再通过Ｃ２滤波，产生＋７５Ｖ电压，接ＬＭ７８０５的输入

端，经后者作二次稳压后输出＋５Ｖ电压。ＬＭ７８０５的电压调整率ＳＶ＝±０１％，最大输出

电流ＩＯ＝１Ａ＞４００ｍＡ。

２具有交流掉电保护功能的复合型开关电源

这种开关电源适合作为节能型计算机（亦称 “绿色”ＰＣ）的辅助电源。倘若把开关电

源作为辅助电源，那么当微机掉电后，其输入储能电容仍可使辅助电源继续供电２０～３０ｓ。然而在某些情况下，要求交流掉电后辅助电源的工作时间更短些。显然，如果在输入储能电

容上并联一只泄放电阻，必然使电源效率降低。解决办法是给开关电源增加掉电检测与控制

电路，只要掉电时间超过设定值，就自动切断辅助电源。这样既可把微机中的数据存储下

来，又不致于等待较长时间。一种能实现上述功能的复合型开关电源如图３１３所示。该电路共使用２片ＩＣ，由

６８　　　特种集成电源设计与应用

ＴＯＰ２０９Ｐ（ＩＣ１）进行前级稳压，ＬＭ２９３７（ＩＣ２）作后级稳压。ＬＭ２９３７为三端低压差稳压

器，其额定负载下的输入—输出压差（ＵＩ－ＵＯ）≤０６Ｖ，仅为ＬＭ７８０５的１／６～１／３，能显

著降低稳压器功耗，提高电源效率。ＬＭ２９３７的输出电压为５Ｖ，最大输出电流为０５Ａ。

图３１３　掉电保护型复合型开关电源电路

交流掉电保护电路由ＶＴ１、ＶＴ２、Ｃ７、Ｒ４～Ｒ６组成。其中，Ｒ５、Ｒ６和ＶＴ２用来检测

交流电压，所设定的阈值电压必须低于８５Ｖ（ＡＣ），现取７０Ｖ（ＡＣ）。一旦ｕ＜７０Ｖ（ＡＣ），ＶＴ２立即截止，直流高压就通过Ｒ４给Ｃ７充电。当Ｃ７两端电压高于达林顿管ＶＴ１的发射结

总压降时，ＶＴ１就导通，使ＴＯＰ２０９Ｐ的控制端电压变成低电平。与此同时Ｃ５放电，将开

关电源关断。正常情况下ｕ＞７０ＶＡＣ，因ＶＴ２导通，Ｃ７两端电压始终为零伏，故该电路不

起作用。不难看出，掉电后辅助电源的供电时间与时间常数τ＝Ｒ４·Ｃ７成正比。改变τ值即

可设定供电时间。三、多路输出复合型开关电源的电路设计

能同时输出１２Ｖ、０３８Ａ（１０Ｗ）和５Ｖ、１Ａ（５Ｗ）的复合型开关电源的电路如图

３１４所示。该电路具有以下特点：

图３１４　１２Ｖ、５Ｖ两路输出复合型开关电源电路

１）采用ＴＯＰ２００Ｙ和ＬＭ７８０５各一片，并以１２Ｖ为主输出，５Ｖ为辅输出。２）它采用非隔离式的改进型反馈电路，反馈电压直接取自主输出，经过开关二极管

第三章　特种开关电源　６９　　　

１Ｎ４１４８和稳压管１Ｎ５９９４Ｂ之后接ＴＯＰ２００Ｙ的控制端，这样可省去反馈绕组，简化高频变

压器的设计。

３）为降低ＬＭ７８０５上的功耗，须降低其直流输入电压Ｕ′Ｉ，因此Ｕ′Ｉ不接１２Ｖ电压，而

是从１２Ｖ绕组的中间抽头上取出７２～７５Ｖ电压，再经过ＶＤ４、Ｃ４整流滤波后，得到Ｕ′Ｉ≈８Ｖ。此时ＬＭ７８０５的输入—输出压差约为３Ｖ。若采用低压差稳压器，还可将中间抽头电

压降低到６～６５Ｖ。

４）为防止１２Ｖ主输出在轻载或空载时电压升高，在１２Ｖ输出端之间并联一只６８０Ω～１ｋΩ的假负载。

高频变压器只有两个绕组。其中，一次绕组用０１１ｍｍ漆包线绕１７５匝，电感量为

３９ｍＨ。二次绕组先用０７５ｍｍ漆包线绕１１匝，引出中间抽头后，再绕５匝。ＶＤ２和

ＶＤ４均采用ＢＹＶ２７－１００型１００Ｖ、２Ａ的超快恢复二极管，其反向恢复时间ｔｒｒ＝３５ｎｓ。

第二节　恒压／恒流输出型开关电源

恒压／恒流输出型开关电源可简称为恒压／恒流源。其特点是具有两个控制环路，一个是

电压控制环，另一个为电流控制环。当输出电流较小时，电压控制环起作用，具有稳压特

性，它相当于恒压源；当输出电流接近或达到额定值时，通过电流控制环使ＩＯ维持恒定，它又变成恒流源。这种电源特别适用于电池充电器和特种电机驱动器。下面介绍一种低成本

恒压／恒流输出型开关电源，其电流控制环是由晶体管构成的，电路简单，成本低廉，易于

制作。一、恒压／恒流输出型开关电源的工作原理

图３２１　７５Ｖ、１Ａ恒压／恒流输出型开关电源的电路

７５Ｖ、１Ａ恒压／恒流输出型开关电源的电路如图３２１所示。它采用一片ＴＯＰ２００Ｙ型

开关电源（ＩＣ１），配ＰＣ８１７Ａ型线性光耦合器（ＩＣ２）。８５～２５６Ｖ交流输入电压ｕ经过ＥＭＩ滤波器（Ｌ２、Ｃ６）、整流桥（ＢＲ）和输入滤波电容（Ｃ１），得到大约为８２～３７５Ｖ的直流高

压ＵＩ，再通过一次绕组接ＴＯＰ２００Ｙ的漏极。由ＶＤＺ１和ＶＤ１构成的漏极钳位保护电路，能将高频变压器漏感形成的尖峰电压限定在安全范围之内。ＶＤＺ１采用ＢＺＹ９７Ｃ２００型瞬态

电压抑制器，其钳位电压ＵＢ＝２００Ｖ。ＶＤ１选用ＵＦ４００５型超快恢复二极管。二次绕组电压

７０　　　特种集成电源设计与应用

经过ＶＤ２、Ｃ２整流滤波后，再通过Ｌ１、Ｃ３滤波，获得＋７５Ｖ输出。ＶＤ２采用３Ａ／７０Ｖ的

肖特基二极管。反馈绕组的输出电压经过ＶＤ３、Ｃ４整流滤波后，得到反馈电压ＵＦＢ＝２６Ｖ，给光敏三极管提供偏压。Ｃ５为旁路电容，兼作频率补偿电容并决定自动重启频率。Ｒ２为反

馈绕组的假负载，空载时能限制反馈电压ＵＦＢ不致升高。该电源有两个控制环路。电压控制环是由１Ｎ５２３４Ｂ型６２Ｖ稳压管（ＶＤＺ２）和光耦合

器ＰＣ８１７Ａ（ＩＣ２）构成的。其作用是当输出电流较小时令开关电源工作在恒压输出模式，此时ＶＤＺ２上有电流通过，输出电压由ＶＤＺ２的稳压值（ＵＺ２）和光耦合器中ＬＥＤ的正向压

降（ＵＦ）所确定。电流控制环则由晶体管ＶＴ１和ＶＴ２、电流检测电阻Ｒ３、光耦合器ＩＣ２、电阻Ｒ４～Ｒ７、电容Ｃ８构成。其中，Ｒ３专用于检测输出电流值。ＶＴ１采用２Ｎ４４０１型ＮＰＮ硅晶体管，国产代用型号为３ＤＫ４Ｃ；ＶＴ２则选２Ｎ４４０３型ＰＮＰ硅晶体管，可用国产３ＤＫ９Ｃ代换。Ｒ６、Ｒ５分别用来设定ＶＴ１、ＶＴ２的集电极电流值ＩＣ１、ＩＣ２。Ｒ５还决定电流控制环的

直流增益。Ｃ８为频率补偿电容，防止环路产生自激振荡。在刚通电或自动重启动时，瞬态

峰值电压可使ＶＴ１导通，现利用Ｒ７对其发射结电流进行限制；Ｒ４的作用是将ＶＴ１的导通

电流经ＶＴ２旁路掉，使之不通过Ｒ１。电流控制环的启动过程如下：随着ＩＯ的增大，当ＩＯ接近于１Ａ时，ＵＲ３↑→ＶＴ１导通→ＵＲ６↑→ＶＴ２导通，由ＶＴ２的集电极给光耦合器提供电

流，迫使ＵＯ↓。由于ＵＯ降低，ＶＤＺ２不能被反向击穿，其上也不再有电流通过，因此电压控

制环开路，开关电源就自动转入恒流模式。Ｃ７为安全电容，能滤除由一次侧、二次侧耦合

电容产生的共模干扰。

图３２２　恒压／恒流源的输出特性

该电源既可工作在７５Ｖ稳压输出状态，又能在１Ａ的受控电流下工作。当环境温度范围是０～５０℃时，恒

流输出的准确度约为±８％。该电源的输出电压—输出电流（ＵＯ－ＩＯ）特性如图

３２２所示。由图可见，它具有以下显著特点：１）当ｕ＝８５Ｖ（ＡＣ）或２６５Ｖ（ＡＣ）时，特性曲线

变化很小，这表明输出特性基本不受交流输入电压变化

的影响。２）当ＩＯ＜０９０Ａ时处于恒压区，ＩＯ≈０９８Ａ时位

于恒流区，且ＵＯ随着ＩＯ的略微增加而迅速降低。３）当ＵＯ≤２Ｖ时，ＶＴ１和ＶＴ２已无法给光耦合器继续提供足够的工作电流，此时电

流控制环不起作用，但一次侧电流仍受ＴＯＰ２００Ｙ的最大极限电流ＩＬＩＭＩＴｍａｘ的限制。这时，ＵＲ６↑，通过ＶＴ１和ＶＴ２使光耦合器工作电流迅速减小，强迫ＴＯＰ２００Ｙ进入自动重启动状

态。这表明，一旦电流控制环失控，立即从恒流模式转入自动重启状态，将ＩＯ拉下来，对

芯片起到保护作用。二、恒压／恒流输出型开关电源的电路设计

电压及电流控制环的单元电路如图３２３所示。１电压控制环的设计

恒压源的输出电压由下式确定

ＵＯ＝ＵＺ２＋ＵＦ＋ＵＲ１＝ＵＺ２＋ＵＦ＋ＩＲ１Ｒ１（３２１）式中，ＵＺ２＝６２Ｖ（即稳压管ＶＤＺ２的稳定电压，参见图３２１），ＵＦ＝１２Ｖ（典型值），需

要确定的只是Ｒ１上的压降ＵＲ１。令Ｒ１上的电流为ＩＲ１，ＶＴ２的集电极电流为ＩＣ２，光耦合器

第三章　特种开关电源　７１　　　

图３２３　电压及电流控制环的单元电路

输入电流（即ＬＥＤ工作电流）为ＩＦ，显然ＩＲ１＝ＩＣ２＝ＩＦ，并且它们随ｕ、ＩＯ和光耦合器的电流传输比ＣＴＲ值而变

化。ＴＯＰ２００Ｙ的控制端电流ＩＣ变化范

围是２５（对应于最大占空比Ｄｍａｘ）

～６５ｍＡ（对应于最小占空比Ｄｍｉｎ），现取中间值ＩＣ＝４５ｍＡ。因ＩＣ是从光

敏三极管的发射极流入控制端的，故

有关系式

ＩＲ１＝ＩＣＣＴＲ

（３２２）

在ＩＣ和ＣＴＲ值确定之后，很容易求出

ＩＲ１。单片开关电源需采用线性光耦合

器，要求ＣＴＲ＝８０％～１６０％，可取中间值１２０％。将ＩＣ＝４５ｍＡ，ＣＴＲ＝１２０％代入式

（３２２）中得到，ＩＲ１＝３７５ｍＡ。令Ｒ１＝３９Ω时，ＵＲ１＝０１４６Ｖ。最后代入式（３２１）中计

算出

ＵＯ＝ＵＺ２＋ＵＦ＋ＵＲ１＝６２＋１２＋０１４６＝７５４６（Ｖ）≈７５（Ｖ）２电流控制环的设计

电流控制环由ＶＴ１、ＶＴ２、Ｒ１、Ｒ３～Ｒ７、Ｃ８和ＰＣ８１７Ａ等构成。下面要最终计算出恒

定输出电流ＩＯＨ的期望值。图３２３中，Ｒ７为ＶＴ１的基极偏置电阻，因基极电流很小，而

Ｒ３上的电流很大，故可认为ＶＴ１的发射结压降ＵＢＥ１全部降落在Ｒ３上。有公式

ＩＯＨ＝ＵＢＥ１Ｒ３（３２３）

利用下面二式可估算出ＶＴ１、ＶＴ２的发射结压降

ＵＢＥ１＝ｋＴｑ·ｌｎ（ＩＣ１ＩＳ

）（３２４）

ＵＢＥ２＝ｋＴｑ·ｌｎ（ＩＣ２ＩＳ

）（３２５）

式中：ｋ为波尔兹曼常数；Ｔ为环境温度（用热力学温度表示）；ｑ是电子电量，当ＴＡ＝２５℃时，Ｔ＝２９８Ｋ，ｋＴ／ｑ＝００２６２Ｖ；ＩＣ１、ＩＣ２分别为ＶＴ１、ＶＴ２的集电极电流；ＩＳ为晶

体管的反向饱和电流，对于小功率管，ＩＳ＝４×１０－１４Ａ。因为前面已求出ＩＲ１＝ＩＦ＝ＩＣ２＝３７５ｍＡ，所以

ＵＢＥ２＝ｋＴｑ·ｌｎ（ＩＣ２ＩＳ

）＝００２６２ｌｎ３７５ｍＡ４×１０－１４（）Ａ＝０６６２Ｖ

又因ＩＥ２≈ＩＣ２，故ＵＲ５＝ＩＣ２Ｒ５＝３７５ｍＡ×１００Ω＝０３７５Ｖ，由此推导出ＵＲ６＝ＵＲ５＋ＵＢＥ２＝０３７５＋０６６２＝１０３７（Ｖ）。取Ｒ６＝２２０Ω时，ＩＲ６＝ＩＣ１＝ＵＲ６／Ｒ６＝４７１（ｍＡ）。下面就

用此值来估算ＵＢＥ１，进而确定电流检测电阻Ｒ３的阻值

ＵＢＥ１＝００２６２ｌｎ４７１ｍＡ４×１０－１４（）Ａ＝０６６８（Ｖ）

Ｒ３＝ＵＢＥ１ＩＯＨ＝０６６８Ａ１０Ａ＝０６６８（Ω）

７２　　　特种集成电源设计与应用

与之最接近的标称阻值为０６８Ω。代入式（３２３）中求得

ＩＯＨ＝０６６８０６８＝０９８２（Ａ）

考虑到ＶＴ１的发射结电压ＵＢＥ１的温度系数αＴ≈－２１ｍＶ／℃，当环境温度升高２５℃时，ＩＯＨ值降为

Ｉ′ＯＨ＝ＵＢＥ１－αＴ×ΔＴＲ３＝０６６８Ｖ－（２１ｍＶ／℃）×２５℃０６８Ω ＝０９０５（Ａ）

恒流准确度为

γ＝Ｉ′ＯＨ－ＩＯＨＩＯＨ ×１００％＝０９０５－０９８２０９８２ ×１００％＝－７８％≈－８％

由此证明计算结果与设计指标相吻合。

第三节　精密恒压／恒流输出型开关电源

下面介绍的精密恒压／恒流输出型单片开关电源，是采用ＴＯＰ２１４Ｙ型单片开关电源配

上低功耗双运放和可调式精密并联稳压器，组成电压控制环和电流控制环的。与晶体管构成

的控制环相比，它具有恒压与恒流准确度高、外围电路简单、电流检测电阻的阻值很小、功

耗低、能提高电源效率等优点，其电源效率可达８０％。这种电源适宜作为笔记本电脑、摄

录像机电池的快速充电器。一、精密恒压／恒流输出型开关电源的工作原理

１５Ｖ、２Ａ精密恒压／恒流输出型开关电源的电路如图３３１所示。电路中共使用了４片

集成电路：ＴＯＰ２１４Ｙ型单片开关电源（ＩＣ１），ＰＣ８１６Ａ型线性光耦合器（ＩＣ２），可调式精

密并联稳压器ＴＬ４３１Ｃ（ＩＣ３），低功耗双运放ＬＭ３５８（ＩＣ４，内部包括ＩＣ４ａ和ＩＣ４ｂ两个运

放）。该电路具有以下特点：①利用ＩＣ４ｂ、取样电阻Ｒ３和Ｒ４、ＩＣ３构成电压控制环，ＩＣ４ａ则

组成电流控制环；②电压控制环与电流控制环按照 “逻辑或门”的原理工作，即在任一时

刻，输出为高电平的环路起控制作用；③增加了二次侧偏压绕组ＮＳＢ给控制环路供电，二次

侧偏压ＵＳＢ能自动跟随直流输入电压ＵＩ的变化，使电源输出电压ＵＯ大幅度降低时仍具有恒

流特性，仅当ＵＯ≤０８Ｖ时才进入自动重启动状态；④使用一片ＴＯＰ２１４Ｙ型单片开关电

源，使额定输出功率达到３０Ｗ，ＴＯＰ２１４Ｙ在宽范围电压（ｕ＝８５～２６５ＶＡＣ）输入时，最

大输出功率ＰＯＭ＝４２Ｗ；⑤采用由运放构成的电流控制环时，能将电流检测电阻Ｒ６的阻值

减至０１Ω，其额定压降ＵＲ６＝０１×２＝０２Ｖ，功耗降至０４Ｗ，其功率损耗与输出功率的

百分比仅为（０４／３０）×１００％＝１３％，使电源效率得到提高；⑥ＶＤＺ１采用Ｐ６ＫＥ２００型

瞬态电压抑制器，ＶＤ１选ＢＹＶ２６Ｃ型２３Ａ／６００Ｖ的超快恢复二极管，ＶＤ２则为

ＢＹＷ２９－２００型８Ａ／２００Ｖ超快恢复二极管。考虑到ＶＤ４的工作电流很小，可选１Ｎ４１４８型

高速开关二极管。将反馈电压ＵＦＢ的最大值提升到４６Ｖ，光耦合器工作电压亦升到４０Ｖ，因

此这里选用ＰＣ８１６Ａ型光耦合器，其Ｕ（ＢＲ）ＣＥＯ＝７０Ｖ＞４０Ｖ。图３３１中，二次绕组的电压经过ＶＤ２、Ｃ２、Ｌ１和Ｃ３整流滤波后，得到＋１５Ｖ输出。

Ｒ３、Ｒ４为取样电阻。ＵＯ经Ｒ３、Ｒ４分压后得到取样电压Ｕ′Ｏ，接至ＩＣ４ｂ的同相输入端。由

ＴＬ４３１Ｃ产生的基准电压ＵＲＥＦ＝２５０Ｖ（精确值为２４９５Ｖ），接ＩＣ４ｂ的反相输入端。ＩＣ４将

Ｕ′Ｏ与ＵＲＥＦ进行比较后，输出误差信号Ｕｒ１，再通过ＶＤ５和Ｒ１转换成电流信号，流入光耦合

器中的ＬＥＤ，去控制ＴＯＰ２１４Ｙ的占空比，使ＵＯ在恒压区内保持不变。电压控制环的频率

第三章　特种开关电源　７３　　　

图３３１　１５Ｖ、２Ａ精密恒压／恒流输出型开关电源的电路

补偿网络由Ｃ７、Ｒ１０和Ｒ１１组成。将ＴＬ４３１Ｃ的阴极（第３脚）与输出电压设定端（第１脚）短接后，其输出电压ＵＲＥＦ＝２５０Ｖ。Ｒ９是限流电阻，可将ＴＬ４３１Ｃ的工作电流限定在

１～１０ｍＡ范围内。ＩＣ４ａ为电流控制环中的电压比较器，其同相输入端接电流检测信号ＵＲ６，反相输入端接

分压器电压ＵＦＹ。分压器是由Ｒ５、Ｒ８和ＴＬ４３１Ｃ构成的。ＩＣ４ａ将ＵＲ６与ＵＦＹ进行比较后，输

出误差信号Ｕｒ２，再通过ＶＤ６和Ｒ１变成电流信号，流入光耦合器中的ＬＥＤ，进而控制

ＴＯＰ２１４Ｙ的占空比，使电源输出电流ＩＯＨ在恒流区内维持恒定。显然，ＶＤ５和ＶＤ６就相当

于一个 “或门”。若电流控制环输出为高电平，电压控制环输出低电平，则电源工作在恒流

输出状态；反之，电压控制环输出为高电平，电源就工作在恒压输出状态。

图３３２　精密恒压／恒流源的输出特性

二次侧偏压绕组ＮＳＢ上的电压，经过ＶＤ４、Ｃ８整

流滤波后，获得偏置电压ＵＳＢ。当交流输入电压ｕ从

８５Ｖ变化到２６５Ｖ时，ＵＳＢ＝５～２８３Ｖ。ＵＳＢ专门给

ＬＭ３５８和ＴＬ４３１Ｃ提供电源。ＶＤ４的正向导通压降

ＵＦ４＝１Ｖ。精密恒压／恒流源的输出特性如图３３２所示。图

中的实线和虚线分别对应于ｕ＝ｕｍｉｎ＝８５Ｖ（ＡＣ）、ｕ＝ｕｍａｘ＝２６５Ｖ（ＡＣ）这两种情况。由图可见，这两

条曲线在恒压区内完全重合，在恒流区略有差异。二、精密恒压／恒流输出型开关电源的电路设计

１电压控制环的设计

该电源在恒压区内的输出电压依下式而定

ＵＯ＝ＵＲＥＦ×Ｒ３＋Ｒ４Ｒ４＝２５０× １＋Ｒ３Ｒ（）４

（３３１）

７４　　　特种集成电源设计与应用

Ｒ３与Ｒ４的串联总阻值应取得合适，阻值过大易产生噪声干扰，阻值过小会增加电路损耗。通常可取Ｒ４＝１００ｋΩ，代入式（３３１）中求出Ｒ３＝５０１ｋΩ。与之最接近的Ｅ１９６系列标准

阻值为４９９ｋΩ。２电流控制环的设计

该电源恒流输出的期望值ＩＯＨ由下式而定

ＩＯＨ＝ＵＲＥＦＲ５Ｒ６Ｒ８（３３２）

选择Ｒ５的阻值时，应当考虑负载对ＴＬ４３１Ｃ的影响以及ＬＭ３５８输入偏流所产生的误

差。一般取Ｒ５＝２ｋΩ。当Ｒ６＝０１Ω、ＩＯＨ＝２Ａ时，电流检测信号ＵＲ６＝０２Ｖ。将ＵＲＥＦ＝２５０Ｖ和Ｒ５、Ｒ６值一并代入式（３３２）中，计算出Ｒ８＝２５ｋΩ。３二次侧偏置电源的设计

由图３３１可见，二次侧偏压绕组ＮＳＢ与一次绕组ＮＰ的电压极性相同，二者的同名端位

置互相对应，因此ＶＤ４与ＴＯＰ２１４Ｙ可同时导通。这意味着ＵＳＢ能跟随直流输入电压ＵＩ的

变化，而与输出电压ＵＯ无关。这一点至关重要。惟此，在ＵＯ非常低时，才能确保电流控制

环仍能对输出电流进行控制。否则，若ＵＳＢ与ＵＯ有关，当ＵＯ降低时就可能导致电流控制环

无法正常工作。该电源的二次侧偏压最小值是ＵＳＢｍｉｎ＝５Ｖ。ＵＳＢ的表达式为

ＵＳＢ＝ＵＩ×ＮＳＢＮＰ－ＵＦ４（３３３）

为了计算ＮＳＢ的匝数，应首先确定直流输入电压的最小值ＵＩｍｉｎ。有公式

ＵＩｍｉｎ＝２ｕ２ｍｉｎ－２ＰＯ１

２ｆＬ－ｔ（）ＣηＣ槡ＩＮ

（３３４）

式中：ＰＯ为额定输出功率；ｆＬ为电网频率；ｔＣ为整流桥响应时间（典型值为３ｍｓ）；η为电

源效率；ＣＩＮ为输入滤波电容。将ｕｍｉｎ＝８５Ｖ、ＰＯ＝３０Ｗ、ｆＬ＝５０Ｈｚ、ｔＣ＝３ｍｓ、η＝８０％、ＣＩＮ＝Ｃ１＝６８μＦ一并代入式（３３４）中，计算出ＵＩｍｉｎ＝８２Ｖ。再将ＵＩ＝ＵＩｍｉｎ＝８２Ｖ、ＵＳＢ＝ＵＳＢｍｉｎ＝５Ｖ、ＵＦ４＝１Ｖ代入式（３３３），求得ＮＳＢ＝４７匝，实取５匝。

直流输入电压的最大值ＵＩｍａｘ槡＝２ｕｍａｘ槡＝２×２６５＝３７５（Ｖ），此时ＵＳＢ达到最大值

ＵＳＢｍａｘ＝２８３Ｖ，并未超过ＬＭ３５８的电源电压最大值（３２Ｖ）。４反馈绕组的设计

当ＵＯ降低时，为了维持ＩＯＨ不变，反馈绕组ＮＦ的极性也与一次绕组相同。其输出电压

经ＶＤ３、Ｃ４整流滤波后，得到反馈电压ＵＦＢ，要求ＵＦＢ≥９Ｖ。计算ＮＦ匝数的公式为

ＮＦ＝ＮＰ× ＵＦＢ＋Ｕ（）Ｆ３ＵＩｍｉｎ

（３３５）

将ＮＰ＝６４匝、ＵＦＢ＝ＵＦＢｍｉｎ＝９Ｖ、ＵＦ３＝１Ｖ、ＵＩｍｉｎ＝８２Ｖ一并代入式（３３５）中，求出ＮＦ＝７８匝，实取８匝。若将式中的ＵＩｍｉｎ换成ＵＩｍａｘ＝３７５Ｖ，即可反算出ＵＦＢ的最大值，ＵＦＢｍａｘ＝４５９Ｖ。因ＴＯＰ２１４Ｙ控制端电压的最小值为５５Ｖ，故光耦合器实际工作电压为

４５９－５５＝４０４（Ｖ）。５光耦合器串联电阻Ｒ１的取值

Ｒ１不仅是ＬＥＤ的限流电阻，还决定控制环路的增益。其估算公式为

Ｒ１＝ＵＳＡＴ－ＵＦ６－Ｕ（）Ｆ ·ＣＴＲｍｉｎＩＣｍａｘ

（３３６）

第三章　特种开关电源　７５　　　

式中，ＬＭ３５８的正向饱和电压ＵＳＡＴ＝３５Ｖ，ＶＤ６的正向压降ＵＦ６＝０６５Ｖ，光耦合器中

ＬＥＤ的正向压降ＵＦ＝１２Ｖ，ＰＣ８１６Ａ的电流传输比最小值ＣＴＲｍｉｎ＝８０％，ＴＯＰ２１４Ｙ的控

制端电流最大值ＩＣｍａｘ＝１０ｍＡ。不难算出，Ｒ１＝１３２Ω，实取标称值１３０Ω。Ｒ１的阻值过大，会使控制灵敏度降低；阻值过小，易导致控制环工作不稳定，甚至产生自激振荡。

第四节　截流输出型开关电源

截流输出型开关电源亦称截流型开关电源，其特点是一旦发生过载，输出电流ＩＯ能随

着输出电压ＵＯ的降低而迅速减小，即ＵＯ↓→ＩＯ↓，可对电机等负载起到保护作用。相比之

下，恒流输出型开关电源ＵＯ下降时，ＩＯ却维持恒定，二者的输出特性有着明显区别。利用

晶体管构成的正反馈式截流控制环，可实现上述功能，过载时将ＩＯ衰减到安全区域内。一、截流输出型开关电源

１工作原理

１２Ｖ截流输出型开关电源的电路如图３４１所示。该电路采用一片ＴＯＰ２０２Ｙ型单片开

关电源。截流控制环由晶体管ＶＴ１、ＶＴ２、Ｒ１～Ｒ４、ＩＣ２所构成，其电路简单，成本低廉。ＶＴ１和ＶＴ２可采用国产３ＤＫ３Ｄ型开关管（或国外２Ｎ２２２２型晶体管），要求这２只管子的

参数具有良好的一致性，能构成镜像电流源。截流型开关电源的输出特性如图３４２所示。由图可见，ＵＯ－ＩＯ特性曲线可划分成３个工作区：恒压区、截流区、自动重启动区。令输

出极限电流为ＩＬＭ，下面对其输出特性进行分析。

图３４１　１２Ｖ截流输出型开关电源电路

（１）当ＩＯ＜ＩＬＭ时，ＶＴ２截止，ＵＯ处于恒压区，即ＵＯ＝１２Ｖ基本不变。此时ＶＴ１工作

在饱和区，ＶＴ２呈截止状态，截流控制环不起作用，开关电源采用典型的带稳压管的光耦

合器反馈电路。设稳压管ＶＤＺ２的稳定电压为ＵＺ２。当因某种原因导致输出电压ＵＯ发生变

化时，ＵＯ经取样后就与ＵＺ２进行比较，产生误差电压，使光耦合器ＩＣ２中ＬＥＤ的工作电流发

生变化，再通过光耦合器去改变ＴＯＰ２０２Ｙ的控制端电流ＩＣ的大小，通过调节占空比使ＵＯ趋于稳定，达到稳压目的。电路中的Ｒ１为电流检测电阻。ＶＴ１的接法比较特殊，因Ｒ２阻值

７６　　　特种集成电源设计与应用

很小，可视为集电极与基极短路，故ＶＴ１始终工作在饱和区，只是饱和深度及饱和压降ＵＳ值可在一定范围内变化。此时ＩＯ较小，Ｒ１上的压降ＵＲ１较低，使ＶＴ２的发射结压降ＵＢＥ２＝ＵＲ１＋ＵＳ＜０６５Ｖ，ＶＴ２呈截止状态，相当于集电极开路，它对光耦合器反馈电路无分流作

用。ＶＤＺ２可选用１Ｎ５２４０Ｂ型１０Ｖ稳压管。ＩＣ２采用ＭＯＣ８１０１型光耦合器，电流传输比范

围ＣＴＲ＝５０％～７２％，典型值为６１％。ＶＴ１的发射结压降ＵＢＥ１＝０６７Ｖ，集电极电流ＩＣ１＝６ｍＡ。

图３４２　截流型开关

电源的输出特性

（２）当ＩＯ≈ＩＬＭ时，截流控制环开始工作，并在正反馈

过程中使ＩＯ随着ＵＯ的降低而迅速减小。此时ＵＲ１≈０３Ｖ，ＵＳ≈０５７Ｖ，由于ＶＴ２的发射结压降ＵＢＥ２＝ＵＲ１＋ＵＳ＞０７Ｖ，使ＶＴ２立即导通，而ＶＤＺ２因ＵＯ的降低而退出稳压

区变成截止状态。于是，光耦合器ＬＥＤ上的电流就通过

ＶＴ２分流。由于ＶＴ２的导通电阻很小，因此ＩＦ迅速增大，令ＴＯＰ２０２Ｙ的ＩＣ↑，占空比Ｄ↓，ＩＯ↓，开关电源进入截

流区。进一步分析可知，Ｒ３上的电流是与ＵＯ成正比的，随

着ＵＯ的继续降低，ＩＲ３↓→ＵＳ↑→ＵＢＥ２↑→ＩＦ↑→ＩＣ↑→Ｄ↓→ＩＯ↓，这就形成了电流正反馈，其效果是让ＩＯ进一步减

小，对负载起到截流保护作用。（３）当ＵＯ≤１５Ｖ时，由于ＶＴ２达到饱和状态，截流控

制作用失效，改由ＬＥＤ的正向压降ＵＦ＝１２Ｖ进行限流。在负载短路时，短路电流ＩＳＳ≈２２Ａ。

２电路设计

（１）Ｒ１、Ｒ２和Ｒ３的取值。首先令ＩＬＭ的预期值为１３Ａ，ＵＲ２＝ＵＲ１＝０３２５Ｖ，代入下式

可计算出电流检测电阻Ｒ１的阻值

Ｒ１＝ＵＲ１ＩＬＭ＝０３２５１３＝０２５（Ω）

进而计算出

Ｒ３＝ＵＯ－ＵＢＥ１ＩＣ１＝１２－０６７０００６＝１８９（ｋΩ）≈２（ｋΩ）

最后求出

Ｒ２＝ＵＲ１＋００７ＵＯ－ＵＢＥ１Ｒ３

＝０３２５＋０００７１２－０６７２０００

＝５８６（ｋΩ）≈６０（ｋΩ）

（２）核算ＩＬＭ值

ＩＬＭ＝Ｒ２×（ＵＯ－ＵＢＥ１Ｒ３

）－０００７

Ｒ１＝６０×（１２－０６７２０００

）－０００７

０２５＝１３３（Ａ）

（３）计算短路电流ＩＳＳ

ＩＳＳ＝ＵＦＲ１＋ＲＬ１＋ＲＳＳ＝

１２０２５＋０１＋０２＝２１８

（Ａ）

式中：ＲＬ１为输出滤波电感Ｌ１的内阻；ＲＳＳ为短路时输出导线上的电阻。

第三章　特种开关电源　７７　　　

二、恒流／截流输出型开关电源

对图３４１稍加改动，增加１Ｎ５２３１Ｂ型５１Ｖ稳压管ＶＤＺ３和一只４７０Ω电阻Ｒ５，即可

构成恒流／截流型开关电源，其控制单元电路和输出特性分别如图３４３、图３４４所示。由

图３４４可见，ＵＯ－ＩＯ特性曲线被分成４个工作区域：恒压区、恒流区、截流区、自动重启

动区。Ｒ５和ＶＤＺ３的作用就是令ＶＴ１的参考电流保持恒定，直到ＵＯ降低且ＶＤＺ３截止，然

后即进入截流区，ＩＯ随ＵＯ的降低而减小。该电源的输出极限电流为

图３４３　恒流／截流控制单元电路

图３４４　恒流／截流型开关

电源的输出特性

ＩＬＭ＝Ｒ２× ＵＺ３－ＵＢＥ１

Ｒ（）３

－０００７

Ｒ１＝６０× ５１－０６７（）８２０－０００７

０２５＝１２８（Ａ）

式中的ＵＺ３是ＶＤＺ３的稳定电压。

第五节　恒功率输出型开关电源

恒功率输出型单片开关电源的特点是，当输出电压ＵＯ降低时，输出电流ＩＯ反而会增

大，使二者乘积ＩＯ·ＵＯ不变，输出功率ＰＯ保持恒定。这种开关电源可作为高效、快速、安

全的电池充电器，对笔记本电脑的电池进行充电。恒功率输出特性近似为一条双曲线。一、恒功率输出型开关电源的工作原理

由ＴＯＰ２０２Ｙ构成的１５Ｖ、１５Ｗ恒功率输出型开关电源，电路如图３５１所示。ＴＯＰ２０２Ｙ型单片开关电源在宽范围电压输入（ｕ＝８５～２６５ＶＡＣ）时的最大输出功率为

３０Ｗ。该电源工作在连续模式，并且是从二次侧来调节输出功率的，它不受一次侧电路的影

响。当输出电压从１５Ｖ（即１００％·ＵＯ）降至７５Ｖ（即５０％·ＵＯ）时，恒功率准确度可达

±１０％。８５～２６５Ｖ交流电压经过ＢＲ、Ｃ１整流滤波后，为一次侧回路提供直流高压。漏极

钳位保护电路由ＶＤＺ１和ＶＤ１构成。反馈绕组电压经过１Ｎ９１４、Ｃ４整流滤波后，给光耦合

器中的光敏三极管提供集电极电压。Ｃ５为控制端的旁路电容。二次绕组的电压由ＶＤ２、Ｃ２、Ｌ１和Ｃ３整流滤波。ＶＤ２采用ＦＥ３Ｃ型１５０Ｖ／４Ａ的超快恢复二极管。Ｃ２需选择等效串联电阻

（ＥＳＲ）很低的电解电容器。标称输出电压ＵＯ值，由光耦合器中ＬＥＤ的正向压降（ＵＦ）与

稳压管ＶＤＺ２的稳定电压（ＵＺ２）来设定。Ｒ５起限流作用并能决定电压控制环的增益。恒功率控制电路由ＶＴ１、ＶＴ２、ＶＤＺ３～ＶＤＺ５、Ｒ１～Ｒ７构成。ＶＴ１工作在饱和区。

７８　　　特种集成电源设计与应用

图３５１　１５Ｗ恒功率输出型开关电源的电路

ＶＴ１和ＶＴ２应选参数一致性很好的３ＤＫ４Ｂ型开关管，亦可用国外２Ｎ４４０１型小功率硅晶体

管代替。ＶＤＺ３、ＶＤＺ４的型号分别为２ＣＷ２４２、２ＣＷ３４０。Ｒ１为电流检测电阻，ＶＴ２用来

监视Ｒ１上的压降。该电路具有温度补偿特性，能对ＶＴ１、ＶＴ２的偏压以及输出电压进行温

度补偿。恒功率控制电路由５部分组成：①恒流源电路（ＶＤＺ４、Ｒ７、Ｒ３），给偏压电路提

供恒定的集电极电流ＩＣ１；②带温度补偿的偏压电路（ＶＴ１、Ｒ２），其作用是给ＶＴ２提供偏

置电压ＵＢ１，它的发射结压降ＵＢＥ１与ＵＢＥ２相等且具有相同的温度系数；③电流检测电阻

（Ｒ１）；④电压补偿电路（ＶＤＺ２、Ｒ６、Ｒ４）可对ＶＴ２的发射结电压ＵＢＥ２进行补偿；⑤电压

调节电路（ＩＣ２、ＶＤＺ２、Ｒ５），利用带稳压管的光耦合器反馈电路使ＵＯ在恒压区内保持恒

定。当ＩＯ较小时ＶＴ２截止，而ＶＤＺ２处于稳压区，开关电源工作在恒压输出方式下，ＵＯ

＝１５Ｖ；此时恒功率控制电路不工作。设ＶＴ２的基极偏压为ＵＢ２，仅当ＵＢ２＋ＵＲ１＝ＵＢＥ２时，

图３５２　恒功率型开关电源的输出特性

ＶＴ２才开始导通，而ＶＤＺ２立即截止，电路就从恒

压控制迅速转入恒功率控制，并按下述正反馈过程

ＵＯ↓→ＩＯ↑→ＵＲ１↑→ＩＦ↓→ＩＣ↓→Ｄ↑→ＩＯ↑，使

ＰＯ保持不变。恒功率型开关电源的输出特性如图３５２所示，

它近似于一条双曲线。从图中不难查出，当ＵＯ＝１５Ｖ时ＩＯ＝１０２Ａ，ＰＯ１＝１５Ｖ×１０２Ａ＝１５３Ｗ；ＵＯ＝７５Ｖ时ＩＯ＝２０７Ａ，ＰＯ２＝１５５Ｗ。显然，ＰＯ１≈ＰＯ２，这就是恒功率输出的特点。实际情况下ＵＯ－ＩＯ的特性曲线，允许有±１０％的偏差。

二、恒功率输出型开关电源的设计要点

１集电极电流ＩＣ１

第三章　特种开关电源　７９　　　

ＶＴ１和ＶＴ２的参数应相同，二者的位置要尽量靠近，置于相同的温度环境中。温度补

偿偏压经过ＶＴ１和Ｒ１加到ＶＴ２上，由ＶＤＺ４和Ｒ３给ＶＴ１提供恒定的集电极电流ＩＣ１。有

公式

ＩＣ１＝ＵＺ４－ＵＢＥ１Ｒ３（３５１）

将ＵＺ４＝５１Ｖ、ＵＢＥ１＝０６７Ｖ、Ｒ３＝７５０Ω代入式（３５１），得ＩＣ１＝５９ｍＡ，近似取６ｍＡ。ＩＣ２亦等于此值。

２饱和压降ＵＳＶＴ１的饱和压降计算公式为

ＵＳ＝ＵＢＥ１－ＩＣ１×Ｒ２（３５２）将ＵＢＥ１＝０６７Ｖ、ＩＣ１＝６ｍＡ、Ｒ２＝５１Ω代入式（３５２）中，求出ＵＳ＝０３６Ｖ。３输出功率

输出的恒定功率值由下式确定

ＰＯ＝ＵＯ·ＵＢＥ２－ＵＳ－Ｒ４

Ｒ４＋Ｒ６× ＵＯ－ＵＺ３－Ｕ（）Ｓ

Ｒ１（３５３）

不难算出，当ＵＯ＝１２Ｖ、ＵＢＥ２＝０６７Ｖ、ＵＳ＝０３６Ｖ、ＵＺ３＝６２Ｖ、Ｒ４＝３３０Ω、Ｒ６＝１８ｋΩ、Ｒ１＝０１６Ω时，额定输出功率ＰＯ＝１５２Ｗ。

第六节　智能化数字电源的设计

目前，开关电源正朝着智能化、数字化的方向发展。最近刚问世的智能数字电源系统以

其优良特性和完备的监控功能，正引起人们的关注。数字电源提供了智能化的适应性与灵活

性，具备直接监控、处理并适应系统条件的能力，能满足任何复杂的电源要求。此外，数字

电源还可通过远程诊断来确保系统长期工作的可靠性，包括故障管理、过电流保护以及避免

停机等。数字电源的推广为实现智能化电源系统的优化设计创造了有利条件。一、数字电源系统的主要特点及发展现状

１数字电源系统的主要特点

数字电源系统具有以下特点：（１）它是以数字信号处理器（ＤＳＰ）或微控制器（ＭＣＵ）为核心，将数字电源驱动器

及ＰＷＭ控制器作为控制对象而构成的智能化开关电源系统。传统的由微控制器（含μＰ或

μＣ）控制的开关电源，一般只控制电源的启动和关断，并非真正意义的数字电源。（２）采用 “整合数字电源”（ＦｕｓｉｏｎＤｉｇｉｔａｌＰｏｗｅ）技术，实现了开关电源中模拟组件

与数字组件的优化组合。例如，功率级所用的模拟组件———ＭＯＳＦＥＴ驱动器，可以很方便

地与数字电源控制器相连并实现各种保护及偏置电源管理，而ＰＷＭ控制器也属于数控模拟

芯片。（３）高集成度，实现了电源系统单片集成化（ｐｏｗｅｒｓｙｓｔｅｍｏｎｃｈｉｐ）。将大量的分立式

元器件整合到一个芯片或一组芯片中。（４）能充分发挥数字信号处理器及微控制器的优势，使所设计的数字电源达到高技术指

标。例如，其脉宽调制（ＰＷＭ）分辨力可达１５０ｐｓ（１０－１２ｓ）的水平，这是传统开关电源所

望尘莫及的。数字电源还能实现多相位控制、非线性控制、负载均流以及故障预测等功能，

８０　　　特种集成电源设计与应用

为研制绿色节能型开关电源提供了便利条件。（５）便于构成分布式数字电源系统。２数字电源系统的发展现状

随着现代科技事业的发展及开关电源市场的需求，在２１世纪初国际上开始研制数字电

源系统。２００５年３月，美国德州仪器公司（ＴＩ）宣布推出具有创新型的数字电源产品，不

仅能显著提高电源系统的性能，还可大幅度延长其使用寿命。该公司还展示了ＦｕｓｉｏｎＤｉｇｉｔａｌＰｏｗｅｒＴＭ解决方案，以证明数字电源系统能以极具竞争力的低成本，实现高性能指标

及设计灵活性。该解决方案包括以下３类芯片：①ＵＣＤ７Ｋ系列数字电源驱动器（含ＵＣＤ７１００和

ＵＣＤ７２０１两种芯片）；②ＵＣＤ８Ｋ系列ＰＷＭ控制器（含ＵＣＤ８６２０和ＵＣＤ８２２０）；③ＵＣＤ９Ｋ系列数字信号处理器（ＵＣＤ９１１０／９５０１）。上述芯片已形成系列化产品。该产品支持

包括从ＡＣ线路到负载的电源系统，可广泛用于电信设施、计算机服务器、数据中心电源系

统及不间断电源（ＵＰＳ）等。二、数字电源系统的基本构成

１数字电源驱动器

ＵＣＤ７１００／７２０１均属于数字控制电源驱动器芯片，适配ＵＣＤ９１１０／９５０１型数字控制器。二者的区别是ＵＣＤ７１００为单端输出，ＵＣＤ７２０１为双端输出，额定输出电流均为±４Ａ，可

驱动ＭＯＳＦＥＴ开关功率管。主控制器可监控其输出电流，快速检测过电流故障并迅速关断

电源，检测周期仅为２５ｎｓ。

图３６１　ＵＣＤ７１００的内部框图

现以ＵＣＤ７１００为例，其内部框图如图３６１所示。主要包括３３Ｖ电压调整器及基准电

压源、触发器、施密特比较器、欠电压关断电路、控制门、ＴｒｕｅＤｒｉｖｅ驱动器。“ＴｒｕｅＤｒｉｖｅ”（真驱动）为ＴＩ公司的专有技术，它是由并联双极性晶体管和ＭＯＳＦＥＴ管组

成上拉／下拉电路而构成的混合输出级。其优点是驱动能力强，在低电压时也能正常输出，并能在极低输出阻抗下控制外部功率ＭＯＳＦＥＴ的过电压、欠电压保护，功率ＭＯＳＦＥＴ不

需要接起保护作用的肖特基钳位二极管。ＵＣＤ７１００能在几百纳秒的时间内给ＭＯＳＦＥＴ的

第三章　特种开关电源　８１　　　

栅极提供一个高峰值电流，快速开启驱动器。ＵＣＤ７１００的高阻抗数字输入端（ＩＮ）能接收

３３Ｖ逻辑电平、最高开关频率达２ＭＨｚ的信号。利用施密特比较器能将内部电路与外部噪

声隔离。若控制器的ＰＷＭ输出停在高电平上并发生过电流故障，电流检测电路就关断驱动

器的输出，系统可进入重试模式。通过ＤＳＰ或ＭＣＵ内部的看门狗电路，能重新启动芯片。ＵＣＤ７１００内部的３３Ｖ、１０ｍＡ电压调整器可作为数字控制器的电源。２ＰＷＭ控制器

ＵＣＤ８２２０／８６２０是受ＤＳＰ或ＭＣＵ数字控制的双端推挽式ＰＷＭ控制器。二者区别是

ＵＣＤ８２２０可利用４８Ｖ低压启动，ＵＣＤ８６２０内部增加了１１０Ｖ高压启动电路。ＵＣＤ８２２０的

图３６２　ＵＣＤ８２２０的内部框图

内部框图如图３６２所示。主要包括３３Ｖ电压调整器及基准电压源、脉宽调制器（ＰＷＭ）、驱动逻辑、推挽式驱动器、欠电压关断电路、限流电路、电流检测电路。ＵＣＤ８２２０／８６２０可

运行在峰值电流模式或电压模式，不仅能对极限电流进行编程，还输出一个能受主控制器监

控的极限电流数字标志。ＵＣＤ８２２０／８６２０的时序工作波形如图３６３所示。

图３６３　ＵＣＤ８２２０／８６２０的时序工作波形

３数字信号处理器（ＤＳＰ）ＵＣＤ９５０１是ＴＩ公司专为数字电源系统配套的数字信号处理器（ＤＳＰ），其同类产品还

８２　　　特种集成电源设计与应用

有ＴＭＳ３２０Ｆ２８０８，ＴＭＳ３２０Ｆ２８０６。它们内部主要包含１００ＭＨｚ的３２位ＣＰＵ，时钟振荡

器，３个３２位定时器，看门狗电路，内部／外部中断控制器，ＳＣＩ总线、ＳＰＩ总线、ＣＡＮ总

线及Ｉ２Ｃ总线接口，１２路ＰＷＭ信号输出，系统控制器，１６通道１２位ＡＤＣ，１６Ｋ×１６Ｆｌａｓｈ，６Ｋ×１６ＳＡＲＡＭ，１Ｋ×１６ＲＯＭ。它采用标准的３３Ｖ输入／输出接口，与ＵＣＤ８Ｋ系列完全兼容。利用ＰｏｗｅｒＰＡＤＴＭＨＴＳＳＯＰ和ＱＦＮ软件包可进行编程。

三、智能化数字电源系统的电路设计

智能化数字电源系统可由ＰＷＭ、电源驱动器、ＤＳＰ、接口电路、显示器和键盘６部分

图３６４　智能化数字电源系统的框图

组成。系统的框图如图３６４所示。图中的数字信号

处理器ＵＣＤ９５０１通过接口芯片与键盘和显示器相

连，用户不仅能从显示器上观察到当前的电源参数，还可通过键盘随时修改电源参数。

为简化配置，也可由数字信号处理器

（ＵＣＤ９５０１）和数字控制电源驱动器（ＵＣＤ７１００）构成智能化数字电源系统，电路如图３６５所示。交

流电压经过整流滤波后获得的＋３６～７２Ｖ直流输入电压ＵＩ，接高频变压器的一次绕组；还

经过Ｒ１、Ｒ２分压后，分别接ＵＣＤ９５０１的模拟输入端ＡＮ１、ＡＮ２。一次绕组的另一端接功

率ＭＯＳＦＥＴ。Ｒ３为限流电阻，Ｒ４为电流检测电阻。偏置绕组的输出电压通过ＶＤ１、Ｃ１整流

滤波后得到＋１２Ｖ的直流偏压，接ＵＣＤ７１００的电源端ＵＤＤ。ＵＣＤ７１００输出的３３Ｖ电压为

ＵＣＤ９５０１提供电源。输出整流滤波电路由ＶＤ２、Ｌ和Ｃ２组成，ＶＤ１为续流二极管，ＵＯ为

直流输出电压。从ＵＣＤ９５０１输出的脉宽调制信号（ＰＷＭＡ）送至ＵＣＤ７１００的ＩＮ端。ＵＣＤ７１００的极限电流标志端（ＣＬＦ）接ＵＣＤ９５０１的中断端（ＩＮＴ），极限电流设定端

（ＩＬＩＭ）接ＵＣＤ９５０１的ＧＭＴＲ端。利用光耦合器隔离放大器可将输出级与输入级进行隔

离。

图３６５　智能化数字电源系统的典型电路

当ＵＤＤ＝１２Ｖ，ＵＣＤ７１００的负载电容ＣＬＯＡＤ＝１０ｎＦ，开关频率ｆ＝３００ｋＨｚ时，偏置功耗

为Ｐ＝ＣＬＯＡＤＵ２ＤＤｆ＝１０× （１２）２×３００＝０４３２（Ｗ）。偏置电流Ｉ＝Ｐ／ＵＤＤ＝０４３２／１２＝００３６（Ａ）。

若采用ＵＣＤ７２０１，则可驱动２只外部功率ＭＯＳＦＥＴ。此外还可用ＵＣＤ９５０１和

ＵＣＤ８６２０组成数字电源系统。

第三章　特种开关电源　８３　　　

第七节　地面数字电视播放（ＤＶＢ－Ｔ）设备的开关电源

近年来，数字电视获得了飞速发展。数字电视按传输方式可分为卫星数字电视、地面数

字电视和有线数字电视三种。其中，地面数字电视播放最为重要。１９９５年，欧洲１５０个组

织成立了ＤＶＢ联盟，共同制定了数字电视的ＤＶＢ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ，即数字电

视播放）标准。包括卫星数字电视传输标准ＤＶＢ－Ｓ，有线数字电视传输标准ＤＶＢ－Ｃ，地

面数字电视传输标准ＤＶＢ－Ｔ，其中ＤＶＢ－Ｓ和ＤＶＢ－Ｃ标准已作为世界上的统一标准被

大多数国家（包括我国）所接受，其优点是灵活性强并可扩充到移动通信领域。我国于

２００５年开展数字卫星直播业务，同时开始地面数字电视试验；２００８年全面推广地面数字电

视；２０１５年将全面停播模拟电视信号，完成从模拟电视向数字电视的转换。下面介绍一种

地面数字电视播放（ＤＶＢ－Ｔ，即ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＢｒｏａｄｃａｓｔＴｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ）设备的电源模块。一、ＤＶＢ－Ｔ开关电源的性能特点和技术指标

（１）它采用第四代单片开关电源集成电路ＴＯＰ２４２Ｐ，交流输入电压范围是１９５～２６５Ｖ，

４路输出分别为２５Ｖ、３３Ｖ、６２Ｖ、３０Ｖ。交流输入电压为２３０Ｖ、±１５％时，最大输出功

率为７Ｗ。（２）稳压性能好。在最坏的情况下，各路输出的电压调整率和负载调整率指标详见表

３７１。

表３７１各路输出的电压调整率和负载调整率指标

４路输出电压ＵＯ（Ｖ）２５３３６２３０电压调整率ＳＶ（％）＋１－１３＋１－２９负载调整率ＳＩ（％）－４～＋１０～－１－７～＋７－１０～－２

（３）低功耗，空载时的功耗低于０５Ｗ。允许使用ＥＦ１６型变压器磁心获得７Ｗ输出。（４）外围元件少，体积小，外形尺寸仅为８２ｍｍ×３０ｍｍ×１６ｍｍ。（５）抗干扰能力强，符合电磁兼容性国际标准ＣＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ。（６）具有软启动功能，并可从外部设定极限电流。二、ＤＶＢ－Ｔ开关电源的设计

由ＴＯＰ２４２Ｐ构成７Ｗ、ＤＶＢ－Ｔ开关电源模块的内部电路如图３７１所示。该电源使用

了３片集成电路：ＩＣ１（单片开关电源ＴＯＰ２４２Ｐ），ＩＣ２（线性光耦合器ＰＣ８１７），ＩＣ３（可调

式精密并联稳压器ＴＬ４３１）。尽管其交流输入电压范围（１９５～２６５Ｖ）是按照欧洲标准来设

计的，但也适用于我国２２０Ｖ交流电源。４路输出分别为２５Ｖ／１Ａ、３３Ｖ／０５Ａ、６２Ｖ／０４Ａ、３０Ｖ／５ｍＡ，总输出功率为７Ｗ。ＴＯＰ２４２Ｐ采用ＤＩＰ８封装，它属于４端器件，Ｍ为

多功能端，可代替ＴＯＰ２４２Ｙ的线路检测端Ｌ和极限电流设定端Ｘ。利用印制板上的覆铜箔

做散热器，可代替体积较大的外部散热器。交流输入电压ｕ经过电磁干扰滤波器（Ｃ１０和Ｌ１）、桥式整流滤波器（ＶＤ７～ＶＤ１０、

Ｃ９）获得直流高压。ＲＦ为８２Ω、１Ｗ的熔断电阻器，它起到保险管的作用。Ｒ８用来设定

ＴＯＰ２４２Ｐ的极限电流，取Ｒ８＝１０ｋΩ时，极限电流的衰减因数ＫＩ＝０７８，这表明所设定的

极限电流为标称值的７８％，即Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝０７８ＩＬＩＭＩＴ＝０８５×０４５＝０３８（Ａ），略高于在ｕｍｉｎ＝１９５Ｖ、满负载条件下的漏极电流值。适当降低极限电流，可使高频变压器不用更大尺寸

的磁心就达到更高的转换效率。一次侧钳位电路由瞬态电压抑制器ＶＤＺ（Ｐ６ＫＥ２００）和超

８４　　　特种集成电源设计与应用

图３７１　７Ｗ、ＤＶＢ－Ｔ开关电源模块的内部电路

快恢复二极管ＶＤ５（ＢＹＷ９５Ｃ）组成，ＶＤ５亦称阻塞二极管。与ＲＣＤ型钳位电路相比较，这种钳位电路能降低空载时的损耗。

该电源以６２Ｖ为主输出，３３Ｖ为辅助输出。反馈信号就从６２Ｖ输出端引出。６２Ｖ电压经过电阻Ｒ２、Ｒ３取样后，接精密光耦合器反馈电路。６２Ｖ输出允许有±１％的偏差。

图３７２　满负载输出时的电压调整率曲线

３３Ｖ输出再通过ＶＤ４降压后直接获得２５Ｖ输

出电压。由于ＶＤ１的整流电流较大，因此选用

一只５Ａ／６０Ｖ的肖特基二极管ＳＲ５０６，以减小整

流管的损耗。Ｒ１和Ｃ５，Ｃ４、Ｌ２和Ｃ１２，Ｃ１、Ｃ２、Ｌ１和Ｃ３分别为３０Ｖ、６２Ｖ、３３Ｖ和２５Ｖ输出

电路中的滤波器，可分别将各路输出的噪声及纹

波电压降低到各自输出电压额定值的１％以下。Ｃ７为软启动电容，能避免在启动时发生输出过载

现象。高频变压器采用ＥＦ１６型磁心，配８引脚的

骨架。磁心留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝１９０ｎＨ／Ｔ２。一次绕组用０１４ｍｍ漆包线绕１０５匝，辅

助绕组用０１４ｍｍ漆包线绕１７匝。为了增大磁

耦合、改善轻载时的稳压性能并降低成本，二次

绕组采用堆叠式绕法。其中，３３Ｖ绕组用４股０４ｍｍ的三重绝缘线并绕４匝，６２Ｖ绕组

用０４ｍｍ的三重绝缘线绕３匝，３０Ｖ绕组用０２５ｍｍ的三重绝缘线绕２９匝。一次侧电感

量ＬＰ＝２１ｍＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝５０μＨ。高频变压器的谐振频率超过

６５０ｋＨｚ。该电源模块在满负载输出时的电压调整率曲线如图３７２所示。在交流２３０Ｖ输入、满

第三章　特种开关电源　８５　　　

图３７３　ＥＭＩ的波形图

载输出并良好接地的情况下，实际测

量该电源模块ＥＭＩ的波形如图３７３所示，完全达到了ＣＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ国际标准对电磁干扰的规

定指标。在设计电路时需注意以下事项：（１）高频变压器应工作在连续模

式下。（２）安全电容Ｃ１１（亦称Ｙ电

容）必须连接到一次侧直流高压的正

端与二次侧返回端之间，才能减小交

流输入时线路间的瞬态噪声干扰。（３）Ｃ１３、Ｒ７和Ｃ１４应尽量靠近

ＴＯＰ２４２Ｐ的控制端，一次侧返回端

应接源极引脚。（４）要尽量减小一次侧和二次侧环路的面积，以减小漏感，降低电磁干扰。

第八节　高速调制解调器开关电源

近年来随着计算机网络技术的飞速发展，网络已走进寻常百姓家中。与此同时，各种网

络设备也日臻完善。下面重点介绍一种宽带、高速调制解调器（ＨｉｇｈＳｐｅｅｄＭｏｄｅｍ）开关

电源模块的设计。一、高速调制解调器简介

调制解调器即Ｍｏｄｅｍ（ＭｏｄｕｌａｔｏｒＤｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ），俗称 “猫”。高速调制解调器则是拨

号上网的必备工具。目前ＡＤＳＬ（ＡｓｙｍｍｅｔｒｉｃＤｉｇｉｔａｌＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒＬｉｎｅ，非对称数字用户线

路）宽带网正迅速普及，给电话线接上ＡＤＳＬＭｏｄｅｍ后，在这段电话线上便产生了３个信

息通道：①速率为１５～８Ｍｂ／ｓ的高速下行通道，用于用户下载信息；②速率为１６Ｋｂ／ｓ～１Ｍｂ／ｓ的中速双工通道，用于用户上传输出信息；③普通电话服务通道。这三个通道可同

时工作，传输距离达３～５ｋｍ。ＦｕｌｌｒａｔｅＡＤＳＬ传输速度高达８Ｍｂ／ｓ（下传）和６４０Ｋｂ／ｓ（上传）。而ＬｉｔｅｒａｔｅＡＤＳＬ传输速度可达到１５Ｍｂ／ｓ（下传）和５１２Ｋｂ／ｓ（上传）。当然，实际传输速度还受到线路距离和线路质量的影响。

各种上网方式的性能比较见表３８１。

表３８１各种上网方式的性能比较

类　　型ＡＤＳＬ５６ＫＭｏｄｅｍＩＳＤＮＣａｂｌｅＭｏｄｅｍＦＴＴＢ

传输介质普通电话线普通电话线普通电话线有线电视同轴电缆光纤到楼，网线到户

最大上传速度

（ｂ／ｓ）１Ｍ５６Ｋ

１Ｂ＝６４Ｋ

２Ｂ＝１２８Ｋ１０Ｍ１０Ｍ

最大下载速度

（ｂ／ｓ）８Ｍ５６Ｋ

１Ｂ＝６４Ｋ

２Ｂ＝１２８Ｋ１０Ｍ１０Ｍ

８６　　　特种集成电源设计与应用

续表

类　　型ＡＤＳＬ５６ＫＭｏｄｅｍＩＳＤＮＣａｂｌｅＭｏｄｅｍＦＴＴＢ

用户终端设备　ＡＤＳＬＭｏｄｅｍ和滤波分离器

　５６ＫＭｏｄｅｍ　ＮＴ１和ＴＡ或

含ＮＴ１的ＴＡ　ＣａｂｌｅＭｏｄｅｍ网卡

电话拨号不需要需要需要不需要不需要

驱动程序

　专线方式：无

需任何驱动；虚

拟拨号：遵守

ＰＰＰｏＥ协议的通

信程序

　５６ＫＭｏｄｅｍ专

用驱动程序

　ＩＳＤＮ专用驱动

程序　专用驱动程序网卡驱动

与计算机接口　标准局域网

（ＵＳＢ类型除外）　ＲＳ－２３２串行

接口

　ＲＳ－２３２串行

接口或内置卡专

用接口

　内置卡专用接

口或标准局域网标准局域网

占线遇忙不会会会不会不会

其他服务项目有无无有有

在打电话的

同时上网可以不可以

可以，但速

度降为６４Ｋ不可以不可以

ＡＤＳＬ技术作为一种宽带接入方式，可为用户提供多种服务，包括高速数据接入，视频

点播，网络互联业务，家庭办公，远程教学、远程医疗等。二、高速调制解调器开关电源的设计

１性能特点和技术指标

（１）采用ＴＯＰ２４３Ｐ型单片开关电源，电路简单（仅需４４个元器件）。在宽范围输入的

情况下，各路输出的负载调整率指标详见表３８２。表３８２各路输出的负载调整率指标

３路输出电压ＵＯ（Ｖ）ＵＯ３ＵＯ２ＵＯ１

３３５３０

负载电流变化范围（Ａ）０３～１５０３～０９００１～００３

负载调整率ＳＩ（％） ±３－２～＋４－８～＋１０

（２）结构紧凑，体积小。外形尺寸仅为１１３ｍｍ×３９ｍｍ×２５ｍｍ。（３）抗干扰性能强，并可消除音频噪声。利用ＴＯＰ２４３Ｐ的频率抖动技术能显著降低

ＥＭＩ，符合ＥＮ５５０２２Ｂ标准。在一次侧直流高压的正端与二次侧返回端之间不需要接安全电

容，便可承受４ｋＶ的干扰电压。（４）低功耗，高效率。电源效率大于７０％。（５）漏电流极小，当ｕ＝２６５Ｖ时的漏电流小于１ｍＡ。（６）具有完善的保护功能（包含欠电压保护、过电压保护、过电流保护、软启动及过热

保护）。适合用作高速Ｍｏｄｅｍ、机顶盒中的电源，还可作为备用电源。２１０Ｗ高速调制解调器电源模块的电路设计

由ＴＯＰ２４３Ｐ构成１０Ｗ高速调制解调器电源模块的内部电路如图３８１所示。该电源的

交流输入电压范围是８５～２６５Ｖ，３路输出分别为３３Ｖ／１５Ａ、５Ｖ／０９Ａ、３０Ｖ／３０ｍＡ，总

输出功率为１０Ｗ。交流输入电压ｕ经过电磁干扰滤波器（Ｃ１３和Ｌ１）、桥式整流滤波器（１Ｎ４００７×４）获得

第三章　特种开关电源　８７　　　

图３８１　１０Ｗ高速调制解调器电源模块的内部电路

直流高压。为简化电路，一次侧采用ＲＣＤ型钳位电路。利用Ｒ２可实现输入过电压／欠电压

保护。取Ｒ１＝２ＭΩ时，所设定的过电压值、欠电压值分别为４５０Ｖ、１００Ｖ（ＤＣ）。该电源以５Ｖ为主输出，３３Ｖ为辅助输出。５Ｖ、３３Ｖ输出电路中的整流管分别采用

ＳＢ３６０型（３Ａ／６０Ｖ）、ＳＢ５４０型（５Ａ／４０Ｖ）肖特基二极管。３０Ｖ输出电路中的整流管则采

用超快恢复二极管ＵＦ４００３。Ｒ１０～Ｒ１２为取样电阻，Ｒ９为３０Ｖ输出的负载电阻。精密光耦合

器反馈电路由ＬＴＶ８１７Ａ、ＴＬ４３１等组成。Ｃ１４为软启动电容。高频变压器采用ＥＥ２５型磁心，配１０引脚的骨架。磁心留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝

图３８２　满载输出情况下的ＥＭＩ波形图

３５１ｎＨ／Ｔ２。一次绕组用０３５ｍｍ漆包线

绕４９匝，辅助绕组用３股０３３ｍｍ漆包

线绕７匝。二次绕组采用堆叠式绕法。其

中，３３Ｖ绕组用３股０４ｍｍ的三重绝缘

线绕２匝，５Ｖ绕组用０４ｍｍ的三重绝缘

线绕１匝，３０Ｖ绕组用０４ｍｍ的三重绝

缘线绕１３匝。在一次、二次绕组之间用

两股０２９ｍｍ漆包线绕１５匝，作为屏蔽

层。一次侧电感量ＬＰ＝１ｍＨ（允许有

±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝３０μＨ。高频变压器的谐振频率超过５００ｋＨｚ。

该电源模块在交流２３０Ｖ输入、满载

输出情况下的ＥＭＩ波形如图３８２所示。在设计电路时需注意以下事项：（１）为了提高效率，比例系数ＫＲＰ（一次侧脉动电流与峰值电流之比）应设计在０４

～０６范围内。（２）一次侧感应电压ＵＯＲ应为９０～１１０Ｖ，以获得最佳效率。

８８　　　特种集成电源设计与应用

（３）线性光耦合器ＬＴＶ８１７Ａ的电流传输比（ＣＴＲ）推荐范围是８０％～１６０％。

第九节　以太网开关电源

下面首先简要介绍以太网电源的主要特点与基本功能，然后详细阐述一种带以太网接口

电路的同步整流式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计。一、以太网电源简介

以太网（ＥｔｈｅｒｎｅｔＮｅｔｗｏｒｋ）是目前最常用的一种局域网。以太网最早是由施乐

（Ｘｅｒｏｘ）公司创建的，１９８０年由Ｘｅｒｏｘ、ＤＥＣ和Ｉｎｔｅｌ三家公司联合开发为一个标准。最初

以太网的传输速率只有１０Ｍｂ／ｓ，称之为标准以太网。目前，快速以太网的传输速率为

１００Ｍｂ／ｓ，而千兆以太网的传输速率高达１０００Ｍｂ／ｓ（１Ｇｂ／ｓ）。以太网具有高度灵活、相对

简单、易于实现等显著优点，其传输介质主要有双绞线、同轴电缆和光纤，现已成为最重要

的一种局域网。以太网电源简称ＰｏＥ（ＰｏｗｅｒｏｖｅｒＥｔｈｅｒｎｅｔ），它仅通过一根以太网电缆即可同时为用

户提供数据和供电电源，不需要再另外布线。以太网电源装置简称为ＰＤ（ＰｏｗｅｒｅｄＤｅｖｉｃｅ），它具有以下特点：能提供ＰＤ检测与分类信号；能给ＤＣ／ＤＣ电源变换器提供软启

动接口；具有过电流保护、过电压保护、过热保护等功能。根据ＰｏＥ规范，ＰＤ应具有以下３个基本功能：（１）能识别信号阻抗。当一个输入电压加到ＰＤ时，它必须在规定电压范围内呈现正确

的识别信号阻抗。当某个以太网设备请求供电时，首先给以太网发出２５～１０Ｖ的电压信

号，有效的ＰＤ检测到此电压信号后就将一个２３７５～２６２５ｋΩ电阻置于供电回路上，电流

会随输入电压而变化；通过检测该电流确认在以太网电缆终端有一个有效的以太网设备需要

供电。如放置的电阻值在１２～２３７５ｋΩ或在２６２５～４５ｋΩ范围内，则认为该以太网设备有

效但不需要供电。其他范围的电阻值则意味着所检测到的以太网设备无效。（２）类型。ＰＤ有不同的类型，每种类型对应于一定的电流。例如，“０”类ＰＤ的电流

为０５～４ｍＡ。当ＰＤ检测有效信号之后，就对ＰＤ进行分类。具体方法是将送到网络链路

上的电压升高到１５５～２０５Ｖ，使ＰＤ获得一个固定的电流，再根据电流范围完成ＰＤ分类。（３）开关连接。连接以太网电源的开关主要有两种，一种是双极型晶体管开关，其电源

效率较高，成本较低；另一种开关为ＭＯＳＦＥＴ开关，其电源效率极高（可接近于１００％）。下面介绍一种带以太网接口电路的同步整流式１５ＷＤＣ／ＤＣ电源变换器模块，可广泛用

于网络及通信设备中。二、以太网开关电源的性能特点和技术指标

（１）由ＤＰＡ４２４Ｐ构成带接口电路的以太网电源（ＰｏＥ）。（２）包含ＰｏＥ识别信号阻抗（２４９ｋΩ，直流２５～１０Ｖ）。（３）包含 “０类”类型电路（０５～４ｍＡ，直流１５～２０Ｖ）。（４）若使用双极型晶体管开关，则ＰｏＥ接口的效率η≥８７％，成本较低。（５）若使用ＭＯＳＦＥＴ开关，则ＰｏＥ接口的效率η≥９７％，效率极高。三、以太网开关电源的设计

由双极型开关管和ＤＰＡ４２４Ｐ构成１５ＷＰｏＥ的内部电路如图３９１所示。该电源模块包

括两大部分：以太网接口电路（电路中用虚线框表示），ＤＣ／ＤＣ电源变换器。

第三章　特种开关电源　８９　　　

９０　　　特种集成电源设计与应用

１以太网电源接口电路的工作原理

该以太网电源接口电路的工作过程可分为以下三个阶段：在第一阶段，当输入电压加到

ＰＤ时，它必须在直流２５～１０Ｖ的电压范围内呈现正确的识别信号阻抗，电阻Ｒ１３（２４９ｋΩ）可提供这个阻抗；在第二阶段，当直流输入电压为１５～２０Ｖ时，ＰＤ用一个规定

的电流来识别装置类型，例如 “０类”电流范围是０５～４ｍＡ，这也由Ｒ１３来完成；在第三

阶段，通过双极型开关管（ＶＴ）将输入电压接到ＤＣ／ＤＣ电源变换器上，该电源变换器允

许输入超过３０Ｖ（２８Ｖ＋ＵＲ１３）的直流电压。此时稳压管ＶＤＺ１被反向击穿，通过Ｒ１４给ＶＴ提供基极电流。Ｒ１５的作用是防止在其他条件下开启电源。一旦开启电源，辅助绕组输出的

高频电压信号就经过耦合电容Ｃ３、整流管ＶＤ２和限流电阻Ｒ１６来提高ＶＴ的直流偏压，使

基极电流增大。在负半周时ＶＤ１导通，可确保加到基极上的偏压总为正压。

图３９２　使用ＭＯＳＦＥＴ的开关电路

使用ＭＯＳＦＥＴ（Ｖ３）的开关电路如图

３９２所示。ＶＤＺ４、ＶＤＺ５分别采用２８Ｖ、１５Ｖ稳压管。当输入电压超过２８Ｖ时，ＶＤＺ４被反向击穿，使Ｖ３导通，将电源开

启。当输入电压超过４３Ｖ时，ＶＤＺ５也被反

向击穿，能限制Ｖ３的栅－源电压，起到保

护作用。Ｒ１５能防止Ｖ３被误导通。该以太网电源模块的识别信号阻抗与输

入电压的关系曲线如图３９３所示，识别电压范围是２５～１０Ｖ。其输入电流等级（“０”类）与输入电压的关系曲线如图３９４所示，输入电压等级范围是１５～２０Ｖ。

图３９３　识别信号阻抗与

输入电压的关系曲线

图３９４　输入电流等级（“０”类）与输入电压的关系曲线

２１５ＷＤＣ／ＤＣ电源变换器的工作原理

ＤＣ／ＤＣ电源变换器的主要性能指标如下：（１）它采用ＤＰＡ４２４Ｐ型单片开关式稳压器，构成正激、隔离式、３路输出的ＤＣ／ＤＣ

电源变换器模块。直流输入电压范围是３６～７５Ｖ，３路输出分别为５Ｖ／２４Ａ、７５Ｖ／０４Ａ和２０Ｖ／１０ｍＡ，总输出功率为１５２Ｗ。开关频率为４００ｋＨｚ。

第三章　特种开关电源　９１　　　

（２）多路输出，稳压性能好。在最坏的情况下，各路输出的负载调整率指标见表３９１。

表３９１各路输出的负载调整率指标

３路输出电压ＵＯ（Ｖ）５７５２０

负载变化范围（％）２０～１０００～１００１００

负载调整率ＳＩ（％） ≤±１－４～＋８－３～＋６

（３）采用电容耦合式同步整流技术，ＤＣ／ＤＣ电源变换器的效率高达８８％。（４）能精确设定输入线路的欠电压、过电压值。（５）具有输出过载保护、开环保护和过热保护功能。图３９１中，输入端ＥＭＩ滤波器由Ｃ１、Ｌ１和Ｃ２构成。Ｒ１为欠电压值／过电压值设定电

阻，所设定的ＵＵＶ＝３３３Ｖ，ＵＯＶ＝８６０Ｖ。Ｒ１还能自动减小最大占空比，防止磁饱和。Ｒ２为极限电流设定电阻，取Ｒ２＝１３３ｋΩ时，所设定的漏极极限电流Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝０５７ＩＬＩＭＩＴ＝０５７×２５０＝１４２５（Ａ）。稳压管ＶＤＺ２可将漏极电压钳位在安全范围以内。Ｖ１的等效栅极电容

能给高频变压器提供最佳复位。该电源以５Ｖ输出作为主输出，其他两路输出都是在此基础上获得的。由Ｃ１１、Ｒ１１、Ｒ１２

和ＭＯＳ场效应管Ｖ２、Ｖ１构成５Ｖ主输出的电容耦合式同步整流器。稳压管ＶＤＺ３起钳位

作用。在没有开关信号时，通过下拉电阻Ｒ１３使Ｖ２关断。储能电感Ｌ２回扫绕组的电压经过

ＶＤ４和Ｃ９整流滤波后，获得２０Ｖ输出。高频变压器二次绕组（８－５）的电压经过ＶＤ３和

Ｃ１０整流滤波后获得７５Ｖ输出。将６８Ｖ稳压管ＶＤＺ４和二极管ＶＤ７反极性串联后作为

７５Ｖ输出的负载电阻，以改善空载稳压特性。空载时输出电压一旦超过７５Ｖ，ＶＤＺ４就被

反向击穿，利用ＶＤＺ４和ＶＤ２上的压降可将输出电压钳制在大约７５Ｖ上。正常工作时，辅助绕组的输出电压经过ＶＤ６、Ｃ５整流滤波后给光耦合器ＰＣ３５７提供１２～１５Ｖ的偏压。Ｒ５、ＶＤ８和Ｃ１６组成软启动电路，能防止在启动过程中输出过冲。高频变压器采用ＰＴＳ１４／８型磁心，配８脚骨架。一次绕组用０３５ｍｍ漆包线分两层各

绕８匝、７匝。二次侧５Ｖ绕组用４股０３３ｍｍ漆包线绕４匝，７５Ｖ绕组用４股０３３ｍｍ漆包线绕２匝。一次侧电感量ＬＰ＝４３４μＨ（允许有±２５％的误差），其最大漏感量ＬＰ０＝１μＨ。高频变压器的谐振频率不低于３８ＭＨｚ。

图３９５　电源效率与输入电压的关系曲线

储能电感Ｌ２的辅助绕组用０１６ｍｍ漆包线绕

２６匝，５Ｖ输出的扼流圈用两股０３３ｍｍ漆包线

绕６匝，７５Ｖ输出的扼流圈用０３３ｍｍ漆包线绕

１２匝，２０Ｖ输出的扼流圈用０１６ｍｍ漆包线绕４０匝。

该电源模块的电源效率与输入电压的关系曲线

如图３９５所示。３电路设计要点

（１）采用双极型功率开关管（ＶＴ）：１）选择双极型开关管ＶＴ，要能承受较高的

电压并提供足够的电流，其电流放大系数要足够

高。２）选择Ｒ１４的电阻值以提供足够大的基极电

９２　　　特种集成电源设计与应用

流，确保能够开启ＤＣ／ＤＣ电源变换器。３）选择Ｒ１６的电阻值（典型值为１０～２０Ω），以限制在开关过程中产生的尖峰电流。４）推荐采用Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ公司生产的ＴＩＰ２９Ｃ型双极型中功率开关管。其主要参数如下：

集电极－基极击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＣＢＯ＝１００Ｖ，集电极－发射极击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＣＥＯ＝１００Ｖ，发射极

－基极击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＥＢＯ＝５Ｖ，基极最大允许电流ＩＢＭ＝０４Ａ，集电极最大允许电流ＩＣＭ＝１Ａ，集电极最大功耗ＰＣＭ＝３０Ｗ，共发射极电流放大倍数ｈＦＥ＝７５倍，截止频率ｆＴ＝３０ＭＨｚ。

（２）采用功率ＭＯＳＦＥＴ（Ｖ３）：１）选择Ｒ１４的电阻值以限制稳压管ＶＤＺ４和ＶＤＺ５的功耗。２）选择Ｒ１５的电阻值以确保在输入电压低于２８Ｖ时能关闭Ｖ３。３）选择ＶＤＺ４的稳压值以防止在输入电压低于２８Ｖ时开启Ｖ３。４）注意，Ｒ１４、Ｒ１５的电阻值还影响到ＶＤＺ４的损耗。５）选择ＶＤＺ５的稳压值以限制Ｖ３的最大栅－源电压（典型值应为１５Ｖ）。６）推荐采用Ｐｈｉｌｉｐｓ公司生产的ＩＲＦ５３０Ｎ型Ｎ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ。其主要参数如下：

漏－源极击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＤＳ＝１００Ｖ，栅极开启电压ＵＧＳ（ｔｈ）＝３Ｖ，最大栅－源电压ＵＧＳｍａｘ＝±２０Ｖ，最大漏极电压ＩＤＭ＝１７Ａ，最大漏极功耗ＰＤＭ＝７９Ｗ，漏－源通态电阻ＲＤＳ（ＯＮ）＝８０ｍΩ，跨导ｇＦＳ＝１１Ｓ。导通时间ｔＯＮ＝３６ｎｓ，关断时间ｔＯＦＦ＝１２ｎｓ。

第十节　ＤＶＤ电源模块

ＤＶＤ（ＤｉｇｉｔａｌＶｉｄｅｏＤｉｓｃ）即数字视频光盘，它是技术最先进、声画质量最好的家用视

听节目源。ＤＶＤ采用ＭＰＥＧ－４编码技术，目前每张光盘的容量为４７ＧＢ，是ＣＤ、ＶＣＤ的７倍，其播放时间可达１３３ｍｉｎ。现已成为视频市场的热点。下面介绍一种由ＴＯＰ２４４Ｐ构

成的低功耗ＤＶＤ电源模块。一、ＤＶＤ开关电源的性能特点和技术指标

（１）它采用ＴＯＰ２４４Ｐ型单片开关电源集成电路，交流输入电压范围是８５～２６５Ｖ，４路

输出电压分别为３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ、－１２Ｖ。交流输入电压为２３０Ｖ、±１５％时，输出功率为

１３Ｗ，峰值输出功率可达１７Ｗ。（２）稳压性能好。满负载情况下各路输出的负载调整率指标详见表３１０１。

表３１０１各路输出的负载调整率指标

４路输出电压ＵＯ（Ｖ）３３５１２－１２

负载变化范围（％）１０～１００１０～１００１０～１００１００

负载调整率ＳＩ（％）－２～０－１～＋３ ±２０～＋４

（３）低功耗，交流低电压输入时的空载功耗低于７０ｍＷ，电源效率η≥７７％。（４）具有软启动功能，并可从外部设定极限电流。（５）抗干扰能力强，符合ＣＩＳＰＲ２２Ｂ国际标准中对抑制ＥＭＩ的要求。二、低功耗ＤＶＤ开关电源的设计

由ＴＯＰ２４４Ｐ构成１３Ｗ低功耗ＤＶＤ电源模块的内部电路如图３１０１所示。该电源的４路输出分别为３３Ｖ／０７Ａ、５Ｖ／１６Ａ、１２Ｖ／０７Ａ、－１２Ｖ／１００ｍＡ。鉴于ＴＯＰ２４４Ｐ本身具

有频率抖动功能，对电磁干扰有一定的抑制作用，因此只需用电容Ｃ１、Ｃ２和电感Ｌ１构成一

第三章　特种开关电源　９３　　　

９４　　　特种集成电源设计与应用

个简单的ＥＭＩ滤波器即可。钳位保护电路由ＶＤＺ、ＶＤ５、Ｒ６、Ｒ７和Ｃ４组成，ＶＤＺ能将漏

极电压限制在安全值。Ｒ６用来限制反向电流，Ｒ７和Ｃ４能够抑制漏极上的减幅振荡（亦称

“振铃”电压），降低ＥＭＩ。Ｒ１１用来设定最大极限电流。取Ｒ１１＝７５ｋΩ时，极限电流的衰减因数ＫＩ＝０９５，即

Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝０９５ＩＬＩＭＩＴ＝０９５×１００＝０９５（Ａ）。Ｒ６、ＶＴ１和Ｃ１３用来补偿斜坡电压。当电源工

作在满载或中等负载时，开关频率为额定值１３２ｋＨｚ；轻载时能自动降低开关频率。辅助绕

组的输出电压经过ＶＤ９和Ｃ１０整流滤波后给光敏三极管提供偏置电压。正常工作时光敏三极

管的发射极电压较低，使ＰＮＰ硅晶体管ＶＴ２（２Ｎ３９０６）截止，由ＰＣ８１７、ＴＬ４３１构成的精

密光耦合器反馈电路为Ｃ端提供控制电流ＩＣ，ＩＣ的大小随负载而变化。空载时，随着光敏

三极管的发射极电压升高，ＶＴ２进入放大区，经过Ｒ１限流后给ＴＯＰ２４４Ｐ提供一个恒定的

控制电流，维持输出电压不变。与此同时，ＶＴ２的集电极电流经过Ｒ２流向Ｍ端，通过增加

ＩＭ的方法来进一步降低极限电流，起到保护作用。

图３１０２　满载输出情况下的ＥＭＩ波形图

ＶＤ７、ＶＤ６、ＶＤ１０、ＶＤ８分别为１２Ｖ、５Ｖ、３３Ｖ和－１２Ｖ输

出的整流管。其中，ＶＤ７和ＶＤ８均

采用ＵＦ４００３型１Ａ／２００Ｖ的超快恢

复二极管，ＶＤ６和ＶＤ１０均采用

１Ｎ５８２２型３Ａ／４０Ｖ的肖特基二极管。由Ｒ３、Ｒ４和Ｒ１３分别构成３３Ｖ、

５Ｖ输出的取样电路。Ｃ７为软启动电

容，可防止启动电路时过载。高频变压器采用ＥＥＬ２５型磁心，

配上１４引脚的骨架。磁心留间隙后

的等效电感ＡＬＧ＝３４４ｎＨ／Ｔ２。一次

绕组用２股０２ｍｍ漆包线绕６４匝，辅助绕组用４股０２ｍｍ漆包线绕１０

匝。二次绕组采用堆叠式绕法。其中，３３Ｖ绕组用００５２ｍｍ×１４ｍｍ的金属箔绕４匝，５Ｖ绕组用００５２ｍｍ×１４ｍｍ的金属箔绕１匝，１２Ｖ绕组用４股０２ｍｍ的漆包线绕４匝，－１２Ｖ绕组用４股０２ｍｍ的漆包线绕７匝。在一次绕组、二次绕组与辅助绕组之间，各加

一层屏蔽。一次侧电感量ＬＰ＝１４２ｍＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝３０μＨ。高

频变压器的谐振频率超过３００ｋＨｚ。该电源模块在交流２３０Ｖ输入、满载输出情况下的ＥＭＩ波形如图３１０２所示。

第十一节　数字电视机顶盒开关电源

一、数字电视机顶盒简介

从广义上讲，凡是与电视机相连接的网络终端设备均可称做机顶盒（ＳｅｔｔｏｐＢｏｘ，简

称ＳＴＢ）。早期的机顶盒是指放在电视机顶部、观众可通过遥控器或按键来接收或转换电视

节目的装置，通常是作为有线电视网络的模拟频道增补器或模拟频道接收器来使用的。近年

来，随着数字电视及网络技术的迅速发展，数字电视机顶盒正日益普及。它是模拟电视与数

第三章　特种开关电源　９５　　　

图３１１１　数字卫星电视机顶盒的内部框图

字电视的过渡产品，其主要功能是将接收下

来的数字电视信号转换成模拟电视信号，让

使用模拟电视机的用户不必更换电视机就能

收看数字电视节目，图像质量达到接近５００线的水平。利用数字电视机顶盒还可享受

Ｉｎｔｅｒｎｅｔ接入等信息服务。机顶盒大致可分为

数字电视机顶盒、网络电视（ＷｅｂＴＶ）机顶

盒和多媒体（Ｍｕｌｔｉｍｅｄｉａ）机顶盒等３种类

型。最近，ＳＴ公司（即意—法半导体有限公

司）相继推出了ＳＴｉ５５１６、ＳＴｉ５５１７、ＳＴｉ５５１８等机顶盒系统级芯片（ＳＯＣ）。其中，ＳＴｉ５５１８是

一种功能强、价格低的新型机顶盒后端解码器，它增加了对杜比数码和ＭＰ３音频解码的支持，能提供现场直播电视的暂停和录制电视节目后的回放等功能。由ＳＴｉ５５１８构成数字卫星电视机

顶盒的内部框图如图３１１１所示。ＳＴｉ５５１８内部包含３２位ＣＰＵ、信号分离器、音频／视频解码

器、数码视频编码器和ＴＶ接口。二、机顶盒开关电源的设计


（１）采用ＴＯＰ２４６Ｙ型单片开关电源集成电路，交流输入电压范围是１８０～２６５Ｖ，５路

输出电压分别为３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ、１８Ｖ和３３Ｖ。在交流输入电压为２３０Ｖ时，总输出功率

为４３Ｗ，峰值输出功率可达５７Ｗ。（２）稳压性能好。各路输出的负载调整率指标详见表３１１１。

表３１１１各路输出的负载调整率指标

输出电压ＵＯ（Ｖ）３３５１２３０

负载电流的变化范围（Ａ）１～３１～３２０３～０６００１～００３

负载调整率ＳＩ（％） ±３－４～＋２－８～＋３－６～＋３

（３）具有欠电压检测和过电压保护功能。（４）低功耗。当交流输入电压为１８０Ｖ时，电源效率η＞７５％。空载功耗仅为０６Ｗ。（５）抗干扰能力强，能抑制４ｋＶ的串模或共模干扰，还能抑制４ｋＶ、１６０ｋＨｚ的振铃电

压。符合电磁兼容性国际标准ＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ。２４３Ｗ数字电视机顶盒电源模块的电路设计

由ＴＯＰ２４６Ｙ构成４３Ｗ数字电视机顶盒电源模块的内部电路如图３１１２所示。该电源

的５路输出分别为３３Ｖ／３Ａ、５Ｖ／３２Ａ、１２Ｖ／０６Ａ、１８Ｖ／０５Ａ、３３Ｖ／３０ｍＡ。交流输入

端的保护电路由负温度系数的热敏电阻ＲＴ、压敏电阻ＲＶ和ＥＭＩ滤波器（Ｃ１、Ｌ１）构成。一次侧钳位电路由ＶＤＺ、ＶＤ５、Ｒ２、Ｃ２１组成，ＶＤＺ采用Ｐ６ＫＥ２００型瞬态电压抑制器。阻

塞二极管ＶＤ５选用ＵＦ４００５型超快恢复二极管。利用Ｒ２、Ｃ２１可降低ＶＤＺ上的功耗。Ｒ１（２ＭΩ、０５Ｗ）为欠电压／过电压设定电阻，所设定的欠电压值和过电压值分别为

１００Ｖ、４５０Ｖ。在欠电压情况下，利用电阻Ｒ４（９０９ｋΩ）可将内部极限电流设定为标称值

的８０％，即Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝０８０ＩＬＩＭＩＴ＝０８０×２７０＝２１６（Ａ）。ＶＤ７～ＶＤ１１分别为３３Ｖ、１８Ｖ、１２Ｖ、５Ｖ和３３Ｖ输出的整流管。其中，ＶＤ１１采用

ＭＢＲ１０４５型１０Ａ／４５Ｖ的肖特基二极管。ＶＤ１０采用超快恢复的对管ＢＹＶ３２－２００，亦可用

９６　　　特种集成电源设计与应用

第三章　特种开关电源　９７　　　

肖特基二极管代替。Ｒ６与ＶＤ７相串联，可起到缓冲作用。Ｒ１５和Ｃ２２并联在ＶＤ１０两端，能

抑制射频干扰。该电源以５Ｖ为主输出，３３Ｖ作为辅助输出。３３Ｖ和５Ｖ输出经过Ｒ１０、Ｒ１３和Ｒ１１获得的取样电压接至ＴＬ４３１的基准端，所产生的误差电压再经过线性光耦合器

ＬＴＶ８１７送至ＴＯＰ２４６Ｙ的控制端。Ｒ１２为负载电阻，可防止尖峰电压对３３Ｖ输出的滤波电

容Ｃ８进行充电。Ｃ２０为软启动电容，能避免在启动时输出过载。高频变压器采用ＳＭＴ１８型磁心，磁心留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝１８０ｎＨ／Ｔ２。一次侧电

感量ＬＰ＝４８７μＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝１５μＨ。二次绕组采用堆叠式绕

法。该电源模块在交流输入电压为２３０Ｖ、输出功率为４３Ｗ时的ＥＭＩ波形如图３１１３所示。

图３１１３　ＥＭＩ波形图

第十二节　ＰＣ开关电源

下面介绍一种１４５Ｗ、ＰＣ开关电源，可作为ＰＣ的主ＡＴＸ电源，ＡＴＸ是一种新的ＰＣ主板架构规范。

一、ＡＴＸ电源简介

早期的ＰＣ（例如从２８６到５８６）中的开关电源是ＡＴ电源一统天下。ＡＴ电源的输出功

率一般为１５０～２５０Ｗ，共有４路输出（＋５Ｖ、－５Ｖ、＋１２Ｖ、－１２Ｖ），另外还向主板提供

一个电源正常（ＰＧ，ＰｏｗｅｒＧｏｏｄ）信号。ＡＴ电源的缺点是采用切断交流电源的方式关机，不能实现软件关机。目前随着ＡＴＸ电源的普及，ＡＴ电源已淡出市场。Ｉｎｔｅｌ在１９９７年推出了流行的ＡＴＸ２０１电源标准。和ＡＴ电源相比，ＡＴＸ电源主要是

增加了３３Ｖ和５Ｖ两路输出电压和一个ＰＳＯＮ信号。其中，３３Ｖ电源给使用低电压的

ＣＰＵ供电，大大降低了主板电路的功耗。５Ｖ电源亦称辅助电源，只要插上２２０Ｖ交流电就

有５Ｖ电压输出。ＰＳＯＮ信号是主板向电源提供的电平信号，用来控制电源其他各路电压的

输出。利用５Ｖ电源和ＰＳＯＮ信号，即可实现软件开机／关机、网络远程唤醒等功能。当主

板向电源发送的ＰＳＯＮ信号为低电平时将电源启动，ＰＳＯＮ为高电平时关闭电源。ＰＣ开关电源的功率必须能满足整机需要并留有一定余量。目前，ＰＣ正朝着 “绿色”节

能、环保型的方向发展，其电源功率并非越大越好。Ｉｎｔｅｌ新推出的Ｍｉｃｒｏ－ＡＴＸ标准所规定的

９８　　　特种集成电源设计与应用

ＰＣ电源功率只有１４５Ｗ，甚至可降低到９０Ｗ。ＡＴＸ电源现已成为ＰＣ电源的主流产品。ＡＴＸ电源的主要技术指标是输出功率、安全标准（例如我国的ＣＣＥＥ认证）、电磁干扰

（ＥＭＩ）特性、“电源发生故障”（ＰＦ，即ＰｏｗｅｒＦａｉｌ）及 “电源正常”信号的延迟时间等。二、１４５Ｗ、ＰＣ开关电源


（１）该ＰＣ开关电源采用ＴＯＰ２４７Ｙ型第４代单片开关电源集成电路，适用于ＡＴＸ电

源。其交流输入电压范围是９０～１３０Ｖ（典型值为１１０Ｖ）或１８０～２６５Ｖ（典型值为２２０Ｖ）。３路输出电压分别为３３Ｖ、５Ｖ和１２Ｖ。３３Ｖ是５Ｖ绕组电压通过外部磁放大器（ｍａｇａｍｐ）电路而获得的，利用磁放大器能进一步提高稳压性能。总输出功率为１４５Ｗ，峰值输出功率

可达１６０Ｗ。（２）专门设计了１１０Ｖ／２２０Ｖ交流输入电压切换电路，还增加了遥控通／断电路，能远程

控制开关电源的通、断状态。（３）高效率，低功耗。电源效率η≥７１％。当输入功率为０９１Ｗ时，输出功率可达

０５Ｗ，其功耗仅为０４１Ｗ，符合在这种情况下电源功耗不得超过１Ｗ的规定。（４）一次侧电路中采用了 “稳压管／电容复位／钳位”的综合性保护措施，能确保漏极电

压低于６００Ｖ。具有欠电压和过电压保护功能。通过降低最大占空比（Ｄｍａｘ）的方法，能避

免高频变压器在瞬态过载时发生磁饱和现象。（５）电路简单，外围元件少。（６）利用频率抖动技术可减小电磁干扰。该模块符合ＣＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ标准中对电

磁干扰的规范。２１４５Ｗ、ＰＣ开关电源的电路设计

由ＴＯＰ２４７Ｙ构成１４５Ｗ、ＰＣ开关电源模块的电路如图３１２１所示。Ｓ为１１０Ｖ／２２０Ｖ交流输入电压选择开关。当Ｓ闭合时选择１１０Ｖ倍压整流电路。图３１２１所示电路是利用晶

体管ＶＴ２、ＶＴ３、电阻Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３、Ｒ５和Ｒ６来代替均衡电阻，构成滤波电容Ｃ２、Ｃ３的均

压电路。该电路能降低电阻损耗。在设计电路时，ＶＴ２采用ＭＰＳＡ４２型高压ＮＰＮ晶体管，ＶＴ３采用ＭＰＳＡ９２型高压ＰＮＰ晶体管，二者为互补对管，主要参数如下：Ｕ（ＢＲ）ＣＥＯ＝３００Ｖ，ＩＣ＝０５Ａ，ＰＤ＝０６２５Ｗ，ｈＦＥ＝２５倍。当Ｓ断开时就选择２２０Ｖ交流电。此时Ｃ２与Ｃ３相串

联，总电容量变成６６０μＦ。ＲＶ是压敏电阻，当电网上的浪涌电压超过２７５Ｖ时，ＲＶ迅速被击穿，能起到钳位保护

作用。ＲＴ为负温度系数的热敏电阻，在上电时起到限流保护作用。交流输入端的ＥＭＩ滤波

器由Ｃ１８、Ｃ１９、Ｃ１、共模扼流圈Ｌ３、Ｃ２０、Ｃ２２、Ｃ２３和Ｒ１０组成。其中Ｃ１、Ｃ２２和Ｃ２３均为安全

电容（Ｘ电容）。Ｒ１０为泄放电阻，断电时可将电容上所积累的电荷泄放掉。电源启动时的欠电压值是由Ｒ３、Ｒ５和Ｒ６的总串联电阻值来决定的，当交流电源电压低

于１８０Ｖ时禁止启动开关电源。另外，电阻Ｒ４、Ｒ１４、Ｒ２３和晶体管ＶＴ１还在Ｘ引脚构成一

个独立的欠电压保护电路，电源被启动后允许在低于１４０Ｖ直流电压的情况下继续工作。Ｒ７为延迟电阻。

由二极管ＶＤ１、稳压管ＶＤＺ１～ＶＤＺ５、Ｃ４以及二次侧电路中的Ｒ２２和Ｃ９组成 “稳压管／电容复位／钳位”保护电路。该电路能提供复位电压，无论在何种情况下都能将漏极电压钳

制在安全范围以内（低于６００Ｖ）。高频变压器的最大磁通密度应小于０２５Ｔ。复位电路还与自动降低最大占空比（Ｄｍａｘ）的电路配合工作，防止高频变压器出现磁饱

第三章　特种开关电源　９９　　　

１００　　特种集成电源设计与应用

和现象并且避免负载短路时损坏电路。能自动降低最大占空比的电路由Ｒ８、Ｒ１３、Ｃ２２、ＶＤＺ４和ＶＤ５构成。

遥控通／断电路由Ｒ１２、Ｃ７、Ｒ２４、ＶＴ４、Ｃ１５、Ｒ２５、Ｒ２６、光耦合器ＩＣ４和ＶＤ６组成。在

开启状态下，ＩＣ４的输出信号使ＶＴ４导通，Ｘ引脚就通过电阻Ｒ１２、ＶＤ６和Ｒ１１接控制端Ｃ。在关闭状态下，ＩＣ４和ＶＴ４处于截止状态，Ｘ引脚经过Ｒ１２和Ｒ２４接外部＋１２Ｖ待机电源，使

ＴＯＰ２４７进入关闭状态。＋１２Ｖ待机电源通过Ｒ２４和ＶＤ６给ＴＯＰ２４７的控制端提供电流，使

开关电源的功耗降至２ｍＷ。Ｒ１１为偏置电阻。

图３１２２　可单独调节的３３Ｖ磁放大器电路

图３１２３　超微晶磁

芯的磁滞回线

精密光耦反馈电路由光耦合器ＩＣ２（ＳＦＨ６１５Ａ）、可调式

精密并联稳压器ＩＣ３（ＴＬ４３１）组成。该开关电源以５Ｖ作为

主输出，１２Ｖ为辅助输出。３３Ｖ则是５Ｖ绕组电压通过外部

磁放大器电路后获得的。可单独调节的３３Ｖ磁放大器电路

如图３１２２所示。磁放大器能使开关电源的输出得到精确控

制，进一步提高稳压性能。磁放大器的高频磁芯可用坡莫合

金、铁氧体或非晶、超微晶（又称纳米晶）材料制成。因超

微晶软磁材料具有高磁导率、高矩形比、磁芯损耗低、高温

稳定性好等优点而倍受人们青睐，现已被用于计算机的ＡＴＸ电源中。一种超微晶磁芯的磁滞回线（局部）如图３１２３所

示。

第十三节　开关电源高频变压器的设计

在无工频变压器的开关电源中，高频变压器是核心部件之一，高频变压器的设计也是制

作开关电源的关键技术。下面介绍高频变压器的设计方法，可供读者自制开关电源时参考。一、软磁铁氧体磁芯的性能及产品规格

磁性材料分为软磁材料、硬磁材料两种。经过磁化后很容易退磁的磁性材料称为软磁材

料，其矫顽力很小；硬磁材料（如磁钢、永磁合金）则不容易退磁。软磁铁氧体磁芯是磁性材料中重要的一大类。其应用领域非常广泛，例如收音机中的

磁棒，收录机、电视机中的磁芯，偏转线圈的磁环，录像机磁头，开关电源中的高频变

压器。软磁铁氧体磁芯的品种繁多，形状各异，大致可做如下分类：（１）按形状分类。主要有螺纹磁芯，环形磁芯（简称磁环），管形磁芯，罐形磁芯（即

第三章　特种开关电源　１０１　　

磁罐），Ｅ形、日形、Ｕ形、Ｔ形、工字形、王字形磁芯。此外还有单孔、双孔和多孔磁芯。（２）按工作频率划分。有低频、中频、高频、甚高频磁芯。（３）按材料划分。材料牌号如下：ＭＸＯ—锰锌铁氧体；ＮＸＯ—镍锌铁氧体；ＮＱ—镍

铅铁氧体；ＮＧＯ—镍锌高频铁氧体；ＧＴＯ—甚高频铁氧体。软磁铁氧体磁芯的外形如图３１３１所示。软磁铁氧体磁芯典型产品的性能见表３１３１，

由表中可见，ＭＸＯ型锰锌铁氧体适合工作在中频（几百千赫兹），其电阻率很低，ρ≈１×１０２Ω·ｃｍ，ＮＸＯ型镍锌铁氧体可工作在高频（几十兆赫兹），其电阻率较高，ρ≈１×１０６

Ω·ｃｍ，而ＮＱ、ＮＧＯ、ＧＴＯ型磁性材料的工作频率达几百兆赫兹，因其电阻率极高，接

近于无穷大，故表中未列出具体数值。

图３１３１　软磁铁氧体磁芯的外形

表３１３１软磁铁氧体磁芯典型产品的性能

型　　号起始磁导率μ（Ｈ／ｍ）

居里温度ＴＣ（℃）

电阻率ρ（Ω·ｃｍ）

磁饱和时的磁通密度ＢＳ（ｍＴ）

矫顽力Ｆ（Ａ／ｍ）

工作频率ｆ（ＭＨｚ）

ＭＸＯ—２０００２０００１５０１×１０２４００２４０５ＮＸＯ—２０２０４００１×１０６２００７９０５０ＮＱ—１０１０４００极高１８０２３９０３００ＮＧＯ—５５３５０极高６０３１８０３００ＧＴＯ—１６１６２００极高２００５００７００

开关电源的工作频率一般为几十千赫至

几百千赫，可选ＭＸＯ－２０００型材料，其ＢＨ曲线如图３１３２所示。由它制成的Ｅ形磁

芯的外形如图３１３３所示。这种磁芯具有漏

感小、磁耦合性能好、绕制方便等优点。国

产Ｅ形磁芯部分产品的规格见表３１３２，表

中，ＳＪ为磁芯有效截面积，Ｄ为磁芯厚度，有公式

ＳＪ＝Ｃ·Ｄ（３１３１）

式中，Ｃ为舌宽（ｍｍ），ＳＪ的单位取ｃｍ。图３１３２　ＭＸＯ－２０００材料的ＢＨ曲线

１０２　　特种集成电源设计与应用

　　表３１３２部分国产Ｅ形磁芯的尺寸规格

产品型号①外形尺寸（ｍｍ）②

ＡＢＣｈＨＤ

磁芯截面积

ＳＪ（ｃｍ２）

Ｅ－１２１２８３４６３００９

Ｅ－１６１６１２４６８４５０１８

Ｅ－１９１９１４４６７５０２０

Ｅ－２５２５１９７１３１７６０４２

Ｅ－２８２８１９７５８１７１０５０７８

Ｅ－３０３０２０１１１７２１１０５１１５

Ｅ－３５３５２５１０１８２０１０１００

Ｅ－４０４０２８１２２１２７１１５１３８

Ｅ－４３４３２８１２１４２１５１２１４４

Ｅ－５０５０３４１５２４５３３１５２２５

Ｅ－６０６０４４１６３６２８１６２５６

　　①　除表中所列型号之外，还有Ｅ－１２、Ｅ－２０等多种型号。

②　外形尺寸允许有一定偏差，另外国产新、旧型号中所规定的外形尺寸有很大差异。例如旧型号中Ｅ后面的数字

代表舌宽，并且用Ａ表示舌宽尺寸。

ＥＩ形铁氧体磁芯的外形如图３１３４所示，其外形尺寸见表３１３３。

图３１３３　Ｅ形

磁芯的外形图３１３４　ＥＩ形铁氧体磁芯的外形

表３１３３ＥＩ形磁芯的尺寸规格

部分产品型号外形尺寸（ｍｍ）①

ＡＢＣＤＥＦＨ

ＥＩ３０３０１９１１１１２１１６５５

ＥＩ４０４０２７１２１２２７２１７５

ＥＩ５０５０３４１５１５３３２４５９

ＥＩ６０６０４４１６１６３６２８８５

　　①Ｂ为最小尺寸，Ｅ为参考尺寸。

二、无工频变压器式开关电源的典型电路

脉宽调制式开关电源的工作原理如图３１３５所示。２２０Ｖ交流电首先经过整流滤波电路

变成直流电压，再由开关功率管ＶＴ斩波、高频分压器Ｔ降压，得到高频矩形波电压，最

后通过整流滤波后获得所需要的直流输出电压ＵＯ。脉冲调制器能产生频率固定而脉冲宽度

可调的驱动信号，控制开关功率管的通断状态，进而调节输出电压的高低，达到稳压目的。

第三章　特种开关电源　１０３　　

图３１３５　脉宽调制式开关电源的工作原理

锯齿波发生器用于提供时钟信号。利用误差放

大器和ＰＷＭ比较器形成闭环调节系统。假如

由于某种原因使ＵＯ↑时，脉冲调制器就改变

驱动信号的脉冲宽度，亦即改变占空比Ｄ，使

斩波后的平均值电压下降，导致ＵＯ↓，反之

亦然。ＵＣ３８４２是美国尤尼特德（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ）公

司生产的电流型、单端反激输出式脉宽调制

器。它具有引脚少、外围电路简单、性能优

良、价格低廉等优点，适合构成无工频变压器

的２０～５０Ｗ小功率开关电源，是目前单端

ＰＷＭ的优选型号。最高开关频率为５００ｋＨｚ，频率稳定度达０２％，能直接驱动双极型功率管或ＶＭＯＳ、ＤＭＯＳ、ＴＭＯＳ管。其稳定性能

好，并具有输入端过电压保护、输出端过电流保护、欠电压锁定功能。ＵＣ３８４２采用ＤＩＰ８封装，其内部框图如图３１３６所示。ＵＲＥＦ为内部５０Ｖ基准电压引

出端。ＲＴ／ＣＴ是外接振荡电阻、振荡电容的公共端。ＵＣ３８４２内部主要包括：５０Ｖ基准电

压源，锯齿波振荡器，误差放大器，过电流检测电压比较器，ＰＷＭ锁存器，输入欠电压锁

定电路，门电路，输出级，３４Ｖ稳压管。

图３１３６　ＵＣ３８４２的内部框图

ＵＣ３８４２的典型应用电路如图３１３７所示。设计ＵＯ＝５Ｖ，ＩＯ＝７Ａ，ＰＯ＝３５Ｗ。开关功

率管采用ＩＲＦＰＧ４０７型Ｎ沟道ＭＯＳ管。该电路属于单端反激式变换器，当开关功率管导通

时，整流二极管ＶＤ４截止，电能就储存在高频变压器Ｔ的一次侧绕组Ｎ１中；当开关功率

管关断时ＶＤ４导通，Ｎ１上储存的电能就传输给二次侧绕组Ｎ２，并经过ＶＤ４、Ｃ１０整流滤波

后向负载供电。其稳压过程是首先对输出电压进行取样，然后依次经过误差放大器、过电流

检测比较器、ＰＷＭ锁存器、门电路和输出级，去控制开关功率管的导通及关断时间，最终

达到稳压目的。需要指出，取样电压是从反馈绕组Ｎ３的整流滤波输出端引出的。刚启动时ＵＣ３８４２所需＋１６Ｖ工作电压由Ｒ２、Ｃ２电路提供。２２０Ｖ交流电经桥式整流和

电容滤波，得到＋３００Ｖ直流高压，再经Ｒ２降压后接ＵＩ端，利用Ｃ２的充电过程使ＵＩ逐渐升

１０４　　特种集成电源设计与应用

图３１３７　ＵＣ３８４２的典型应用电路

至＋１６Ｖ以上，从而实现软启动。当开关电源转入正常工作后，Ｎ２上的高频电压经过ＶＤ１、

Ｃ２整流滤波，作为芯片的工作电压。ＵＣ３８４２属于电流控制型ＰＷＭ，Ｎ１上的电流在过电流

检测电阻Ｒ１０上建立的电压，加至过电流检测比较器的同相端，与反相端的误差电压Ｕｒ作比

较，进而控制输出脉冲的占空比，使流过开关功率管的最大峰值电流始终受Ｕｒ的控制。只

要ＵＲ１０达到１Ｖ，比较器就翻转，输出为高电平，将ＰＷＭ锁存器置零，ＰＷＭ关断，从而

实现了过电流保护。考虑到在开关功率管关断的瞬间，高频变压器的漏感会产生尖峰电压，

Ｎ１上还会产生反向电动势，现利用Ｃ８、ＶＤ３、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｃ９、ＶＤ２组成两级吸收回路，对

开关功率管起到保护作用。ＶＤ１～ＶＤ３采用快恢复二极管。输出整流滤波电路由ＶＤ４和

Ｃ１０组成，ＶＤ４选用低压降的肖特基二极管。ＰＷＭ锁存器的作用是保证在每个时钟周期内

只输出一个脉宽调制信号，可消除噪声干扰的影响。输入欠电压锁定电路的开启电压为１６Ｖ，关断电压是１０Ｖ。仅当ＵＩ＞１６Ｖ时ＵＣ３８４２

才能启动，此时芯片工作电流仅１ｍＡ，自馈电后变成１５ｍＡ。当输入欠电压时，开关功率

管自行关断。此外，在芯片内部还有一只稳压管，一旦输入端出现高压，稳压管就将ＵＩ钳

位到３４Ｖ上，起到了保护作用。

＋５０Ｖ基准电压经过Ｒ６给Ｃ６充电，Ｃ６再经过芯片内部电路放电，于是在第４脚就得

到锯齿波电压，振荡频率

ｆ≈１８／（Ｒ６Ｃ６）（３１３２）

取Ｒ６＝１０ｋΩ、Ｃ６＝４７００ｐＦ时，ｆ≈４０ｋＨｚ。选ＭＯＳ开关功率管时，ｆ可取２０～２５０ｋＨｚ。采用双极型功率管时ｆ不得超过４０ｋＨｚ。Ｒ５、Ｃ４用以调节误差放大器的增益和频率响应。反馈绕组的输出电压ＵＩ经过Ｒ３、Ｒ４分压后作为比较电压。当电网电压升高导致输出电压升

高时，ＵＩ↑→Ｕｒ↓→Ｄ↓→ＵＯ↓，反之亦然。采用双极型开关功率管时应去掉Ｒ８，在基极电路中接上由１００Ω电阻和２７０ｐＦ电容并

联而成的限流电阻，２７０ｐＦ电容起加速作用。三、高频变压器的设计实例

下面就以ＵＣ３８４２构成的３５Ｗ（５Ｖ、７Ａ）开关电源电路为例，介绍高频变压器的设计

方法。

第三章　特种开关电源　１０５　　

１磁芯的选择

高频变压器的最大承受功率ＰＭ与磁芯截面积ＳＪ（单位是ｃｍ２）之间存在下述经验公式

ＳＪ＝０１５Ｐ槡Ｍ（３１３３）式中，ＰＭ的单位取Ｗ。

ＵＣ３８４２适合制作２０～５０Ｗ的开关电源。现实际输出功率ＰＯ＝ＩＯＵＯ＝７×５＝３５Ｗ。设

开关电源的效率η＝７０％，则高频变压器的额定输入功率ＰＩ＝ＰＯ／η＝５０Ｗ。设计高频变压

器时应留出余量，可取ＰＭ＝８０Ｗ，代入式（３１３３）中求出ＳＪ＝１３４ｃｍ２。查表３１３２可

知，Ｅ－４３型磁芯的ＳＪ＝１４４ｃｍ２，与之最为接近。Ｅ－４３的饱和磁通密度ＢＳ＝４００ｍＴ，使

用时为防止出现磁饱和现象而损坏开关功率管，可取磁通密度Ｂ＝２５０ｍＴ。２计算脉冲信号的最大占空比Ｄｍａｘ当电网电压在（２２０±２０％）Ｖ范围内变化时，就对应于１７６～２６４Ｖ。经全波整流和滤

波后直流输入电压的最大值、最小值分别为ＵＩｍａｘ≈３６０Ｖ，ＵＩｍｉｎ≈２４０Ｖ。单端反激式开关

电源中所产生的反向电动势ｅ≈１７０Ｖ，绕组漏感造成的尖峰电压ＵＬ≈１００Ｖ。由于ＵＩｍａｘ＋ｅ＋ＵＬ≈６３０Ｖ，因此开关功率管应能承受６３０Ｖ以上的高压。

计算脉冲信号最大占空比的公式为

ＤＩｍａｘ＝ｅｅ＋ＵＩｍｉｎ×１００％

（３１３４）

即ＤＩｍａｘ＝１７０１７０＋２４０×１００％＝４１５％

３计算一次绕组的电感量Ｌ１高频变压器一次绕组的电感量Ｌ１由下式确定

Ｌ１＝η（ＵＩｍｉｎＤｍａｘ）２２ＰＯｆ

（３１３５）

将η＝７０％，ＵＩｍｉｎ＝２４０Ｖ，ＤＩｍａｘ＝４１５％，ｆ＝４０ｋＨｚ一并代入式（３１３５）中，得到

Ｌ１＝７０％（２４０×４１５％）２

２×３５×４０×１０３＝２４８（ｍＨ）

设满载时的峰值电流为ＩＰ，在进行短路保护时的过载电流为ＩＳ，有公式

ＩＰ＝２ＰＯηＵＩｍｉｎＤｍａｘ

（３１３６）

ＩＳ＝１３ＩＰ（３１３７）

不难求出

ＩＰ＝２×３５７０％×２４０×４１５％＝１０

（Ａ）

ＩＳ＝１３（Ａ）

在一次绕组上储存的电能为

Ｗ＝１２×２４８×１０－３×１３２＝２１（ｍＪ）

１０６　　特种集成电源设计与应用

４确定一次绕组的匝数Ｎ１一次绕组的安匝数Ｎ１·ＩＳ与所储存的电能Ｗ之间存在下述关系式

Ｎ１·ＩＳ＝２×１０７Ｗ

Ｂ·ＳＪ（３１３８）

将Ｗ＝２１ｍＪ，Ｂ＝２５０ｍＴ，ＳＪ＝１４４ｃｍ２一并代入式（３１３８）中，得到Ｎ１·ＩＳ＝１１６７安匝。因此

Ｎ１＝Ｎ１·ＩＳＩＳ＝１１６７１３＝８９７（匝）

实取Ｎ１＝９０匝，可采用０３１ｍｍ的高强度漆包线绕制而成。

５确定自馈绕组Ｎ２和二次绕组Ｎ３的匝数

一旦一次绕组匝数确定之后，利用下式即可计算Ｎ２、Ｎ３的匝数

Ｎ＝Ｎ１（ＵＯ＋ＵＦ）（１－Ｄｍａｘ）ＵＩｍｉｎＤｍａｘ

（３１３９）

式中：ＵＯ为绕组Ｎ２（或Ｎ３）两端的电压；ＵＦ为输出整流二极管的正向压降。自馈绕组Ｎ２回路中的整流管ＶＤ１采用ＦＲ３０５型快恢复二极管，其ＵＦ≈１Ｖ。绕组两端

的有效值电压为２０Ｖ时，经整流滤波后可获得大约１６Ｖ的直流电源，向ＵＣ３８４２供电。不

难算出

Ｎ２＝９０（２０＋１）×（１－４１５）２４０×４１５％＝１１１（匝）

实取Ｎ２＝１１匝，采用０５１ｍｍ的高强度漆包线绕制。二次绕组Ｎ３回路中选用肖特基整流二极管Ｄ８０－００４，ＵＦ≈０４Ｖ，ＵＯ＝５Ｖ，故

Ｎ３＝９０（５＋０４）×（１－４１５）２４０×４１５％＝２８５（匝）

鉴于当输出电流ＩＯ达到７Ａ时，在绕组的铜阻及输出引线电阻上均会产生较大的压降，会造

成输出电压的跌落，因此应适当增加Ｎ３的匝数，以提升ＵＯ。实际取Ｎ３＝４匝，用４股

１０ｍｍ高强度漆包线并联后绕制而成，电流密度可取Ｊ＝２１Ａ／ｍｍ２。６计算空气隙

为防止高频变压器发生磁饱和现象而损坏开关功率管，需在ＥＥ１２型磁芯的两个侧面

各留出一定的空气隙δ。假定磁场集中于气隙处而未向外部泄漏，则

δ＝００４πＮ１ＩＳＢ＝００４×３１４×９０×１３２５０＝００６ｃｍ＝０６ｍｍ

每边可留出０３ｍｍ的气隙，亦可取０４～０５ｍｍ的空气隙。７开关功率管的选择

开关功率管可选用双极型功率管或ＭＯＳ功率管。双极型功率管是具有功率输出能力的

双极、结型晶体管（ＢＪＴ）。因有两种载流子（电子与空穴）流过晶体管，故称之为双极型，这与仅利用一种载流子的场效应管不同。目前大量使用的ＰＮＰ或ＮＰＮ面结型功率管均属

于双极型功率管，其开关时间为微秒级，一般只能工作在几十千赫以下。这种功率管在工作

第三章　特种开关电源　１０７　　

时若ＵＣＥ突然跌落，管子就在极短时间内从高压小电流变成低压大电流状态，所呈现的负阻

现象称作二次击穿。由于它存在二次击穿现象，因此只能用在安全工作区以内，这就使实际

功耗必须大大低于器件的最大允许功耗。ＭＯＳ功率管具有输入阻抗极高、开关速度快、通态电阻低、高耐压、成本低廉等优点，

是一种极有发展前途的新型ＭＯＳ功率器件。图３１３７中即选用ＭＯＳ功率管。由于前面已

计算出开关功率管应能承受６３０Ｖ以上的高压，因此需用耐压１０００Ｖ的管子。这里采用美国

国际整流器公司（ＩＲ）生产的ＩＲＦＰＧ４０７型ＭＯＳ功率管，其漏－源极可承受最高电压ＵＤＭ＝１０００Ｖ，最大漏极电流ＩＤＭ＝４３Ａ，最大漏极耗散功率ＰＤＭ＝１５０Ｗ，完全能满足要求。但在使用时必须加合适的散热器，并在接触面上涂一层导热硅脂。８自馈绕组回路中整流管的选择

可选ＦＲ３０９型快恢复二极管（ＦＲＤ），其耐压值为１０００Ｖ，额定整流电流为３Ａ，留出

的余量很大。９输出级整流二极管的选择

为提高低压、大电流整流的效率，宜选用肖特基二极管（ＳＢＤ）。这种管子属于高频、大电流、低功耗器件，其正向导通压降仅０４Ｖ左右，约为快恢复二极管ＵＦ值的一半。Ｄ８０－００４型肖特基二极管的主要参数为：平均整流电流Ｉｄ＝１５Ａ，反向峰值耐压ＵＲ＝４０Ｖ，反

向恢复时间小于１０ｎｓ。１０输出级滤波电容的选择

滤波电容Ｃ１０的容量可按经验数据来选取。当开关频率为几十千赫时，每安培的输出电

流所对应的电容量大约为１０００μＦ。图３１３７中，ＩＯ＝７Ａ，可取标称值容量６８００μＦ。建议

采用无感电容。若无此种电容，可将几只容量较小的电解电容并联而成，以减小等效电感。例如，用３只３３００μＦ电解电容器并联后可代替１００００μＦ的电容器。１１设计注意事项

（１）由于所选磁芯材料、元器件参数以及高频变压器制作工艺的不同，必要时需对匝数

作适当调整。例如当ＵＯ偏低时可适当增加Ｎ１、Ｎ３的匝数，Ｎ１可达１３０匝，Ｎ３可达６匝，应以加额定负载后输出电压能达到５Ｖ为准。

（２）空载时ＵＯ会升高到７～８Ｖ，这属于正常现象。必要时可在输出端并联一只阻值较

小的假负载，或者接一只稳压管，把空载电压降下来，使之接近于５Ｖ。

书书书

摇第四章摇阅悦辕阅悦电源变换器摇

摇摇

阅悦辕阅悦电源变换器是能将一种直流电压变换成另外一种或几种直流电压的高效率供电

装置。本章首先介绍各种新型极性反转式（陨灶增藻则贼蚤灶早，亦称电荷泵式）、升压式（月燥燥泽贼）、降

压式（月怎糟噪）、降压辕升压式（月怎糟噪鄄月燥燥泽贼）单片阅悦辕阅悦电源变换器的原理、应用及电路设

计，然后阐述全集成化的新型低压差稳压器（蕴阅韵）、准低压差稳压器（匝蕴阅韵）和超低压

差稳压器（灾蕴阅韵）的设计原理及应用，最后详细介绍各种单片开关式稳压器的电路设计与

应用。

第一节摇阅悦辕阅悦电源变换器的拓扑结构及产品分类

一、阅悦辕阅悦电源变换器的拓扑结构

阅悦辕阅悦电源变换器主要有以下员猿种拓扑结构：

（员）月怎糟噪悦燥灶增藻则贼藻则：降压式变换器。

（圆）月燥燥泽贼悦燥灶增藻则贼藻则：升压式变换器。

（猿）月怎糟噪鄄月燥燥泽贼悦燥灶增藻则贼藻则：降压辕升压式变换器，含极性反转（陨灶增藻则贼蚤灶早）式变换

器。摇摇（源）悦怎噪悦燥灶增藻则贼藻则：升压辕升压串联式变换器。

（缘）杂耘孕陨悦（杂蚤灶早造藻耘灶凿藻凿孕则蚤皂葬则赠陨灶凿怎糟贼燥则悦燥灶增藻则贼藻则）：单端一次侧电感式变换器。

（远）云造赠遭葬糟噪则凿悦燥灶增藻则贼藻则：反激式（亦称回扫式）变换器。

（苑）云燥则憎葬则凿悦燥灶增藻则贼藻则：正激式变换器。

（愿）圆杂憎蚤贼糟澡云燥则憎葬则凿悦燥灶增藻则贼藻则：双开关正激式变换器。

（怨）粤糟贼蚤增悦造葬皂责云燥则憎葬则凿悦燥灶增藻则贼藻则：主动钳位正激式变换器。

（员园）匀葬造枣月则蚤凿早藻悦燥灶增藻则贼藻则：半桥式变换器。

（员员）云怎造造月则蚤凿早藻悦燥灶增藻则贼藻则：全桥式变换器。

（员圆）孕怎泽澡鄄责怎造造悦燥灶增藻则贼藻则：推挽式变换器。

（员猿）孕澡葬泽藻杂澡蚤枣贼杂憎蚤贼糟澡蚤灶早在灾栽（孕澡葬泽藻杂澡蚤枣贼杂憎蚤贼糟澡蚤灶早在藻则燥灾燥造贼葬早藻栽则葬灶泽蚤贼蚤燥灶）：相移开关

式零电压变换器。

常见阅悦辕阅悦电源变换器的拓扑结构见表源鄄员鄄员。其中，图（葬）～图（造）给出了不同的

电路结构，图（皂）～图（曾）示出相应的电压及电流波形。孕宰酝表示脉宽调制波形，哉陨为

直流输入电压，哉阅杂为功率开关管灾栽员（酝韵杂云耘栽）的漏—源极电压。陨阅员为灾栽员的漏极电流。

陨云员为灾阅员的工作电流，哉韵为输出电压，陨蕴为负载电流。栽为周期，贼为哉韵呈高电平（或低

电平）的时间，阅为占空比，有关系式：阅越贼辕栽。悦员、悦圆均为输入端滤波电容，悦韵为输出

端滤波电容，蕴员、蕴圆为电感。余者类推。

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１０９　　

　　表４１１常见ＤＣ／ＤＣ电源变换器的拓扑结构

变换器类型Ｂｕｃｋ（降压式）

Ｂｏｏｓｔ（升压式）

ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ（降压／升压式，含极性

反转式，即Ｉｎｖｅｒｔｉｎｇ式）

ＳＥＰＩＣ（单端一次侧电感式）

　电路结构

　理想的传递函

数

ＵＯＵＩ＝

ｔＴ＝ＤＵＯ

ＵＩ＝ＴＴ－ｔ＝

Ｄ１－Ｄ

ＵＯＵＩ＝－

ｔＴ－ｔ＝－

Ｄ１－Ｄ

ＵＯＵＩ＝

Ｄ１－Ｄ

　最大漏极电流ＩＤｍａｘ＝ＩＯＩＤｍａｘ＝Ｄ１－（）ＤＩＯＩＤｍａｘ＝Ｄ

１－（）ＤＩＯＩＤｍａｘ＝Ｄ１－（）ＤＩＯ

　漏极电压ＵＤＳ＝ＵＩＵＤＳ＝ＵＯＵＤＳ＝ＵＩ－ＵＯＵＤＳ＝ＵＩ＋ＵＯ

　输出二极管上

的电流ＩＦ１＝（１－Ｄ）ＩＯＩＦ１＝ＩＯＩＦ１＝ＩＯＩＦ１＝ＩＯ

　输出二极管的

反向电压ＵＲ１＝ＵＩＵＲ１＝ＵＯＵＲ１＝ＵＩ－ＵＯＵＲ１＝ＵＩ＋ＵＯ

　电压及电流波

形

　主要特点ＵＯ＜ＵＩＵＯ＞ＵＩＵＯ＜ＵＩ或ＵＯ＞ＵＩ

或ＵＯ＝－ＵＩ

　使用两个电感，转

换效率高，适用于电

池供电的便携式设备

　单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典

型产品

ＭＡＸ７５８Ａ

ＬＭ２５７６／２５９６

ＬＭ２５７８／２５７９

ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９

ＭＡＸ７７０／７７３

ＵＣＣ３８００

ＴＰＳ６７３４

ＬＴＣ３４４１

ＵＣ３５７２

ＴＰＳ６７５５


ＵＣＣ３８Ｃ４２

ＴＰＳ６１１３０

１１０　　特种集成电源设计与应用

续表

变换器类型

Ｆｌｙｂａｃｋｒｄ（反激式，亦称

回扫式）

Ｆｏｒｗａ（正激式）

２ＳｗｉｔｃｈＦｏｒｗａｒｄ（双开关正激式）

ＡｃｔｉｖＣｌａｍｐＦｏｒｗａｒｄ（主动钳位正激式）

　电路结构

　理想的传

递函数ＵＯＵＩ＝Ｄ

ＴＵＯ２ＩＯＬ槡Ｐ

ＵＯＵＩ＝

ＮＳＮＰ·ｔＴ＝ＮＳＮＰ

·ＤＵＯＵＩ＝ＮＳＮＰ·ｔＴ＝ＮＳＮＰ

·ＤＵＯＵＩ＝


·Ｄ

　最大漏极

电流ＩＤｍａｘ＝ＵＩｔＬＰＩＤｍａｘ＝ＮＳＮＰ

·ＩＯＩＤｍａｘ＝ＮＳＮ（）ＰＩＯＩＤｍａｘ＝ＮＳ

Ｎ（）ＰＩＯ

　漏极电压ＵＤＳ＝ＵＩ＋ＮＳＮＰ·ＵＯＵＤＳ＝２ＵＩＵＤＳ＝ＵＯＵＤＳ＝Ｄ

１－（）ＤＵＩ

　输出二极

管上的电流ＩＦ１＝ＩＯＩＦ１＝ＩＯＤＩＦ１＝ＩＯＤＩＦ１＝ＩＯＤ

　输出二极

管的反向电

压

ＵＲ１＝ＵＯ＋ＮＳＮＰ·ＵＩＵＲ１＝ＵＯ＋ＮＳＮＰ

·ＵＩＵＲ１＝ＵＯ＋ＮＳＮＰ·ＵＩＵＲ１＝ＵＯ＋ＮＳＮＰ

· １１－ＤＵＩ

　电压及电

流波形

　主要特点

　当功率开关管ＭＯＳ

ＦＥＴ导通时，将电能储

存在高频变压器的一次

绕组上；当ＭＯＳＦＥＴ关断时，向二次侧输出

电能

　当功率开关管ＭＯＳ

ＦＥＴ关断时，将电能储

存在高频变压器的一次

绕组上；当ＭＯＳＦＥＴ导通时，向二次侧输出

电能

　电路中使用２只

ＭＯＳＦＥＴ作开关器件

　采用主动钳位的正激

式变换器

　单片ＤＣ／

ＤＣ电源变

换器的典型

产品

ＵＣＣ３５７０１

ＵＣＣ２８２２０


ＵＣＣ３８０９１


ＵＣＣ２８９１

ＵＣＣ２８２２０

ＵＣＣ３８０９１


ＵＣＣ２８９１

ＵＣＣ３５８０１

ＵＣ３８２４

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１１１　　

续表

变换器类型ＨａｌｆＢｒｉｄｇｅ

（半桥式变换器）ＦｕｌｌＢｒｉｄｇｅ

（全桥式变换器）Ｐｕｓｈｐｕｌｌ

（推挽式变换器）ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＳｗｉｔｃｈｉｎｇＺＶＴ（零电压开关式变换器）

电路结构

　理想的传

递函数

ＵＯＵＩ＝


·

Ｄ

ＵＯＵＩ＝２×

ＮＳＮＰ·ｔＴ＝

２×ＮＳＮＰ·Ｄ







　最大漏极

电流ＩＤｍａｘ＝ＮＳ

Ｎ（）ＰＩＯＩＤｍａｘ＝ＮＳＮ（）ＰＩＯＩＤｍａｘ＝ＮＳ

Ｎ（）ＰＩＯＩＤｍａｘ＝ＮＳＮ（）ＰＩＯ

　漏极电压ＵＤＳ＝ＵＩＵＤＳ＝ＵＩＵＤＳ＝２ＵＩＵＤＳ＝ＵＩ

　输出二极

管上的电流ＩＦ１＝ＤＩＯ＋（１－２Ｄ）ＩＯ２ＩＦ１＝ＤＩＯ＋

（１－２Ｄ）ＩＯ２ＩＦ１＝ＤＩＯ＋（１－２Ｄ）ＩＯ２ＩＦ１＝ＩＯ２

　输出二极

管的反向电

压

ＵＦ１＝ＵＩ２·ＮＳＮＰＵＦ１＝ＮＳ

Ｎ（）ＰＵＩＵＦ１＝ＮＳＮ（）ＰＵＩＵＦ１＝ＮＳ

Ｎ（）ＰＵＩ

　电压及电

流波形

　主要特点

　由２只ＭＯＳＦＥＴ构成

半桥，高频变压器接在

桥的对角线上

　由４只ＭＯＳＦＥＴ构成

全桥，与半桥变换器相

比，可输出更大的功率

　高频变压器带中心抽

头，２只ＭＯＳＦＥＴ轮流

工作

　采用相移控制及零电压

软开关技术，大大降低了

开关损耗，能显著提高变

换器的效率

　单片ＤＣ／

ＤＣ电源变

换器的典型

产品

ＵＣＣ２８０２５

ＵＣＣ３８０６

ＵＣＣ３８０８Ａ



ＵＣ３８２５Ａ

ＵＣＣ２８０２５



ＵＣＣ３８９５

ＵＣ３８７９

ＵＣ３８７５

１１２　　特种集成电源设计与应用

二、ＤＣ／ＤＣ电源变换器的产品分类

目前，ＤＣ／ＤＣ电源变换器正朝着单片集成化的方向发展，国内外生产的ＤＣ／ＤＣ电源

变换器多达数千种。大致可分为极性反转式、升压式、降压式、降压／升压式４种类型。单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器典型产品的分类详见表４１２。

表４１２单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器典型产品的分类

产品名称型　　号输入电压

ＵＩ（Ｖ）输出电压

ＵＯ（Ｖ）最大输出电流

ＩＯＭ（ｍＡ）封装形式

极性反转式

ＩＣＬ７６６０１５～１０５－ＵＩ２０ＤＩＰ８，ＴＯ９９

ＩＣＬ７６６２４５～２０－ＵＩ２０ＤＩＰ８，ＴＯ９９

ＴＣ７６６２Ｂ１５～１５－ＵＩ２０ＤＩＰ８

ＭＡＸ７６４３～１６－５２５０ＤＩＰ８

升压式

ＭＡＸ６１９２～３６５５０ＤＩＰ８

ＭＡＸ７５６１１～５５３３或５２００ＤＩＰ８

ＭＡＸ７７０２～１６５５（或可调）１０００ＤＩＰ８

ＭＡＸ７７３２～１６５５、１２、１５（或可调）１０００ＤＩＰ８

ＭＡＸ１７７１２～１６５１２（或可调）２０００ＤＩＰ８，ＳＯ８

降压式

ＭＡＸ６３９５５～１１５５１００ＤＩＰ８

ＭＡＸ７５８Ａ４～１６１２５～ＵＩ７５０ＤＩＰ８

ＬＭ２５７６ ≤４０（或≤６０）３３，５，１２，１５（或可调）３０００ＴＯ２２０，ＴＯ２６３

ＬＭ２５９６ ≤４０３３，５，１２（或可调）３０００ＴＯ２２０，ＴＯ２６３

降压／升压式ＬＴＣ３４４１２４～５５２４～５２５１０００ＤＥ１２

第二节　极性反转式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

极性反转式ＤＣ／ＤＣ电源变换器亦称 “泵电源”，其特点是利用电荷泵的原理将正压输

入变成反极性的负压输出，即ＵＯ＝－ＵＩ。它利用振荡器、模拟开关和泵电容实现电压极性

转换。一、ＩＣＬ７６６０／７６６２型小功率直流电源变换器的工作原理

ＩＣＬ７６６０、ＩＣＬ７６６２是Ｉｎｔｅｒｓｉｌ公司采用ＣＭＯＳ工艺制成的高效率、小功率直流电源变

换器，可将单电源变换成对称输出的双电源，并能实现倍压或多倍压输出。具有电源效率高

（空载为９９７％，带负载后为９５％）、外围电路简单（仅需２只电容）等优点。可广泛用于

数字电压表、数据采集系统等领域。ＩＣＬ７６６０与ＩＣＬ７６６２的工作原理相同，区别只是工作

电压范围不同，前者为＋１５～１０５Ｖ，后者为＋４５～２０Ｖ。ＩＣＬ７６６０采用ＤＩＰ８封装，引脚排列如图４２１所示。ＣＡＰ＋、ＣＡＰ－分别为外接电容

Ｃ１的正、负端。ＵＯ为负压输出端，接电容Ｃ２。ＬＶ是低电压端，当ＵＤＤ＞３５Ｖ时此端开

路，ＵＤＤ＜３５Ｖ时此端接地，以改善低压工作性能。ＯＳＣ为振荡器引出端，此端悬空时振

荡频率ｆ＝１０ｋＨｚ；若外接１００μＦ、１０００ｐＦ电容，则ｆ分别降至１ｋＨｚ、１００Ｈｚ。ＵＤＤ为正电

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１１３　　

源端，ＵＤＤ＝＋１５～１０５Ｖ。当ＵＤＤ＝＋５Ｖ时，ＵＯ＝－５Ｖ。

图４２１　ＩＣＬ７６６０的引脚排列图图４２２　ＩＣＬ７６６０的工作原理

ＩＣＬ７６６０的工作原理如图４２２所示。以模拟开关ＳＷ１和ＳＷ２为一组，ＳＷ３和ＳＷ４为另一组，两组开关交替通、断。正半周时ＳＷ１和ＳＷ２闭合，ＳＷ３和ＳＷ４断开，Ｃ１被充

电到ＵＤＤ。负半周时ＳＷ３和ＳＷ４闭合，ＳＷ１与ＳＷ２断开，Ｃ１的正端接地，负端接ＵＯ。由

于Ｃ１与Ｃ２并联，使Ｃ１上的一部分电荷就转移到Ｃ２，并在Ｃ２上形成负压输出。在模拟开关

的作用下，Ｃ１被不断地充电，使其两端压降维持在ＵＤＤ值。显然，Ｃ１就相当于一个 “充电

泵”，故称之为泵电容，由Ｃ１、Ｃ２等构成泵电源。该电路属于高效ＤＣ／ＤＣ电源变换器，电

能损耗极低。二、ＩＣＬ７６６０型小功率直流电源变换器的典型应用

１典型应用

利用ＩＣＬ７６６０将＋５Ｖ电源变换成－５Ｖ电源的电路如图４２３所示。Ｃ１、Ｃ２采用漏电

小、介质损耗低的１０μＦ钽电容，以提高电源转换效率。当ＵＤＤ＜＋６５Ｖ时，第５脚可直接

作为输出（将第５脚沿虚线接输出端ＵＯ）；当ＵＤＤ＞＋６５Ｖ时，为避免损坏芯片，输出电

路需串入二极管ＶＤ。该电路的输出电流不宜超过１０ｍＡ。

图４２３　ＩＣＬ７６６０的典型应用图４２４　多片ＩＣＬ７６６０的并联使用

２并联使用

为降低电源变换器的输出电阻，提高带负载能力，可将多片ＩＣＬ７６６０并联使用。图

４２４示出两片并联的情况。每片７６６０各用一只Ｃ１，输出端则公用一只Ｃ２。假定将Ｎ片

ＩＣＬ７６６０进行并联，输出电阻就降为

Ｒ′Ｏ＝ＲＯ／Ｎ（４２１）

最大输出电流接近于１０Ｎ（ｍＡ）。

１１４　　特种集成电源设计与应用

图４２５　串联使用电路

３串联使用

采用串联方式可获得多倍压输

出，电路如图４２５所示。串联时

将第一片的输出端接第二片的

ＧＮＤ端。若使用３片ＩＣＬ７６６０，则可获得３倍压输出，有关系式

Ｕ′Ｏ＝－３ＵＤＤ（４２２）通常，串联的片数不宜超过３片。４正倍压输出

正倍压电路如图４２６所示。现将ＵＯ端接地，ＬＶ端开路，ＳＷ２和ＳＷ４不起作用。当

ＳＷ３接通、ＳＷ１断开时，ＵＤＤ经过ＶＤ１对Ｃ１充电，使ＵＣ１＝ＵＤＤ。当ＳＷ３断开时，Ｃ１的负

端呈悬浮电位，ＳＷ１导通时的跳变电压就与ＵＣ１叠加，经ＶＤ２传给Ｃ２。忽略ＶＤ１、ＶＤ２的

导通压降，则输出电压为

图４２６　正倍压电路

（ａ）电路；（ｂ）等效电路

Ｕ′Ｏ≈２ＵＤＤ（４２３）三、ＭＡＸ７６４型输出可

调式ＤＣ／ＤＣ变换器的原理

与应用

ＭＡＸ７６４属于高效率、低功耗、输出可调式直流电

源变换器，同类产品还有

ＭＡＸ７６５／７６６。三者的区别

仅在于作固定输出时的电压

值不等，依次为－５Ｖ、－１２Ｖ、－１５Ｖ。它们均可应用到便携式仪器仪表、远程数据采集系统、电池充电器、局域

网（ＬＡＮ）适配器等领域。下面介绍ＭＡＸ７６４的原理与应用。１性能特点

（１）ＭＡＸ７６４采用电流控制型脉冲频率调制（ＰＦＭ），兼有ＰＦＭ与脉冲宽度调制

（ＰＷＭ）的优良特性。一方面，它继承了传统ＰＦＭ静态工作电流小的优点，而且增加了电

流控制功能；另一方面，它还保留了ＰＷＭ转换效率高的特性。（２）利用外部储能电感、滤波电容和续流二极管构成极性反转电路，产生负压输出。（３）使用灵活，通用性强。其输入电压范围宽（３～１６Ｖ）。输出电压既可设定为固定式

（－５Ｖ），又可经外部电阻分压器设计成可调式（－１～－１６Ｖ）。最大输出电流为２５０ｍＡ，输出功率可达１５Ｗ，适合用作中、低功率的直流电源转换器。

（４）低功耗。静态下最大电源电流仅为１２０μＡ。利用关断模式还可将电源电流降到

５μＡ以下，使芯片处于备用状态（亦称休眠模式），耗电极省。（５）将开关频率提高到３００ｋＨｚ。在很宽的负载电流变化范围内（从２～２５０ｍＡ），电源

效率可达８０％以上。２工作原理

ＭＡＸ７６４采用ＤＩＰ８封装，引脚排列如图４２７所示。各引脚的功能如下：Ｕ＋为正电

源端（共２个）。第６脚与第７脚必须短接后使用，而且要在靠近Ｕ＋与ＧＮＤ的管脚处并联

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１１５　　

一只０１μＦ的电源退耦电容。ＧＮＤ为公共地。ＬＸ为内部功率开关管（Ｐ沟道ＭＯＳ场效应

管）的漏极引出端，最大可提供０７５Ａ的峰值驱动电流。作固定输出时，ＯＵＴ为检测端。无论是固定输出还是可调输出，该端一律短接到电源转换器的输出端ＵＯ。ＦＢ为反馈端，作

固定输出时该端接ＵＲＥＦ端，选择内部电阻分压器；用作可调输出时需使用外部电阻分压器，该端经电阻接ＵＲＥＦ端。ＵＲＥＦ为内部１５Ｖ基准电压输出端，能提供１００μＡ的输出电流。该

端也需通过０１μＦ电容接地。ＳＨＤＮ为关断模式控制端。正常工作时应接地；接高电平时

芯片就处于微功耗状态。

图４２７　ＭＡＸ７６４的

引脚排列图图４２８　ＭＡＸ７６４的工作原理示意图

ＭＡＸ７６４的工作原理示意图如图４２８所示。图中用开关Ｓ来代替ＭＡＸ７６４所起的开关作

用。极性反转电路由储能电感Ｌ、续流二极管ＶＤ和滤波电容Ｃ所组成。脉冲频率调制信号从

ＬＸ端引出。当Ｓ闭合时就相当于ＭＡＸ７６４中的功率开关管导通，输出脉冲为高电平，此时

ＶＤ截止，电能就储存在Ｌ上。当Ｓ断开时对应于功率开关管截止，输出呈低电平，因ＶＤ导

通，故Ｌ上储存的电能就经过ＶＤ向负载供电。与此同时，还对Ｃ进行充电，以备负半周在负

载电压开始跌落时由Ｃ向负载供电，维持ＵＯ不变。由于续流二极管的极性反接，因此在负载

上得到的输出电压与ＵＩ的极性恰好相反。这就是ＭＡＸ７６４的基本工作原理。ＭＡＸ７６４的内部框图如图４２９所示。主要包括１５Ｖ基准电压源，电压比较器，误差

放大器，单稳态触发器Ⅰ和Ⅱ，ＲＳ触发器，电流比较器，电流控制器，０２Ｖ、０１Ｖ电压

源，功率开关场效应管以及门电路。电流控制器以３００ｋＨｚ的高频来控制开关的通断，还设

定输出峰值电流的最大值为全电流值（０７５Ａ），或为半电流值（０３７５Ａ），以满足用户对

重、轻两种负载的需要。当ＳＨＤＮ端接高电平时，基准电压源被断开，ＯＵＴ端呈地电位，芯片进入备用状态。３典型应用

（１）－５Ｖ固定式输出。－５Ｖ固定式输出电路如图４２１０所示。将ＭＡＸ７６４的ＦＢ端

与ＵＲＥＦ端接通，ＯＵＴ端接ＵＯ，输出电压就固定为－５Ｖ。Ｓ为正常模式／关断模式的选择开

关。当Ｓ接地时能正常输出，接Ｕ＋端时进入关断模式。Ｃ１和Ｃ４分别为输入、输出端的退耦

电容。Ｃ１取１００～１５０μＦ，耐压为２０Ｖ；Ｃ４≥６８μＦ，通常取１００μＦ。Ｃ２、Ｃ３为高频滤波电

容，一般为０１μＦ。储能电感Ｌ是关键元件，其电感量是２２～６８μＨ，推荐值为４７μＨ，需

要在高频铁氧体磁环上绕制，线圈的电阻应小于０１Ω，线径应能承受大于０７５Ａ的峰值电

流，亦可采用表面安装电感器。续流二极管工作在高频、大电流情况下，宜选用平均整流电

流不低于０７５Ａ的肖特基二极管（ＳＢＤ），例如１Ｎ５８１７或１Ｎ５８１８。当负载较轻时，亦可采

用高频硅整流管。印制板的布线对于减小高频、大电流所产生的噪声至关重要。为此应注意以下几点：①

１１６　　特种集成电源设计与应用

图４２９　ＭＡＸ７６４的内部框图

ＧＮＤ端与Ｃ２、Ｃ４的引线应在同一点接地，才能减小接地噪声；②ＦＢ、ＬＸ端的引线应尽量

短捷；③Ｃ２应尽量靠近Ｕ＋、ＧＮＤ引脚。（２）可调式输出。由ＭＡＸ７６４构成的－１～－１６Ｖ可调式输出电路如图４２１１所示。与

图４２１０的主要区别是在ＯＵＴ、ＦＢ、ＵＲＥＦ端增加了由Ｒ１、Ｒ２构成的电阻分压器。输出电

压由下式确定

ＵＯ＝－Ｒ２Ｒ１×ＵＲＥＦ（４２４）

式中：Ｒ１为反馈电阻（典型值为１５０Ω）；Ｒ２为可调电阻；基准电压ＵＲＥＦ＝１５Ｖ，负号代表

负压输出。不难算出，当Ｒ２＝１００ｋΩ时，ＵＯ＝－１Ｖ，Ｒ２＝１６ＭΩ时，ＵＯ＝－１６Ｖ。实际

上Ｒ２可选标称值１００ｋΩ的固定电阻与１５ＭΩ的电位器串联而成。若输出电压已确定，Ｒ２即可换成固定电阻。布线时Ｒ１、Ｒ２至ＦＢ端的引线应保持最短。

图４２１０　－５Ｖ固定式输出电路图４２１１　可调式输出电路

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１１７　　

第三节　升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

一、升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的基本原理

升压式电源变换器简称Ｂｏｏｓｔ变换器。其基本原理如图４３１所示。ＵＩ为直流输入电

图４３１　升压式ＤＣ／ＤＣ电源

变换器的基本原理

压，ＵＯ为直流输出电压，开关Ｓ代表变换器。当Ｓ闭

合时，电感Ｌ上有电流通过而储存电能，电压极性是

左端为正、右端为负，使续流二极管ＶＤ截止。当Ｓ断开时，Ｌ上产生的反向电动势极性是左端为负、右

端为正，使得ＶＤ导通。Ｌ上储存的电荷经ＶＤ向负

载供电，同时对Ｃ进行充电，维持ＵＯ不变。由于开

关频率足够高，使得输出电压恒定不变。升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器具有两大特点：（１）ＵＩ先通过电感，再经过开关器件。（２）ＵＯ＝ＵＩ＋ＵＬ－ＵＤ≈ＵＩ＋ＵＬ＞ＵＩ，故称之为升压式，它具有提升电压的作用，使

ＵＯ＞ＵＩ。ＵＬ为电感Ｌ上压降。ＵＤ为续流二极管ＶＤ的压降，通常可忽略不计。升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型产品有ＭＡＸ７７０、ＭＡＸ１７７１等。下面介绍ＭＡＸ７７０

的原理与应用。二、ＭＡＸ７７０型升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用

１ＭＡＸ７７０的工作原理

ＭＡＸ７７０属于高效率脉冲频率调制（ＰＦＭ）、可预置、可调升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，它能输出１０ｍＡ～１Ａ的电流，电源转换效率达９０％。输入电压ＵＩ＝２～１６５Ｖ，输出电压可

预置成５Ｖ，亦可经过外部分压器连续调节ＵＯ值。ＭＡＸ７７０的引脚排列如图４３２所示。Ｕ＋为电源端，当输入电压ＵＩ＜５Ｖ时选择自举工

作模式，Ｕ＋端应与ＵＯ端短接。ＡＧＮＤ、ＧＮＤ分别为信号地和功率地。ＦＢ是反馈端，固定

输出时接地，可调输出时接电阻分压器。ＵＲＥＦ是１５Ｖ基准电压输出端。ＳＨＤＮ为关断模式

控制端，此端接地时为正常工作，接高电平后芯片处于微功耗备用状态，工作电流降至

５μＡ。ＥＸＴ是驱动外部Ｎ沟道功率场效应管的引出端。ＣＳ为限流保护端，外接过流检测电

阻ＲＳ。

图４３２　ＭＡＸ７７０的引脚排列图图４３３　＋５Ｖ、１Ａ电源变换器

２ＭＡＸ７７０的应用

由ＭＡＸ７７０构成的＋５Ｖ输出电路如图４３３所示。ＵＩ＝３Ｖ，Ｕ＋取自ＵＯ，ＦＢ端接地

１１８　　特种集成电源设计与应用

时ＵＯ＝５Ｖ。从ＥＸＴ端输出的脉冲频率调制信号，先驱动功率管，再经过由Ｌ、ＶＤ、Ｃ４组

成的升压电路，获得＋５Ｖ、１Ａ的输出。当Ｌ＝２２μＨ时，取ＲＳ＝００７５Ω，可将ＩＯＭ限定在

１２Ａ之内。Ｃ１为输入滤波电容，Ｃ２和Ｃ３为高频滤波电容。

第四节　ＬＭ２５７６系列３Ａ输出的降压式

ＤＣ／ＤＣ电源变换器

ＬＭ２５７６属于高效率、３Ａ大电流输出、降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，亦称单片开关式集

成稳压器或电压调节器。内部包含５２ｋＨｚ的固定频率振荡器和１２３５Ｖ基准电压源，并具有

完善的保护电路（包括电流限制及热关断电路等），只需很少的外围器件即可构成高效稳压

电源。ＬＭ２５７６能输出３Ａ电流并具有优良的线性度和负载调节能力，是线性７８００系列三端

稳压器的理想替代品。一、降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的基本原理

降压式电源变换器简称Ｂｕｃｋ变换器。降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的基本原理如图４４１

图４４１　降压式ＤＣ／ＤＣ电源

变换器的基本原理

所示。变换器仍用开关Ｓ来等效。当Ｓ闭合

时除向负载供电之外，还有一部分电能储存于

Ｌ、Ｃ中，Ｌ上电压极性为左端正、右端负，此时续流二极管ＶＤ截止。当Ｓ断开时，Ｌ上

产生极性为左端负、右端正的反向电动势，使

得ＶＤ导通，Ｌ中的电能传送给负载，维持输

出电压不变，并且ＵＯ＜ＵＩ。降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器具有以下两大

特点：（１）ＵＩ先通过开关器件，再经过电感。（２）ＵＩ＝ＵＬ＋ＵＯ，因ＵＯ＜ＵＩ，故称之为降压式，它具有降低电压的作用。降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型产品有ＬＭ２５７６、ＭＡＸ６３９、Ｌ４９６０、Ｌ４９７０Ａ等，但

是以ＬＭ２５７６的外围电路最简单。下面介绍ＬＭ２５７６的原理与应用。二、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理

１ＬＭ２５７６系列产品的分类

ＬＭ２５７６系列主要包括ＬＭ２５７６、ＬＭ２５７６Ｔ（最高输入电压均为４０Ｖ）及ＬＭ２５７６ＨＶ、ＬＭ２５７６ＨＶＴ（最高输入电压均为６０Ｖ）４个子系列，每个子系列均有３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ及可调式（ＡＤＪ）共５种型号，见表４４１。国外生产ＬＭ２５７６的厂家很多，主要有美

国摩托罗拉（Ｍｏｔｏｒｏｌａ）公司、国家半导体公司（ＮＳＣ）等。国产型号为ＨＹＭ２５７６、ＨＹＭ２５７６ＨＶ。需要指出，不同厂家生产的ＬＭ２５７６的内部电路及个别参数有一定差异，但它们的外特性相同，可以互相代换。ＬＭ２５７６的同类产品还有ＬＭ２５７５（最大输出电流为

１Ａ、开关频率为５２ｋＨｚ），ＬＭ２５７７（３Ａ、５２ｋＨｚ），ＬＭ２５７８、ＬＭ２５７９（均为５Ａ、２６０ｋＨｚ）。

２ＬＭ２５７６系列产品的性能特点

（１）ＬＭ２５７６系列产品内部包含５２ｋＨｚ的固定频率振荡器和１２３Ｖ带隙基准电压源，只需配很少的外围器件即可构成高效率稳压电源，最大输出电流为３Ａ。

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１１９　　

表４４１ＬＭ２５７６系列产品的分类

输出电压（Ｖ）

３３５１２１５可调式封装形式

ＬＭ２５７６３３ＬＭ２５７６５０ＬＭ２５７６１２ＬＭ２５７６１５ＬＭ２５７６ＡＤＪ

ＬＭ２５７６ＨＶ３３ＬＭ２５７６ＨＶ５０ＬＭ２５７６ＨＶ１２ＬＭ２５７６ＨＶ１５ＬＭ２５７６ＨＶＡＤＪＴＯ２６３

ＬＭ２５７６Ｔ３３ＬＭ２５７６Ｔ５０ＬＭ２５７６Ｔ１２ＬＭ２５７６Ｔ１５ＬＭ２５７６ＴＡＤＪ

ＬＭ２５７６ＨＶＴ３３ＬＭ２５７６ＨＶＴ５０ＬＭ２５７６ＨＶＴ１２ＬＭ２５７６ＨＶＴ１５ＬＭ２５７６ＨＶＴＡＤＪＴＯ２２０

（２）最高输入电压为４０Ｖ（ＬＭ２５７６、ＬＭ２５７６Ｔ）或６０Ｖ（ＬＭ２５７６ＨＶ、ＬＭ２５７６ＨＶＴ），最大输出电流为３Ａ。输出电压分５种：３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ和ＡＤＪ（１２３～３７Ｖ可调式），可供用户选择。在规定的输入电压和输出负载条件下，输出电压的误

差不超过±４％。内部振荡频率的误差不超过±１０％。当输出端不接续流二极管、储能电感

和滤波电容时，极限电流ＩＬＩＭＩＴ＝５８Ａ（典型值）。（３）高效率。采用脉宽调制（ＰＷＭ）控制方式，最大占空比可达９８％，转换效率可达

７５％～８８％（与产品型号及输出电压有关），能最大限度地减小散热片尺寸，在许多情况下

甚至可不加散热片。ＬＭ２５７６具有关断功能（关断信号与ＴＴＬ电平兼容），可使稳压器进入

低功耗待机模式，待机电流仅为８０μＡ。（４）与同类大电流降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器相比，其价格低廉，外围电路非常简单。

作固定输出时仅需４个外部元件，作可调输出时也只需５个外部元件。所配的标准系列电感

可从许多厂家购买，从而大大简化了开关电源的设计。（５）使用非常灵活。不仅能构成降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，还可构成负压输出式ＤＣ／

ＤＣ电源变换器、升压式（Ｂｏｏｓｔ）ＤＣ／ＤＣ电源变换器、降压／升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）ＤＣ／ＤＣ电源变换器。

（６）具有完善的保护电路，包括过电流保护及过热保护。工作温度范围是－４０～＋１２５℃。芯片的最高允许结温ＴｊＭ＝＋１５０℃。３ＬＭ２５７６系列产品的引脚功能

ＬＭ２５７６系列产品有３种封装形式：ＴＯ２２０（直脚排列），ＴＯ２２０（双排互相错位的直

图４４２　ＬＭ２５７６的引脚排列图

（ａ）ＴＯ２２０封装（直脚排列）；（ｂ）ＴＯ２２０封装（双排互相错位

的直脚排列）；（ｃ）ＴＯ２６３表面封装

脚排列），ＴＯ２６３（表面封

装）。引脚排列分别如图４４２所示。各引脚的功能如下：第１脚为未经过稳压的直流电

压输入端ＵＩ，该端与地之间

应接输入滤波电容。第２脚为

稳压输出端ＯＵＴ，接内部３Ａ功率开关管的发射极，开关

管的饱和压降为１５Ｖ；设计

电路时需要注意与ＯＵＴ的印制板区域要尽可能小，以减小电路的耦合。第３脚为接地端。第４脚为反馈端ＦＢ。第５脚为通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ，该端接地（低电平）时稳压器正常

工作，接高电平时稳压器的输出被关断，允许用ＴＴＬ或ＣＭＯＳ逻辑电平来驱动，开启或关

断稳压器，但该端不得悬空。

１２０　　特种集成电源设计与应用

４ＬＭ２５７６系列产品的工作原理

ＬＭ２５７６的内部框图及典型应用如图４４３所示。主要包括１３部分：①电阻分压器Ｒ１、

Ｒ２；②１２３Ｖ带隙基准电压源；③固定增益的误差放大器；④ＰＷＭ比较器；⑤５２ｋＨｚ振荡

器；⑥锁存器；⑦驱动器；⑧功率开关管ＶＴ（由２只共基极晶体管组成）；⑨限电流比较

器；⑩复位电路；瑏瑡过热保护电路；瑏瑢３１Ｖ调压器；瑏瑣通／断控制电路。电阻分压器Ｒ１、Ｒ２的阻值与输出电压有关。当固定输出３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ时，Ｒ１均为１０ｋΩ，而Ｒ２分

别为１７ｋΩ、３１ｋΩ、８８４ｋΩ、１１３ｋΩ。可调输出时，Ｒ１开路，Ｒ２＝０，改用外部电阻分压

器调节输出电压。外围电路中的ＣＩ为输入端滤波电容。降压式输出电路由续流二极管ＶＤ、储能电感Ｌ和输出端滤波电容ＣＯ组成。

图４４３　ＬＭ２５７６的内部框图及典型应用

图４４４　ＬＭ２５７６的开关波形

ＬＭ２５７６的基本工作原理是，稳压器的直流输出电压ＵＯ首先经过内部采样电阻Ｒ１、Ｒ２分压后得到取样电压，送至误差放大器的同相输入端，与１２３Ｖ基准电压进行比较并产生

误差电压Ｕｒ，再用Ｕｒ的幅度去控制ＰＷＭ比较器输出的脉冲宽度，最后依次经过驱动器、功率开关管和降压式输出电路，使ＵＯ保持不变。ＬＭ２５７６的开关波形如图４４４所示。图中，Ｘ轴上的每１小格代表５μｓ（即５μｓ／ｄｉｃ）。

ＵＯＵＴ为输出端的电压波形，Ｙ轴上每１小格代表１０Ｖ（即１０Ｖ／ｄｉｖ）。ＩＯＵＴ为输出端的电流波形

（２０Ａ／ｄｉｖ）。Ｉ′ＯＵＴ为储能电感上的电流波形（交流

耦合，２０Ａ／ｄｉｖ）。ＵＲＶ为纹波电压波形（交流耦合，

５０ｍＶ／ｄｉｖ）。

ＬＭ２５７６既可工作在连续模式，亦可工作在不

连续模式，二者的工作波形分别如图４４５（ａ）、（ｂ）所示。在连续模式下通过储能电感的电流是连

续变化的；而在不连续模式下，通过储能电感上的

电流是在一个开关周期内经过一段时间后变为零，因此电流是不连续变化的。究竟工作在哪种工作模

式，与储能电感的电感量有关。在使用推荐的电感

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１２１　　

值时，稳压器通常工作在连续模式下，仅在轻载（输出电流小于３００ｍＡ）时，才工作在不

连续模式下。这表明在连续模式下，由于储存在电感中的能量在每个开关周期内并未全部释

放掉，因此下一个开关周期具有一个初始能量。采用连续模式能降低功耗。但需要增加电感

量，这会增加储能电感的体积和重量。

图４４５　两种工作模式的波形

（ａ）连续模式；（ｂ）不连续模式

若电感量选得偏小，通常就工作在不连续模式。实际上在连续模式与不连续模式之间并

无严格界限，而是存在一个过渡过程。ＬＭ２５７６的电源效率与输入电压的关系曲线如图４４６所示。由图可见，当ＵＩ＝＋２０Ｖ

时，η≈８９％。

图４４６　ＬＭ２５７６的电源效率

与输入电压的关系曲线

图４４７　ＬＭ２５７６（固定输出）的典型应用电路

三、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用

１ＬＭ２５７６的典型应用

ＬＭ２５７６（固定输出）的典型应用电路如图４４７所示。输入电压范围是＋７０～４０Ｖ，输出电

压则取决于所用ＬＭ２５７６的具体型号。将通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ接地。ＣＩ为输入端滤波电容，ＣＯ为输出端滤波电容，二者均可采用铝电解电容。Ｌ为储能电感，可选国产功率电感。在业余制作

时可选直径为２２ｍｍ的高频坡莫合金磁环，用１０ｍｍ的高强度漆包线均匀绕３０匝左右，其电感

量约为１００μＨ。ＶＤ为续流二极管，可采用Ｍｏｔｏｒｏｌａ公司生产的ＭＢＲ３６０型肖特基二极管，其反

向峰值电压ＵＲＭ＝６０Ｖ，平均整流电流Ｉｄ＝３Ａ，反向恢复时间ｔｒｒ＜１０ｎｓ。

１２２　　特种集成电源设计与应用

图４４８　ＬＭ２５７６（可调输出）的典型应用电路

ＬＭ２５７６（可调输出）的典型应用电路如图４４８所示，印制板元件布置如图４４９所

示。Ｒ１、Ｒ２均为外部分压电阻（亦称取样电阻），应选误差为±０１％的精密电阻。输出电

压由下式确定

ＵＯ＝ＵＲＥＦ１＋Ｒ２Ｒ（）１＝１２３× １＋Ｒ２Ｒ（）

１（４４１）

例如，将Ｒ１＝２０ｋΩ、Ｒ２＝６１２ｋΩ代入式（４４１）中，得到ＵＯ＝５００Ｖ。设计印制板（ＰＣＢ）时必须布局合理。应使电感的接地回路面积为最小，ＣＩ、ＶＤ及ＣＯ

的引线应尽量短，并将它们单点接地（即接地端焊在地线区域的同一点上）。反馈引线也应

尽量短捷。取样电阻要尽可能靠近稳压器。

图４４９　印制板元件布置图

图４４１０　正压输入、负压

输出的稳压器

２正压输入、负压输出的稳压器

图４４１０示出ＬＭ２５７６１２在降压／升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）变换中，利用输入的正电压产

生－１２Ｖ输出。该电路的特点是ＧＮＤ端不接地，而是将反馈端接地，利用自举电路把稳压

器原来的地变成负电压输出端，输出电压就被稳定在－１２Ｖ上，此时最大输出电流约为

７００ｍＡ。对于更轻的负载，最低输入电压可下降到４７Ｖ左右。为实现ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ变换，推荐的电感量范围是６８～２２０μＨ，输出电容量必须大于降压式（Ｂｕｃｋ）变换的要求。对于

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１２３　　

低输入电压或大输出电流，输出电容应不小于１０００μＦ。必要时还应给ＬＭ２５７６１２加散热

片。３欠电压锁定电路

欠电压锁定电路如图４４１１所示。其特点是当输入电压低于规定阈值时，稳压器处于

关断状态，可起到保护作用。令稳压管ＶＤＺ的稳定电压为ＵＺ，晶体管ＶＴ的发射结电压为

ＵＢＥ，由此设定的欠电压的阈值为

ＵＵＶ＝ＵＺ＋ＵＢＥ（４４２）当ＵＩ＜ＵＵＶ时，稳压管不工作，晶体管的基极经过Ｒ２接地，使得ＶＴ截止，集电极呈高电

平，因通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ＝１（高电平），故将ＬＭ２５７６××的输出关断，起到保护作

用。仅当ＵＩ＞ＵＵＶ时，稳压管被击穿，进入稳压区，才使得ＶＴ导通，ＯＮ／ＯＦＦ＝０（低电

平），ＬＭ２５７６能正常工作。

图４４１１　欠电压锁定电路图４４１２　延时启动电路

４延时启动电路

延时启动电路如图４４１２所示。利用ＯＮ／ＯＦＦ引脚可实现延时启动功能。刚上电时，由于ＣＤ两端的压降不能突变，因此ＯＮ／ＯＦＦ＝１，ＬＭ２５７６××没有输出。随着ＣＤ被迅速

充电，ＯＮ／ＯＦＦ引脚变为低电平，稳压器才进入正常工作状态。当输入电压为２０Ｖ时，ＬＭ２５７６××的启动时间大约会延迟１０ｍｓ。增加ＲＤ、ＣＤ的时间常数（τ＝ＲＤＣＤ），可延长

启动时间。但时间常数过大，经过ＯＮ／ＯＦＦ引脚的耦合，会在输入端产生高于５０Ｈｚ或

１００Ｈｚ的纹波。５能降低输出纹波的可调式稳压器

能降低输出纹波的可调式稳压器电路如图４４１３所示。该稳压器的输出为＋１２～５０Ｖ、３Ａ。Ｒ２为可调电阻。在输出级又增加了一级ＬＣ型后置滤波器，可进一步减小输出纹波。

图４４１３　能降低输出纹波的可调式稳压器电路

１２４　　特种集成电源设计与应用

６复合式稳压电源

ＬＭ２５７６还可配线性集成稳压器构成复合式稳压电源。具体方法是将ＬＭ２５７６作为前

级，线性集成稳压器（例如７８０５）作为后级。这样能充分发挥开关式稳压器、线性稳压器

各自的优点，设计成效率高、输出纹波电压又小的稳压电源。四、ＬＭ２５７６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计要点

１固定输出式稳压器的设计

预先规定：输出直流电压ＵＯ（３３Ｖ，５０Ｖ，１２Ｖ或１５Ｖ）；最高输入电压（ＵＩｍａｘ）；最大负载电流（ＩＬｍａｘ）。

（１）选择输入电容（ＣＩ）。为保证稳压器的稳定工作，在输入端应接一只滤波电容。通

常可选择１００μＦ／２５Ｖ的铝电解电容或钽电容。输入电容应尽量靠近ＵＩ端和地。（２）选择储能电感（Ｌ）。在连续模式下，可按照图４４１４（ａ）～（ｄ）分别选择

图４４１４　电感量的选择

（ａ）ＬＭ２５７６３３；（ｂ）ＬＭ２５７６５０；（ｃ）ＬＭ２５７６１２；（ｄ）ＬＭ２５７６１５

ＬＭ２５７６３３、ＬＭ２５７６５０、ＬＭ２５７６１２、ＬＭ２５７６１５的电感量，图（ｂ）～（ｄ）的阴影区

对应于较大的电感量。举例说明，使用ＬＭ２５７６１２时，已知ＵＯ＝＋１２Ｖ，ＵＩｍａｘ＝＋１５Ｖ，

ＩＬｍａｘ＝２０Ａ，从（ｃ）图上很容易查到Ｌ＝１００μＨ。国内生产这种功率电感的厂家很多，主

要有武汉力源有限公司、深圳新生竹电子实业有限公司等。电感的磁心可选铁氧体磁心和铁粉心，其外形有罐形、绕线形等。其中，绕线形是将导

线绕制在铁氧体磁棒上，价格最便宜，但因它的磁通没有完全包在磁心里，容易产生电磁干

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１２５　　

扰（ＥＭＩ）。有条件的最好采用罐形磁心。另外，电感的工作电流必须小于最大额定电流，以避免由于磁饱和，导致开关电流迅速增大而损坏开关式稳压器。

（３）选择输出电容（ＣＯ）。输出电容可起到输出滤波和保证环路稳定的作用。输出电容

在印制板上的走线应尽可能短捷并靠近ＬＭ２５７６。为了降低输出纹波和提高稳定性，应选用

等效串联电阻（ＥＳＲ）很低的电容。推荐采用１００～６８０μＦ的电容作为输出电容，此时纹波

电压不超过输出电压的１％。电容量还可适当选大一些。输出电容的耐压值应至少为输出电

压的１５倍。例如，＋５Ｖ固定输出时ＣＯ的耐压值不低于８Ｖ。为留出一定的余量，推荐使

用耐压为１０Ｖ或１５Ｖ的铝电解电容。（４）续流二极管的选择（ＶＤ）。续流二极管应采用肖特基二极管或超快恢复二极管。在

低压输出时（低于＋５Ｖ），使用低压降的肖特基二极管能提高电源效率。续流二极管的导通

电流应至少为最大负载电流的１２倍。若所设计的电源需要具有短路过载能力，则该二极管

的额定电流必须等于ＬＭ２５７６的最大极限电流。续流二极管的反向耐压值（ＵＲ）至少为输

入电压的１２５倍。可供选择的续流二极管型号参见表４４２。

表４４２续流二极管的选择

ＵＲ肖特基二极管超快恢复二极管

３Ａ４～６Ａ３Ａ４～６Ａ

２０Ｖ

１Ｎ５８２０

ＭＢＲ３２０Ｐ

ＳＲ３０２

１Ｎ５８２３

３０Ｖ

１Ｎ５８２１

ＭＢＲ３３０

３１ＤＱ０３

ＳＲ３０３

５０ＷＱ０３

１Ｎ５８２４

４０Ｖ

１Ｎ５８２２

ＭＢＲ３４０

３１ＤＱ０４

ＳＲ３０４

ＭＢＲ３４０

５０ＷＱ０４

１Ｎ５８２５

５０Ｖ

ＭＢＲ３５０

３１ＤＱ０５

ＳＲ３０５

５０ＷＱ０５

６０Ｖ

ＭＢＲ３６０

ＤＱ０６

ＳＲ３０６

５０ＷＲ０６

５０ＳＱ０６０

３１ＤＦＩ

ＨＥＲ３０２

５０ＷＦ１０

ＭＵＲ４１０

ＨＥＲ６０２

（５）设计实例。利用ＬＭ２５７６５０设计一个稳压器，已知ＵＯ＝＋５Ｖ，ＵＩｍａｘ＝＋１５Ｖ，

ＩＬｍａｘ＝３Ａ。输入电容ＣＩ选１００μＦ／２５Ｖ的铝电解电容。从图４４１４（ｂ）图上很容易查到Ｌ＝１００μＨ。输出电容ＣＯ可选６８０μＦ的铝电解电容。续流二极管可选１Ｎ５８２３或ＳＲ３０２型肖

特基二极管，亦可选择表４４２中推荐使用的超快恢复二极管。

２可调输出式稳压器（ＬＭ２５７６ＡＤＪ）的设计

（１）选择电阻分压器（Ｒ１、Ｒ２）。外部分压电阻Ｒ１、Ｒ２的阻值由下式确定

Ｒ２＝Ｒ１ＵＯＵＲＥＦ（）－１（４４３）

１２６　　特种集成电源设计与应用

式中，Ｒ１＝１～５ｋΩ，ＵＲＥＦ＝１２３Ｖ。为提高输出电压的稳定性，Ｒ２建议采用误差为１％的金

属膜电阻。（２）选择储能电感（Ｌ）。计算储能电感，需用下述公式

Ｅ·Ｔ＝（ＵＩ－ＵＯ）×ＵＯＵＩ ×１０００ｆ

（４４４）

式（４４４）中，Ｅ·Ｔ表示电感电压与时间的乘积，其单位是Ｖ·μｓ。ｆ为开关频率，ｆ＝５２ｋＨｚ。根据实际情况，式（４４４）中的ＵＩ也可用ＵＩｍａｘ来代替。

设计步骤为首先利用式（４４４）计算出Ｅ·Ｔ值，然后根据Ｅ·Ｔ值和最大负载电流

ＩＬｍａｘ，从图４４１５中找到所对应的电感量。

图４４１５　ＬＭ２５７６ＡＤＪ电感量的选择

（３）输出电容的选择（ＣＯ）。输出电容

与储能电感一起组成了开关式调节器的环

路。要使电路能稳定工作，输出电容ＣＯ必

须满足下式

ＣＯ≥１３×１０４×ＵＩｍａｘＵＯＬ（４４５）

式（４４５）中，储能电感Ｌ的单位是μＨ，ＣＯ的单位是μＦ。ＣＯ的电容量范围一般为１０～２２００μＦ。但要使输出纹波电压大约为输出

电压的１％，ＣＯ的电容量还应比上述计算值

增大几倍至十几倍。ＣＯ的耐压值至少为输出

电压的１５倍。输出纹波电压（ＵＲＶ）与电感输出的纹波电流（ＩＲＩ）、输出滤波电容的等效串联电阻

（ＲＥＳＲ）有下述关系式

ＵＲＶ＝ＩＲＩＲＥＳＲ（４４６）选择等效串联电阻为零点几欧的输出滤波电容，可使输出纹波电压降至２０～５０ｍＶ。但

是当ＲＥＳＲ＜００３Ω时，可能导致稳压器工作不稳定。若要求输出纹波电压低于２０ｍＶ，可增

加一级后置滤波器。（４）选择输入电容（ＣＩ）。输入电容仍可选择１００μＦ／２５Ｖ的铝电解电容或钽电容。（５）续流二极管的选择（ＶＤ）。续流二极管的导通电流至少为最大负载电流的１２倍。（６）设计实例：利用ＬＭ２５７６ＡＤＪ设计一个可调输出式稳压器，要求ＵＯ＝１０Ｖ，ＵＩｍａｘ

＝２５Ｖ，ＩＬｍａｘ＝３Ａ，ｆ＝５２ｋＨｚ。选择Ｒ１＝１ｋΩ。根据式（４４３）计算出Ｒ２＝７１３ｋΩ，对于误差为１％的金属膜电阻，

与之最接近的标称值为７１５ｋΩ。将ＵＩｍａｘ＝２５Ｖ、ＵＯ＝１０Ｖ、ｆ＝５２ｋＨｚ一并代入式（４４４）中，计算出Ｅ·Ｔ＝１１５Ｖ·

μｓ。当Ｅ·Ｔ＝１１５Ｖ·μｓ、ＩＬｍａｘ＝３Ａ时，从图４４１５中查出Ｌ＝１５０μＨ。根据式（４４５）计算出ＣＯ≥２２２μＦ。实际选ＣＯ＝６８０μＦ，能使纹波电压显著降低。续流二极管可选３１ＤＱ０３型３３Ａ／３０Ｖ的肖特基二极管。输入电容选择一个１００μＦ铝

电解电容。

３散热器的设计

采用ＴＯ２２０封装的ＬＭ２５７６，结（即管心）到器件表面的热阻ＲθＡ＝６５℃／Ｗ。ＬＭ２５７６的

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１２７　　

最高允许结温为１５０℃，为安全起见，可按ＴｊＭ＝１１０℃来设计散热片。多数情况下只需接上一

个小散热片即可解决散热问题。判定是否需要加散热片，可按照以下步骤进行：（１）确定实际应用时的最高环境温度（ＴＡＭ）。（２）计算ＬＭ２５７６的最大允许功耗。（３）计算实际的工作结温ＴＪ。（４）根据ＴＪ来判断是否需要加散热片。

ＬＭ２５７６的总功耗由下式确定

ＰＤ＝ＵＩＩＱ＋（ＵＯ／ＵＩ）ＩＬＵＳＡＴ（４４７）式中：ＩＱ为ＬＭ２５７６的静态电流，典型值为５ｍＡ；ＵＳＡＴ为内部功率开关管的饱和压降，典

型值为１５Ｖ。如果不使用散热片，结温的升高可按下式计算

ΔＴＪ＝ＰＤＲθＡ（４４８）实际的工作结温等于结温的升高加上最高环境温度，即

ＴＪ＝ΔＴＪ＋ＴＡＭ（４４９）只要ＴＪ＞１１０℃，就必须给ＬＭ２５７６加一个较大的散热器。

第五节　ＬＭ２５９６系列３Ａ输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

ＬＭ２５９６系列产品是美国国家半导体公司（ＮＳＣ）继ＬＭ２５７６之后，推出的第二代高

效率大电流输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，亦称单片开关式集成稳压器或电压调节

器。内部包含１５０ｋＨｚ振荡器和１２３Ｖ带隙基准电压源，并具有完善的保护电路（包括

过电流保护及过热保护），只需很少的外围器件即可构成高效率开关电源。ＬＭ２５９６能输

出３Ａ电流，并具有优良的线性度和负载调节能力，是７８００系列三端线性集成稳压器的

理想替代品。一、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理

１ＬＭ２５９６系列产品的分类

ＬＭ２５９６系列主要包括ＬＭ２５９６Ｔ、ＬＭ２５９６Ｓ两个子系列，每个子系列均有３３Ｖ、

５０Ｖ、１２Ｖ及可调式（ＡＤＪ）共４种型号，产品分类见表４５１。ＬＭ２５９６的同类产品还有

ＬＭ２５９９（最大输出电流为３Ａ、开关频率为１５０ｋＨｚ），ＬＭ２５９５、ＬＭ２５７８（均为１Ａ、

５２ｋＨｚ）。其国产型号为ＨＹＭ２５９６、ＡＥ２５９６。

２ＬＭ２５９６系列产品的性能特点

（１）ＬＭ２５９６系列产品兼有ＰＷＭ控制器、功率开关管和光耦合器的功能，内部包含频

率振荡器、带隙基准电压源和电压调节器，只需配很少的外围器件即可构成高效率稳压电

源，最大输出电流为３Ａ。表４５１ＬＭ２５９６系列产品的分类

输出电压／Ｖ

３３５１２可调式封装形式

ＬＭ２５９６Ｔ３３ＬＭ２５９６Ｔ５０ＬＭ２５９６Ｔ１２ＬＭ２５９６ＴＡＤＪＴＯ２２０

ＬＭ２５９６Ｓ３３ＬＭ２５９６Ｓ５０ＬＭ２５９６Ｓ１２ＬＭ２５９６ＳＡＤＪＴＯ２６３

（２）ＬＭ２５９６系列与同类产品ＬＭ２５７６的主要区别如下：①将开关频率从５２ｋＨｚ提高

１２８　　特种集成电源设计与应用

到１５０ｋＨｚ，因此可使用体积更小的滤波元件（包括储能电感、输出滤波电容）；②进一步

提高了电源效率，最高可达９４％，比ＬＭ２５７６大约提高近５％；③为减小开关损耗，进一步

降低了内部功率开关管的饱和压降ＵＳＡＴ，ＬＭ２５９６系列的饱和压降仅为１１６Ｖ，而ＬＭ２５７６系列为１５Ｖ；④芯片中增加了有源滤波器；⑤占空比的调节范围更宽；⑥ＬＭ２５９６系列没

有输出电压为１５Ｖ的规格。（３）最高输入电压为４０Ｖ，最大输出电流为３Ａ。输出电压分４种规格：３３Ｖ，５０Ｖ，

１２Ｖ，ＡＤＪ（１２３～３７Ｖ可调），可供用户选择。在规定的输入电压和输出负载条件下，输

出电压的误差不超过±４％。当输出端不接续流二极管、储能电感和滤波电容时，峰值极限

电流ＩＬＩＭＩＴ≥４５Ａ（典型值）。（４）采用脉宽调制（ＰＷＭ）控制方式，占空比调节范围是０～１００％（ＬＭ２５７６为０～

９８％），转换效率可达７３％～９４％（与产品型号及输出电压有关），能最大限度地减小散热

片尺寸，在许多情况下甚至可不加散热片。ＬＭ２５９６具有关断功能（关断信号与ＴＴＬ电平

兼容），可使稳压器进入低功耗待机模式，待机电流为８０μＡ。（５）价格低廉，外围电路非常简单，使用灵活。（６）具有过电流保护、过热保护功能。工作温度范围是－４０～＋１２５℃。芯片的最高允

许结温ＴｊＭ＝＋１５０℃。３ＬＭ２５９６系列产品的引脚功能

ＬＭ２５９６系列产品有两种封装形式：ＴＯ２２０（直脚排列），ＴＯ２６３（表面封装）。引脚

排列分别如图４５１（ａ）、（ｂ）所示。各引脚的功能与ＬＭ２５７６相同。

图４５１　ＬＭ２５９６的引脚排列图

（ａ）ＴＯ２２０封装；（ｂ）ＴＯ２６３封装

４ＬＭ２５９６系列产品的工作原理

ＬＭ２５９６的内部框图如图４５２所示。主要包括１４部分：①电阻分压器Ｒ１、Ｒ２；②偏

置电路；③１２３Ｖ带隙基准电压源；④２５Ｖ调压器；⑤通／断控制电路；⑥误差放大器；

⑦有源滤波器；⑧ＰＷＭ比较器；⑨１５０ｋＨｚ振荡器；⑩锁存器；瑏瑡驱动器；瑏瑢功率开关管

ＶＴ（由３只共基极晶体管组成，末级驱动电流可达３Ａ）；瑏瑣限流比较器；瑏瑤过热保护电路。电阻分压器Ｒ１、Ｒ２的阻值与输出电压有关。当固定输出３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ时，Ｒ１均为

２５ｋΩ，而Ｒ２分别为４２ｋΩ、７６ｋΩ、２１８ｋΩ。可调输出时，Ｒ１开路，Ｒ２＝０，改用外部电

阻分压器调节输出电压。有源滤波器中的滤波电容是由运算放大器和固定电容器组成的，以

便采用集成工艺获得大容量的滤波电容。使用时应在输入端接滤波电容，输出端则接由续流

二极管、储能电感和滤波电容组成的降压式输出电路（图中未画）。ＬＭ２５９６的基本工作原

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１２９　　

理与ＬＭ２５７６相同，参见本章第四节。

图４５２　ＬＭ２５９６的内部框图

ＬＭ２５９６的开关波形如图４５３所示。图中，Ｘ轴上的每１小格代表２μｓ（即２μｓ／ｄｉｖ）。ＵＯＵＴ为输出端的电压波形，Ｙ轴上每１小格代表１０Ｖ（即１０Ｖ／ｄｉｖ）。Ｉ′ＯＵＴ为储能电感上的

电流波形（交流耦合，１Ａ／ｄｉｖ）。ＵＲＶ为纹波电压波形（交流耦合，５０ｍＶ／ｄｉｖ）。ＬＭ２５９６也

有连续模式和不连续模式２种工作模式。

图４５３　ＬＭ２５９６的开关波形

图４５４　ＬＭ２５９６的电源效率与

输入电压的关系曲线

ＬＭ２５９６的电源效率与输入电压的关系曲线如图４５４所示。由图可见，当ＵＩ＝＋２０Ｖ时，η≈９４％，比ＬＭ２５７６提高了大约５％。

二、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用

１ＬＭ２５９６的典型应用

ＬＭ２５９６５０的典型应用电路如图４５５所示。输入电压为＋１２Ｖ，输出为５Ｖ、３Ａ。将

通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ接地。ＣＩ为输入端滤波电容，ＣＯ为输出端滤波电容，二者均可采用

铝电解电容。Ｌ为储能电感，可选国产功率电感。业余制作时可在直径为２２ｍｍ的高频坡莫

合金磁环上用１０ｍｍ的高强度漆包线均匀绕制１０匝左右，其电感量约为３３μＨ。ＶＤ为续

流二极管，可采用１Ｎ５８２５型肖特基二极管，其平均整流电流Ｉｄ＝５Ａ，反向峰值电压ＵＲＭ＝

１３０　　特种集成电源设计与应用

图４５５　ＬＭ２５９６５０的典型应用电路

４０Ｖ，反向恢复时间ｔｒｒ＝６０～１００ｎｓ。ＬＭ２５９６（可调输出）的典型应用电

路如图４５６所示。Ｒ１、Ｒ２均为外部分

压电阻（亦称取样电阻），应选误差为

±０１％的精密电阻。输出电压由下式

确定

ＵＯ＝ＵＲＥＦ１＋Ｒ２Ｒ（）２＝１２３× １＋Ｒ２Ｒ（）

１

（４５１）例如，将Ｒ１＝２５ｋΩ、Ｒ２＝２１８ｋΩ代

入式（４５１）中，得到ＵＯ＝１１９６Ｖ≈１２０Ｖ。当ＵＩ＞１０Ｖ时，应在Ｒ２两端并联一只前

图４５６　ＬＭ２５９６（可调输出）的典型应用电路

馈电容ＣＦ，可起到补偿作用，使

电路工作得更加稳定。固定输出和可调输出式

ＬＭ２５９６的印制板元件布置分别如

图４５７（ａ）、（ｂ）所示。设计印制

板（ＰＣＢ）时必须布局合理。应使

电感的接地回路面积为最小，ＣＩ、ＶＤ及ＣＯ的引线应尽量短，并将它

们单点接地（即接地端焊在地线区

域的同一点上）。反馈引线也应尽量

短捷。取样电阻要尽可能靠近稳压器。

图４５７　印制板元件布置图

（ａ）固定输出式；（ｂ）可调输出式

２正压输入、负压输出的稳压器

图４５８示出ＬＭ２５９６５０在降压／升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）变换中，利用输入的＋４５

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１３１　　

图４５８　正压输入、负压输出的稳压器

～２０Ｖ正电压产生－５Ｖ输出电压。该电路的特点是ＧＮＤ端不接地，而将反馈端接地，利用

自举电路把稳压器原来的地变成负电压输出端，输出电压就被稳定在－５Ｖ上。ＶＤ１为隔离

二极管，能对输入电压中的纹波及噪声起到隔离作用，推荐采用肖特基二极管，所选型号为

１Ｎ５８２３。ＶＤ２为续流二极管，可选１Ｎ５８２５型肖特基二极管。ＶＤ３为保护二极管，当输入

端发生短路时可防止输出变为正电压。３欠电压锁定电路

欠电压锁定电路如图４５９所示。其特点是当输入电压低于规定阈值时，稳压器处于关

断状态，可起到保护作用。令稳压管ＶＤＺ的稳定电压为ＵＺ，晶体管ＶＴ的发射结电压为

ＵＢＥ，所设定的欠电压的阈值为

ＵＵＶ≈ＵＺ＋１Ｖ（４５２）

图４５９　欠电压锁定电路

当ＵＩ＜ＵＵＶ时，稳压管不工作，晶体

管的基极经过Ｒ２接地，使得ＶＴ截

止，集电极呈高电平，因通／断控制

端ＯＮ／ＯＦＦ＝１（高电平），故将

ＬＭ２５９６５０的输出关断，起到保护

作用。仅当ＵＩ＞ＵＵＶ时，稳压管被击

穿，进入稳压区，才使得ＶＴ导通，ＯＮ／ＯＦＦ＝０（低电平），ＬＭ２５９６５０能正常工作。

４复合式多路输出式稳压电源

ＬＭ２５９６还可配线性集成稳压器

构成复合式稳压电源。具体方法是将ＬＭ２５９６作为前级，线性集成稳压器（例如７８０５、７８Ｌ０５、７９Ｌ０５）作为后级。这样能充分发挥开关式稳压器、线性稳压器各自的优点，设计

成效率又高、输出纹波电压又低的稳压电源。由ＬＭ２５９６３３（ＩＣ１）和２片三端线性集成稳压器７８Ｌ０５（ＩＣ２）、７９Ｌ０５（ＩＣ３）构成的

具有５路输出的复合式稳压电源电路如图４５１０所示。ＬＭ２５９６３３作为主输出（ＵＯ１＝＋３３Ｖ、１５Ａ）。４路辅助输出包括分别为ＵＯ２（＋１２Ｖ、５０ｍＡ），ＵＯ３（＋５Ｖ、５０ｍＡ），ＵＯ４（－１２Ｖ、５０ｍＡ），ＵＯ５（－５Ｖ、５０ｍＡ）。ＵＯ１的输出纹波为２０ｍＶ。ＵＯ２、ＵＯ３、ＵＯ４、ＵＯ５的精度分别为±２０％、±５％、±２０％、±５％，输出纹波依次为３０ｍＶ、１０ｍＶ、３０ｍＶ、１０ｍＶ。Ｌ为特制的电感，它是由３个绕组构成的，其中Ｗ１的电感量为４７μＨ，峰值电流为

１３２　　特种集成电源设计与应用

２６Ａ，有效值电流为２３２Ａ。Ｗ２和Ｗ３的匝数均为Ｗ１匝数的３４倍，有效值电流均为

１１３ｍＡ。该电源的总输出电流为１７Ａ，总电源效率为７５％。这种开关电源的辅助输出只能在

轻载状态下工作，尽管７８Ｌ０５、７９Ｌ０５的最大输出电流为２５０ｍＡ，实际输出仅设计为５０ｍＡ。

图４５１０　具有５路输出的复合式稳压电源电路

三、ＬＭ２５９６系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计要点

１固定输出式稳压器的设计

已知条件：输出直流电压ＵＯ＝＋３３Ｖ（或５Ｖ、１２Ｖ），最高输入电压（ＵＩｍａｘ），最大

负载电流（ＩＬｍａｘ）。（１）选择输入电容ＣＩ。为防止输入端出现瞬态高电压，应在输入端和地之间接一只低

等效串联电阻（ＥＳＲ）的铝电解电容或钽电容作为输入电容ＣＩ，ＣＩ应尽量靠近ＵＩ端和地。对输入电容而言，最重要的参数是耐压值和电流均方根值（ＩＲＭＳ，亦称有效值）。由于

ＬＭ２５９６的输入电容流过相对较大的均方根电流，因此它是以均方根电流而不是以电容量或

耐压值作为标准来选择输入电容的。电容的均方根电流范围就代表了电容的功率范围，正是

由于均方根电流在通过电容内部等效串联电阻时会产生功耗，才使电容的温度升高。电容的

均方根电流取决于使内部温度超过１１５℃时所需热量的电流值。将电容的热量散发到周围环

境中的能力，就决定了电容可以安全工作的最大电流值。通常，表面积大的电容的均方根电

流范围也较大。对于给定的电容量，电解电容的耐压愈高，体积愈大，愈有利于把更多的热

量散发到周围环境中去，这种电容的均方根电流范围也较大。若均方根电流超过额定值，会

缩短电解电容的使用寿命，高温也会加速电解液的蒸发，最终导致电容的损坏。在选择电容

时，应参照厂家提供的数据表上的最大均方根纹波电流。在最高环境温度为４０℃时，通过

ＣＩ的纹波电流应为直流负载电流的５０％，即ＩＲＭＳ＝５０％ＩＬ。当环境温度达到７０℃时，ＩＲＭＳ＝７５％ＩＬ。

选择铝电解电容时耐压值应为最高输入电压的１５倍；对于钽电容，耐压值应为输入电

压的２倍。为安全起见，可选择耐压值更高的电容。图４５１１示出了铝电解电容耐压值、

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１３３　　

电容量与均方根电流的关系曲线。

图４５１１　铝电解电容耐压值、电容量

与均方根电流的关系曲线

推荐使用生产厂家测试过浪涌电流的电容。不

要用瓷片电容作为输入电容，否则会在输入端产生

非常严重的噪声。（２）选择储能电感Ｌ。ＬＭ２５９６既可工作在连续

模式，亦可工作在非连续模式，二者的区别就在于

流过电感的电流不同，前者是连续流过的，后者是

在一个开关周期内经过一段时间后变为零，因此电

流是不连续变化的。采用连续模式能提供较高的输

出功率，此时的峰值开关电流、储能电感电流、续

流二极管电流及输出纹波电压很小。但这需要增加

储能电感的电感量，以保证流过电感中电流的连续

性。当负载电流很小或输入电压较高时，可采用非

连续模式。在非连续模式下所需储能电感电感量仅为连续模式的１／２～１／３，能大大减小储

能电感的外形尺寸。尽管非连续模式下的峰值开关电流和电感电流较大，但对于负载电流很

小（１Ａ以下）的情况下，最大开关电流也不会超过极限电流值。在连续模式下，可按照图４５１２分别选择ＬＭ２５９６３３、ＬＭ２５９６５０、ＬＭ２５９６１２的

电感量。举例说明，使用ＬＭ２５９６１２时，已知ＵＯ＝＋１２Ｖ，ＵＩｍａｘ＝＋１５Ｖ，ＩＬｍａｘ＝１５Ａ，从（ｃ）图上很容易查到Ｌ＝３３μＨ。所对应的电感标号为Ｌ３２（电感量与电感标号的对应关

系参见表４５２），当ＩＬｍａｘ＞２２Ａ时，电感标号应为Ｌ４０。

图４５１２　电感量的选择

（ａ）ＬＭ２５９６３３；（ｂ）ＬＭ２５９６５０；（ｃ）ＬＭ２５９６１２

（３）选择输出电容ＣＯ。选择输出电容时主要考虑以下４个参数：电容在１００ｋＨｚ时的

等效串联电阻，最大纹波电流均方根值，耐压值，电容量。其中，等效串联电阻是输出电容

最重要的一个参数。输出纹波电压的计算公式参见式（４４６）。为降低输出端的纹波电压，必须采用等效串联电阻很小的输出电容。选择等效串联电阻

为零点几欧的输出滤波电容，可使输出纹波电压降至２０～５０ｍＶ。式（４４６）中的ＵＲＶ值一

般为输出电压的１％～２％，但ＲＥＳＲ值选得太小，也有可能使反馈环路工作不稳定，在输出

１３４　　特种集成电源设计与应用

图４５１３　铝电解电容的耐压值

与串联电阻的关系曲线

端产生自激振荡。铝电解电容的等效串联电阻值与其电容值和耐压

值有关。通常，铝电解电容的耐压值愈低，其等效串

联电阻愈小，二者的关系曲线如图４５１３所示。有时

为了降低ＲＥＳＲ值，可将几个输出端的电容并联使用。固定输出式稳压器的输出电容速查表见表４５２。（４）选择续流二极管ＶＤ。可供选择的续流二极管

型号参见表４５３。续流二极管应采用肖特基二极管或

超快恢复二极管。在低压输出时（低于＋５Ｖ），使用低

压降的肖特基二极管能提高电源效率。续流二极管的

通态电流应至少为最大负载电流的１２倍。若所设计

的电源具有短路过载能力，则该二极管的额定电流应

等于ＬＭ２５９６的最大极限电流。续流二极管的反向耐

压值（ＵＲ）至少为输入电压的１２５倍。表４５２固定输出式稳压器的输出电容速查表

已知条件储能电感输出电容（电容量／耐压值）

直插式电解电容表贴式钽电容

输出

电压

ＵＯ（Ｖ）

最大负

载电流

ＩＬｍａｘ（Ａ）

最高输

入电压

ＵＩｍａｘ（Ｖ）

电感量

Ｌ（μＨ）电感

标号

ＰＡＮＡＳＯＮＩＣ公司

ＨＦＱ系列

（μＦ／Ｖ）

ＮＩＣＨＩＣＯＮ公司

ＰＬ系列

（μＦ／Ｖ）

ＡＶＸ公司

公司ＴＰＳ系列

（μＦ／Ｖ）

ＶＩＳＨＡＹ公司

５９５Ｄ系列

（μＦ／Ｖ）

３３

３

２

５２２Ｌ４１４７０／２５５６０／１６３３０／６３３９０／６３

７２２Ｌ４１５６０／３５５６０／３５３３０／６３３９０／６３

１０２２Ｌ４１６８０／３５６８０／３５３３０／６３３９０／６３

４０３３Ｌ４０５６０／３５４７０／３５３３０／６３３９０／６３

６２２Ｌ３３４７０／２５４７０／３５３３０／６３３９０／６３

１０３３Ｌ３２３３０／３５３３０／３５３３０／６３３９０／６３

４０４７Ｌ３９３３０／３５２７０／５０３３０／１０３３０／１０

５

３

２

８２２Ｌ４１４７０／２５５６０／１６２２０／１０３３０／１０

１０２２Ｌ４１５６０／２５５６０／２５２２０／１０３３０／１０

１５３３Ｌ４０３３０／３５３３０／３５２２０／１０３３０／１０

４０４７Ｌ３９３３０／３５２７０／３５２２０／１０３３０／１０

９２２Ｌ３３４７０／２５５６０／１６２２０／１０３３０／１０

２０６８Ｌ３８１８０／３５１８０／３５１００／１０２７０／１０

４０６８Ｌ３８１８０／３５１８０／３５１００／１０２７０／１０

１２

３

２

１５２２Ｌ４１４７０／２５４７０／２５１００／１６１８０／１６

１８３３Ｌ４０３３０／２５３３０／２５１００／１６１８０／１６

３０６８Ｌ４４１８０／２５１８０／２５１００／１６１２０／２０

４０６８Ｌ４４１８０／３５１８０／３５１００／１６１２０／２０

１５３３Ｌ３２３３０／２５３３０／２５１００／１６１８０／１６

２０６８Ｌ３８１８０／２５１８０／２５１００／１６１２０／２０

４０１５０Ｌ４２８２／２５８２／２５６８／２０６８／２５

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１３５　　

表４５３续流二极管的选择

ＵＲ

３Ａ二极管４～６Ａ二极管

表面贴片式直插式表面贴片式直插式

肖特基管超快恢复管肖特基管超快恢复管肖特基管超快恢复管肖特基管超快恢复管

２０ＶＳＫ３２

３０Ｖ３０ＷＱ０３

ＳＫ３３

４０Ｖ

ＳＫ３４

ＭＢＲＳ３４０

３０ＷＱ０４

≥５０Ｖ

ＳＫ３５

ＭＢＲＳ３６０

３０ＷＱ０５

ＭＵＲＳ３２０

３０ＷＦ１０（所有这

类二极管

的最低耐

压值为

５０Ｖ）

１Ｎ５８２０

ＳＲ３０２

ＭＢＲ３２０

１Ｎ５８２１

ＭＢＲ３３０

３１ＤＱ０３

１Ｎ５８２２

ＳＲ３０４

ＭＢＲ３４０

３１ＤＱ０４

ＳＲ３０５

ＭＢＲ３５０

３１ＤＱ０５

ＭＵＲ３２０（所有这

类二极管

的最低耐

压值为

５０Ｖ）

５０ＷＱ０３

５０ＷＱ０４

５０ＷＱ０５

ＭＵＲＳ６２０

５０ＷＦ１０（所有这

类二极管

的最低耐

压值为

５０Ｖ）

ＳＲ５０２

１Ｎ５８２３

ＳＢ５２０

ＳＲ５０３

１Ｎ５８２４

ＳＢ５３０

ＳＲ５０４

１Ｎ５８２５

ＳＢ５４０

ＳＢ５５０

５０ＳＱ０８０

ＭＵＲＲ６２０

ＨＥＲ６０１（所有这类

二极管的最低

耐压值为

５０Ｖ）

（５）设计实例。利用ＬＭ２５９６５０设计一个稳压器，已知ＵＯ＝＋５Ｖ，ＵＩｍａｘ＝＋１２Ｖ，ＩＬｍａｘ＝３Ａ。

首先选择输入电容ＣＩ。从表４５２中可见，当ＵＯ＝５Ｖ，ＩＬｍａｘ＝３Ａ时，与ＵＩｍａｘ＝＋１２Ｖ最为接近且高于１２Ｖ的电压为１５Ｖ，所对应的输入电容包括４个不同厂家生产的直

插式电解电容及表贴式钽电容：３３０μＦ／３５Ｖ（松下公司的ＨＦＱ系列），３３０μＦ／３５Ｖ（尼古

拉斯公司的ＰＬ系列），２２０μＦ／１０Ｖ（ＡＶＸ公司的ＴＰＳ系列），３３０μＦ／１０Ｖ（ＶＩＳＨＡＹ公司

的５９５Ｄ系列）。当输出电压为５Ｖ时，电容的耐压值应在７５Ｖ以上。欲将纹波电压降到

１％ＵＯ或更低，应采用耐压值较高的电容，以获得更低等效串联电阻（参见图４５１１）。例

如采用耐压值为１６Ｖ或２５Ｖ的电容，可将纹波电压降到原来的一半。然后确定储能电感。根据ＵＩｍａｘ＝１２Ｖ，ＩＬｍａｘ＝３Ａ，从图４５１２（ｂ）中很容易查到Ｌ＝

３３μＨ，电感标号为Ｌ４０。续流二极管可选１Ｎ５８２３型５Ａ／２０Ｖ肖特基二极管，参见表４５３。２可调输出式稳压器（ＬＭ２５９６ＡＤＪ）的设计

已知条件：输出直流电压ＵＯ（调节范围是＋１２～３７Ｖ，亦可为该范围内的某一固定

值）；最高输入电压（ＵＩｍａｘ）；最大负载电流（ＩＬｍａｘ）；开关频率（ｆ＝１５０ｋＨｚ）。（１）选择电阻分压器Ｒ１、Ｒ２。外部分压电阻Ｒ１、Ｒ２的阻值由下式确定

Ｒ２＝Ｒ１ＵＯＵＲＥＦ（）－１（４５３）

式中，Ｒ１＝２４０Ω～５ｋΩ，ＵＲＥＦ＝１２３Ｖ。为提高输出电压的稳定性，Ｒ２应采用误差为１％的

金属膜电阻。（２）选择储能电感Ｌ。计算储能电感时需用下述公式

Ｅ·Ｔ＝（ＵＩ－ＵＯ－ＵＳＡＴ）× ＵＯ＋ＵＤＵＩ－ＵＳＡＴ＋ＵＤ×

１０００ｆ

（４５４）

１３６　　特种集成电源设计与应用

式中：Ｅ·Ｔ表示电感电压与时间的乘积，其单位是Ｖ·μｓ；ＵＳＡＴ为内部功率开关管的饱和

压降，ＵＳＡＴ＝１１６Ｖ；ＵＤ为续流二极管的正向压降，ＵＤ＝０５Ｖ；ｆ为开关频率，ｆ＝１５０ｋＨｚ。根据实际情况，式（４５４）中的ＵＩ也可用ＵＩｍａｘ代替。设计步骤为首先利用式

（４５４）计算出Ｅ·Ｔ值，然后根据Ｅ·Ｔ值和最大负载电流ＩＬｍａｘ，从图４５１４中找到所对

应的电感量。

图４５１４　ＬＭ２５９６ＡＤＪ电感量的选择

（３）选择输出电容ＣＯ。输出电容与储能电感一起

组成了开关电源的调节环路。一般情况下，采用８２～８２０μＦ范围内低等效串联电阻的电解电容或钽电容即

可满足要求。具体容量可从表４５２中查出，电容量不

宜超过８２０μＦ。输出电容应尽量靠近ＬＭ２５９６，连接的

印制导线也要短捷。电容的耐压值至少应为输出电压

的１５倍。有时为了降低纹波电压，还可选更高的耐

压值，以减小ＲＥＳＲ值。选择等效串联电阻为零点几欧的输出滤波电容，

可使输出纹波电压降至１０～５０ｍＶ。若希望输出纹波电

压低于１０ｍＶ，可增加一级后置滤波器，后置滤波器中

滤波电感的典型值为１～５μＨ。（４）选择输入电容ＣＩ。输入电容的电流均方根值约为直流负载电流的５０％，利用图

４５１３可选择合适的电容量。对于ＴＯ２２０封装的ＬＭ２５９６，选６８０μＦ／５０Ｖ的电解电容就足

够了。电容耐压值必须留有足够的余量。（５）选择续流二极管ＶＤ。续流二极管能承受的最大电流应至少为最大负载电流的１３

倍。若所设计的开关电源能承受连续的短路输出，则续流二极管的最大承受电流应等于

ＬＭ２５９６的极限电流值（约为４５Ａ）。续流二极管的反向耐压值至少为最高输入电压的１２５倍。续流二极管应首选肖特基二极管，其次为超快恢复二极管；二者的反向恢复时间分别近

似为１０ｎｓ、５０ｎｓ。不得用普通的１Ｎ４０００或１Ｎ５４００系列低频整流二极管作续流二极管。（６）前馈电容ＣＦ。当输出电压超过１０Ｖ时，需要在Ｒ２两端并联一只前馈电容ＣＦ（参

见图４５６），可起到补偿作用，使电路工作得更加稳定。ＣＦ与ＵＯ、ＣＯ的关系对照表见表

４５４，其容量允许范围是１００ｐＦ～３３ｎＦ。

表４５４ＣＦ与ＵＯ、ＣＯ的关系对照表

输出电压

ＵＯ（Ｖ）

直插式电容表面贴式电容

输出电容ＣＯ

ＰＡＮＡＳＯＮＩＣ公司

ＨＦＱ系列

（μＦ／Ｖ）

ＮＩＣＨＩＣＯＮ公司

ＰＬ系列

（μＦ／Ｖ）

前馈电容

ＣＦ

输出电容ＣＯ

ＡＶＸ公司

公司ＴＰＳ系列

（μＦ／Ｖ）

ＶＩＳＨＡＹ公司

５９５Ｄ系列

（μＦ／Ｖ）

前馈电容

ＣＦ

２８２０／３５８２０／３５３３ｎＦ３３０／６３４７０／４３３ｎＦ４５６０／３５４７０／３５１０ｎＦ３３０／６３３９０／６３１０ｎＦ６４７０／２５４７０／２５３３ｎＦ２２０／１０３３０／１０３３ｎＦ９３３０／２５３３０／２５１５ｎＦ１００／１６１８０／１６１５ｎＦ１２３３０／２５３３０／２５１ｎＦ１００／１６１８０／１６１ｎＦ１５２２０／３５２２０／３５６８０ｐＦ６８／２０１２０／２０６８０ｐＦ２４２２０／３５１５０／３５５６０ｐＦ３３／２５３３／２５２２０ｐＦ２８１００／５０１００／５０３９０ｐＦ１０／３５１５／５０２２０ｐＦ

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１３７　　

（７）设计实例。利用ＬＭ２５９６ＡＤＪ设计一个可调输出式稳压器，要求ＵＯ＝２０Ｖ，ＵＩｍａｘ＝＋２８Ｖ，ＩＬｍａｘ＝３Ａ，ｆ＝１５０ｋＨｚ。

选择Ｒ１＝１ｋΩ。根据式（４５１）计算出Ｒ２＝１５２６ｋΩ，对于误差为１％的金属膜电阻，与之最接近的标称值为１５４ｋΩ。

将ＵＩｍａｘ＝２８Ｖ、ＵＯ＝２０Ｖ、ｆ＝１５０ｋＨｚ一并代入式（４５４）中，计算出Ｅ·Ｔ＝３４２４Ｖ·μｓ≈３４Ｖ·μｓ。当Ｅ·Ｔ＝３４Ｖ·μｓ、ＩＬｍａｘ＝３Ａ时，从图４５１４中查出Ｌ＝４７μＨ，电感标号为Ｌ３９。

根据表４５３，续流二极管可选１Ｎ５８２５型５Ａ／４０Ｖ的肖特基二极管。３散热器的设计

ＬＭ２５９６有两种封装形式，ＴＯ２２０（Ｔ）和ＴＯ２６３（Ｓ）封装。一般情况下，ＴＯ２２０（Ｔ）封装需要加外部散热器。散热器的尺寸由输入电压、输出电压、负载电流和环境温度

来决定。通常，环境温度愈高，需要散发的热量愈多，散热器的尺寸就愈大。ＴＯ２６３（Ｓ）封装的ＬＭ２５９６是直接焊接到印制板上的表贴元件，利用印制板上的覆铜箔即可起到散热

器作用。覆铜区域的面积至少应为０４ｉｎ２，适当增加覆铜区域的面积有助于改善散热特性，但是当面积超过６ｉｎ２以后效果就不明显了。

第六节　ＬＭ２６７８／２６７９系列５Ａ输出的降压式


ＬＭ２６７８／２６７９系列产品是美国ＮＳＣ公司继ＬＭ２５７６、ＬＭ２５９６之后，于２００５年最新推

出的５Ａ大电流输出的降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器。它们具有优良的线性度和负载调节能力，是设计高效稳压电源的优选集成电路。

一、ＬＭ２６７８／２６７９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理

１ＬＭ２６７８／２６７９系列产品的性能特点

（１）ＬＭ２６７８／２６７９系列又分ＬＭ２６７８Ｓ、ＬＭ２６７８Ｔ、ＬＭ２６７９Ｓ、ＬＭ２６７９Ｔ共４个子系

列，每个子系列都包括３３Ｖ、５０Ｖ、１２Ｖ及可调式（ＡＤＪ）４种规格。它们的主要特点如

下：①将开关频率提高到２６０ｋＨｚ，由于采用了高频振荡技术，因此可进一步减小储能电

感、输出滤波电容的体积；②最大输出电流增加到５Ａ；③电源效率一般可达９２％，最高可

达９５％，比ＬＭ２５９６提高了１％；④内部功率管用ＭＯＳＦＥＴ来代替双极型功率管，其通态

电阻仅为０１２Ω；⑤芯片中增加了启动电路和增益补偿电路。（２）ＬＭ２６７９与ＬＭ２６７８的区别是增加了软启动端和电流调节端，功能更加完善。（３）输入电压范围是＋８～４０Ｖ，输出电流为５Ａ，极限电流为７Ａ（典型值）。静态工作

电流仅为４２ｍＡ（典型值）。输出电压精度优于±２％。（４）采用脉宽调制（ＰＷＭ）控制方式，占空比调节范围是０～９１％。具有关断功能，

稳压器进入低功耗待机模式时的电流仅为５０μＡ。（５）能简化设计步骤，减少外围元器件，使用灵活。（６）具有过电流保护、过热保护功能。工作温度范围是－４０～＋１２５℃。芯片最高允许

结温ＴｊＭ＝＋１５０℃。２ＬＭ２６７８／２６７９系列产品的引脚功能

ＬＭ２６７８／２６７９系列产品有３种封装形式：ＴＯ２２０，ＴＯ２６３，ＬＬＰ１４。其中，采用

１３８　　特种集成电源设计与应用

ＴＯ２２０封装ＬＭ２６７８、ＬＭ２６７９的引脚排列分别如图４６１（ａ）、（ｂ）所示。ＬＭ２６７８的引

图４６１　ＬＭ２６７８、ＬＭ２６７９的引脚排列图（ＴＯ２２０封装）（ａ）ＬＭ２６７８；（ｂ）ＬＭ２６７９

脚功能如下：第１脚为输出端ＯＵＴ，接内部５Ａ功率开关管ＭＯＳＦＥＴ的源极。第２脚为未

经过稳压的直流电压输入端ＵＩ，该端与地之间应接输入滤波电容。第３脚为升压端

ＢＯＯＳＴ，在第３脚与第１脚之间接一只升压电容，即可提升功率开关管ＭＯＳＦＥＴ的驱动电

压，使ＭＯＳＦＥＴ能完全处于开启状态（ＯＮ），将内部损耗减至最低，进一步提高电源效

率，升压电容通常取００１μＦ。第４脚为接地端。第５脚为空脚。第６脚为反馈端ＦＢ。第７脚为通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ，该端接高电平时稳压器正常工作，接低电平时关断稳压器的

输出，不用时可将该端悬空。

ＬＭ２６７９的ＳＯＦＴＳＴＡＲＴ为软启动端，ＣＵＲＲＥＮＴＡＤＪ为电流调节端。

图４６２　ＬＭ２６７８的内部框图

３ＬＭ２６７８／２６７９系列产品的工作原理

ＬＭ２６７８的内部框图如图４６２所示。主要包括１６部分：①增益补偿电路；②偏置电

路；③１２１Ｖ带隙基准电压源；④电阻分压器Ｒ１、Ｒ２；⑤固定增益的误差放大器；⑥可调

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１３９　　

增益的电压放大器；⑦ＰＷＭ比较器；⑧控制逻辑；⑨驱动器；⑩功率开关管ＶＴ（由两只

Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ组成）；瑏瑡２６０ｋＨｚ振荡器；瑏瑢限流保护电路；瑏瑣过热保护电路；瑏瑤启动电

路；瑏瑥５Ｖ调压器。电阻分压器Ｒ１、Ｒ２的阻值与输出电压有关。当固定输出＋３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ时，Ｒ１均为２５ｋΩ，而Ｒ２分别为４３２ｋΩ、７８３ｋΩ、２２３ｋΩ。可调输出时，Ｒ１开路，Ｒ２＝０，改用外部电阻分压器来调节输出电压。ＲＳ为电流检测电阻，用于限流保护。

ＬＭ２６７９的内部框图如图４６３所示。它与ＬＭ２６７８的主要区别有以下３点：

图４６３　ＬＭ２６７９的内部框图

（１）增加了软启动端（第７脚，ＳＯＦＴＳＴＡＲＴ），在第７脚与地之间应接软启动电容

ＣＳ。刚通电时由于ＣＳ上的压降不能突变，第７脚仍为低电平，使ＰＷＭ比较器的输出为零。随着内部电流源对ＣＳ的充电，第７脚的电压升高，电路才进入正常工作状态。ＣＳ的容量可

取０１μＦ。在软启动过程中，脉宽调制信号的占空比逐渐增大，使输出电流缓慢地建立起

来，因此软启动具有延迟作用，延迟时间与ＣＳ的容量成正比。（２）增加了电流调节端（ＣＵＲＲＥＮＴＡＤＪ），从外部可设定峰值开关电流ＩＰＫ。ＬＭ２６７９

的极限电流为７Ａ，在电流调节端与地之间接一只调节电阻ＲＡＤＪ，即可对ＩＰＫ进行调节。计算

公式为

ＲＡＤＪ＝３７１２５／ＩＰＫ（４６１）式中，ＲＡＤＪ的单位是ｋΩ。例如，当ＲＡＤＪ＝５６ｋΩ时，ＩＰＫ＝６６Ａ；当ＲＡＤＪ＝８２５ｋΩ时，ＩＰＫ＝４５Ａ。

（３）去掉了通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ。ＬＭ２６７８／２６７９的基本工作原理如下：稳压器的直流输出电压ＵＯ首先经过内部采样电阻

Ｒ１、Ｒ２分压后得到取样电压，送至误差放大器的同相输入端，与１２１Ｖ基准电压进行比较

后产生误差电压Ｕｒ，再经过可变增益放大器，去控制ＰＷＭ比较器输出的脉冲宽度，最后

依次经过驱动器、功率开关管和降压式输出电路，使ＵＯ保持不变。可变增益放大器受增益

１４０　　特种集成电源设计与应用

补偿电路的控制，以消除失调电压对增益的影响。ＰＷＭ比较器的同相输入端接锯齿波电

压。二、ＬＭ２６７８／２６７９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用

１ＬＭ２６７８的典型应用

ＬＭ２６７８的典型应用电路如图４６４所示。当ＯＮ／ＯＦＦ端接高电平时稳压器正常工作，接低电平时关断稳压器的输出。ＣＩ为输入端滤波电容，为降低电容的等效串联电阻（ＥＳＲ），减小电压的波动，将３只１５μＦ／５０Ｖ的电解电容并联使用，总容量为４５μＦ。Ｃ１为消噪电容，容量范围是０１～０４７μＦ。Ｃ２为升压电容，通常可选００１μＦ／５０Ｖ的陶瓷电容器。Ｌ为储能

电感，电感量范围是２２～４７μＨ。ＶＤ为续流二极管，可采用美国ＩＲ公司生产的６ＴＱ０４５Ｓ型５Ａ／４０Ｖ的肖特基二极管，亦可采用ＭＢＲＤ８３５Ｌ、ＭＢＲＤ１５４５ＣＴ等型号的肖特基二极

管。ＣＯ为输出端滤波电容，实际由２只１８０μＦ／１６Ｖ的电解电容并联而成。这样做有两个目

的：第一，降低电容的等效串联电阻；第二，考虑到Ｌ的电感量很小，而电解电容的等效

电感与之串联后会影响Ｌ的正常工作，将电解电容并联后能减小其等效电感。ＣＯ的耐压值

应不低于最高输出电压的１３倍。

图４６４　ＬＭ２６７８的典型应用电路

２ＬＭ２６７９的典型应用

ＬＭ２６７９的典型应用电路如图４６５所示。与图４６４相比，电路增加了软启动电容Ｃ３、调节电阻ＲＡＤＪ，所设定的峰值开关电流极限为６６Ａ。

图４６５　ＬＭ２６７９的典型应用电路

第七节　ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式


国产ＡＥ１５０１及中国台湾地区易亨电子公司（ＡｎａｃｈｉｐＣｏｒｐ）生产的ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品，均属于ＰＷＭ降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，它们具有优良的电压调整率和负载调整

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１４１　　

率，适宜构成高效率降压式稳压器，用作网络交换机、路由器、ＩＰ电话、汽车显示器的电源。一、ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的原理

１ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品的分类

ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品的分类见表４７１。

表４７１ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品的分类

输出电压（Ｖ）

３３５１２可调式封装形式

ＡＥ１５０１３３ＡＥ１５０１５０ — — ＴＯ２６３

ＡＰ１５０１３３ＡＰ１５０１５０ＡＰ１５０１１２ＡＰ１５０１ＡＤＪＴＯ２２０ＴＯ２６３

ＡＰ１５０７３３ＡＰ１５０７５０ＡＰ１５０７１２ＡＰ１５０７ＡＤＪＴＯ２２０ＴＯ２６３

ＡＰ１５０９３３ＡＰ１５０９５０ＡＰ１５０９１２ＡＰ１５０９ＡＤＪＳＯＰ８Ｌ

２ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品的性能特点

（１）ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品内部包含１５０ｋＨｚ振荡器和１２３Ｖ基准电

压源，只需配很少的外围器件即可构成高效率稳压电源。ＡＥ１５０１、ＡＰ１５０１及ＡＰ１５０７的最

大输出电流均为３Ａ，ＡＰ１５０９为２Ａ。ＡＥ１５０１的最高输入电压为３６Ｖ，ＡＰ１５０１则为４０Ｖ，

ＡＰ１５０７和ＡＰ１５０９均为２２Ｖ。ＡＥ１５０１、ＡＰ１５０１、ＡＰ１５０７可代替美国ＮＳＣ公司的

ＬＭ２５７６、ＬＭ２５９６，ＡＰ１５０９可代替ＬＭ２５９２。（２）ＡＥ１５０１的输出电压只有两种规格：３３Ｖ，５Ｖ。ＡＰ１５０１、ＡＰ１５０７、ＡＰ１５０９的输

出电压有４种规格：３３Ｖ、５Ｖ、１２Ｖ和ＡＤＪ（１２３～３７Ｖ可调式），可供用户选择，输出

电压的误差不超过±４％，振荡频率误差范围是±１５％。ＡＥ１５０１、ＡＰ１５０１、ＡＰ１５０７、

ＡＰ１５０９的极限电流分别为４９Ａ、４０Ａ、４５Ａ、３Ａ。（３）高效率。采用脉宽调制（ＰＷＭ）控制方式，占空比调节范围是０～１００％，转换效

率最高可达９０％以上。具有关断功能，ＡＥ１５０１在待机模式下的电流仅为８５μＡ，ＡＰ１５０１、

ＡＰ１５０７和ＡＰ１５０９均为１５０μＡ。（４）外围电路简单，使用灵活，价格低廉。（５）具有过电流保护及过热保护功能。工作温度范围是－４０～＋１２５℃。芯片的最高允

许结温ＴｊＭ＝＋１５０℃。

３ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列产品的工作原理

ＡＥ１５０１只有ＴＯ２６３封装。ＡＰ１５０１、ＡＰ１５０７系列产品有两种封装形式：ＴＯ２２０，

ＴＯ２６３。ＡＰ１５０９采用ＳＯＰ８Ｌ封装。它们的引脚排列分别如图４７１（ａ）、（ｂ）、（ｃ）所

示。各引脚的功能与ＬＭ２５７６相同，区别只是ＡＥ１５０１仍用ＯＮ／ＯＦＦ代表通／断控制端，

ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９则用ＳＤ（即Ｓｈｕｔｄｏｗｎ，有 “掉电”、 “关断”之意）表示。另外，

ＡＰ１５０９有４个接地端ＧＮＤ，在设计印制板时应接到同一地线区域。

ＡＥ１５０１的内部框图如图４７２所示。主要包括１３个部分：①电流源偏置电路；②１２３Ｖ基准电压源；③电压调节器；④启动电路；⑤电阻分压器（Ｒ１、Ｒ２）；⑥误差放大

器；⑦ＰＷＭ比较器；⑧锁存器；⑨驱动器；⑩由２只共基极晶体管组成的功率开关管ＶＴ；

瑏瑡１５０ｋＨｚ振荡器；瑏瑢过电流保护电路；瑏瑣过热保护电路。Ｒ１固定为２５ｋΩ，当输出电压为

３３Ｖ时Ｒ２＝４２ｋΩ，输出电压为５Ｖ时Ｒ２＝７６ｋΩ。

１４２　　特种集成电源设计与应用

图４７１　ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９的引脚排列图

（ａ）ＡＥ１５０１（ＴＯ２６３封装）；（ｂ）ＡＰ１５０１、ＡＰ１５０７（ＴＯ２２０封装）；（ｃ）ＡＰ１５０９（ＳＯＰ８Ｌ封装）

图４７２　ＡＥ１５０１的内部框图

ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９的工作原理与ＬＭ２５７６基本相同，参见本章第四节。二、ＡＥ１５０１及ＡＰ１５０１／１５０７／１５０９系列降压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的应用

图４７３　ＡＥ１５０１５０的典型应用电路

１ＡＥ１５０１的典型应用

ＡＥ１５０１５０的典型应用电路如图４７３所示。输入电压为＋１２Ｖ，输出为＋５Ｖ、３Ａ。将通／断控制端ＯＮ／ＯＦＦ接地。输入端滤波电容ＣＩ的容量为６８０μＦ，输出端滤波电容ＣＯ的

容量为２２０μＦ，二者均采用铝电解电容。储能电感Ｌ的电感量为３３μＨ。ＶＤ为续流二极管，采用１Ｎ５８２４型肖特基二极管，其平均整流电流Ｉｄ＝５Ａ，反向峰值电压ＵＲＭ＝３０Ｖ，正向压

降的最大值为０３４Ｖ。ＡＥ１５０１既可工作在连续模式，亦可工作在非连续模式，二者的区别在于流过储能

电感的电流不同，前者的电感电流是连

续的；后者的电感电流在一个开关周期

内降到零。当负载电流很小时，在设计

中可采用非连续模式。通常情况下，连

续模式能提供较大的输出功率、较小的

峰峰值电流和较低的纹波电压。一般

情况下可用下式来计算储能电感的电感

量

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１４３　　

Ｌ＝（５～１０）× ＵＯ３００ＩＯ ×

１－ＵＯＵ（）Ｉ

（４７１）

图４７４　ＡＰ１５０９ＡＤＪ的典型应用电路

式中，Ｌ的单位是ｍＨ，ＵＯ和ＵＩ的

单位是Ｖ，ＩＯ的单位是Ａ。举例说

明，已知ＵＯ＝５Ｖ、ＵＩ＝１２Ｖ、ＩＯ＝３Ａ，当比例系数取１０时，不难算出

Ｌ＝００３２４ｍＨ＝３２４μＨ，实取标称

值Ｌ＝３３μＨ。电感量取得大一些，所选择的就是连续模式。２ＡＰ１５０９的典型应用

ＡＰ１５０９ＡＤＪ的典型应用电路如

图４７４所示。输入电压为＋１２Ｖ，输出为３３Ｖ、３Ａ。ＳＤ为通／断控制端。延迟启动电路

由延迟电容Ｃ１和延迟电阻Ｒ３组成。刚上电时，由于Ｃ１两端的压降不能突变，因此ＳＤ＝１，

ＡＥ１５０９ＡＤＪ无输出。随着Ｃ１被迅速充电，ＳＤ引脚变为低电平，稳压器才进入正常工作状

态。取ＣＩ＝１００μＦ，ＣＯ＝１００μＦ。储能电感Ｌ＝３９μＨ。续流二极管ＶＤ可采用１Ｎ５８２３型肖

特基二极管，其反向峰值电压ＵＲＭ＝２０Ｖ，正向压降的最大值为０３３Ｖ。Ｒ１、Ｒ２为外部取样

电阻，采用误差为±０１％的精密电阻。当Ｒ１＝Ｒ２＝１ｋΩ时，根据式（４４１）可计算出ＵＯ＝２４６Ｖ≈２５（Ｖ）。

第八节　降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

ＬＴＣ３４４１是美国凌特（ＬｉｎｅａｒＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）公司新推出一种固定频率的同步降压／升压

（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）式ＤＣ／ＤＣ电源变换器，该器件能在效率高达９５％的情况下提供１Ａ的输出电

流。ＬＴＣ３４４１可用作便携式电子设备中的高效率、低噪声稳压电源，电源输入端接单节锂

离子电池或多节镍氢金属（ＮｉＭＨ）电池。一、ＬＴＣ３４４１型降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的工作原理

１ＬＴＣ３４４１的性能特点

（１）当输入电压高于输出电压时，ＬＴＣ３４４１工作在降压（Ｂｕｃｋ）模式；当输入电压低

于输出电压时，ＬＴＣ３４４１工作在升压（Ｂｏｏｓｔ）模式；当输入电压等于输出电压时ＬＴＣ３４４１也能正常转换。在各种工作模式下均可输出连续的电流。

（２）输入电压范围是＋２４～５５Ｖ。当输入电压为＋２４～５２５Ｖ范围内某一固定值时，额定输出电流为１Ａ。当输入电压超过＋２８Ｖ时，最大输出电流可达１２Ａ。

（３）外围电路简单，转换效率高。仅需使用一只储能电感，可不用肖特基二极管。转换

效率最高可达９５％。（４）开关频率为１ＭＨｚ，频率误差仅为１％。通过对ＭＯＤＥ／ＳＹＮＣ引脚的控制，可实

现振荡器与外部时钟的同步。（５）有多种工作模式可供选择，选择触发模式（ＢｕｒｓｔＭｏｄｅ）时可使内部功率ＭＯＳ

ＦＥＴ处于间歇工作状态，并使静态工作电流降至２５μＡ。在关机模式下能切断负载，静态工

作电流小于１μＡ。（６）具有软启动、过电流保护、欠电压保护及过热保护功能。

１４４　　特种集成电源设计与应用

（７）外形尺寸小，仅为４ｍｍ×３ｍｍ。工作温度范围是－４０～＋８５℃。

图４８１　ＬＴＣ３４４１的引脚

排列图

２ＬＴＣ３４４１的工作原理

ＬＴＣ３４４１的引脚排列如图４８１所示。各引脚的功

能如下：ＵＩ和ＰＵＩ均为直流电压输入端，二者应互相短

接。ＵＯ为输出端。ＧＮＤ为信号地，ＰＧＮＤ为功率地，二

者也应互相短接。在ＰＵＩ端与ＰＧＮＤ之间接输入滤波电

容ＣＩ，在ＵＯ端与ＰＧＮＤ之间接输出滤波电容ＣＯ，ＣＩ和

ＣＯ均采用陶片电容。ＳＨＤＮ／ＳＳ为软启动／关断端，该端

接低电平时具有软启动功能，能使输出电流缓慢地建立

起来；该端接高电平时将输出关断。ＳＷ１、ＳＷ２分别为内

部开关的引脚，储能电感就接在ＳＷ１、ＳＷ２之间。ＭＯＤＥ／ＳＹＮＣ为触发模式／振荡器同步选择端，该端为

高电平时选择触发模式，储能电感的电流在每个周期内返回零点，选择触发模式可对开关状

态进行控制，以提高轻载时的效率；该端为低电平时关闭触发模式。ＳＨＤＮ／ＳＳ端还可接外

部时钟，使内部振荡器与之同步并禁止触发模式工作，同步时钟脉冲的宽度为１００ｎｓ～２μｓ，外部同步时钟频率ｆＳＹＮＣ＝２３～３４ＭＨｚ，此时内部振荡器的频率ｆＯＳＣ＝ｆＳＹＮＣ／２。ＵＣ为误差

放大的输出端，该端经频率补偿网络接反馈端ＦＢ。ＬＴＣ３４４１的内部电路比较复杂，主要包括输出开关控制电路，误差放大器，ＰＷＭ比较

器，ＰＷＭ逻辑电路，１ＭＨｚ振荡器，过电流保护电路、欠电压保护电路，过热保护电路，触发电路，软启动电路。其中，输出开关控制电路如图４８２所示。Ｓ１、Ｓ２分别为由两只

ＰＭＯＳ场效应管构成的模拟功率开关。Ｓ３、Ｓ４为由两只ＮＭＯＳ场效应管构成的模拟功率开

关，开关状态受ＰＷＭ逻辑电路控制。ＮＭＯＳ场效应管的通态电阻为０１１Ω，ＰＭＯＳ场效

应管的通态电阻为０１０Ω。Ｌ为储能电感。ＬＴＣ３４４１的电源效率与输入电压的关系曲线如图４８３所示。

图４８２　输出开关控制电路图４８３　电源效率与输入电压的关系曲线

二、ＬＴＣ３４４１型降压／升压式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用

由ＬＴＣ３４４１构成＋３３Ｖ／１Ａ稳压电源的电路如图４８４所示。Ｅ为锂离子（Ｌｉｌｏｎ）电

池，允许电池电压的变化范围是＋２５～４２Ｖ。ＣＩ和ＣＯ分别为输入滤波电容、输出滤波电

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１４５　　

图４８４　＋３３Ｖ／１Ａ稳压电源的电路

容，ＣＩ应选大于４７μＦ的低ＥＳＲ滤波

电容，实际容量为１０μＦ。Ｌ为采用高

频磁心材料制成的４７μＨ储能电感。由Ｒ１、Ｃ１组成误差放大器的频率补偿

网络。Ｒ２、Ｒ３为取样电阻。当第７脚

接高电平时工作在触发模式，接低电

平时在固定频率下工作。为降低电磁干扰（ＥＭＩ），还可分

别在ＳＷ１端与功率地之间、ＳＷ２端与

ＵＯ端之间接一只肖特基二极管ＶＤ１、ＶＤ２，电路如图４８５所示。ＶＤ１、ＶＤ２不能用普通整流二极管来代替。

图４８５　能降低电磁干扰的电路

第九节　低压差和超低压差集成稳压器

传统的串联调整式线性集成稳压器（例如７８００系列三端稳压器），要求输入—输出压差

不得小于２～３Ｖ，否则稳压器不能正常工作，这就大大限制了它在低压供电领域的应用。例

如要将＋５Ｖ电源变换成＋３３Ｖ电源时，输入—输出压差仅为１７Ｖ，显然不能满足上述条

件。低压差集成稳压器属于高效率线性稳压集成电路，亦可作为高效ＤＣ／ＤＣ变换器使用。低压差稳压器是在２０世纪８０年代问世的，其英文缩写为ＬＤＯ（ＬｏｗＤｒｏｐｏｕｔＲｅｇｕｌａ

ｔｏｒ），这是相对于传统的线性稳压器而言的。准低压差集成稳压器是在２０世纪末问世的，英文缩写为ＱＬＤＯ（ＱｕａｓｉＬｏｗＤｒｏｐｏｕｔＲｅｇｕｌａｔｏｒ），其输入—输出压差介于普通线性稳压

器、ＬＤＯ稳压器二者之间。超低压差稳压器简称ＶＬＤＯ（ＶｅｒｙＬｏｗＤｒｏｐｏｕｔＲｅｇｕｌａｔｏｒ），它是２１世纪初在ＬＤＯ的基础上发展起来的新型线性集成稳压器。下面分别介绍ＬＤＯ、ＱＬＤＯ、ＶＬＤＯ的性能特点、基本原理及典型应用。

一、低压差集成稳压器的性能特点及产品分类

为了提高电源转换效率，节省宝贵的能源，人们探索出两条途径：一条途径是采用开关

式集成稳压电源，另一条途径就是采用低压差稳压器。目前生产的７８００、７９００系列串联调整式三端集成线性稳压器普遍采用电流控制型器件，

为了保证稳压效果，稳压器的输入—输出压差均高于２Ｖ，这是造成电源效率低的主要原因。若不考虑电源变压器和整流器的损耗，稳压器的总功率Ｐ就等于稳压器的功耗ＰＤ与输出功

１４６　　特种集成电源设计与应用

率ＰＯ之和

Ｐ＝ＰＤ＋ＰＯ（４９１）式中：ＰＤ为损耗功率，它等于输入—输出压差与输出电流的乘积，即ＰＤ＝（ＵＩ－ＵＯ）ＩＯ；ＰＯ为输出功率。对于串联调整式线性电源，若忽略其静态工作电流Ｉｄ，则输入电流与输出

电流相等，即ＩＩ＝ＩＯ，因此稳压器的转换效率为

η＝ＰＯ

ＰＤ＋ＰＯ＝ＰＯＰ＝

ＩＯＵＯＩＩＵＩ＝

ＵＯＵＩ ×１００％

（４９２）

举例说明，７８０５型三端集成稳压器的标称输出电压ＵＯ＝５Ｖ，当ＵＩ＝９～１１Ｖ时，输入

—输出压差是４～６Ｖ。不难算出，在ＵＩ分别为１３、１１、９Ｖ时，η依次为３８％、４５５％、５５６％。一般情况下线性集成稳压器的转换效率只有４５％左右。很显然，有大约５０％的电

能被浪费掉了。早期的低压差稳压器（ＬＤＯ）选用低压降的ＰＮＰ型晶体管作为内部调整管，从而把

输入—输出压差降低到５００～６００ｍＶ以下。新型低压差集成稳压器和超低压差集成稳压

器（ＶＬＤＯ）采用通态电阻极低的Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ作调整管，其功耗更低，输入—输出

压差可低至１００ｍＶ左右，能满足电池供电的便携式电子产品对低压ＤＣ／ＤＣ电源变换器

的要求。低压差和超低压差集成稳压器的典型产品见表４９１，为了对正、负压输出的低压差稳

压器均适用，输入—输出压差用绝对值表示。低压差稳压器大致可分成三端固定式和三端

（或多端）可调式两类。若按输出电压的极性来区分，又有正压输出和负压输出两种。

表４９１低压差和超低压差集成稳压器的典型产品

型　号种　类

额定负载下的

输入—输出压差

｜ＵＩ－ＵＯ｜（ｍＶ）

输　出　电　压

ＵＯ（Ｖ）

最大输出

电　流

ＩＯＭ（ｍＡ）封装形式生产厂家

ＬＭ２９３０

ＬＭ２９３１

ＬＭ２９３７

ＬＭ２９４０Ｃ

ＬＭ２９９１

ＬＭ２９９０

　低压差稳压

器（内部调整

管采用ＰＮＰ型

功率管，不用

驱动管）

≤６００５、８（两种）１５０ＴＯ２２０

≤６００５（固定、可调两种）１５０ＴＯ２２０

≤５００５、８、１０、１２、１５（五种）５００ＴＯ２２０

≤５００５、１２、１５（三种）１０００ＴＯ２２０

≤５００－２～－２５（可调）１０００ＴＯ５Ａ

ＴＯ５Ｄ

≤６００－５、－５２、－１２、－１５（四种）１０００ＴＯ２２０

ＮＳＣ公司

ＬＭ１０８４

ＬＭ１０８５

ＬＭ１０８６

ＬＭ１１１７

　准低压差集

成稳压器（内

部调整管采用

ＮＰＮ型功率

管，配ＰＮＰ型

驱动管）

≤１５００　３３、５、１２（固定），亦可仿照

ＬＭ３１７的用法构成可调式５０００

ＴＯ２２０

ＴＯ２６３

≤１５００　３３、５、１２（固定），或可调式３０００ＴＯ２２０

ＴＯ２６３

≤１５００　２８５、３３、５（固定），或可调

式１５００

ＴＯ２２０

ＴＯ２６３

１１００　１８、２５、２８５、３３，５（固

定），或可调式８００

ＴＯ２２０

ＴＯ２６３

ＮＳＣ公司

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１４７　　

续表

型　号种　类

额定负载下的

输入—输出压差

｜ＵＩ－ＵＯ｜（ｍＶ）

输　出　电　压

ＵＯ（Ｖ）

最大输出

电　流

ＩＯＭ（ｍＡ）封装形式生产厂家

ＡＡＴ３２００

ＡＡＴ３２１５

ＡＡＴ３２２３

ＭＣＰ１７００

ＬＴ３０２０

ＬＴＣ３０２６

　超低压差集

成稳压器（内

部调整管采用

Ｐ沟道ＭＯＳ

ＦＥＴ，不用驱

动管）

２００　１８～３５（共１１种规格）２５０ＳＯＴ８９，

ＳＣ５９

１４０　２５～３６（共１０种规格）２５０ＳＯＴ２３５Ｐ

ＳＣ７０８

１９０３２５０ＳＯＴ２３６

１７８　１２、１８、２５、３０、３３、５２５０

ＳＯＴ２３３

ＳＯＴ８９３

ＴＯ９２３

１５０　１２、１５Ｖ、１（固定）

　０２～９５（可调）１００ＭＳＯＰ８

１００　０４～２６（可调）１５００ＭＳＯＰ１０

ＡＡＴＩ公司

Ｍｉｃｒｏｃｈｉｐ公司

ＬＴ公司

为了说明低压差稳压器的优良特性，现将ＬＭ２９３０与普通三端稳压器７８０５作一对比性

试验，二者的标称稳压值均为５Ｖ。稳压器的输入电压取自ＨＴ１７１４Ｃ型多路直流稳压电源。稳压器的输出端接上假负载ＲＬ，使输出电流ＩＯ＝１００ｍＡ。输出电压ＵＯ用ＤＴ８６０型数字万

用表测量。测量数据以及计算出的压差值（ＵＩ－ＵＯ）、稳压电源的效率（η）一并列入表４９２中。由表可见，当ＵＩ＞５２０Ｖ时，ＬＭ２９３０即可正常稳压，稳压值ＵＯ＝５１６Ｖ；而在

ＵＩ＝５２０Ｖ时的压差仅为００４Ｖ，ＵＩ＝５５０Ｖ时压差为０３４Ｖ，均低于０６Ｖ。７８０５则不

然，其压差必须大于２Ｖ（实际使用时应在４Ｖ以上），才能正常稳压，稳压值ＵＯ＝４９８Ｖ。从表中还可看出，选择低压差稳压器并降低输入电压，使之在低压差（０５～０６Ｖ以下）工

作，就能显著提高线性集成稳压电源的效率。

表４９２ＬＭ２９３０与７８０５的性能比较

ＬＭ２９３０７８０５

ＵＩ（Ｖ）ＵＯ（Ｖ）（ＵＩ－ＵＯ）

（Ｖ） η （％）备注ＵＩ（Ｖ）ＵＯ（Ｖ）（ＵＩ－ＵＯ）

（Ｖ） η （％）备注

４５０４４８００２ —

５００４９８００２ —

５１０５０８００２ —

５２０５１６００４９９２

５５０５１６０３４９３８

６００５１６０８４８６０

６５０５１６１３４７９４

７００５１６１８４７３７

不稳压

稳　压

４５０３０１１４９ —

５００３４９１５１ —

６００４５３１４７ —

６５０４９５１５５ —

７００４９８２０２７１１

８００４９８３０２６２２

９００４９８４０２５５３

１０００４９８５０２４９３

不稳压

稳　压

二、低压差、准低压差稳压器（ＬＤＯ、ＱＬＤＯ）的基本原理

下面首先介绍普通线性集成稳压器的基本原理，然后分别阐述低压差稳压器、准低压差

１４８　　特种集成电源设计与应用

集成稳压器的基本原理，从中即可比较它们的显著特点。

图４９１　普通线性集成

稳压器的原理

１普通线性集成稳压器的原理

普通线性集成稳压器亦称ＮＰＮ型稳压器，其原理如

图４９１所示。典型产品有７８００系列三端固定式线性集成

稳压器、ＬＭ３１７系列三端可调式线性集成稳压器。它们都

属于ＮＰＮ型稳压器，即串联调整管是由ＮＰＮ型晶体管

ＶＴ２、ＶＴ３构成的达林顿管。ＶＴ１为驱动管，它采用

ＰＮＰ型晶体管。ＵＩ为输入电压，ＵＯ为输出电压。Ｒ１和Ｒ２为取样电阻，取样电压ＵＱ加到误差放大器的同相输入端，与加在反相输入端的基准电压ＵＲＥＦ相比较，两者的差值经

误差放大器放大后产生误差电压Ｕｒ，用来调节串联调整管的压降，使输出电压达到稳定。举例说明，当输出电压ＵＯ降低时，ＵＱ和Ｕｒ均降低，因驱动电流增大，故调整管的压降减

小，使输出电压升高。反之，若输出电压ＵＯ↑，误差放大器输出的驱动电流就会减小，调

整管的压降随之增大，使ＵＯ↓，最终使ＵＯ维持稳定。由于反馈环路总试图使误差放大器两

个输入端的电位相等，即ＵＱ＝ＵＲＥＦ，因此

ＵＱ＝ＵＯ· Ｒ２Ｒ１＋Ｒ２＝ＵＲＥＦ

（４９３）

根据式（４９３）可得到

ＵＯ＝ＵＲＥＦ１＋Ｒ１Ｒ（）２

（４９４）

需要说明两点：第一，驱动管ＶＴ１必须采用ＰＮＰ型晶体管，这是因为ＮＰＮ型晶体管

的发射结电压ＵＢＥ为正电压，要求ＵＢ＞ＵＥ，即ＵＢ＞ＵＩ，这显然是不合理的，而ＰＮＰ管的

ＵＢＥ为负电压，能满足ＵＢ＜ＵＥ、即ＵＢ＜ＵＩ的要求；第二，图４９１所示仅为简化电路，实

际电路中还需增加启动电路、过电流保护电路及过热保护电路。普通集成稳压器有以下３个显著特点：（１）输入—输出压差高。为了维持稳压器的正常工作，要求最低输入—输出压差（ＵＩ

－ＵＯ）不得低于２Ｖ，一般取４Ｖ以上为宜。这是造成调整管功耗大的主要原因。由图４９１可见，输入—输出压差的计算公式为

ΔＵ＝ＵＩ－ＵＯ＝２ＵＢＥ＋ＵＣＥＳ（４９５）式中，ＵＢＥ为ＶＴ２、ＶＴ３的发射结电压（这里假定二者相等），因此总发射结电压为２ＵＢＥ；ＵＣＥＳ为ＰＮＰ型晶体管ＶＴ１的集电极发射极饱和（ｓａｔｕｒａｔｉｏｎ）压降，国外常用ＵＳＴＡ来表示。

（２）调整管的增益高，静态工作电流小。稳压器的静态工作电流可用Ｉｄ表示，它代表

通过公共端（即接地端）ＧＮＤ的电流。它由两部分组成，一部分是调整管的基极驱动电流

ＩＢ，另一部分是集成稳压器芯片对地的偏置电流ＩＳ。其中

ＩＢ＝ＩＯ／β＝ＩＯ／（β１β２β３）（４９６）式中：ＩＯ为稳压器的输出电流（即负载电流）；β为达林顿调整管和驱动管的总电流放大系

数，β１～β３分别为ＶＴ１～ＶＴ３的电流放大系数。

ＮＰＮ型稳压器中的达林顿管具有很高的增益。例如，假定β１＝β２＝β３＝２０倍，则β＝

β１β２β３＝８０００倍。因此，所需的驱动电流很小，即使加上驱动电流也只有几个毫安。（３）稳定性高，可简化外围电路。普通集成稳压器的另一个优点是即使不接外部输入、

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１４９　　

输出电容（ＣＩ、ＣＯ，一般为０１～０３３μＦ），电路的稳定性也很高，这有助于简化外围电路

设计。

图４９２　低压差线性

稳压器（ＬＤＯ）的原理

２低压差集成稳压器的原理

低压差线性稳压器（ＬＤＯ）的原理如图４９２所示。ＬＤＯ也是通过反馈环路来使输出电压保持稳定的。与普

通线性集成稳压器的主要区别是采用ＰＮＰ型功率管作

调整管，并且不需要驱动管。其输入—输出压差的计算

公式为

ΔＵ＝ＵＣＥＳ（４９７）由于公式中不含２ＵＢＥ这一项，因此可大大降低输入—输

出压差，满载时输入—输出压差的典型值小于５００ｍＶ，轻载时仅为１０～５０ｍＶ。这是其显著特点。

但低压差线性稳压器也有其不足之处，就是所需的基极驱动电流较大，因此静态工作电

流也较大。满载时若ＰＮＰ管的β值为１５～２０倍，则ＬＤＯ的Ｉｄ≈ （５％～７％）ＩＯ。由它产

生的功耗限制了稳压器效率的进一步提高，这在电池供电的低功耗系统中是不容忽视的问

题。使用ＬＤＯ时，在输出端必须接一只等效串联电阻（ＥＳＲ）较低的输出电容ＣＯ，利用电

容产生的负相移可对反馈环路的正相移（ＰｏｓｉｔｉｖｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔ）进行补偿。相位偏移简称相

移，它是指反馈信号经过整个回路后所发生的相位变化（与起始点的相位作比较）。例如，设源信号的相位是０°，起始点的相位是－１８０°，若反馈信号发生１８０°的相移，就变成０°，恰

好与源信号同相位，这会引起自激振荡，导致回路工作不稳定。３准低压差集成稳压器的原理

准低压差集成稳压器（ＱＬＤＯ）是因输入—输出压差介于ＮＰＮ稳压器和ＬＤＯ稳压器二

者之间而得名的。其原理如图４９３所示。典型产品有美国ＮＳＣ公司１９９９年推出的

图４９３　准低压差集成

稳压器（ＱＬＤＯ）的原理

ＬＭ１０８／１０８５／１０８６系列准低压差集成稳压器。ＱＬＤＯ的内部

调整管ＶＴ２也采用ＮＰＮ型功率管，但增加了一级ＰＮＰ型驱

动管ＶＴ１，因此它兼有普通集成稳压器驱动电流小、低压差

集成稳压器输入—输出压差低的优点。其输入—输出压差的计算公式为

ΔＵ＝ＵＢＥ＋ＵＣＥＳ（４９８）公式中包含ＵＢＥ这一项，意味着ＱＬＤＯ的输入—输出压差介

于ＮＰＮ稳压器和ＬＤＯ之间。ＱＬＤＯ也具有较好的性能指

标，例如ＬＭ１０８５能输出３Ａ的电流，而静态工作电流仅为

１０ｍＡ。ＱＬＤＯ也需要接输出电容，但其容量可比ＬＤＯ用得小，并且对电容的ＥＳＲ要求较

低。三、超低压差稳压器（ＶＬＤＯ）的基本原理

随着现代科技的发展，采用电池供电的便携式产品（例如手机、ＭＰ３播放器），其主电

源电压已从过去的３３Ｖ降到１５Ｖ以下，这类系统的微芯片就工作在１５Ｖ或更低电压上，例如内置１２Ｖ的数字信号处理器（ＤＳＰ）。单从提高电源效率的角度看，开关电源应是最

理想的选择。但开关稳压器无法在低电压下正常工作，即使采用同步整流技术也不可能将

１５０　　特种集成电源设计与应用

１５Ｖ电源转换成１２Ｖ。同样，普通的低压差（ＬＤＯ）稳压器也难以胜任此项任务，因为

ＬＤＯ本身的压差就有０５Ｖ左右。最好的解决方案就是采用ＶＬＤＯ稳压器。超低压差稳压器（ＶＬＤＯ）又译作 “极低压差稳压器”，它是２１世纪初刚刚问世的新型

集成稳压器。典型产品有美国微芯片技术公司（ＭｉｃｒｏｃｈｉｐＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＩｎｃ）２００３年研制的

ＭＣＰ１７００；美国凌特（ＬＴ）公司２００５年研制的ＬＴＣ３０２６；美国先进模拟技术公司（ＡｄｖａｎｃｅｄＡｎａｌｏｇｉｃＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓＩｎｃ，ＡＡＴＩ）２００６年最新推出的ＡＡＴ３２００／３２１５／３２２０／３２２３。以ＬＴＣ３０２６为例，它在关断时的静态电流小于１μＡ，输入电压范围是１１～３５Ｖ，输出电压可在０４～２６Ｖ范围内调整，当输出电流为１５Ａ时，输入—输出压差仅为

１００ｍＶ（典型值），很容易地将１５Ｖ的电池电压转换成１２Ｖ电压，稳压器效率可达８０％以上。这种ＶＬＤＯ可为微控制器（ＭＣＵ）、微处理器（μＣ）、可编程逻辑电路（ＰＬＤ）、现

场可编程门阵列（ＦＰＧＡ）、数字信号处理器等低压数字ＩＣ提供电源。ＶＬＤＯ是采用ＣＭＯＳ工艺制成的功耗非常低的集成稳压器，按其静态电流来划分，可

分为以下三种产品：（１）静态电流为１００μＡ～１ｍＡ的属于低功耗低压差稳压器，ＡＡＴＩ公司称之为ＯｍｎｉＰ

ｏｗｅｒＴＭＬＤＯ。其功耗低于普通的三端稳压器，适用于采用ＡＣ／ＤＣ固定电源的各类电子产

品，其需求量大，价格低廉。典型产品有ＡＡＴ３２１９／３２０１。（２）静态电流为１０～１００μＡ的属于微功耗低压差稳压器，简称ＭｉｃｒｏＰｏｗｅｒＴＭＬＤＯ。它

具有极低的噪声、很高的电源纹波抑制比和关断功能，用高、低电平即可控制稳压器处于工

作状态或休眠状态，适用于低噪声的手机电源。典型产品有ＡＡＴ３２１５、ＡＡＴ３２３６。（３）静态电流为１～１０μＡ的属于极低功耗低压差稳压器，简称ＮａｎｏＰｏｗｅｒＴＭＬＤＯ，其

图４９４　超低压差集成

稳压器（ＶＬＤＯ）的原理

功耗低至毫微瓦级，且稳压精度很高，适用于对节

电要求很严格的便携式电子设备中。典型产品有

ＡＡＴ３２２１／３２２２、ＬＴＣ３０２６。上述产品大多采用ＳＣ７０ＪＷ或ＭＳＯＰ超小型

封装，占用印制板（ＰＣＢ）的面积仅为４２～９ｍｍ２。

ＶＬＤＯ的原理如图４９４所示，典型产品为

ＡＡＴ３２００。ＶＬＤＯ的最大特点是采用Ｐ沟道功率

场效应管（ＭＯＳＦＥＴ）来代替ＰＮＰ型功率管作为

调整管，ＭＯＳＦＥＴ本身还带保护二极管（ＶＤ）。Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ属于电压控制型器件，其栅极驱动

电流极小，而通态电阻非常低，通态压降远低于双

极性晶体管的饱和压降，这不仅能大大降低输入—输出压差，还便于在微封装下输出更大的电流。图４９４中还示出了内部过电流及过热保护

电路，ＲＳ为电流检测电阻。一种改进型ＶＬＤＯ的原理如图４９５所示，典型产品为ＬＴＣ３０２６。其主要特点是增加

了输出状态自检（ＰＯＫ）、延迟供电、电源关断等功能。ＰＯＫ（ＰｏｗｅｒＯＫ）是表示 “电源

正常”的信号，亦称ＰＧ（Ｐｏｗｅｒｇｏｏｄ）信号。一旦输出电压降低、使采样电压低于

９１％ＵＲＥＦ时，比较器就输出高电平，经过１ｍｓ的延迟时间强迫ＰＯＫＭＯＳＦＥＴ导通，从

ＰＯＫ端输出低电平（表示电源电压过低），送至微处理器。当输出电压恢复正常时，比较器

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１５１　　

图４９５　改进型ＶＬＤＯ的原理

输出低电平，令ＰＯＫＭＯＳＦＥＴ截止，ＰＯＫ端输出为高电平，以此表示电源正常。ＰＯＫＭＯＳＦＥＴ采用漏极开路输出结构，外部需经过１０ｋΩ～１ＭΩ的上拉电阻接ＵＯ端。不用此功

能时ＰＯＫ端可接地或悬空。ＥＮ为使能控制端，当ＥＮ端接低电平时将电源关断，ＬＤＯ进

入休眠状态，此时ＰＯＫ端呈高阻态。利用延迟电路能避免因干扰而造成的误动作。几种稳压器的性能比较详见表４９３。

表４９３几种稳压器的性能比较

稳压器类型普通线性集成稳压器低压差集成稳压器超低压差集成稳压器

　内部调整管结构双极型ＮＰＮ达林顿管双极型ＰＮＰ功率管Ｐ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ

　控制特性电流控制型电流控制型电压控制型

　输入—输出压差高低极低

　静态工作电流小较大极小

　电源效率较低高很高

　噪声低低很低

　输出状态自检（ＰＯＫ）、延

迟供电、电源关断功能无部分产品只有电源关断功能全部功能都有

　外形尺寸较大较小很小

四、低压差集成稳压器的典型应用

１固定式低压差集成稳压器的应用

固定式低压差集成稳压器的典型产品有美国国家半导体公司生产的ＬＭ２９３０、ＬＭ２９３７、ＬＭ２９４０Ｃ、ＬＭ２９９０四个系列。它们都属于三端稳压器，仅ＬＭ２９９０为负压输出。以

ＬＭ２９３７为例，该系列产品包含５种规格：５Ｖ、８Ｖ、１０Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ，最大输出电流为

０５Ａ，额定负载下的输入—输出压差仅为０５Ｖ。它们具有过流保护、过热保护、调整管安

全工作区保护等功能，还增加了 “反装电池保护”功能，在构成汽车仪表的稳压电源时，即

使蓄电池极性接反了，也不会损坏芯片。

书书书

１５２　　特种集成电源设计与应用

ＬＭ２９３７、ＬＭ２９４０Ｃ和ＬＭ２９９０的引脚排列如图４９６所示。它们均采用ＴＯ２２０封装。其典型应用分别如图４９７（ａ）、（ｂ）所示。（ａ）图中，括号内是ＬＭ２９４０Ｃ的元件值。Ｃ１、

Ｃ２分别为输入端电容和输出端电容。具体使用方法与普通三端稳压器相同。

图４９６　引脚排列图

（ａ）ＬＭ２９３７，ＬＭ２９４０Ｃ；

（ｂ）ＬＭ２９９０

图４９７　典型应用电路

（ａ）ＬＭ２９３７，ＬＭ２９４０Ｃ；（ｂ）ＬＭ２９９０

２可调式低压差集成稳压器的应用

可调式低压差集成稳压器的典型产品有ＬＭ２９９１（１Ａ）、ＵＣ２８３（３Ａ），后者是美国尤

尼特德（Ｕｎｉｔｒｏｄｅ）公司产品，它们在额定负载下的输入—输出压差分别为０６Ｖ、０４５Ｖ。以ＬＭ２９９１为例，它属于负压输出的五端稳压器，输出电压调节范围是－２～－２５Ｖ，引脚

排列如图４９８所示。除－ＵＩ、－ＵＯ、ＧＮＤ端之外，还增加了调整端ＡＤＪ、通断控制端

ＯＮ／ＯＦＦ。与普通三端可调式稳压器不同，ＬＭ２９９１具有逻辑关断能力，既可用外部开关来

控制其通（工作）、断（不工作）状态，还能用ＴＴＬ或ＣＭＯＳ电平进行遥控，ＯＮ／ＯＦＦ端

接低电平时稳压器能正常输出，接高电平时无输出。ＬＭ２９９１内部基准电压源ＵＲＥＦ＝１２１Ｖ。典型应用电路如图４９９所示。外部分压器由固定电阻Ｒ１和可调电阻Ｒ２组成。其输

出电压由下式确定

图４９８　ＬＭ２９９１的引脚排列图图４９９　ＬＭ２９９１的典型应用电路

ＵＯ＝－１２１× １＋Ｒ２Ｒ（）１

（４９９）

式中的负号表示负压输出。Ｒ１通常选２４０Ω，可调电阻Ｒ２取４７ｋΩ，即可获得－２～－２５Ｖ

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１５３　　

的可调输出电压。当控制开关Ｓ闭合时，ＬＭ２９９１能正常输出；断开Ｓ后就没有输出。

图４９１０　ＡＡＴ３２２３的典型应用电路

３超低压差集成稳压器的应用

ＡＡＴ３２２３型超低压差集成稳压

器的内部电路如图４９５所示。ＡＡＴ３２２３的典型应用电路如图４９１０所示。ＣＩ、ＣＯ分别为输入电容和输出

电容。Ｒ为ＰＯＫ端的上拉电阻，ＰＯＫ信号送至微处理器或单片机。ＯＮ／ＯＦＦ为通／断控制信号，接高电

平时稳压器能正常输出，接低电平时则将稳压器的输出关断。

第十节　ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器

ＬＭ１１１７系列产品是美国国家半导体公司（ＮＳＣ）于２００５年新推出的低压差线性稳压

器，可取代传统的ＬＭ３１７系列三端线性稳压器，适合构成高效线性稳压器、电池充电器、笔记本电源设备及小型计算机系统终端接口。

一、ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器的原理

１性能特点

（１）ＬＭ１１１７系列属于低压差稳压器。其最大输出电流为８００ｍＡ。它与ＬＭ３１７的引脚

排列完全相同，但稳压器的效率更高、产品规格更多（增加了固定电压输出式），在许多领

域可直接取代ＬＭ３１７。（２）ＬＭ１１１７有固定式输出、可调式输出两种类型。其中，固定电压输出的有５种规

格：１８Ｖ、２５Ｖ、２８５Ｖ、３３Ｖ和５Ｖ。可调式输出电压范围是１２５～１３８Ｖ。ＬＭ１１１７系列产品的分类详见表４１０１。其同类产品为ＬＭ１１１７Ｉ系列，后者的工作温度范围是－４０～１２５℃。

表４１０１ＬＭ１１１７系列产品的分类

输　出　电　压（Ｖ）

１８２５２８５３３５０可调式封装形式

ＬＭ１１１７Ｔ１８ＬＭ１１１７Ｔ２５ＬＭ１１１７Ｔ２８５ＬＭ１１１７Ｔ３３ＬＭ１１１７Ｔ５０ＬＭ１１１７ＴＡＤＪＴＯ２２０

ＬＭ１１１７ＭＰＸ１８ＬＭ１１１７ＭＰＸ２５ＬＭ１１１７ＭＰＸ２８５ＬＭ１１１７ＭＰＸ３３ＬＭ１１１７ＭＰＸ５０ＬＭ１１１７ＭＰＸＡＤＪＳＯＴ２２３

ＬＭ１１１７ＤＴＸ１８ＬＭ１１１７ＤＴＸ２５ＬＭ１１１７ＤＴＸ２８５ＬＭ１１１７ＤＴＸ３３ＬＭ１１１７ＤＴＸ５０ＬＭ１１１７ＤＴＸＡＤＪＴＯ２５２

ＬＭ１１１７ＳＸ１８ＬＭ１１１７ＳＸ２５ＬＭ１１１７ＳＸ２８５ＬＭ１１１７ＳＸ３３ＬＭ１１１７ＳＸ５０ＬＭ１１１７ＳＸＡＤＪＴＯ２６３

ＬＭ１１１７ＬＴＸ１８ＬＭ１１１７ＬＴＸ２５ＬＭ１１１７ＬＴＸ２８５ＬＭ１１１７ＬＴＸ３３ＬＭ１１１７ＬＴＸ５０ＬＭ１１１７ＬＴＸＡＤＪＬＬＰ

（３）低压差。当输出电流分别为１００ｍＡ、５００ｍＡ、８００ｍＡ时，输入—输出压差依次为

１１０Ｖ、１１５Ｖ、１２０Ｖ。（４）它属于精密线性稳压器，电压调整率为±０２％（最大值），负载调整率为±０４％

（最大值）。内部包含１２５Ｖ带隙基准电压源。具有过电流保护、过热保护及静电放电

（ＥＳＤ）保护功能，极限电流的典型值为１２００ｍＡ，芯片能承受２０００Ｖ的静电放电电压。（５）调整端电流为６０μＡ，最小负载电流为１７ｍＡ，空载电流为５ｍＡ。工作温度范围

１５４　　特种集成电源设计与应用

图４１０１　ＬＭ１１１７系列的引脚排列图

（ａ）ＴＯ２２０封装；（ｂ）ＳＯＴ２２３封装

是０～１２５℃。２工作原理

ＬＭ１１１７系列产品有５种封

装形式：ＴＯ２２０，ＳＯＴ２２３，ＴＯ２５２，ＴＯ２６３，ＬＬＰ。其中，ＴＯ２２０、ＳＯＴ２２３的引脚排列

分别如图４１０１（ａ）、（ｂ）所

示。ＵＩ为输入端，ＵＯ为输出端。对固定输出式产品而言，ＧＮＤ为公共地；对可调输出式产品而

言，ＡＤＪ为调整端。ＬＭ１１１７系列的内部电路框图如图４１０２（ａ）、（ｂ）所示。（ａ）图为固定电压输出式，

（ｂ）图为可调电压输出式。可调电压输出式的特点是将ＧＮＤ端改为ＡＤＪ端，并且芯片内部

没有取样电阻。严格来讲，它属于准低压差（ＱＬＤＯ）集成稳压器，调整管ＶＴ２采用ＮＰＮ型功率管，ＶＴ１为ＰＮＰ型驱动管，因此输入—输出压差介于ＮＰＮ稳压器和低压差（ＬＤＯ）稳压器之间。

图４１０２　ＬＭ１１１７系列的内部电路框图

（ａ）固定电压输出；（ｂ）可调电压输出

二、ＬＭ１１１７系列低压差线性稳压器的应用

１典型应用

ＬＭ１１１７系列固定输出式稳压器的典型应用电路如图４１０３所示。Ｃ１为输入电容，用来

滤除高频纹波；Ｃ２为输出电容，用来改善负载的瞬态响应，二者宜选用钽电容。ＬＭ１１１７系列可调输出式稳压器的典型应用电路如图４１０４所示。Ｒ１、Ｒ２为取样电阻。

ＬＭ１１１７的最小负载电流ＩＬ＝５ｍＡ，实际使用时亦可取ＩＬ＝１０ｍＡ。现取Ｒ１＝１２０Ω，ＩＬ≈１０ｍＡ，Ｒ２为可调电阻，调整Ｒ２时可获得１２５～１３８Ｖ的稳压输出。Ｃ２用于滤除Ｒ２两端的

纹波，可取１０μＦ。输出电压的计算公式为

ＵＯ＝１２５× １＋Ｒ２Ｒ（）１

（４１０１）

实际取Ｒ２＝１ｋΩ。当Ｒ２＝０时，ＵＯ＝１２５Ｖ；当Ｒ２＝１ｋΩ时，ＵＯ＝１１７Ｖ。对于固定输出

电路，Ｒ２可改成固定电阻，Ｒ１和Ｒ２均采用误差为±０５％的精密金属膜电阻。２外部保护电路

ＬＭ１１１７的外部保护电路如图４１０５所示。当稳压器的输出端接大容量负载电容ＣＬ时，利用

ＶＤ（１Ｎ４００２）可起到保护作用，一旦稳压器输入端发生短路，ＣＬ上积存的电荷便经过ＶＤ对地

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１５５　　

放电，对ＬＭ１１１７起到保护作用。ＶＤ应能承受持续时间为微秒级的１０～２０Ａ浪涌电流。３固定式稳压器作可调输出

固定式稳压器亦可作可调输出使用，电路如图４１０６所示。Ｒ为可调电阻，Ｃ３为Ｒ两

端的滤波电容。

图４１０３　ＬＭ１１１７系列固定输出

式稳压器的典型应用电路

图４１０４　ＬＭ１１１７系列可调输出

式稳压器的典型应用电路

图４１０５　ＬＭ１１１７的外部保护电路

图４１０６　固定式稳压器作

可调输出使用的电路

４提升输出电压的方法

利用稳压管升高ＧＮＤ端的电位，即可提升输出电压，电路如图４１０７所示。这里选用

２５Ｖ稳压管，可使ＬＭ１１１７５０的输出电压从５Ｖ提升到７５Ｖ。从稳压管的上端还可输出

２５Ｖ的稳定电压。５利用ＴＴＬ电平控制稳压器输出电压

利用ＴＴＬ电平控制稳压器输出电压的电路如图４１０８所示，该电路可通过ＴＴＬ电路

的逻辑电平来控制ＵＯ值。当输入为高电平时，晶体管ＶＴ导通，将Ｒ２短路，使ＵＯ＝＋１２５Ｖ；当输入为低电平时，晶体管ＶＴ截止，ＵＯ＝＋５Ｖ。

图４１０７　利用稳压管提升输出电压

图４１０８　利用逻辑电平控制稳压器

输出电压的电路

１５６　　特种集成电源设计与应用

图４１０９　后备电源的电路

６后备电源

使用两片ＬＭ１１１７５０可构成电池供

电系统的后备电源，电路如图４１０９所

示，ＶＤ１、ＶＤ２均为隔离二极管。正常供

电时，ＵＩ经过ＶＤ１和上面一片ＬＭ１１１７５０，给负载提供＋５２Ｖ的电压；与此同

时还经过ＶＤ２、Ｒ１对６５Ｖ电池组进行涓

流充电。当ＵＩ掉电时，６５Ｖ电池组就通

过下面一片ＬＭ１１１７５０继续给负载供电，输出电压为＋５０Ｖ。Ｒ１的作用是提升上面

一片ＬＭ１１１７５０的输出电压，使之达到＋５２Ｖ。　７低压差负电源的电路

由ＬＭ１１１７５０构成低压差负电源的电路如图４１０１０所示。２２０Ｖ交流电经过电源变压

器和整流滤波电路，获得直流电压ＵＩ，作为ＬＭ１１１７５０的输入电压。将ＬＭ１１１７５０的

ＵＯ端接地，从ＧＮＤ端即可输出－５Ｖ电源。

图４１０１０　由ＬＭ１１１７５０构成低压差负电源的电路

第十一节　用于通信设备中的ＤＣ／ＤＣ电源变换器

下面介绍几种高效率、低成本、低压输入的ＤＣ／ＤＣ电源变换器，可供无线通信、振铃

发生器和通信电缆设备使用。一、远程通信设备用的－４８Ｖ／３３Ｖ电源变换器

一种供远程通信设备用的－４８Ｖ／＋３３Ｖ电源变换器电路如图４１１１所示。其主要技术

指标如下：直流输入电压ＵＩ＝－４８Ｖ（允许范围是－３６～－７０Ｖ，ＤＣ）。输出为＋３３Ｖ、

４５５Ａ（１５Ｗ）。电压调整率ＳＶ＝±０６％，负载调整率ＳＩ＝±０４％，电源效率η＝７０％。电路中采用３片集成电路：ＴＯＰ１０４Ｙ型单片开关电源（ＩＣ１）、ＣＮＹ１７２型线性光耦合器

（ＩＣ２）、ＬＭ３４１１３３型精密电压调节器（ＩＣ３）。当︱ＵＩｍｉｎ︱＝４８ＶＤＣ（绝对值）时，

ＴＯＰ１０４Ｙ的输出功率范围是１２～２５Ｗ，可满足实际输出１５Ｗ功率的要求。因一次绕组的

感应电压ＵＯＲ较低，仅为８０Ｖ，故可用电容器Ｃ８来滤除尖峰电压，而不必使用成本较高的

漏极钳位保护电路。

Ｃ１为输入滤波电容。二次绕组电压经过ＶＤ２、Ｃ２、Ｃ３、Ｌ和Ｃ６整流滤波后，获得

＋３３Ｖ输出。ＶＤ２采用ＭＢＲ１０３５型３５Ｖ／１０Ａ的肖特基二极管。ＬＭ３４１１３３对输出电压

ＵＯ采样后，通过调节光耦ＩＣ２中ＬＥＤ的电流来改变ＴＯＰ１０４Ｙ的占空比，使ＵＯ保持稳定。

Ｒ１为光耦的限流电阻，并且决定控制环路的增益。Ｃ９为消振电容，可使ＩＣ３工作稳定。反馈

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１５７　　

图４１１１　－４８Ｖ／＋３３Ｖ电源变换器电路

绕组电压通过ＶＤ１、Ｃ４整流滤波，得到大约１１Ｖ的反馈电压，接至光敏三极管的集电极，发射极电流送到ＴＯＰ１０４Ｙ的控制端。Ｃ５和Ｒ２为控制环路的频率补偿元件。Ｃ７为安全电容，用于滤除由一次侧、二次侧耦合电容引起的干扰。高频变压器采用ＥＥ１９型磁芯，各绕组的

匝数及线径均标明在电路图上，以便于读者制作。二、通信电缆用的多路输出式ＤＣ／ＤＣ电源变换器

能输出＋５Ｖ和±１５Ｖ的ＤＣ／ＤＣ电源变换器电路如图４１１２所示，该电源可作为通信

电缆设备的电源。其输入电压为３６～９０ＶＡＣ的准方波电压。三路输出分别为：ＵＯ１＝

图４１１２　多路输出式ＤＣ／ＤＣ电源变换器电路

＋５Ｖ（２Ａ），ＵＯ２＝＋１５Ｖ（０１７Ａ），ＵＯ３＝－１５Ｖ（０１７Ａ）。现将ＵＯ１定为主输出，其ＳＶ＝±０４％；ＵＯ２和ＵＯ３为辅输出。总电源效率可达７５％～８０％。主输出绕组电压经过ＶＤ２、Ｃ２、Ｌ１和Ｃ３整流滤波后，得到＋５Ｖ电压。ＶＤ２采用ＭＢＲ７３５型３５Ｖ／７５Ａ肖特基二极管。两个辅输出绕组及输出电路完全呈对称结构。因±１５Ｖ输出电流较小，故整流管ＶＤ４和

ＶＤ５均采用ＵＦ４００２型１００Ｖ／１Ａ的超快恢复二极管。由ＴＬ４３１Ｃ和ＣＮＹ１７２构成光耦反馈

式精密开关电源，可对＋５Ｖ电压进行精密调整。反馈绕组电压通过ＶＤ３、Ｃ４整流滤波后，得到１２Ｖ反馈电压。

１５８　　特种集成电源设计与应用

每当功率ＭＯＳＦＥＴ由导通变成截止时，在开关电源的一次侧就会产生尖峰电压和感应

电压。其中的尖峰电压是由于高频变压器存在漏感而形成的，它与直流高压ＵＩ和一次侧感

应电压ＵＯＲ叠加后很容易损坏芯片内部的功率场效应管ＭＯＳＦＥＴ。为此，必须增加漏极保

护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收。鉴于规定电缆线中要能承受１８７ＶＡＣ的准方波电

压，因此在电路中使用了由Ｐ６ＫＥ１２０型瞬态电压抑制器和ＵＦ４００２型超快恢复二极管构成

的漏极钳位保护电路。外部误差放大器由可调式精密并联稳压器ＴＬ４３１Ｃ组成。举例说明，当＋５Ｖ输出电压

升高时，经Ｒ３、Ｒ４分压后得到的取样电压，就与ＴＬ４３１Ｃ中的２５Ｖ带隙基准电压进行比

较，使其阴极电位降低，ＬＥＤ的工作电流ＩＦ增大，再通过光耦ＩＣ２（ＣＮＹ１７２）使控制端电

流ＩＣ增大，ＴＯＰ１０４Ｙ的输出占空比减小，使ＵＯ１维持不变，达到稳压目的。＋５Ｖ稳压值

ＵＯ１则由ＴＬ４３１Ｃ、光耦合器中的ＬＥＤ正向压降来设定。Ｒ１是ＬＥＤ的限流电阻。误差放大

器的频率响应由Ｃ５、Ｒ２和Ｃ６来决定。Ｃ５的作用有３个：①滤除控制端上的尖峰电压；②决

定自动重启动频率；③与Ｒ２一起对控制回路进行补偿。三、供振铃发生器使用的－４８Ｖ／－５５Ｖ电源变换器

专供电信设备中振铃发生器使用的－４８Ｖ／－５５Ｖ电源变换器电路如图４１０３所示。该

电路仅用一片ＴＯＰ１０４Ｙ并采用基本反馈电路，整机电路非常简单。主要技术指标为：ＵＩ＝－４８Ｖ（允许范围是－３６～－６０Ｖ，ＤＣ），ＵＯ＝－５５Ｖ，ＩＯＭ＝０３Ａ，ＰＯＭ＝１６５Ｗ，ＳＶ＜±２％，ＳＩ≤±２５％，η＞８２％。

图４１１３　－４８Ｖ／－５５Ｖ电源变换器电路

第十二节　Ｌ４９６０／４９６２型单片开关式稳压器

开关式集成稳压器是在２０世纪８０～９０年代发展起来的一种稳压器件，它将脉宽调制

器、功率输出级、保护电路等集成在一个芯片中，具有集成化程度较高（内含开关功率管和

保护电路），外围电路简单，输出电压连续可调，稳压性能好等优点，适合制造功率几十瓦

至几百瓦的开关电源。一、单片开关式稳压器的特点及产品分类

开关式集成稳压器属于低压ＤＣ／ＤＣ电源变换器。典型产品有意－法半导体有限公司

（ＳＧＳ－Ｔｏｍｓｏｎ，简称ＳＴ公司）生产的Ｌ４９６０和Ｌ４９７０系列产品。它们利用降压式电路来

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１５９　　

代替高频变压器，使用时需配工频变压器，适合制作低压连续可调（５１～４０Ｖ）、大中功率

（４００Ｗ以下）、大电流（１５～１０Ａ）、高效率（可大于９０％）的开关电源。典型产品的性能

指标见表４１２１。

表４１２１开关式集成稳压器的性能指标①

型　号ＵＩ（Ｖ）

ＵＯ（Ｖ）

ＩＯＭ（Ａ）

ＰＯＭ（Ｗ）

ｆｍａｘ（ｋＨｚ）

Ｄ（％）

ＴＪＭ（℃）

封装形式 η

Ｌ４９６０９～４６５１～４０２５１００２０００～１００１５０ＳＩＰ７

Ｌ４９６２９～４６５１～４０１５６０２０００～１００１５０ＤＩＰ１６

Ｌ２９６９～４６５１～４０４１６０２０００～１００１５０ＳＩＰ１５

Ｌ４９６４９～３６５１～２８４１１２２０００～１００１５０ＳＩＰ１５

Ｌ４９７０／Ａ１５～５０５１～４０１０４００５０００～１００１５０ＳＩＰ１５

Ｌ４９７２／Ａ／Ｄ１５～５０５１～４０２８０ ≥２０００～１００１５０ＤＩＰ２０

Ｌ４９７４／Ａ１５～５０５１～４０３５１４０１１００～１００１５０ＤＩＰ２０

Ｌ４９７５／Ａ１５～５０５１～４０５２００２０００～１００１５０ＳＩＰ１５

Ｌ４９７７／Ａ１５～５０５１～４０７２８０２０００～１００１５０ＳＩＰ１５

７５％～９０％以上

　　① 实际开关频率一般取ｆ≈ｆｍａｘ／２，例如Ｌ４９６０取１００ｋＨｚ，Ｌ４９７０Ａ则取２００ｋＨｚ。

表中的ＴＪＭ为芯片的最高结温，超过此值芯片即自动保护。η为电源效率（不考虑工频

变压器损耗）。二、Ｌ４９６０／４９６２的工作原理

１引脚功能

Ｌ４９６０和Ｌ４９６２的引脚排列如图４１２１所示。图４１２１（ａ）中长引线代表前排引脚，

图４１２１　Ｌ４９６０和Ｌ４９６２的引脚排列图

（ａ）Ｌ４９６０；（ｂ）Ｌ４９６２

短引线为后排引脚，第２脚为反馈端，通过取样电阻把输出电压的一部分反馈到误差放大

器。第３脚为补偿端，外接阻容元件对误差放大器进行频率补偿。第５脚接振荡电阻与振荡

电容，以决定开关频率。第６脚接软启动电容。Ｌ４９６２则采用ＤＩＰ１６封装，第４、５、１２、１３脚应焊到专门设计的敷铜板上（与地

相连），以代替散热器。２工作原理

Ｌ４９６０和Ｌ４９６２的原理框图如图４１２２所示（括号内数字是Ｌ４９６２的引脚

序号）。主要包括６部分：①５１Ｖ基准

电压源和误差放大器；②锯齿波发生器；

③ＰＷＭ比较器和功率输出级；④软启动

电路；⑤输出限流保护电路；⑥芯片过

热保护电路。Ｃ１是输入端滤波电容。Ｒ１和Ｃ３构成误差放大器的频率补偿网络。Ｒ２、Ｃ２为锯齿波发生器的振荡电阻和振

荡电容。Ｃ４是软启动电容。Ｒ３、Ｒ４为取

１６０　　特种集成电源设计与应用

图４１２２　Ｌ４９６０和Ｌ４９６２的原理框图

样电阻。Ｌ是储能电感，Ｃ５是输出端滤波电容，ＶＤ３为续流二极管。Ｌ、Ｃ５和ＶＤ３构成降

压式输出电路。功率脉冲调制信号从第７脚引出。该信号为高电平（相当于开关功率管导

通）时，除向负载供电之外，还有一部分电能储存在Ｌ和Ｃ５中，此时ＶＤ３截止。当第７脚

为低电平（开关功率管关断）时ＶＤ３导通，储存在Ｌ中的电能就经过由ＶＤ３构成的回路向

负载供电，维持输出电压不变。

图４１２３　自动稳压过程的波形图

（ａ）误差电压和锯齿波电压的波形；（ｂ）ＰＷＭ比较

器的输出波形；（ｃ）开关电源的输出波形

Ｌ４９６０和Ｌ４９６２的工作原理是：输出电压ＵＯ经Ｒ３、Ｒ４取样后，送至误差放大器的反相

输入端，与加在同相输入端的５１Ｖ基准电压进行比较，得到误差电压Ｕｒ，再用Ｕｒ的幅度

去控制ＰＷＭ比较器输出的脉冲宽度，最后经过功率放大和降压式输出电路使ＵＯ保持不变。输出电压为

ＵＯ＝ηＤＵＩ（４１２１）

这表明当η、ＵＩ一定时，只要改变占空比Ｄ，就

能调节输出电压值。自动稳压过程的波形如图４１２３所示。图中，ＵＪ表示锯齿波发生器的输出波

形，Ｕｒ是误差电压，ＵＰＷＭ代表ＰＷＭ比较器输出

波形。由图可见，当ＵＯ降低时，Ｕｒ↑→Ｄ↑→ＵＯ↑；反之，若ＵＯ因某种原因而升高，则Ｕｒ↓→Ｄ↓→ＵＯ↓。

开关频率由下式决定

ｆ＝１／（Ｒ２Ｃ２）（４１２２）

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１６１　　

式中：Ｒ２＝１～２７ｋΩ，一般取４３ｋΩ；Ｃ２＝１０００～３３００ｐＦ，通常取２２００ｐＦ，此时ｆ≈１００ｋＨｚ，Ｔ≈１０μｓ。

图４１２４　软启动时的工作波形

软启动电路有两个功能，一是防止输出级发

生二次击穿，二是限制稳压器短路后的平均电流

值。软启动时的工作波形如图４１２４所示。刚通

电时由于Ｃ４上的电压不能突变，第６脚仍为低电

平，内部二极管ＶＤ１导通，使Ｕｒ≈０。随着

１００μＡ恒流源对Ｃ４充电，Ｕｒ↑，电路才进入正常

工作状态。Ｃ４＝１～４７μＦ，一般取２２μＦ。在软

启动过程中，输出电流是缓慢建立起来的，软启

动时间约为１００ｍｓ。ＲＳ为过电流检测电阻。当输出端发生短路时，ＩＯ↑，ＵＲＳ↑，使限流比较器翻转，将禁

止触发器置 “１”，Ｑ端输出低电平，与非门关闭，功率输出级关断。与此同时，Ｑ端输出高

电平，经或门使ＶＴ１９３导通，Ｃ４向ＶＴ１９３放电，ＵＣ４↓，ＶＴ５８导通，Ｕｒ↓。当Ｕｒ降至

０４Ｖ时，禁止复位比较器翻转，又将禁止触发器置零，Ｑ＝０，Ｑ＝１，功率输出级被接通。

图４１２５　限流过程中的输出波形

若短路故障已排除，则稳压器经软启动后

就转入正常工作状态；否则，就重复上述

过程。限流过程中的输出波形如图４１２５所示。在限流过程中因电流的平均值很低，故不会损坏芯片。

当Ｔｊ≥１５０℃时，过热保护电路就输出

高电平，加至与非门的反相输入端，使与

非门输出低电平，将功率输出级关断。与此同时ＶＴ１９３导通，Ｃ４开始放电。过热保护电路

动作之后，需要等Ｔｊ降至１２０℃以下才能重新启动。三、Ｌ４９６０的典型应用及使用注意事项

由Ｌ４９６０构成的单片开关电源的电路如图４１２６所示。２２０Ｖ交流电经过１００ＶＡ工频

变压器降压，再经过桥式整流滤波电路得到直流电压ＵＩ，作为Ｌ４９６０的输入电压。当ＵＯ端

图４１２６　由Ｌ４９６０构成开关电源的电路

直接连到第２脚时，稳压值ＵＯ＝５１Ｖ。当ＵＯ端经Ｒ４、Ｒ３分压后接第２脚时，ＵＯ值就取决

于分压比。有公式

１６２　　特种集成电源设计与应用

ＵＯＵＲＥＦ＝

Ｒ３＋Ｒ４Ｒ３

ＵＯ＝ＵＲＥＦ１＋Ｒ４Ｒ（）３＝５１× １＋Ｒ４Ｒ（）

３（４１２３）

由式（４１２３）不难算出，当Ｒ４＝０时，ＵＯ＝５１Ｖ；当Ｒ４／Ｒ３＝６８时，ＵＯ＝４０Ｖ。取可调

电阻Ｒ４＝３３ｋΩ，固定电阻Ｒ３＝４７ｋΩ，调整Ｒ４，即可使ＵＯ＝５１～４０Ｖ。此外，还可取Ｒ４＝１５ｋΩ，Ｒ３＝２２ｋΩ。该电路输出纹波电压的峰值约为１０～１５ｍＶ。Ｃ７是高频补偿电容。储

能电感Ｌ＝５０～３００μＨ，典型值为１５０μＨ，可选直径为２２ｍｍ的高频坡莫合金磁环，用

１０ｍｍ的高强度漆包线均匀绕４５匝左右。滤波电容的总容量为４４０μＦ，考虑到Ｌ的电感

量很小，而４４０μＦ电解电容的等效电感与之串联后会影响Ｌ的正常工作，实选２只２２０μＦ电解电容Ｃ５、Ｃ６并联，以减小其等效电感。续流二极管可选Ｃ９０Ｍ９２型超快恢复二极管，有条件者宜选肖特基二极管。输入端滤波电容Ｃ１的容量可按下式估算：Ｃ１＝ＫＩＯＭ，Ｋ为比

例系数，Ｋ＝１０００μＦ／Ａ。例如当ＩＯＭ＝２５Ａ时，Ｃ１＝２５００μＦ，可选３３００μＦ或４７００μＦ的标

称容量。使用Ｌ４９６０时必须加合适的散热器，因其最大允许功耗ＰＤＭ＝７Ｗ，可选ＴＯ２２０成品

散热器，亦可自制１００ｍｍ×８０ｍｍ×２ｍｍ的铝板散热器。设计电路时必须把信号地与功率

地线分开布置，最后在输出端汇合（参见图４１２６）。这是因为功率地线上有大电流通过，它在印制导线上形成的压降如被引入信号端，即会经Ｌ４９６０反映到输出端，影响稳压性能。Ｌ４９６０最低只能输出５１Ｖ电压，欲从０Ｖ起调，可利用７９０５型三端稳压器给Ｌ４９６０的

ＧＮＤ端提供－５Ｖ电压，便可获得０～（ＵＯ－５Ｖ）范围内的输出电压。四、检测单片开关式集成稳压器的方法

下面以Ｌ４９６０为例，介绍检测单片开关式集成稳压器的方法。１测量振荡频率

Ｌ４９６０的最高振荡频率ｆｍａｘ＝２００ｋＨｚ，通常取ｆ＝１００ｋＨｚ。选用数字万用表的２００ｋＨｚ或４００ｋＨｚ频率挡，可直接测量第５脚上锯齿波的频率。若偏离１００ｋＨｚ较大，可适当调整

振荡电阻Ｒ２的阻值。２测量占空比

给单片开关电源加上额定负载，利用示波器观察从Ｌ４９６０第７脚输出的脉冲波形。将

Ｒ４从０调节到３３ｋΩ时，占空比Ｄ应能在０～１００％范围内变化，其变化过程可简化为：低

电平（Ｄ＝０％）→窄脉冲（Ｄ＜５０％）→方波（Ｄ＝５０％）→宽脉冲（Ｄ＞５０％）→高电平

（Ｄ＝１００％）。若将Ｒ４由３３ｋΩ调至０，则变化过程正好相反。测量时要注意，必须给Ｌ４９６０加上负载，否则观察不到脉冲波形及占空比的变化情况。３测量输出电压调节范围

用数字万用表的２００ＶＤＣ挡分别测量Ｌ４９６０在空载和带额定负载两种情况下的输出电

压。在ＵＩ＝４６Ｖ时，大幅度调整Ｒ４的阻值，ＵＯ应能在５１～４０Ｖ范围内变化。４测量纹波电压

将数字万用表拨至２００ｍＶＡＣ挡，测量输出端纹波电压应在２０ｍＶ以下。若纹波电压

过大，可适当改变Ｌ、Ｃ５和Ｃ６值。适当增大Ｃ５、Ｃ６的容量有助于减小纹波电压，但容量增

加过多也会影响其他性能。当信号地线与功率地线布置不合理时，也会导致输出纹波电压

增大。

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１６３　　

５观察软启动过程

将数字万用表拨至直流电压挡，分别测量Ｌ４９６０第６脚、第３脚对地电压。在刚开机时

均可看到电压从０逐渐升高的现象，这就是软启动过程，通过控制输出电压的缓慢建立，能

对芯片起到保护作用。由于此过程持续时间很短，建议选用测量速率较高的数字万用表，或

者利用示波器来观察电压逐渐升高的过程。

第十三节　Ｌ４９７０Ａ系列单片开关式稳压器

Ｌ４９７０Ａ系列是ＳＴ公司继Ｌ４９６０系列之后推出的第二代单片开关式稳压器。下面介绍

其工作原理与典型应用。一、Ｌ４９７０Ａ系列的性能特点

（１）Ｌ４９７０Ａ系列是采用ＤＭＯＳ开关功率管、混合式ＣＭＯＳ／双极型晶体管而制成的集

成电路。（２）输出电流大。Ｌ４９７０Ａ、Ｌ４９７７Ａ、Ｌ４９７５Ａ的最大输出电流ＩＯＭ分别达到１０Ａ、７Ａ、

５Ａ，适合制作４００～２００Ｗ的大功率开关电源。Ｌ４９７４Ａ和Ｌ４９７２Ａ的ＩＯＭ依次为３５Ａ、２Ａ，可构成中功率开关电源。

（３）输入电压范围宽（１５～５０Ｖ，极限值ＵＩｍｉｎ＝１１Ｖ，ＵＩｍａｘ＝５５Ｖ）。输出电压可在

５１～４０Ｖ范围内连续调整。由于对锯齿波电压进行了前馈调整，使得在很宽的输入电压范

围内，输出电压能保持良好的电压调整率。在典型应用时，Ｌ４９７０Ａ的电压调整率ＳＶ＝５ｍＶ，负载调整率ＳＩ＝１５ｍＶ，输出纹波电压ＵＲＩ＝３０ｍＶ，电源电压的纹波抑制比为６０ｄＢ。最大限流值由内部电路限定。

（４）开关频率高。最高工作频率达５００ｋＨｚ，通常可选２００ｋＨｚ（允许有±２０ｋＨｚ的偏

差），比Ｌ４９６０系列提高了１倍，这不仅有助于提高电源效率，还能减小储能电感等滤波元

件的体积。开关频率的电压稳定度为２％，温度稳定度为１％。（５）电源效率高，本身功耗低，能在低压差下正常工作。例如，Ｌ４９７０Ａ在ＵＩ＝３５Ｖ、

ＩＯ＝１０Ａ时，输入—输出压差可低至１１Ｖ左右。Ｌ４９７０Ａ、Ｌ４９７７Ａ、Ｌ４９７５Ａ本身的最大

功耗均为３０Ｗ，Ｌ４９７４Ａ和Ｌ４９７２Ａ则为５Ｗ。以Ｌ４９７０Ａ为例，当ＵＩ＝５０Ｖ，ＵＯ＝４０Ｖ，ＩＯ＝１０Ａ时，电源效率η＝９２５％。即使在ＵＩ＝３５Ｖ，ＩＯ＝１０Ａ条件下，η也能达到８７％。

（６）除软启动、限流保护与过热保护电路之外，还增加了欠压锁定电路和ＰＷＭ锁存

器。欠压锁定电路具有延迟功能；ＰＷＭ锁存器则能消除外界干扰的影响，保证每个周期内

只有一个信号脉冲起作用。利用过热保护电路的滞后时间，也能防止电源出现不稳定状态。（７）增加了复位输入、复位输出、复位延迟这三个引出端，利用掉电复位电路能实时地

向微机发出信号，监视系统的电源工作状态。（８）通过自举电容可提升驱动级的工作电压，增加驱动ＤＭＯＳ开关功率管的能力，获

得大电流输出。二、Ｌ４９７０Ａ系列的工作原理

１引脚功能

Ｌ４９７０Ａ、Ｌ４９７７Ａ和Ｌ４９７５Ａ均采用ＳＩＰ１５封装，引脚排列如图４１３１所示，图中的

小散热板与第８脚（ＧＮＤ）连通。Ｌ４９７４Ａ与Ｌ４９７２Ａ的输出电流较小，改用ＤＩＰ２０封装，其引脚排列如图４１３２所示，它们增加了地端和空脚，使用时需把４个ＧＮＤ端短接后作为

１６４　　特种集成电源设计与应用

公共地，接到敷铜散热板上。

图４１３１　Ｌ４９７０Ａ／４９７７Ａ／４９７５Ａ的引脚排列图

图４１３２　Ｌ４９７４Ａ／４９７２Ａ的引脚排列图

Ｌ４９７０Ａ系列的引脚功能如下（括号内为外文名称）：１脚ＲＴ（ＲＯＳＣ）：锯齿波发生器的外部定时电阻，由它来决定定时电容的充电电流值。２脚ＣＴ（ＣＯＳＣ）：外接定时电容，ＣＴ和ＲＴ一同设定开关频率。３脚（ＲＥＳＥＴＩＮ）：复位输入端，接内部复位及掉电电路，该端电压值需设定成５１Ｖ。

若通过电阻分压器接输入电压ＵＩ，即可提供掉电信号ＵＲＬ；不用时须经３０ｋΩ电阻接第

１５脚。４脚（ＲＥＳＥＴＯＵＴ）：复位输出端，集电极开路输出。常态下输出呈高电平，当ＵＩ或

ＵＯ掉电时该端变成低电平。５脚（ＢＥＳＥＴＤＥＬＡＹ）：复位延迟端，外接复位延迟电容Ｃｄ，以决定复位信号的延迟

时间。６脚（ＢＯＯＴＳＴＲＡＰ）：自举端，经自举电容Ｃｂ接至ＵＯ。自举工作电压的极限值为

（ＵＩ＋１５Ｖ），利用该端可提升功率驱动级的电压，使之更好地驱动ＤＭＯＳ开关功率管。７脚（ＵＯ）：输出端。固定输出为５１Ｖ，可调输出时需外接电阻分压器。８脚（ＧＮＤ）：公共地。９脚（ＵＩ）：输入端，接直流输入电压。１０脚（ＦＲＥＱＣＯＭＰＥＮＳＡＴＩＯＮ）：频率补偿端，外接ＲＣ网络，对误差放大器进行频

率补偿。１１脚（ＦＥＥＤＢＡＣＫＩＮＰＵＴ）：反馈输入端。该端接ＵＯ端时输出电压为５１Ｖ，经电阻

分压器接ＵＯ时可获得４０Ｖ以下的输出电压。１２脚（ＳＯＦＴＳＴＡＲＴ）：软启动端，外接软启动电容ＣＳ，以决定软启动时间。１３脚（ＳＹＮＣ）：同步输入端。将多片Ｌ４９７０Ａ系列产品的第１３脚连在一起，就能使它

们同步工作。该端亦可接外同步信号。１４脚（ＵＲＥＦ）：内部５１Ｖ基准电压输出端。１５脚：（ＵＳＴＡＲＴ）：驱动级启动电路的引出端，接内部１２Ｖ基准电压。２工作原理

Ｌ４９７０Ａ系列的电路框图如图４１３３所示（所标引脚序号仅适用于Ｌ４９７０Ａ／４９７５Ａ／

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１６５　　

图４１３３　Ｌ４９７０Ａ系列的电路框图

４９７７Ａ）。主要包括基准电压源，锯齿波发生器，内部４０ｋＨｚ振荡器，欠压检测与过热保护

电路，误差放大器，比较器，ＰＷＭ锁存器，或非门，触发器（由两级或门构成），驱动级，

ＤＭＯＳ开关功率管，限流比较器，软启动电路，掉电复位电路。需要指出，内部基准电压

源能输出两路基准电压，一路是ＵＲＥＦ＝５１Ｖ，供设定输出电压ＵＯ值用；另一路为ＵＳＴＡＲＴ＝１２Ｖ，它与自举电路相配合，可将驱动级的电源电压提升１２Ｖ。ＵＲＥＦ允许有±０２Ｖ的偏差，其电压温度系数为０４ｍＶ／℃。ＵＳＴＡＲＴ则允许有±０６Ｖ的偏差，其电压调整率和电流调整率

分别为０６Ｖ、５０ｍＶ。误差放大器的开环电压增益ＡＶＯ＞６０ｄＢ，电源电压抑制比ＰＭＲＲ＝８０ｄＢ，输入失调电压为２ｍＶ（典型值）。

Ｌ４９７０Ａ系列的导通阈值电压ＵＯＮ＝１１Ｖ，并有１Ｖ的滞后电压。为保证芯片能可靠地

工作，要求最低输入电压ＵＩｍｉｎ＞１１Ｖ，一般取ＵＩｍｉｎ＝１５Ｖ。为了给ＤＭＯＳ开关功率管提供

足够大的驱动电压，需采用自举升压的方式。利用内部的１２Ｖ基准电压源将自举电容Ｃｂ充

电到１２Ｖ。然后叠加到驱动级电源上，使之提升到（ＵＩ＋１２Ｖ）上。ＤＭＯＳ功率管的开关时

间为５０ｎｓ，能在２００ｋＨｚ高频下正常工作，其峰值驱动电流约为０５Ａ。

ＰＷＭ控制环路的工作原理可概述如下：首先把输出电压与５１Ｖ基准电压进行比较，产生误差电压Ｕｒ；再将Ｕｒ与锯齿波电压ＵＪ作比较，获得固定频率的脉宽调制信号，经驱动

级驱动ＤＭＯＳ功率管，最后利用由Ｌ、ＶＤ、Ｃ构成的降压式输出电路，得到稳定的输出电

压。图４１３３中，将输入电压ＵＩ加到锯齿波发生器上，目的是提供一个前馈信号，使器件

在很宽的输入电压范围内具有良好的稳压性能。加上前馈电压以后的输出电压波形如图４１３４所示。显见，当ＵＩ从１５Ｖ变化到３０Ｖ时，输出电压波形不变。

Ｌ４９７０Ａ的软启动电路与Ｌ４９６０相同。下面重点介绍限流保护电路及复位和掉电复位电

路的工作原理。（１）限流保护电路。它由限流取样电阻ＲＳ（芯片内部的金属丝电阻）、限流比较器组

成。当输出电流超过最大限流值ＩＳＭ时［参见表４１３１，一般取ＩＳＭ＝（１３～１４）ＩＯＭ］，限

流比较器就输出高电平，将触发器置１，再经过或非门变成低电平，使驱动级和ＤＭＯＳ功

１６６　　特种集成电源设计与应用

图４１３４　加前馈电压

后的波形图

率管截止。仅当内部４０ｋＨｚ振荡器的时钟脉冲

ＣＬ１来到时，才能把触发器置０，ＤＭＯＳ管重新

导通。发生过载后，可使Ｌ４９７０Ａ保持恒定的电

流输出，并且把开关频率从正常时的２００ｋＨｚ降

至４０ｋＨｚ，保护芯片不受损坏。限流保护电路的

时序波形如图４１３５所示。从图中不难发现下

述特点：①ＵＯ与ＩＯ皆呈断续输出的波形；②在

限流过程中尽管ＩＯ的幅度每次都由小变大，但

电流的平均值很低；③限流保护时的开关频率降

至４０ｋＨｚ，仅为正常频率值的１／５。

表４１３１最大限流值与最大输出电流的关系

Ｌ４９７０Ａ系列产品的型号Ｌ４９７０ＡＬ４９７７ＡＬ４９７５ＡＬ４９７４ＡＬ４９７２Ａ最大输出电流ＩＯＭ（Ａ）１０７５３５２

最大限流值ＩＳＭ（Ａ）１３９５６５４７５２８比例系数ＩＳＭ／ＩＯＭ１３１３６１３１４１３６

图４１３５　限流保护电路的时序波形

图４１３６　掉电复位电路的工作波形

（ａ）输入ＵＩ；（ｂ）复位延迟信号输出；

（ｃ）输出ＵＯ；（ｄ）复位输出

（２）掉电复位电路。其工作波形如图４１３６所示。Ｌ４９７０Ａ系列的导通阈值电压ＵＯＮ＝１１Ｖ，这也是输入电压的最小极限值；关断阈值电压ＵＯＦＦ＝１０Ｖ。利用接在ＵＩ端、复位输入

端和ＧＮＤ之间的电阻分压器，可以设定复位输入端的阈值电压ＵＲＨ，使ＵＲＨ＝５Ｖ，并且由

它来决定输入电压阈值ＵＩＬ。由图４１３６可见，上电后当ＵＩ升至ＵＩＬ时，复位输出端需经过

一段延迟时间才变成高电平，延迟时间由Ｃｄ来设定。当输入端发生掉电故障且ＵＩ降至ＵＯＦＦ时，复位输出端立即变成低电平。另外，当输出端发生掉电故障（包括瞬间电压跌落），并且

ＵＯ＜５Ｖ（正常值为５１Ｖ）时，复位输出端也变成低电平。因此，Ｌ４９７０Ａ系列特别适合作为

微机系统的电源。一旦出现过高（ＵＩ＜ＵＯＦＦ＝１０Ｖ）或者过低（ＵＯ＜５Ｖ）的故障，复位输出端

立即产生信号，使微处理器复位或进入掉电保护状态。这就是掉电复位电路的功能。三、Ｌ４９７０Ａ系列的应用技巧


Ｌ４９７０Ａ的典型应用电路如图４１３７所示。该电路对于Ｌ４９７７Ａ也适用，并可供使用

Ｌ４９７５Ａ、Ｌ４９７４Ａ和Ｌ４９７２Ａ时参考（个别元件值略有变动）。图中，Ｃ１、Ｃ２为输入端滤波

电容，并联后的总电容量为６６００μＦ，亦可用一只６８００μＦ／５０Ｖ的电解电容器来代替。由Ｒ１

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１６７　　

图４１３７　Ｌ４９７０Ａ的典型应用电路

和Ｒ２构成复位输入端的电阻分压器，用以设定ＵＲＬ值。Ｃ３、Ｃ４分别为驱动级启动端和ＵＲＥＦ端的滤波电容。Ｃ５为软启动电容，Ｃ６为复位延迟电容。误差放大器的频率补偿网络由Ｃ８、

Ｒ３组成，Ｃ７专用作高频补偿。Ｒ４、Ｃ９依次为定时电阻、定时电容。Ｃ１０为自举电容。ＶＤ为

续流二极管，采用ＭＢＲ２０８０型（２０Ａ／８０Ｖ）肖特基整流二极管。这种管子属于共阴对管，内含２只相同的肖特基管，现仅用一只，另一只可作备用管。由Ｃ１１和Ｒ５构成吸收网络，用

以限制储能电感Ｌ在内部开关功率管关断的瞬间产生的尖峰电压峰值及其上升速率，保护

开关功率管及续流二极管不受损坏。Ｃ１２～Ｃ１４为输出端滤波电容，将３只２２０μＦ／４０Ｖ的电

解电容器相并联，能使其等效电感大为降低。Ｒ６为复位输出端内部晶体管的集电极电阻。输出端的电阻分压器由（Ｒ７＋Ｒ８）和（Ｒ１０＋Ｒ１１）构成，输出电压由下式确定

ＵＯ＝１＋Ｒ７＋Ｒ８Ｒ１０＋Ｒ（）１１×５１Ｖ（４１３１）

该电路设计为ＵＩ＝３５Ｖ，ＩＯ＝１０Ａ。ＴＰ１～ＴＰ４为测试点，可用示波器分别观察复位输出、同步信号、误差电压、锯齿波电压的波形。＋Ｓ端接Ｒ７、Ｒ８的中点，－Ｓ端接信号地，目的

只是为了作性能测试。实际应用时还可对电路作适当简化：去掉Ｒ９、Ｒ１１，将信号地与功率

地在输出端汇合；把Ｒ７、Ｒ８合并成一只可调电阻或电位器，以便于调节输出电压值。开关频率ｆ与振荡电阻Ｒ４、振荡电容Ｃ９的关系曲线如图４１３８所示。电源效率（η）

与输出电压（ＵＯ）的关系曲线如图４１３９所示。

图４１３８　ｆ与Ｒ４、Ｃ９的关系曲线

图４１３９　η与ＵＯ的关系曲线

１６８　　特种集成电源设计与应用

２关键元件值的选择

对应于不同的输出电压ＵＯ，可按表４１３２选择Ｒ１０、Ｒ８的电阻值。表４１３３则列出自

举电容Ｃ１０与开关频率ｆ的关系。对于Ｌ４９７０系列中的不同产品，可按表４１３４选择储能电

感Ｌ。这些表格可供设计电路时参考。

表４１３２ＵＯ与Ｒ８、Ｒ１０的对应关系

输出电压ＵＯ（Ｖ）１２１５１８２４分压电阻Ｒ８（ｋΩ）６２９１１２１８分压电阻Ｒ１０（ｋΩ）４７

表４１３３Ｃ１０与ｆ的关系

开关频率ｆ（ｋＨｚ）２０５０１００２００５００自举电容Ｃ１０（μＦ）０６８０４７０３３０２２０１

表４１３４电感量的选取

产品型号Ｌ４９７０Ａ、Ｌ４９７７ＡＬ４９７５ＡＬ４９７２Ａ、Ｌ４９７４Ａ储能电感Ｌ（μＨ）４０８０１５０

３其他应用电路

由Ｌ４９７０Ａ构成的５１Ｖ、１０Ａ开关电源电路如图４１３１０所示。能输出０～２５Ｖ、１０Ａ

图４１３１０　５１Ｖ、１０Ａ开关电源

图４１３１１　０～２５Ｖ、１０Ａ的开关电源

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１６９　　

图４１３１２　多片开关稳压器的同步电路

的开关电源电路如图４１３１１所示，这里巧妙地

利用一片７９０５型三端集成稳压器提供的－５Ｖ电

压，将Ｌ４９７０Ａ的ＧＮＤ端电位拉成－５Ｖ，ＵＯ也

就从原来的５１～３０Ｖ变成０～２５Ｖ。该电源的

最大特点是输出电压能从０Ｖ起调，这是用常规

方法难以实现的。实现多片开关稳压器同步的电路如图４１３

１２所示。利用此法，Ｌ４９７０Ａ能与Ｌ４９７０Ａ系列

中的各种产品实现同步工作。括号内的数字是Ｌ４９７４Ａ和Ｌ４９７２Ａ的对应引脚序号。由

Ｌ４９７０Ａ与Ｌ４９７４Ａ构成的５１Ｖ／１２Ｖ同步输出的开关稳压器电路如图４１３１３所示。

图４１３１３　同步输出的开关稳压器电路

第十四节　Ｌ４９７８型单片开关式稳压器

Ｌ４９７８是ＳＴ公司最新推出的高效率、低功耗、宽范围输出的单片开关式稳压器。是单

片开关式稳压器的优选产品。一、Ｌ４９７８的性能特点

（１）Ｌ４９７８内部集成了３３Ｖ基准电压源、锯齿波信号及时钟信号振荡器、误差放大

器、脉宽调制器、功率输出级和各种保护电路，适宜构成降压式高效率开关电源。（２）与早期的Ｌ４９６０、Ｌ４９７０Ａ相比较，Ｌ４９７８的输入电压允许范围及输出电压调节范

围更宽，而芯片的功耗更低，三者的主要性能比较见表４１４１。由表可见，Ｌ４９７８的最高输

入电压已提高到５５Ｖ，而最低输出电压仅为３３Ｖ，其电源效率可达９２％。它不仅适用于仪

器仪表及测试系统中的电源，还可为３３Ｖ供电的笔记本电脑提供一种高效率、小体积的开

关电源。（３）Ｌ４９７８的最大输出电流为２Ａ，最大输出功率达１００Ｗ，占空比调节范围是０～

９７％，电源电压纹波抑制比ＳＲＩ≥６０ｄＢ，芯片的最高结温ＴｊＭ＝１５０℃。（４）它是采用ＢＣＤ６０Ⅱ混合集成工艺而制成的，这里讲的 “ＢＣＤ”是 “ＢｉＣＭＯＳ

１７０　　特种集成电源设计与应用

ＤＭＯＳ”（双极型晶体管ＣＭＯＳ电路ＤＭＯＳ功率管）的英文缩写。在芯片内部集成了一只

Ｎ沟道ＤＭＯＳ功率开关管，其开关速度极快，可在高频下工作，通态电阻仅为０２９Ω，管

子可承受６０Ｖ的电压。

表４１４１几种开关式稳压器的性能比较

产　品　型　号Ｌ４９６０Ｌ４９７０ＡＬ４９７８

　输入电压范围ＵＩ（Ｖ）９～４６１５～５０８～５５

　输出电压调节范围ＵＯ（Ｖ）５１～４０５１～４０３３～５０

　最高工作频率ｆｍａｘ（ｋＨｚ）２００５００５００

　电源效率η ７５％～９０％９０％９２％

　芯片最大功耗ＰＤＭ（Ｗ）７５１（ｍｉｎｉＤＩＰ８封装）

０８（ＳＯ１６Ｗ封装）

（５）内部设置了欠电压保护、过电压保护电路。当反馈电压超过额定值８％时，即认为

发生了过电压故障并迅速关断电源，起到保护作用。（６）它还采用新型的专用门驱动级来驱动功率开关管，驱动电流可在极短时间内达到峰

值，不仅能提高电源效率，还减小了电磁干扰。（７）对振荡器进行前馈调整，改善了振荡器的工作性能。（８）具有软启动和禁止功能，将 “软启动／禁止”端接地时，开关电源就进入零功耗

状态。（９）通过自举升压来提供驱动级的电源电压，能在很宽的输入电压范围内和小负载情况

下保证输出电压的稳定性。采用这项技术还能使软启动时间不受输入电压的影响。（１０）具有多种保护功能，符合国际上安全电压的设计标准。抗电磁干扰能力强，外围

电路简单，所使用的元件数量少，成本低。二、Ｌ４９７８的工作原理

Ｌ４９７８在电路设计上有许多新颖之处，下面介绍其引脚功能与工作原理。

图４１４１　Ｌ４９７８的引脚排列图

（ａ）ｍｉｎｉＤＩＰ８封装；（ｂ）ＳＯ１６Ｗ封装

１Ｌ４９７８的引脚功能

Ｌ４９７８有两种封装形式：一种是小型８脚双列直插式ｍｉｎｉＤＩＰ８封装（Ｌ４９７８），另一种

是表面贴片式ＳＯ１６Ｗ封装（Ｌ４９７８Ｄ），后者有２个输出端（ＯＵＴ）和７个空脚（ＮＣ）。它

们的引脚排列分别如图４１４１（ａ）、（ｂ）所示。各引脚的功能如下：

ＵＩ、ＧＮＤ———分别接直流输

入电压和公共地。

ＯＵＴ———稳压器输出端，需

外接续流二极管和滤波器。

ＳＳ／ＩＮＨ———软启动／禁止

端，ＳＳ为软启动（ＳｏｆｔＳｔａｒｔ）的英文缩写。该端与地之间接上

软启动电容ＣＳＳ后，在上电过程

中能使输出电压缓慢地建立起

来，直到开关电源进入正常工作

状态。若将该端接地，则禁止开

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１７１　　

关电源输出。ＯＳＣ———振荡器引出端，外接振荡电阻与振荡电容，即可设定开关频率。ＦＢ———反馈输入端，该端接开关电源输出端时，输出电压ＵＯ＝３３Ｖ。若在ＵＯ、ＦＢ、

ＧＮＤ之间接入电阻分压器，便可以对ＵＯ进行调节，最大调节范围是３３～５０Ｖ。ＣＯＭＰ———误差放大器的频率补偿端，外接ＲＣ网络对误差放大器进行频率补偿。ＢＯＯＴ———自举端（ＢＯＯＴＳＴＲＡＰ），该端经自举电容接ＯＵＴ端，可将驱动级的工作

电源在ＵＩ的基础上再提升１２Ｖ（达到ＵＩ＋１２Ｖ），以此来增加ＤＭＯＳ管的输出功率。２Ｌ４９７８的工作原理

Ｌ４９７８的内部框图如图４１４２所示，主要包括振荡器、稳压电源、３３Ｖ基准电压源、误差放大器、ＰＷＭ比较器、ＲＳ触发器、ＤＭＯＳ功率开关管、禁止电路、软启动电路、自

举电路、过热保护电路、欠电压检测电路。此外还有过电压保护电路、限流比较器等（图中

未画）。

图４１４２　Ｌ４９７８的内部框图

（１）振荡器。振荡器电路如图４１４３所示。ＲＴ、ＣＴ分别为振荡电阻与振荡电容，ＶＴ１和ＶＴ２均为ＭＯＳ场效应管。当ＶＴ１导通时，振荡电容ＣＴ对ＶＴ１放电，使ＣＴ上的电压不

断地下降。在此期间，内部阈值电压被ＶＴ２钳位在１Ｖ。当ＣＴ两端的电压降至１Ｖ阈值电压

图４１４３　振荡器的电路图

时，比较器翻转，迫使ＶＴ１、ＶＴ２截止，ＵＩ通过ＲＴ对ＣＴ充电。随着ＣＴ周期性地

充、放电，在ＯＳＣ端便形成了锯齿波电

压ＵＪ，送至ＰＷＭ比较器。与此同时，振

荡器还输出时钟信号ＣＬＯＣＫ（负脉冲），作为输出级的同步信号。

由振荡器产生的频率信号就是开关频

率，公式为

ｆ＝１ＲＴＣＴｌｎ１２＋１００ＣＴ

（４１４１）取ＲＴ＝２０ｋΩ、ＣＴ＝２７ｎＦ时，由式（４１４１）不难算出，ｆ＝９９７ｋＨｚ≈１００（ｋＨｚ）。开关

频率与ＲＴ、ＣＴ的关系曲线如图４１４４所示。

１７２　　特种集成电源设计与应用

实际上还将输入电压ＵＩ加在振荡器上，目的是提供一个前馈电压，使Ｌ４９７８在很宽的

输入电压范围内具有良好的稳压性能。加上前馈电压之后的输出电压波形如图４１４５所示。显见，当ＵＩ从１５Ｖ变化到３０Ｖ时，输出电压的平均值不变。

（２）软启动与禁止功能。软启动与禁止功能合用一个引脚ＳＳ／ＩＮＨ。其内部电路如图４１４６所示。在ＳＳ／ＩＮＨ端与地之间接入软启动电容ＣＳＳ。电源未接通时，ＣＳＳ上的压降ＵＣ＝０Ｖ。接通

电源后Ｓ３断开，Ｓ４闭合，５μＡ电流源对ＣＳＳ进行充电。当ＵＣ达到１８Ｖ时，比较器１发生翻转，将Ｓ３闭合、Ｓ４断开，此时开关电源开始产生脉宽调制信号，使输出电压ＵＯ缓慢地上升。当Ｓ１闭合、Ｓ２断开时，４０μＡ电流源经过Ｓ１和Ｓ３对ＣＳＳ充电，直到ＵＣ达到峰值电压，ＵＯ也达到稳定

值。一旦出现欠电压报警信号、瞬间停顿（ｈｉｃｃｕｐ）报警信号或过热报警信号时，就迅速将ＲＳ触

发器置１，使Ｓ２闭合，Ｓ１断开，ＣＳＳ通过Ｓ３、Ｓ２放电。当ＵＣ降至１３Ｖ时比较器２翻转，又将

ＲＳ触发器置０，迫使Ｓ２断开，Ｓ１闭合，４０μＡ电流源又给ＣＳＳ充电。

图４１４４　开关频率与ＲＴ、ＣＴ的关系曲线图４１４５　加前馈电压后的波形图

图４１４６　软启动与禁止的内部框图

综上所述，软启动电路具有两个作用：一是保证在上电过程中输出电压缓慢地建立起

来，这相当于给开关电源设置一个 “准备期”；二是配合保护电路完成多种保护功能。若将ＳＳ／ＩＮＨ端接地，则禁止开关电源输出，令ＵＯ＝０Ｖ。在禁止输出、出现过电流故

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１７３　　

图４１４７　时序波形图

（ａ）禁止输出、过电流故障及断电过程；（ｂ）启动阶段

障或者给开关电源断电这三种情况下，开关电源的时序波形如图４１４７（ａ）所示。图中的

ＩＯＵＴ和ＵＯＵＴ依次为ＯＵＴ端的输出电流、输出电压。（ｂ）图则示出启动阶段的波形图，ｔＳＳ为

软启动时间。软启动电容的典型值可取１００ｎＦ，此时ＵＯ从０Ｖ上升到３０Ｖ的时间大约为９ｍｓ。若取

ＣＳＳ＝４７０ｎＦ，则ｔＳＳ＝４４ｍｓ。ＣＳＳ值不得小于２２ｎＦ，ＳＳ／ＩＮＨ端也不得悬空，否则开关电源

无法正常工作。软启动时间与ＵＯ、ＣＳＳ的关系曲线如图４１４８所示。

图４１４８　软启动时间与ＵＯ、

ＣＳＳ的关系曲线

图４１４９　Ｌ４９７８的输出特性

（３）输出电路特性。Ｌ４９７８的输出特性如图４１４９所示，其额定最大输出电流ＩＯＭ＝２Ａ。极限电流ＩＬＩＭＩＴ＝３Ａ。当输出短路或接近于短路时，曲线就从Ａ点移向Ｂ点，ＩＢ要比

ＩＬＩＭＩＴ大２７％。在输出短路的情况下，输出的平均电流处于Ｃ点。

１７４　　特种集成电源设计与应用

当输出功率很低时，即使输出电流只有１ｍＡ，Ｌ４９７８也能使输出电压基本保持稳定。实验证明，当ＩＯ为０５～１ｍＡ时，ＵＯ的增加量不会超出正常值８％的范围。

输出过电压保护的阈值电压（ＵＯＶ）也是按照比反馈电压（ＵＦＢ）高８％来设计的，即

ＵＯＶ＝１０８ＵＦＢ（４１４２）因ＵＦＢ的典型值为３３Ｖ，故ＵＯＶ＝３５６Ｖ。一旦加至反馈端的电压达到此值，就通过内部电

压比较器迅速关断电源。当输出端接入电阻分压器Ｒ３、Ｒ４时，ＵＯＶ值的计算公式变为

ＵＯＶ＝１０８×３３× １＋Ｒ４Ｒ（）３

（４１４３）

三、Ｌ４９７８型单片开关式稳压器的典型应用

由Ｌ４９７８构成８０Ｗ可调式开关电源的电路如图４１４１０所示。其主要技术指标为：输

入电压范围ＵＩ＝８～５５Ｖ；输出电压调节范围ＵＯ＝３３～４０Ｖ；输出电流范围ＩＯ＝１ｍＡ～２Ａ；输出极限电流ＩＬＩＭＩＴ＝３Ａ；最大输出功率ＰＯＭ＝８０Ｗ；输出纹波电压ＵＲＩ＝３４ｍＶ；开

关频率ｆ＝１００ｋＨｚ；电源频率η＝９２％（ＵＩ＝１２Ｖ，ＵＯ＝５１Ｖ，ＩＯ＝０５Ａ），或８５％（ＵＩ＝５５Ｖ，ＵＯ＝５１Ｖ，ＩＯ＝２Ａ）。

图４１４１０　８０Ｗ可调式开关电源的电路

图４１４１１　电源效率与输出电流的关系曲线

图４１４１０中，Ｃ１为输入滤波电容，Ｃ７为高频滤波电容。Ｒ１、Ｃ２分别为振荡电阻与振荡

电容。Ｃ３为软启动电容。由Ｒ２、Ｃ４构成误差放大器的频率补偿网络。Ｃ５为自举电容。ＶＤ是续流二极管，采用ＳＢ５６０型５Ａ／６０Ｖ的肖特基二极管。Ｌ为储能电感，Ｃ６为输出滤波电

容。考虑到Ｌ的电感量很小，仅为１２６μＨ，而Ｃ６（３３０μＦ）的等效电感Ｌ０与Ｌ直接串联，会影响滤波性能，因此建议用２只１８０μＦ的电解

电容器Ｃ６Ａ和Ｃ６Ｂ并联成滤波电容，以代替

Ｃ６，降低其等效电感。Ｌ可选直径为２２ｍｍ的高

频坡莫合金环形磁芯（即磁环），用外径１０ｍｍ的高强度漆包线沿磁环的圆周方向均匀绕４０匝

左右。由于储能电感的散热条件较好，因此在选

择线径时电流密度可取６～１０Ａ／ｍｍ２。由ＶＤ、Ｌ和Ｃ６构成降压式输出电路。功率

脉冲调制信号从ＯＵＴ端引出。该信号为高电平

时除向负载供电之外，还有一部分电能储存在Ｌ和Ｃ６中，此时ＶＤ截止。当功率脉冲调制信号

呈低电平时ＶＤ导通，储存在Ｌ中的电能就经过

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１７５　　

ＶＤ所构成的回路继续向负载供电，维持输出电压不变。因此，ＶＤ被称作续流二极管，它

与整流管的作用有着本质区别。在电路接法上，续流二极管是与负载相并联且在负半周时导

通，而输出电路中的整流管则是与负载相串联且正半周导通，二者的作用不同。电阻分压器由固定电阻Ｒ３与可调电阻Ｒ４所组成。取Ｒ３＝４７ｋΩ，Ｒ４可选５２ｋΩ可调电

阻。当Ｒ４调至０Ω时，ＵＯ＝３３Ｖ；Ｒ４调至１２ｋΩ时，ＵＯ＝１２Ｖ；Ｒ４调至５２ｋΩ时，ＵＯ＝４０Ｖ。当ＵＯ＝５１Ｖ时，实测该电源的效率与输出电流的关系曲线如图４１４１１所示。由图

可见，当ＩＯ从０２Ａ增加到０４Ａ时，η随之提高；当ＩＯ≥１２Ａ时，电源效率会降低。对

应于ＵＩ＝８Ｖ、１２Ｖ、２４Ｖ、４８Ｖ，最高电源效率依次为９３％、９２３％、９０％、８６％。

第十五节　单片开关式稳压器的设计要点

单片开关式稳压器的设计要点主要包括关键元器件的选择和散热器的实用设计，可供制

作开关电源时参考。一、关键元器件的选择

１续流二极管

续流二极管是构成降压式输出电路的关键器件。由于它工作在高频大电流的条件下，因

此须采用反向恢复时间极短的快恢复二极管（ＦＲＤ）、超快恢复二极管（ＳＲＤ），或肖特基二

极管（ＳＢＤ）。它们均属于新型电力电子半导体器件。

图４１５１　反向恢复电流的波形

（１）反向恢复时间。反向恢复时间ｔｒｒ的定义是：电流通

过零点由正向转向反向，再由反向转换到规定低值的时间间

隔。它是衡量高频整流及续流器件性能的重要技术指标。反向

恢复电流的波形如图４１５１所示。图中，ＩＦ为正向电流，ＩＲＭ为最大反向恢复电流，Ｉｒｒ为反向恢复电流，通常规定Ｉｒｒ＝０１ＩＲＭ。当ｔ≤ｔ０时，正向电流Ｉ＝ＩＦ。当ｔ＞ｔ０时，由于整流管

上的正向电压突然变成反向电压，因此正向电流迅速减小，在

ｔ＝ｔ１时刻，Ｉ＝０。然后整流管上流过反向电流ＩＲ，并且ＩＲ逐

渐增大；在ｔ＝ｔ２时刻达到最大反向恢复电流ＩＲＭ值。此后受正

向电压的作用，反向电流逐渐减小，并且在ｔ＝ｔ３时刻达到规定值Ｉｒｒ。从ｔ２到ｔ３的反向恢复过程与

电容器放电过程有相似之处。由ｔ１到ｔ３的时间间隔即为反向恢复时间ｔｒｒ。（２）几种续流二极管的结构特点。１）快恢复二极管的内部结构与普通二极管不同，它是在Ｐ型、Ｎ型硅材料中增加了基

区Ｉ，构成ＰＩＮ硅片。由于基区很薄，反向恢复电荷很小，不仅大大减小了ｔｒｒ值，还降低

了瞬态正向电压，使管子能承受很高的反向工作电压。快恢复二极管的反向恢复时间一般为

几百纳秒，正向压降约为０６Ｖ，正向电流为几安培至几千安培，反向峰值电压可达几百至

几千伏。超快恢复二极管则是在快恢复二极管基础上发展而成的，其反向恢复电荷进一步减

小，ｔｒｒ值可低至几十纳秒。２）肖特基整流二极管是近年来问世的低功耗、大电流、超高速半导体整流器件。其反

向恢复时间极短（可以小到几纳秒），正向导通压降仅０４Ｖ左右，而整流电流却可达到几

千安培。这些优良特性是快恢复二极管所无法比拟的。但肖特基二极管的反向峰值电压较低

（一般不超过１００Ｖ），适用于低压、大电流整流或续流。

１７６　　特种集成电源设计与应用

肖特基二极管是以金、银、钼等贵金属为阳极，以Ｎ型半导体材料为阴极，利用二者

接触面上形成的势垒具有整流特性而制成的金属—半导体器件。它属于五层器件，中间层是

以Ｎ型半导体为基片，上面是用砷做搀杂剂的Ｎ－外延层，最上面是由金属材料钼构成的阳

极。Ｎ型基片具有很小的导通电阻。在基片下面依次是Ｎ＋阴极层、阴极金属。典型的肖特

基二极管内部结构如图４１５２所示。通过调整结构参数，可在基片与阳极金属之间形成合

适的肖特基势垒。当加上正偏压Ｅ时，金属Ａ与Ｎ型基片Ｂ分别接电源的正、负极，此时

势垒宽度Ｗ０变窄。加负偏压－Ｅ时，势垒宽度就增加，见图４１５３。近年来，采用硅平面

工艺制造的铝硅肖特基二极管已经问世，不仅能节省贵金属，减少环境污染，还改善了器件

参数的一致性。

图４１５２　肖特基

二极管的结构

图４１５３　加外偏压时

势垒宽度的变化情况

（ａ）加正偏压；（ｂ）加负偏压

肖特基二极管仅用一种载流子（电子）输送电荷，在势垒外侧无过剩少数载流子的积

累，因此它不存在电荷储存效应，使开关特性得到了明显改善。其反向恢复时间（ｔｒｒ）可缩

短到１０ｎｓ以内。但它的反向耐压较低，一般不超过１００Ｖ，适宜在低电压、大电流下工作。利用其低压降的特性，能显著提高低压、大电流整流（或续流）电路的效率。肖特基二极管

的典型伏安特性曲线如图４１５４所示。其正向导通压降介于锗管与硅管之间，但它的构造

原理与ＰＮ结二极管有着本质区别。

图４１５４　肖特基二

极管的伏安特性

图４１５５　肖特基对管的外形及内部结构

（ａ）外形；（ｂ）共阴对管；（ｃ）共阳对管

中、小功率肖特基二极管大多采用ＴＯ２２０封装，根据内部结构的不同，有单管、对管

（亦称双管）两种。对管的外形及内部结构如图４１５５所示，内部包含２只管子，按照２只

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１７７　　

二极管接法的不同，又有共阴对管、共阳对管之分。几百至几千安培的管子则采用螺栓型或

平板型封装。表４１５１列出了肖特基二极管、超快恢复二极管、快恢复二极管、高频硅整流管的性

能比较。由表可见，硅高速开关二极管的ｔｒｒ虽然极低，但平均整流电流很小，不能做大电

流整流用。

表４１５１４种二极管典型产品的性能比较

半导体整流

二极管名称典型产品型号

平均整流电流

Ｉｄ（Ａ）

正向导通电压

典型值

ＵＦ（Ｖ）最大值

ＵＦＭ（Ｖ）

反向恢

复时间

ｔｒｒ（ｎｓ）

反向峰

值电压

ＵＲＭ（Ｖ）

　肖特基二极管１６ＣＭＱ０５０１６００４０８＜１０５０

　超快恢复二极管ＭＵＲ３０１００Ａ３００６１０３５１０００

　快恢复二极管Ｄ２５０２１５０６１０４００２００

　高频整流管ＰＲ３００６３０６１２４００８００

（３）参数的选择。在选择管子的参数时必须留出一定的余量，换言之，所有器件应当降

额使用。一般留出大约１倍的余量为宜，余量过大会造成浪费。例如，选择２０Ａ／８０Ｖ的管

子可在１０Ａ、４０Ｖ的条件下长期可靠地工作。２储能电感的绕制

单片开关式稳压器中储能电感的电感量一般为４０～３００μＨ，视开关稳压器的型号而定。因储能电感直接与空气接触，故散热条件较好，在确定漆包线的直径时，电流密度可取４Ａ／ｍｍ２。绕制方法参见图４１５６。

图４１５６　储能

电感的绕制

３电磁干扰滤波器

为有效地抑制电网噪声干扰，最好能在交流电压的进线端增加一级

ＥＭＩ滤波器，参见第七章第四节。二、散热器的设计方法

在利用单片开关式稳压器构成开关电源时，为使稳压器能正常工作并

达到设计指标，必须给它装上合适的散热器，把芯片内部产生的热量及时

散发掉。散热途径是从管芯→小散热板（或管壳）→散热器→周围空气。由于芯片是由半导体ＰＮ结所构成的，因此通常将芯片温度简称为结温。若因散热不良致使管芯温度超过最高结温，内部保护电路就进行过热保护，将输出电流迅速拉下来，此时稳压器已无法正常工作了。严重过热时还会造成稳压器的永久

性损坏。因此，正确设计散热器是使用集成稳压器的前提条件。

１散热器的设计原理

稳压器的最大允许功耗取决于芯片的最高结温ＴｊＭ，仅当Ｔ＜ＴｊＭ时稳压器才能正常工

作。因此，稳压器的散热能力愈强，实际结温就愈低，它所能承受的功率也愈大。稳压器的

散热能力取决于它的热阻。所谓热阻，是用来表征各种材料热传导性能的物理量，以每单位

功耗下材料的温升来表示，单位是℃／Ｗ。温升愈低，说明材料的散热能力愈强，即热阻小；温升高表明散热能力差，热阻大。

给半导体器件加散热器后可减小总热阻，热阻的分布情况如图４１５７所示。Ｒθ１表示从

结到外壳的热阻。Ｒθ２是从外壳到器件表面的热阻。若令ＲθＡ表示从结到器件表面的热阻，则

１７８　　特种集成电源设计与应用

图４１５７　半导体器件

加散热器后的热阻

ＲθＡ＝Ｒθ１＋Ｒθ２。Ｒθｄ为散热板到周围空气的热阻。Ｒ′θ为散热板的总热阻，Ｒ′θ＝ＲθＡ＋Ｒθｄ，这里假定未加散

热板时的总热阻为Ｒθ。设集成稳压器的最高允许结温

为ＴｊＭ，最高环境温度为ＴＡＭ，加散热器后器件的实

际功耗为ＰＤ，有关系式

ＰＤ＝ΔＴＲ′θ ＝ＴｊＭ－ＴＡＭＲθＡ＋Ｒθｄ

（４１５１）

再令Ｐ′Ｄ表示设计功耗，ＰＤＭ为最大允许功耗，必须满

足下述条件

ＰＤ≤Ｐ′Ｄ＜ＰＤＭ（４１５２）若用Ｐ′Ｄ来代替ＰＤ，则由式（４１５１）可得到

Ｒθｄ＝ＴｊＭ－ＴＡＭＰ′Ｄ

－ＲθＡ（４１５３）

在确定散热板面积时将用到Ｒθｄ值。

２散热器的设计方法

散热器的种类很多，大致可分为两种。一种是平板式散热器，简称散热板，其结构简单、成

本低，容易自制，但所占面积较大。另一种是成品散热器，例如筋片式、叉指式散热器，其散热

效果好，体积小，但成本较高。下面介绍散热板的设计方法及设计实例，供读者参考。表４１５２列出了几种常用封装的热学参数及所对应的稳压器型号。散热板的热阻Ｒθｄ与

表面积Ｓ的关系曲线如图４１５８所示。图中分别给出铝板和铁板的曲线，板厚均为２ｍｍ，使用条件是散热板垂直放置，器件装在散热板中心位置。由图可见，散热板的面积愈大，热

阻愈小，二者近似成反比。另外，在表面积与厚度相同的情况下，铝板的热阻较小，其散热

性能优于铁板，而密度仅为铁板的１／３（２７／７８），并且不容易生锈。

表４１５２几种封装形式的热学参数

封装形式①国　　外ＴＯ２２０ＴＯ３ＴＯ６６ＴＯ３９

国　　产Ｓ７Ｆ２Ｆ１Ｂ４

最大允许功耗ＰＤＭ（Ｗ）１０２０１００７

不加散热器时结到周围空气的总热阻Ｒθ （℃／Ｗ）６２５４０５０２１０

加散热器后结到器件

表面的热阻ＲθＡ（℃／Ｗ）

直接与散热板接触７６６５２６

涂导热硅脂１１１

加００５ｍｍ厚的云母片１８１８１８

稳压器典型系列产品

７８００

７９００

７８Ｍ００

７８Ｔ００

Ｌ４９６０

７８００

７９００

７８Ｔ００

７８Ｈ００

７８Ｐ００

７８Ｍ００

７９Ｍ００

　

７８Ｌ００

７９００

　

　　①某些产品可有多种封装形式。

设计散热板时可遵循以下步骤：（１）确定已知条件。已知条件包括：①稳压器的封装形式；②稳压器的实际功耗ＰＤ、

设计功耗Ｐ′Ｄ、最大允许功耗ＰＤＭ，要求ＰＤ≤Ｐ′Ｄ＜ＰＤＭ，ＰＤ可以估算，亦可按公式ＰＤ＝

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１７９　　

图４１５８　铝板与铁板ＲθｄＳ关系曲线

（ＵＩ－ＵＯ）ＩＯ计算；③允许最高结温ＴｊＭ，亦即

稳压器工作结温的上限值，三端稳压器可以是

１２５℃ （民品）或１５０℃ （军品）；④最高环境温

度ＴＡＭ，视当地一年中的最高气温或工作现场的

最高温度而定；⑤所选板材及厚度。（２）根据封装形式和散热板接触形式，从表

４１５２中查出器件的ＲθＡ值。（３）用式（４１５３）求出散热板对空气的热

阻Ｒθｄ。（４）根据Ｒθｄ值从图４１５８上查出散热板的

表面积Ｓ，进而求出散热板外形尺寸（长、宽尺

寸）。为提高散热可靠性，散热板实际面积应留出大约１／３的余量。（５）计算稳压器效率。若不考虑电源变压器和整流器件的损耗，电源总功率Ｐ就等于

稳压器功耗ＰＤ（无用功率）与输出功率ＰＯ（有用功率，即负载功率）之和。有公式

Ｐ＝ＰＤ＋ＰＯ（４１５４）对于串联调整式集成稳压器，ＩＩ≈ＩＯ，因此其电源效率

η＝ＰＯＰ＝

ＩＯＵＯＩＩＵＩ＝

ＵＯＵＩ×１００％

（４１５５）

下面通过几个典型设计实例加以说明。例１：已知ＴｊＭ＝１２５℃，ＴＡＭ＝４５℃，试求ＴＯ２２０封装的三端稳压器在不加散热板时

的最大允许功耗。ＴＯ２２０封装的总热阻Ｒθ＝６２５℃／Ｗ。由式（４１５１）求出

ＰＤＭ＝ＴｊＭ－ＴＡＭＲθ ＝１２５－４５６２５＝１２８（Ｗ）

此时式（４１５１）中的（ＲθＡ＋Ｒθｄ）用Ｒθ表示。因实际最大功耗应低于ＰＤＭ，故最大允

许功耗约为１Ｗ，仅为加合适散热器后最大允许功耗（ＰＤＭ＝１０Ｗ）的１／１０。例２：已知ＴｊＭ＝１２５℃，ＴＡＭ＝４５℃，试确定ＴＯ３封装的三端稳压器在不加散热板时

的最大允许功耗。ＴＯ３封装的总热阻Ｒθ＝４０℃／Ｗ。同理可求出ＰＤＭ＝２１２５Ｗ。使用时一般不要超过

２Ｗ，这仅相当于加合适散热器后最大允许功耗（２０Ｗ）的１／１０。例１和例２的实际意义就在于，它们给出了使用三端稳压器时是否需加散热器的界限。例３：利用ＴＯ３封装的７８０９构成稳压电源。已知ＵＩ＝２０Ｖ，ＩＯ＝１Ａ，ＰＤＭ＝２０Ｗ，

ＴｊＭ＝１５０℃，ＴＡＭ＝４０℃。拟采用２ｍｍ厚铝板。试确定在不涂导热硅脂与涂导热硅脂这两

种情况下，铝散热板的外形尺寸并计算稳压器的效率。首先计算实际功耗

ＰＤ＝（ＵＩ－ＵＯ）ＩＯ＝（２０－９）×１＝１１（Ｗ）取设计功耗Ｐ′Ｄ＝１１Ｗ时，可满足ＰＤ＝Ｐ′Ｄ＜ＰＤＭ之条件。查表４１５２，在不涂导热硅脂时

ＲθＡ＝６℃／Ｗ，代入式（４１５３）计算出

Ｒθｄ＝ＴｊＭ－ＴＡＭＰ′Ｄ－ＲθＡ＝１５０－４０１１－６＝４（℃／Ｗ）

从图４１５８上查出Ｓ＝３００ｃｍ２。留出１／３余量后实际铝散热板表面积为４００ｃｍ２，外形尺寸

１８０　　特种集成电源设计与应用

可取２０ｃｍ×２０ｃｍ。若在稳压器与散热板的接触面上涂一层导热硅脂，则ＲθＡ＝１℃／Ｗ。同理可求出Ｒθｄ＝

９℃／Ｗ，Ｓ＝６２ｃｍ２，实取Ｓ′＝８４ｃｍ２，外形尺寸可设计成边长为９１ｃｍ的正方形。由此可

见，涂导热硅脂后散热器与稳压器能紧密贴合，使接触面的热阻降至最低，这不仅能改善散

热条件，而且可使散热板面积显著减小。计算稳压器效率的公式如下

η＝ＵＯＵＩ×１００％＝

９２０×１００＝４５％

不难算出，在ＰＯ＝ＩＯＵＯ＝９Ｗ保持不变的条件下，若将ＵＩ降至１５Ｖ，则η提高到６０％，而

散热板面积还能进一步减小。这表明设计的ＵＩ值不宜过高，以（ＵＩ－ＵＯ）＝４～６Ｖ为宜。例４：利用Ｌ４９６０构成单片开关电源。因其ＰＤＭ＝７Ｗ，可选Ｐ′Ｄ＝ＰＤＭ，再与ＴｊＭ＝

１５０℃、ＲθＡ＝７℃／Ｗ（ＳＩＰ７封装与ＴＯ２２０相似）、ＴＡ＝４０℃一并代入式（４１５３）中算出

Ｒ′θｄ＝８７℃／Ｗ。查图４１５８可知Ｓ＝６５ｃｍ２，实取８０ｃｍ２，可选１００ｍｍ×８０ｍｍ×２ｍｍ的铝

散热板。若涂以导热硅脂，则散热情况会更好。

３注意事项

（１）设管壳温度为ＴＧ，有关系式：Ｔｊ＞ＴＧ＞ＴＡ。显然，环境温度ＴＡ愈低，（Ｔｊ－ＴＡ）的温差就愈大，散热效果愈好。图４１５８给出的曲线均指自然冷却，若利用风扇强迫风冷，散热条件可大为改善，Ｒθｄ－Ｓ曲线就向左下方位移。

（２）从散热效果看，散热板制成圆形或正方形比较理想。若受加工条件或安装空间所限

制而必须制成长方形时，长、宽之比不得超过２∶１。（３）散热板表面应光洁、平直，无翘曲或锈蚀，并紧固在器件上。器件尽量安装在散热

板的中心处。若要求二者保持绝缘，需加云母衬垫和绝缘套筒。亦可选聚酯薄膜作绝缘

衬垫。（４）散热板应尽量远离电源变压器、功率管等热源。因稳压器外壳温度低于１００℃，故

不必考虑热辐射问题。

第十六节　ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器

由美国ＰＩ公司新推出的ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器，包括１０种型号：

ＤＰＡ４２３Ｐ～ＤＰＡ４２５Ｐ，ＤＰＡ４２３Ｇ～ＤＰＡ４２５Ｇ，ＤＰＡ４２３Ｒ～ＤＰＡ４２６Ｒ。它具有价格低廉、性能优良、设计灵活等优点，能降低电源成本，简化设计，适用于分布式电源系统、网路供

电设备及２４Ｖ／４８Ｖ的工业控制电源。一、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的性能特点

（１）ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品是采用ＣＭＯＳ工艺制成的高集成度ＤＣ／ＤＣ电源变换器，芯

片中包含了反向击穿电压为２００Ｖ的高压功率ＭＯＳＦＥＴ、ＰＷＭ控制器。具有多种控制方式

以及完善的保护功能。（２）直流输入电压的允许范围是１６～７５Ｖ。可采用正激式（即电压前馈式）、反激式

（即回扫式）两种工作模式。当ＵＩ＝３６～７５Ｖ时，在不同电源功耗的限定条件下，两种工作

模式的输出功率分别见表４１６１、表４１６２。需要说明几点：第一，利用正激式能自动降低

最大占空比，以防止当输入电压过高时引起磁芯饱和，使最大输出功率达到１００Ｗ；第二，

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１８１　　

采用反激式且当电源功耗限定为１Ｗ以下时，ＤＰＡ４２５不能正常输出；第三，ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的占空比调节范围均为４％～７５％。

表４１６１采用正激式的输出功率

当直流输入电压ＵＩ＝３６～７５Ｖ时的输出功率ＰＯ（Ｗ）

型　　号

对电源功耗的限定条件ＰＤ（Ｗ）

０５１２５４６

最大输出功率

ＰＯＭ（Ｗ）

ＤＰＡ４２３１２１６ — — — １８

ＤＰＡ４２４１６２３３５ — — ３５

ＤＰＡ４２５２３３２５０６２ — ７０

ＤＰＡ４２６２５３５５５７０８３１００

表４１６２采用反激式的输出功率

当直流输入电压ＵＩ＝３６～７５Ｖ时的输出功率ＰＯ（Ｗ）

型　　号

对电源功耗的限定条件ＰＤ（Ｗ）

０５０７５１１５

最大输出功率

ＰＯＭ（Ｗ）

ＤＰＡ４２３９１３ — — １３

ＤＰＡ４２４１０１４５１８ — ２６

ＤＰＡ４２５ — — — ２５５５２

（３）电源效率高，低功耗。轻载时采用跳过周期的工作方式来降低电源消耗，空载时的

工作电流仅为１０ｍＡ（典型值），远程关断时的工作电流不超过２ｍＡ。不采用同步整流时的

电源效率约为８５％。采用同步整流时的电源效率可大于９０％。（４）具有软启动功能，软启动时间为５ｍｓ。在启动过程中能限制峰值电流和电压，避免

输出过载。（５）在ＰＩ公司的产品中，以ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列的开关频率为最高，能减小高频变压器

的体积，提高环路带宽。开关频率可设定为４００ｋＨｚ或３００ｋＨｚ，后者适用于同步整流。（６）具有输入过电压／欠电压保护、输出过载保护、开环故障检测、过热保护及自动重

启动功能。能从外部设定极限电流。热关断温度的典型值和最小值分别为１３７℃和１３０℃。（７）很容易实现同步功能，使ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的工作频率与外部时钟保持同步。利用外部

逻辑信号还可遥控开关电源的通／断。二、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的工作原理

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品有３种封装形式，尾缀中的字母Ｐ代表ＤＩＰ８双列直插式封装，

Ｇ表示ＳＭＤ８表面封装，Ｒ代表ＴＯ２６３７Ｃ封装。ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的引脚排列如图

４１６１所示。它们均等效于六端器件，６个引脚分别为控制端Ｃ，线路检测端Ｌ，从外部设

定极限电流端Ｘ，开关频率选择端Ｆ，源极Ｓ，漏极Ｄ。其中，利用线路检测端可实现过电

压检测、欠电压检测、电压前馈、远程通／断、同步等５种功能。将开关频率选择端接源极

时开关频率为４００ｋＨｚ，接控制端时为３００ｋＨｚ。

１８２　　特种集成电源设计与应用

图４１６１　ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的引脚排列图

（ａ）ＤＩＰ８和ＳＭＤ８封装；（ｂ）ＴＯ２６３７Ｃ封装

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的内部框图如图

４１６２所示。其内部电路与ＴＯＰＳｗｉｔｃｈＧＸ基本相同，但功率ＭＯＳＦＥＴ的反向击穿电

压降为２００Ｖ，因此ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ适用于低

压ＤＣ／ＤＣ变换器。下面介绍主要单元电路

的工作原理。１控制端工作原理

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的占空比与控制端电流的

关系曲线如图４１６３所示。ＩＣＤ１为使功率

ＭＯＳＦＥＴ导通的最小控制端电流，ＩＢ为外

部偏置电流。ＩＬ为线路检测端（Ｌ）的电

流，ＩＬ（ＤＣ）是Ｄｍａｘ降低时线路检测端的极限

电流，ＩＣ（ＳＫＩＰ）为跳过周期时的控制端电流。

图４１６２　ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品的内部框图

上述参数依ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的产品型号而定。例如，对于ＤＰＡ４２６而言，ＩＣＤ１＝５４ｍＡ，ＩＢ＝５７ｍＡ，ＩＬ＝１１５μＡ，ＩＬ（ＤＣ）＝５５μＡ，ＩＣ（ＳＫＩＰ）＝１１５ｍＡ。

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的工作波形如图４１６４所示。在启动过程中当控制端电压ＵＣ＝５８Ｖ时，激活控制电路并开始软启动。软启动结束时将高压电流源关断，芯片开始正常工作。当出现

开环、过载等故障时控制端电容立即放电，使ＵＣ降至４８Ｖ，进入自动重启动阶段。利用自

动重启动电路中的８分频器（÷８），能防止功率ＭＯＳＦＥＴ在控制端旁路电容的８个充放电

周期之前误导通。自动重启动的工作模式一直持续到输出电压进入受控状态为止。图中的

Ｓ０～Ｓ７分别对应于８个计数周期。

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１８３　　

图４１６３　占空比与控制端电流的关系曲线

２振荡器与开关频率

振荡器是通过内部电容在两个电压阈值之

间周期性地充放电而产生锯齿波（ＳＡＷ）的，以此作为开关频率用于脉宽调制。通过改变外

部接线方式，能选择两种开关频率。当开关频

率选择端（Ｆ）接源极（Ｓ）时，开关频率设定

为４００ｋＨｚ，此时可使高频变压器的尺寸实现

最小化，并能提高环路的响应速率，多数情况

下选择４００ｋＨｚ。将Ｆ端接控制端Ｃ时，开关

频率设定为３００ｋＨｚ，后者适用于同步整流的

开关电源。３脉宽调制器与最大占空比

脉宽调制器通过驱动功率ＭＯＳＦＥＴ来控制输出电压。占空比与控制端电流成反比（参见图４１６３）。最大占空比Ｄｍａｘ默认为７５％，但只要在线路检测端与直流电压输入端接一只

合适的电阻，即可使占空比从７５％减小到３３％。

图４１６４　ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的工作波形图

①—上电；②—正常工作；③—自动重启动；④—掉电

４最小占空比与跳过周期

轻载时为了维持电源输出电压的稳定性，脉宽调制器能根据负载的减小而降低占空比。当控制端电流增大时，占空比就线性地减小到最小值Ｄｍｉｎ。若控制端电流再增加２ｍＡ，脉

宽调制器就使占空比从Ｄｍｉｎ降至零。此时，若负载功耗低于ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ所提供的功率，则

允许开关电源以跳过周期的模式工作。开关电源能随负载的变化在正常工作模式、跳过周期

的模式之间自动转换。若在电源输出端接上最小负载，使占空比始终大于Ｄｍｉｎ，即可禁止跳过周期。

５可编程的极限电流

在每个开关周期内，漏极极限电流（ＩＬＩＭＩＴ）是以功率ＭＯＳＦＥＴ的通态电阻（ＲＤＳ（ＯＮ））作为检测电阻的。ＤＰＡ４２３、ＤＰＡ４２４、ＤＰＡ４２５和ＤＰＡ４２６在２５℃时，通态电阻的典型值

依次为１３０Ω、０６５Ω、０３３Ω和０２４Ω。当ＩＤ≥ＩＬＩＭＩＴ时，极限电流比较器就关断功率

１８４　　特种集成电源设计与应用

ＭＯＳＦＥＴ，直到下一个时钟周期开始。ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品均有一个默认的极限电流值

（见表４１６３），但通过外部电阻可减小极限电流值。具体方法是在极限电流设定端（Ｘ）与

源极（Ｓ）之间接一只电阻ＲＩＬ，即可使Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝（２５％～１００％）ＩＬＩＭＩＴ。令ＫＩ＝Ｉ′ＬＩＭＩＴ／ＩＬＩＭＩＴ，ＫＩ表示极限电流的衰减因数，它与ＲＩＬ的关系曲线如图４１６５所示。

表４１６３ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列产品默认的极限电流值

型　　号ＤＰＡ４２３ＤＰＡ４２４ＤＰＡ４２５ＤＰＡ４２６

ＩＬＩＭＩＴ典型值（Ａ）１２５２５０５００７００

ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ（Ａ）１１６２３２４６５６５０

ＩＬＩＭＩＴｍａｘ（Ａ）１３４２６８５３５７５０

图４１６５　ＫＩ与ＲＩＬ的关系曲线

６欠电压／过电压保护电路

上电时，欠电压（ＵＶ）保护电路使ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ在ＵＩ＜ＵＵＶ时一直保持关断状态；掉

电时，过电压（ＯＶ）保护电路能在ＵＩ＞ＵＯＶ时强行关断ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ。ＵＵＶ、ＵＯＶ分别为欠

电压、过电压的阈值。在线路检测端（Ｌ）与直流电压输入端之间接一只电阻ＲＬＳ，可同时

设定欠电压阈值和过电压阈值。ＵＯＶ／ＵＵＶ的比值应为２７倍。

７遥控及同步

通过控制流入（或流出）线路检测端的电流ＩＬ，能接通或关断ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ，实现遥控

功能。在外部极限电流端和源极之间接上晶体管或光耦合器，还能实现有源控制功能，以取

代传统的机械开关。在实际应用中，可利用微处理器来控制开关电源的开启与关断。线路检测端（Ｌ）还有一个特殊功能，就是通过门限为１Ｖ的比较器来监控它的端电压

ＵＬ。只需在ＬＳ引脚之间接上较低的外部频率信号（必须低于内部开关频率），就能使

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的开关频率与外部频率保持同步，二者的频率相等，称做同步频率ｆＳＹＮＣ。同步

模式下的时序波形如图４１６６所示，图中的ｔＯＮ、ｔＯＦＦ分别表示导通时间和关断时间。当开

关频率ｆ＝４００ｋＨｚ时，ｔＯＮ＝１２０～２２５０ｎｓ；选３００ｋＨｚ开关频率时，ｔＯＮ＝１２０～３０８０ｎｓ。关

断时间ｔＯＦＦ应小于７７μｓ。ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的最低同步频率为１２８ｋＨｚ。同步模式下的最大占空比可用下式计算

Ｄｍａｘ＝０７５ｆＳＹＮＣ／ｆ（４１６１）

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１８５　　

图４１６６　同步模式下的时序波形

８从外部设定极限电流端与线路检测端的特性

外部设定极限电流端（Ｘ）与线路检测端（Ｌ）的特性及内部简化电路分别如图４１６７、图４１６８所示。

图４１６７　外部设定极限电流端与线路检测端的特性

（ａ）外部设定极限电流端的特性；（ｂ）线路检测端的特性

在ＸＳ引脚之间接一只电阻即可从外部设定极限电流值，Ｘ引脚还可作为远程通／断控

制端。图４１６７（ａ）示出了功率ＭＯＳＦＥＴ的状态、极限电流（ＩＬＩＭＩＴ）与从Ｘ端流出电流

ＩＸ的关系，负号表示电流方向是从Ｘ端流出。由图可见，当ＩＸ达到－２２５μＡ时，功率

ＭＯＳＦＥＴ被激活；当ＩＸ＝－２１５μＡ时，禁用功率ＭＯＳＦＥＴ。从禁用到激活之间有１μＡ的

滞后电流。该特性可用做远程通／断控制。此外，仅当ＩＸ＞－１８０μＡ时，才可以从外部设定

ＩＬＩＭＩＴ值。当ＩＸ＜－２３０μＡ时，Ｘ引脚就通过恒定电流，电压降为０Ｖ。当电流流入Ｌ端时，Ｌ端就作为２６Ｖ电压源，最大可输出２４０μＡ的电流。超过

１８６　　特种集成电源设计与应用

图４１６８　外部设定极限电流端与线路检测端的内部简化电路

２４０μＡ时，该引脚就改为吸收恒定电流。Ｌ端有５种功能（过电压检测，欠电压检测，电压

前馈，远程通／断和同步），但只要将ＬＳ引脚短路，就能屏蔽所有功能。在Ｌ端与ＵＩ之间

接上电阻后可用于线路检测，实现过电压／欠电压保护功能及电压前馈。ＩＵＶ、ＩＯＶ分别代表

欠电压、过电压时的电流值。当ＩＵＶ＝４７μＡ时，功率ＭＯＳＦＥＴ从激活状态转入禁用状态，ＩＵＶ＝５０μＡ时功率ＭＯＳＦＥＴ从禁用状态转入激活状态。当ＩＵＶ＝１３１μＡ时功率ＭＯＳＦＥＴ又被激活，ＩＵＶ＝１３５μＡ时从激活状态转入禁用状态。在电压前馈时，Ｄｍａｘ可从７５％降

到３３％。

图４１６９　设定欠电压、过电压阈值的电路

９设定欠电压、过电压阈值

在Ｌ端与ＵＩ的正端之间串联一只电阻ＲＬＳ，即可设定欠

电压、过电压阈值，电路如图４１６９所示。计算欠电压阈值

（ＵＵＶ）和过电压阈值（ＵＯＶ）的公式分别为

ＵＵＶ＝ＩＵＶ×ＲＬＳ＋ＵＬ（ＵＶ）（４１６２）ＵＯＶ＝ＩＯＶ×ＲＬＳ＋ＵＬ（ＯＶ）（４１６３）

式中的ＩＵＶ＝５０μＡ，ＩＯＶ＝１３５μＡ；ＵＬ（ＵＶ）、ＵＬ（ＯＶ）分别为当

ＩＬ＝ＩＵＶ、ＩＬ＝ＩＯＶ时Ｌ端的电压值，ＵＬ（ＵＶ）＝２３５Ｖ，ＵＬ（ＯＶ）＝２５Ｖ。取ＲＬＳ＝６１９ｋΩ时，根据式（４１６２）和式（４１６

３）不难算出ＵＵＶ＝３３３Ｖ，ＵＯＶ＝８６０Ｖ。三、ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片ＤＣ／ＤＣ电源变换器的典型应用

由ＤＰＡ４２３Ｇ构成３３Ｖ、６６Ｗ回扫式ＤＣ／ＤＣ变换器的电路如图４１６１０所示。其主

要技术指标为：ＵＩ＝３６～５７Ｖ，ＵＯ＝３３Ｖ，ＩＯ＝２Ａ，ＰＯ＝６６Ｗ。当ＵＩ＝４８Ｖ时额定电源

效率为８０％。该变换器的输出功率较小，为了简化电路，降低成本，未采用同步整流技术。由电阻Ｒ２设定的欠电压值和过电压值分别为３３３Ｖ、８６０Ｖ。电阻Ｒ１和Ｒ３用来设定

ＤＰＡ４２３Ｇ的极限电流。增大Ｒ１可减小极限电流值，这有助于减小过载输出电流，降低尖峰

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１８７　　

电压以及二次侧元器件的耐压值，以便选用耐压３０Ｖ而不是４０Ｖ肖特基二极管。ＶＤＺ起钳

位作用，能保证漏极峰值电压低于２００Ｖ。一般情况下ＶＤＺ不工作，仅靠Ｃ２即可限制漏极

电压。

图４１６１０　３３Ｖ、６６Ｗ的ＤＣ／ＤＣ变换器电路

上电后，附助绕组的输出电压经过ＶＤ２整流后提供控制端电流。Ｒ５和Ｃ８能滤除高频开

关噪声并阻止尖峰脉冲对Ｃ３充电，Ｃ３为控制端的旁路电容。上电启动和自动重启动的时间

由Ｃ４决定。输出整流管ＶＤ１选用ＳＬ４３型肖特基二极管。Ｃ５～Ｃ７为滤波电容，宜采用低ＥＳＲ的钽

电容。利用电感Ｌ１和陶瓷电容Ｃ９可降低高频噪声和纹波，使得在满负载情况下的纹波低于

３５ｍＶ。输出电压被Ｒ８和Ｒ９分压后反馈到ＣＡＴ４３１的基准端。反馈补偿网络由Ｒ６、Ｒ７、Ｃ１１、Ｃ４及Ｒ４组成。Ｃ１０为软启动电容，防止在上电时输出超限。

第十七节　基于同步整流技术

的高效率电源变换器的设计

近年来随着电源技术的发展，同步整流技术正在低压、大电流输出的ＤＣ／ＤＣ变换器中

迅速推广应用。在低电压、大电流输出的情况下，输出端整流管的损耗尤为突出。例如，对

采用１５Ｖ、２０Ａ电源的笔记本电脑而言，此时超快恢复整流二极管的损耗已超过电源输出

功率的５０％。即使采用低压降的肖特基整流二极管，损耗也会达到（１８％～４０％）ＰＯ。因

此，传统的二极管整流电路已成为限制ＤＣ／ＤＣ电源变换器效率的瓶颈。同步整流是采用通态电阻极低的专用功率ＭＯＳＦＥＴ来取代整流二极管以降低整流损耗

的一项新技术。它能大大提高ＤＣ／ＤＣ变换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成

的死区电压。功率ＭＯＳＦＥＴ属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。用

功率ＭＯＳＦＥＴ做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步，故称之为同

步整流。一、同步整流的基本原理

单端正激、隔离式降压同步整流器的基本原理如图４１７１所示。Ｖ１、Ｖ２为功率ＭＯＳ

１８８　　特种集成电源设计与应用

图４１７１　单端降压式同步

整流器的基本原理图

ＦＥＴ。其中，Ｖ１起整流作用，Ｖ２起续流作用。该电路的

工作原理如下：在二次绕组电压的正半周，Ｖ１导通，Ｖ２关断，Ｖ１起整流作用。在二次绕组电压的负半周，Ｖ１关

断，Ｖ２导通，Ｖ２起到续流作用。同步整流电路的功率损

耗主要包括Ｖ１、Ｖ２的导通损耗及栅极驱动损耗。当开关

频率低于１ＭＨｚ时，导通损耗占主导地位；开关频率高于

１ＭＨｚ时，以栅极驱动损耗为主。１磁复位电路的设计

正激式ＤＣ／ＤＣ变换器的缺点是在功率管截止期间必须

将高频变压器复位，以防止变压器磁芯饱和，因此一般需要增加磁复位电路（亦称变压器复位电

图４１７２　单端降压式同步整流器常用的三种磁复位电路

（ａ）附助绕组复位电路；（ｂ）Ｒ、Ｃ、ＶＤＺ钳位电路；（ｃ）有源钳位电路

路）。图４１７２示出单端降

压式同步整流器常用的三种

磁复位电路：附助绕组复位

电路，Ｒ、Ｃ、ＶＤＺ钳位电

路，有源钳位电路。三种磁

复位的方法各有优缺点。附

助绕组复位法会使变压器结

构复杂化，Ｒ、Ｃ、ＶＤＺ钳

位法属于无源钳位，其优点

是磁复位电路简单，能吸收由高频变压器漏感而产生的尖峰电压，但钳位电路本身也要消耗磁场

能量。有源钳位法在上述三种方法中的效率最高，但也提高了电路的成本。２磁复位电路的校验

当输入电压为最小值或最大值时，要求磁复位电路都能按可控制的范围将高频变压器准

确地复位。检查磁复位情况的最好办法是用示波器观察漏极电压的波形（示波器探头接漏

极，地线接源极）。当输入电压为７２Ｖ时，实际观察加到ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片开关电源漏

极上的磁复位波形如图４１７３所示。

图４１７３　磁复位波形

图中，Ｔ为开关周期，Ｄ为占空比。ｔＯＮ为

ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ的导通时间，有关系式ｔＯＮ＝ＤＴ。在ｔＯＮ时间段，高频变压器的正向磁通量增大，漏极电压ＵＤ＝０Ｖ。在ｔＲＺ时间段高频变压器被复

位，储存在高频变压器中的全部能量接近于零，ＵＤ就上升到最大值。在ｔＲＮ时间段，高频变压器

的负向磁通量增大，此时复位电容和钳位电容向

变压器电感放电，使ＵＤ不断降低。在ｔＶＯ时间段

内磁通量保持为负值，此时高频变压器一次绕组

的电压为零，这是因为ＵＤ与ＵＩＮ大小相等（都

是７２Ｖ）而极性相反，互相抵消了，仅在二次绕组上有负向磁感应电流通过。二、同步整流式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的设计


（１）它采用ＤＰＡＳｗｉｔｃｈ系列单片开关式稳压器ＤＰＡ４２６Ｒ，构成正激、隔离式ＤＣ／ＤＣ

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１８９　　

１９０　　特种集成电源设计与应用

电源变换器模块。直流输入电压范围是３６～７５Ｖ，输出电压为１２Ｖ，输出电流均为５Ａ，输

出功率可达６０Ｗ。（２）采用电容耦合式同步整流驱动技术，大大提高了电源效率。当直流输入电压为３６Ｖ

时，电源效率高达９１５％。具有输出过载保护、开环保护和过热保护功能。（３）外围元件数量少，体积小，功率密度高（每单位体积可输出的功率）。其外形尺寸

为９０ｍｍ×５３ｍｍ×１５ｍｍ，功率密度高达３６６Ｗ／ｃｍ３。２同步整流式ＤＣ／ＤＣ电源变换器的电路设计

由ＤＰＡ４２６Ｒ构成同步整流式６０ＷＤＣ／ＤＣ电源变换器的电路如图４１７４所示。该电路

采用电容耦合式同步整流驱动技术，这不仅对提高输出电压十分有用，还允许使用无源的

ＲＣ电路来驱动ＭＯＳＦＥＴ整流管，而不会出现栅极过电压的情况。若直接用电阻来驱动

ＭＯＳＦＥＴ整流管，则有可能发生栅极过电压现象。电阻Ｒ１用来设定欠电压／过电压值，并且当输入电压为最大值时，Ｒ１能线性地降低最大

占空比Ｄｍａｘ，防止在输出瞬间过载时磁芯发生饱和。取Ｒ１＝６１９ｋΩ时，ＵＵＶ＝３３３Ｖ，ＵＯＶ＝８６０Ｖ。在高频变压器正常工作时，由ＶＤ１、Ｃ１８、Ｌ２和ＶＤ２构成的谐振电路能吸收高频

变压器的泄漏能量。稳压管ＶＤＺ１可在短时间内对漏极电压起到钳位作用。同步整流管Ｖ２的驱动电路是由Ｃ１０、Ｒ５、Ｒ８和ＶＤＺ２构成的，在正半周，二次绕组的

上端为正极性，经过Ｃ１０、Ｒ５对同步整流管Ｖ２的等效栅极电容进行充电，使栅极电压高于

开启电压，Ｖ２迅速导通。Ｒ５可限制栅极电流的幅度。Ｒ８为栅极下拉电阻，在负半周时能保

证Ｖ２可靠地截止。稳压管ＶＤＺ２用来限制Ｖ２的栅极电压，并在Ｖ２关断时给Ｃ９反方向充

电，使之迅速复位。

图４１７５　电源效率与输出

功率的关系曲线

同步续流管Ｖ１的驱动电路是由Ｃ１７、Ｒ２３、Ｒ１５和ＶＤＺ３构成的，其驱动原理与Ｖ２相

似。但Ｖ１是由高频变压器的复位电压来驱动的，并且Ｖ１仅在Ｖ２截止时才工作。续流二

极管ＶＤ６在高频变压器完成复位时可为储能电感（Ｌ４）提供一条电流通路，维持输出不变。精密光耦反馈电路由光耦合器ＰＣ３５７、可调式精密并联稳压器ＬＭ４３１等组成。Ｒ１０和

Ｒ１１为取样电阻。由Ｒ７、ＶＤ５和Ｃ１５构成软启动电路。高频变压器采用ＥＦＤ２５型磁芯，配１０脚骨架。一次绕组用４股０４ｍｍ漆包线分两层

各绕５匝。二次绕组用４股０４ｍｍ漆包线绕６匝。辅助绕组用０２５ｍｍ漆包线绕５匝。一次绕组的电感量ＬＰ＝１９０μＨ（在３００ｋＨｚ时允许有

±２５％的误差），最大漏感量ＬＰ０＝１μＨ。高频变压器

的谐振频率不低于３８ＭＨｚ。储能电感Ｌ４采用

ＥＦＤ２０型磁芯，用３股０５６ｍｍ漆包线绕１８匝。其

电感量为４０μＨ，在３００ｋＨｚ时允许有±１０％的误差。实测该电源变换器模块的电源效率与输出功率的

关系曲线如图４１７５所示。由图可见，当输出功率为

２Ｗ时，电源效率已达到９０％。三、电路设计要点

１高频变压器的磁复位

在整个设计中，高频变压器的磁复位是个关键问

题。ＭＯＳＦＥＴ整流管的栅极负载会影响到高频变压

器的复位波形。对于ＭＯＳＦＥＴ续流管Ｖ１而言，其

第四章　ＤＣ／ＤＣ电源变换器　１９１　　

图４１７６　ＳＩ４８００的ＵＧＳ与

ＱＧ的关系曲线

等效栅极电容ＣＥＩ也应包含在栅极负载中。应选择合

适的元器件值，以确保高频变压器在输入电压为最

小值时有足够的复位时间，并且在输入电压为最大

值时ＤＰＡ４２６Ｒ的漏极电压不超过安全值。２功率ＭＯＳＦＥＴ参数计算

功率ＭＯＳＦＥＴ与双极型晶体管不同，它的栅极

电容ＣＧＳ较大，在导通之前首先要对ＣＧＳ进行充电，仅当ＣＧＳ上的电压超过栅源开启电压（ＵＧＳ（ｔｈ））时，ＭＯＳＦＥＴ才开始导通。对ＳＩ４８００而言，ＵＧＳ（ｔｈ）≥０８Ｖ。为了保证ＭＯＳＦＥＴ导通，用来对ＣＧＳ充电的

ＵＧＳ要比额定值高一些，而且等效栅极电容也比ＣＧＳ高出许多倍。ＳＩ４８００的栅源电压（ＵＧＳ）与总栅极

电荷（ＱＧ）的关系曲线如图４１７６所示。由图可见，有关系式

ＱＧ＝ＱＧＳ＋ＱＧＤ＋ＱＯＤ（４１７１）式中：ＱＧＳ为栅源极电荷；ＱＧＤ为栅漏极电荷，亦称

米勒（Ｍｉｌｌｅｒ）电容上的电荷；ＱＯＤ为米勒电容充满后的过充电荷。当ＵＧＳ＝５Ｖ时，ＱＧＳ＝２７ｎＣ，ＱＧＤ＝５ｎＣ，ＱＯＤ＝４１ｎＣ，代入式（４１７１）中不难算出，总栅极电荷ＱＧ＝１１８ｎＣ。

等效栅极电容ＣＥＩ等于总栅极电荷除以栅源电压，即

ＣＥＩ＝ＱＧ／ＵＧＳ（４１７２）将ＱＧ＝１１８ｎＣ、ＵＧＳ＝５Ｖ代入式（４１７２）中，可计算出等效栅极电容ＣＥＩ＝２３６ｎＦ。需要

指出，等效栅极电容远大于实际的栅极电容（即ＣＥＩＣＧＳ），因此应按ＣＥＩ来计算在规定时间

内导通所需要的栅极峰值驱动电流ＩＧ（ＰＫ）。ＩＧ（ＰＫ）等于总栅极电荷除以导通时间，有公式

ＩＧ（ＰＫ）＝ＱＧ／ｔＯＮ（４１７３）式中，ｔＯＮ为ＭＯＳＦＥＴ的导通时间。ＳＩ４８００的ＱＧ＝１１８ｎＣ，ｔＯＮ＝１３ｎｓ，代入式（４１７３）中计算出，它在规定时间内导通时所需的ＩＧ（ＰＫ）＝１１８ｎＣ／１３ｎｓ＝０９１Ａ。

　第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　

１９２　　特种集成电源设计与应用

　　

小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器是指输出功率为几十毫瓦至十几瓦、输出电流限定在１０～１０００ｍＡ的交流／直流变换器。这类特种电源集成电路的外围电路简单，转换效率高，适

宜构成小型数字仪表及测量装置中的高效率、多功能稳压电源。

第一节　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器的性能特点及产品分类

目前，国内外生产的小功率ＡＣ／ＤＣ电源变换器的产品型号多达数百种。主要包括美国

美信（ＭＡＸＩＭ）公司生产的ＭＡＸ６００／６１０系列，美国电源集成公司（ＰｏｗｅｒＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎｓＩｎｃ，简称ＰＩ公司）研制的ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ系列、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列。它们

的性能特点及产品分类详见表５１１。

表５１１小功率ＡＣ／ＤＣ电源变换器的性能特点及产品分类

产品系列产品型号主　要　特　点

ＭＡＸ６００／６１０　ＭＡＸ６００／６０１／６０２、ＭＡＸ６１０／６１１／６１２（共６种）

　它属于无工频变压器的小功率（０５Ｗ，最大为０７５Ｗ）单片线

性稳压电源，内含全桥或半桥整流器、线性稳压器和保护电路。只

需外接交流降压电容、滤波电容、限流电阻，就能将２２０Ｖ交流电

变换成固定或可调式直流稳定电压，电源效率约为８０％，具有限流

保护电路。其稳压性能好，电压调整率ＳＶ＝０００１％，远优于三端

集成稳压器，适合制作小型化数字仪表的电源或构成５Ｖ不间断电

源（ＵＰＳ）、微处理器的电源电压监控器及小容量电池充电器

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ　ＴＮＹ２５３Ｐ～ＴＮＹ２５６Ｐ、ＴＮＹ２５３Ｇ～ＴＮＹ２５６Ｇ、ＴＮＹ２５６Ｙ（共９种）

　它属于四端小功率、低成本单片开关电源，比ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ增加

了使能端，利用该端可从外部关断ＭＯＳＦＥＴ。它用开／关控制器来

代替ＰＷＭ调制器，可等效为ＰＦＭ调制器。适合构成１０Ｗ以下的

电源适配器、电池充电器和待机电源。ＴＮＹ２５６还增加了自动重启

动计数器、欠电压检测电路和频率抖动特性，并将最大输出功率提

高到１９Ｗ

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ　ＴＮＹ２６４Ｐ～ＴＮＹ２６８Ｐ、ＴＮＹ２６４Ｇ～ＴＮＹ２６８Ｇ（共８种）

　它属于第二代微型单片开关电源，最大输出功率提高到２３Ｗ，进

一步降低了芯片的功耗。开关频率从４４ｋＨｚ提高到１３２ｋＨｚ，这不

仅能提高电源转换效率，还允许使用低价格、小尺寸的磁芯，减小

高频变压器的体积。芯片内部增加了自动重启动计数器、极限电流

状态机和输入欠电压检测电路。一旦发生输出短路、控制环开路或

者掉电故障，均能保护芯片不受损坏。将ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ的使能端

（ＥＮ）改为双功能引出端 “使能／欠电压端”（ＥＮ／ＵＶ）。增加了开

关频率抖动功能，能有效抑制音频噪声和开关噪声。此外，它还降

低了功率ＭＯＳＦＥＴ漏极极限电流的容许偏差

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　１９３　　

续表

产品系列产品型号主　要　特　点

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ　ＴＮＹ２７４Ｐ～ＴＮＹ２８０Ｐ、ＴＮＹ２７４Ｇ～ＴＮＹ２８０Ｇ（共

１４种）

　它属于第三代微型单片开关电源，最大输出功率提高到３６５Ｗ，进一步降低了芯片的功耗，能在任何负载要求下达到恒定的电源效

率。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ产品系列相邻型号之间的电流极限值互相兼容，其优点是用户无须改变ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ芯片的型号及外围电路，即可

灵活地设计出具有不同特点的开关电源；并且在用相邻型号的ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ芯片进行代换时，也不需对电路作任何改动。将ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ的使能端（ＥＮ）改为双功能引出端 “使能／欠电压端”（ＥＮ／ＵＶ），将旁路端（ＢＰ）改为旁路／多功能端（ＢＰ／Ｍ）。自动重启动

时的占空比降为３％，进一步限制了出现短路或开环故障时的最大

输出功率

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＮＫ５００Ｐ／５０１Ｐ／５２０Ｐ、ＬＮＫ

５００Ｇ／５０１Ｇ／５２０Ｇ（共６种）

　它采用ＥｃｏＳｍａｒｔ?节能技术，适合构成具有恒压／恒流（ＣＶ／ＣＣ）输出特性的特种开关电源。用做电源适配器时芯片工作在恒压

区，可为负载提供稳定的电压，此时恒流区用来提供过载保护及短

路时的自动重启动保护。用做电池充电器时芯片工作在恒流区，充

电完毕自动转入恒压区。在宽范围输入（交流８５～２６５Ｖ）时最大

输出功率为３Ｗ，交流２３０Ｖ固定输入时最大输出功率为４Ｗ。外围

电路简单，成本低廉，价格可与线性电源相媲美

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ　ＬＮＫ３０４Ｐ～ＬＮＫ３０６Ｐ、ＬＮＫ３０４Ｇ～ＬＮＫ３０６Ｇ（共６种）

　它能以最少数量的外围元件构成非隔离式、微型节能开关电源。与传统的 “无源（靠电容降压）”解决方案相比，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ能

达到比电容降压式线性稳压电源更高的效率。其外围电路简单，使

用灵活，既可设计成正压输出的降压式（Ｂｕｃｋ）电路，亦可设计成

负压输出的降压或升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）电路、降压式ＬＥＤ恒流驱

动电路，可满足不同用户的需要。输入电压范围宽。有两种工作模

式可供选择：连续模式（ＣＣＭ），不连续模式（ＭＤＣＭ）。抗干扰能

力强，利用频率抖动技术能将电磁干扰降低１０ｄＢ。最大输出电流为

３６０ｍＡ，适用于家用电器中的控制电源以及ＬＥＤ点阵驱动器

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ　ＬＮＫ３６２Ｐ～ＬＮＫ３６４Ｐ、ＬＮＫ３６２Ｇ～ＬＮＫ３６４Ｇ（共６种）

　它具有全世界通用的输入范围，适配２３０Ｖ× （１±１５％）或８５～２６５Ｖ的交流电，最大输出功率为９Ｗ，可取代小功率线性电源。其

外围电路简单，不需要使用钳位保护电路，也不需要反馈绕组及环

路补偿电路，成本低廉，电源效率高，安全性好。采用频率抖动技

术，具有自动重启动、过热保护等功能

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ　ＬＮＫ５６２Ｐ～ＬＮＫ５６４Ｐ、ＬＮＫ５６２Ｇ～ＬＮＫ５６４Ｇ（共６种）

　它具有外围元件数量少、不需要使用钳位保护电路、稳压性能

好、电源效率高、成本低廉等优点，最大输出功率为３Ｗ。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ采用频率抖动技术来抑制电磁干扰，允许使用低成本的

ＥＭＩ滤波器；它通过简单的开／关控制，无需环路补偿。适配２３０Ｖ× （１±１５％）或８５～２６５Ｖ的交流电，可取代小功率线性电源。适

合构成手机、ＰＤＡ、电动工具、ＭＰ３、电动剃须刀的充电器

第二节　ＭＡＸ６１０系列小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器

ＭＡＸ６１０系列是美国ＭＡＸＩＭ公司推出的单片小功率交流／直流线性电源变换器，它为

设计非隔离式、无工频变压器的小型线性集成稳压器提供了便利条件。一、ＭＡＸ６１０系列产品的分类及性能特点

ＭＡＸ６１０系列包含３种型号：ＭＡＸ６１０／６１１／６１２，主要技术指标见表５２１。

１９４　　特种集成电源设计与应用

表５２１　ＭＡＸ６１０系列产品的技术指标

型　号交流输入电压

ｕ（Ｖ）内部整流器

工作方式

内部稳压管的稳定电压

ＵＺ（Ｖ）输出电压

ＵＯ（Ｖ）最大输出电流

ＩＯＭ（ｍＡ）

ＭＡＸ６１０２２０（或１１０）全波整流１２４５（或１３～９，可调）

ＭＡＸ６１１２２０（或１１０）半波整流１２４５

ＭＡＸ６１２２２０（或１１０）全波整流１８６５（或１３～１５，可调）

１００（５Ｖ）

ＭＡＸ６１０系列产品具有以下特点：（１）它们均属于无工频变压器的小功率（０５Ｗ，最大为０７５Ｗ）单片稳压电源，内部

包括全桥或半桥整流器、线性稳压器和保护电路。只需外接限流电阻、交流降压电容和滤波

电容，就能将２２０Ｖ（或１１０Ｖ）、５０Ｈｚ的交流电源变换成固定式或可调式直流稳压电源，电

源效率达８０％左右。（２）应用范围广。适宜制作小型化智能仪器和便携式数字仪表的电源，或构成５Ｖ不间

断电源ＵＰＳ（ＵｎｉｎｔｅｒｒｕｐｔｉｂｌｅＰｏｗｅｒＳｙｓｔｅｍ的缩写）、精密电池充电器、微处理器的电源电

压监控器。（３）稳压性能好。作固定输出时标称输出电压为５Ｖ±４％［即（５±０２）Ｖ］，输出电

压的温度系数为±１００×１０－６／℃ （ＴＡ＝０～７０℃），电压调整率达０００１％／Ｖ，远优于三端

集成稳压器。（４）对于ＭＡＸ６１０／６１２，利用外部电阻分压器，可以把输出电压设定在１３～９Ｖ（或

１３～１５Ｖ，视型号而定）范围内。（５）采用２２０Ｖ交流输入电压。当输出电压ＵＯ＝５Ｖ时，最大输出电流为１００ｍＡ。（６）输出阻抗约０６Ω，静态电流仅７０μＡ。（７）具有过电压／欠电压信号输出，用以监测５Ｖ输出电压是否过高或过低，亦可改作

他用，例如向外部提供复位信号。具有限流保护电路。（８）外部电路简单，外围元件少，电源效率高，能省掉电源变压器。内含整流电路和稳

压二极管，稳压值分别为１２４Ｖ（ＭＡＸ６１０／６１１）、１８６Ｖ（ＭＡＸ６１２）。（９）ＭＡＸ６１１还具有可设定延迟时间的上电复位电路，其引出端为ＲＤ。（１０）工作温度范围是０～７０℃。２５℃时的极限功耗为７５０ｍＷ，超过２５℃时按８ｍＷ／℃

递减。二、ＭＡＸ６１０系列产品的工作原理与典型应用

图５２１　ＭＡＸ６１０的

引脚排列图

１ＭＡＸ６１０的工作原理与典型用法

ＭＡＸ６１０采用８脚双列直插式封装，引脚排列如图５２１所示（该图对ＭＡＸ６１２也完

全适用），各引脚的功能如下：ＡＣ１、ＡＣ２———交流电源输入端，接内部整流桥的交流侧。这两端之间可承受５Ａ的瞬

间脉冲电流，持续时间为２５０μｓ。Ｕ＋、Ｕ－———整流桥的正、负输出端，Ｕ－兼作公共地。ＵＯ———输出电压端，当第４脚接地时，ＵＯ＝５Ｖ。

ＯＵＶ———欠电压／过电压信号输出端，欠电压阈值ＵＬ＝４６５Ｖ，过电压阈值ＵＨ＝５４Ｖ。常态下ＯＵＶ＝１，当ＵＯ＜ＵＬ或ＵＯ＞ＵＨ时，ＯＵＶ＝０，可用作微机的复位信号。

ＵＳＥＴ———输出电压调整端，接Ｕ－时ＵＯ＝５Ｖ，接电阻分

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　１９５　　

压器时，ＵＯ可在１３～９Ｖ范围内连续可调。ＵＳＥＮＳＥ———限流输入端，若在此端与ＵＯ端之间接入限流检测电阻ＲＳ，则输出短路电流

被限定为０６Ｖ／ＲＳ。ＭＡＸ６１０的内部框图及典型应用如图５２２所示。内部包括整流桥、稳压管（并联调整

式稳压器，其稳定电压ＵＺ＝１２４Ｖ）、串联调整式稳压器、限流保护电路、过电压／欠电压

检测电路（专为５Ｖ输出而设置的）。

图５２２　ＭＡＸ６１０的内部框图及典型应用

Ｒ１为限流电阻。当

ｕ＝２２０Ｖ时，要求Ｒ１＞６８Ω，通常选１００Ω、１Ｗ金属膜电阻。Ｒ１的

功耗由下式确定

Ｐ＝２７Ｒ１Ｃ２１（５２１）

式中：Ｐ的单位取

ｍＷ；Ｒ１、Ｃ１的单位分

别为 Ω、μＦ。举例说

明，取Ｒ１＝１００Ω、Ｃ１＝１６μＦ时。Ｐ＝２７×１００×１６２＝６９１ｍＷ≈０６９Ｗ，实取１Ｗ的金

属膜电阻即可。Ｃ１为交流降压电容。因断电时Ｃ１上仍充有接近于市电峰值的电压，故应在Ｃ１两端并联

一只泄放电阻Ｒ２，以便将积存电荷泄放掉，防止使用人员不慎接触电源插头时受到电击。Ｒ２的阻值通常选１ＭΩ。Ｃ１的容量决定ＭＡＸ６１０本身的功耗ＰＤ和最大输出电流ＩＯＭ，其容量

与ＩＯＭ和ＵＯ值有关。当ｕ、ＵＯ确定之后，Ｃ１与ＩＯＭ成正比，有公式

Ｃ１＝ＩＯＭ槡４２（ｕ－ＵＯ）ｆ

（５２２）

若将ｕ＝２２０Ｖ、ｆ＝５０Ｈｚ、ＵＯ＝５Ｖ、ＩＯＭ＝１００ｍＡ代入上式，则Ｃ１＝１６μＦ，可选耐压

４００Ｖ的金属膜电容器。Ｃ２为滤波电容。使用时应注意将Ｃ１靠近相线端，必要时加金属机

壳，壳体接通大地。特别是当输出电流ＩＯ≤１０ｍＡ时，Ｃ１可省去不用，但必须相应增大Ｒ１的阻值。在ＵＯ＝

５Ｖ、ＩＯ＝１０ｍＡ的情况下，Ｒ１可选８２ｋΩ、２Ｗ的电阻器，使之兼起到限流、降压的作用。使用时需要注意安全。由于ＭＡＸ６１０是采用电容器降压，不是通过电源变压器与电网

隔离，所以有带电的危险，为此可采用以下几种安全措施：（１）降压电容器Ｃ１应靠近相线端，并给整个装置增加一个金属机壳，壳体接通大地。（２）若装置必须与电网隔离，可加１∶１隔离变压器，或增加降压式变压器。此外还应注意，ＡＣ１～ＡＣ２端之间的输入电压ＵＩＮ（ＲＭＳ）一般不要超过１０Ｖ（有效值）。仅

在能保证最大输入电流不超过１２０ｍＡ极限值（连续电流的有效值），并且ＭＡＸ６１０的功耗

也不超过７５０ｍＷ极限值时，才允许超过１０Ｖ。２ＭＡＸ６１１的工作原理与典型用法

ＭＡＸ６１１的引脚排列及内部框图分别如图５２３（ａ）、（ｂ）所示。由图可见，它与

ＭＡＸ６１０／６１２主要有三点区别：第一，ＭＡＸ６１１内部是由两只整流管组成半波整流电路，

１９６　　特种集成电源设计与应用

图５２３　ＭＡＸ６１１的引脚排列及框图

（ａ）引脚排列；（ｂ）内部框图

ＡＣ１～Ｕ－端的交流输

入电压不得超过１６Ｖ（有效值），交流输入电

流的极限值为１８０ｍＡ（有效值）；第二，输出

电压不可调，固定为

５Ｖ；第三，将ＡＣ２端

改作空脚（ＮＣ），第４脚改成复位延迟端

（ＲＤ），该端需外接延

迟电容Ｃ３，复位延迟时

间τ与Ｃ３的容量成正比，比例系数为３０ｍｓ／００１μＦ，即每００１μＦ的电容量可产生３０ｍｓ的

延迟时间。例如，取Ｃ３＝１μＦ时，τ＝３ｓ。在过电压或欠电压状态过去之后，ＯＵＶ端必须经

过延迟时间τ才能变成高电平。

图５２４　上电复位延迟

（ａ）上电复位延迟电路；（ｂ）时序波形

ＭＡＸ６１１与ＭＡＸ６１０／６１２的共同之处在于当输出电压ＵＯ低于欠电压阈值ＵＬ或高于过

电压阈值ＵＨ时，ＯＵＶ端均立即变成低电平。但它们也有重要区别，这表现在当输出电压转

入正常、返回到５Ｖ时，ＭＡＸ６１０／６１２的ＯＵＶ端立即变成高电平，而ＭＡＸ６１１的ＯＵＶ端

则需经历一段延迟时间，在确认输出电压能够保持在５Ｖ上之后，才变成高电平。这表明，ＭＡＸ６１１能给微处理器（μＰ）提供一个可靠的上电复位信号。其特点是无论何时，只要微

处理器的５Ｖ工作电源由于某种原因（例如短路故障）而下降，导致ＭＡＸ６１１的ＵＯ＜４６５Ｖ，ＯＵＶ端就变成高电平，自动将微处理器复位。一旦电源恢复正常，使４６５Ｖ＜ＵＯ＜５４Ｖ，并且能保持一段时间τ之后，ＯＵＶ端才呈高电平，使微

处理器进入正常工作状态。若再次

发生欠电压故障，就重新启动上电

复位延迟电路。这就提高了微处理

器工作的可靠性。图５２４示出上电复位延迟电

路及其时序波形。（ａ）图中，从

ＯＵＶ端输出的上电复位延迟信号，接至微处理器的复位端ＲＥＳＥＴ（负逻辑，低电平有效）。延迟时间τ的表达式为

τ＝３Ｃ３（５２３）式中，Ｃ３的单位取μＦ，τ的单位是

ｓ。由（ｂ）图可见，在上电过程中

或者上电后突然发生欠电压、过电

压现象时，ＯＵＶ端都要经过延迟

时间τ才变成高电平。图中的阴影

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　１９７　　

区表示当ＵＯ＜１５Ｖ时，ＯＵＶ端的输出电平不确定。

图５２５　ＭＡＸ６１１的典型用法

ＭＡＸ６１１的典型用法如图５２５所示。该电路可将２２０Ｖ交流电转换成５Ｖ、５０ｍＡ的直流稳压输出。因未使用ＲＤ端，故

ＯＵＶ信号没有延迟时间。从第８脚还可取

出整流滤波后产生的＋１２Ｖ电压（未经稳

压）。前面介绍过的式（５２２）仅适用于

ＭＡＸ６１０／６１２。鉴于ＭＡＸ６１１采用半波整

流电路，Ｃ１的电容量需增大一倍，公式应为

Ｃ１＝ＩＯＭ槡２２（ｕ－ＵＯ）ｆ

（５２４）

三、ＭＡＸ６１０系列产品的检测方法

按照图５２２接好电路，图中的Ｃ１由０５６μＦ和１μＦ的标称值电容并联而成，总容量为

１５６μＦ，这与１６μＦ十分接近。检测ＭＡＸ６１０的步骤如下：

１测量负载特性

（１）将ＤＴ８９０Ｂ型３位数字万用表拨至２０ＶＤＣ挡，测量第６脚对地的输出电压应在

＋４９８～５０２Ｖ范围之内。然后用数字万用表测量第８脚对地电压为＋１２８Ｖ，接近于典型

值１２４Ｖ。另用７５０ＶＡＣ挡测得交流电源电压ｕ＝２１８Ｖ。（２）给稳压电源接上负载电阻ＲＬ（可用滑线电阻器代替）并改变ＲＬ的阻值，分别测出

ＲＬ值所对应的输出电流ＩＯ值。测量数据见表５２２。测量ＩＯ时选用２００ｍＡＤＣ挡。另用一块

数字万用表监测ＵＯ值，当ＲＬ从３０Ω变化到５００Ω时，ＵＯ恒定为４９８Ｖ。由表５２２可见。

ＭＡＸ６１０的稳压性能优良。当交流输入电压为２１８Ｖ时，最大输出电流ＩＯＭ≈１００ｍＡ。

表５２２ＭＡＸ６１０的负载特性（ｕ＝２１８Ｖ）

ＲＬ（Ω）３０５０６０７０１００１２５１５０２００３００５００ＩＯ（ｍＡ）９９６９９６８３０７１１４９８４１５３３２２４９１６６１００ＵＯ（Ｖ）４９８

（３）断电后用５００型万用表测得ＭＡＸ６１０的输入电阻约为１００ｋΩ。

２检测Ｃ１与ＩＯＭ等参数的对应关系

检测Ｃ１与ＩＯＭ等参数的对应关系的数据见表５２３，交流电源电压实测为２２５Ｖ。表中，

ｕ１、ｉ１分别为ＡＣ１～ＡＣ２端的交流输入电压和输入电流的有效值。由表可见，利用Ｃ１可设定

ＩＯＭ值，随着Ｃ１的增大，ＩＯＭ值以及ｉ１值也迅速增大。但是当Ｃ１＞１８μＦ之后，ＩＯＭ的变化就

不太显著了。此外，ｕ１值基本不随Ｃ１而变化，这是由于内部整流器输出端接有稳压管负载

的缘故。

表５２３Ｃ１与ＩＯＭ等参数的对应关系（ｕ＝２２５Ｖ）

Ｃ１（μＦ）０５６１０１６２２３３

ＩＯＭ（ｍＡ）３２７６３８１０３４１０７７１０９１ｕ１（Ｖ）１００６１０１８１０２０１０２８１０３７ｉ１（ｍＡ）２３９５０７６２２７３０４７４１ＵＯ（Ｖ）５０１

１９８　　特种集成电源设计与应用

根据表５２３所提供的数据，还可以推算出比例系数ＩＯＭ／Ｃ１≈６３５ｍＡ／μＦ，即Ｃ１的每

１μＦ电容量对应于６３５ｍＡ的最大输出电流。这可供设计电路时参考，其适用条件是Ｃ１≤１８μＦ。

四、ＭＡＸ６１０系列产品的应用技巧

１电压可调式输出电路

前已述及，当ＵＳＥＴ端与Ｕ－端短接时，ＭＡＸ６１０和ＭＡＸ６１２的输出电压固定为５Ｖ。但

图５２６　电压可调式输出电路

只要在ＵＳＥＴ与ＵＯ端之间外接一套电阻分压

器，即可获得可调式输出，电路如图５２６所示。输出电压的计算公式为

ＵＯ＝１３× １＋Ｒ３Ｒ（）４

（５２５）

对ＭＡＸ６１０而言，电压调整范围是１３～９Ｖ。不难算出，当ＵＯ＝９Ｖ时，电阻比Ｒ３／Ｒ４＝５９２。Ｒ４采用２ｋΩ固定电阻，Ｒ３选用

１２ｋΩ可调电阻，能获得１３～９Ｖ连续可调

的输出电压。将一片ＭＡＸ６１０按图５２６所

示接入电路，用一块数字万用表实测Ｒ３与ＵＯ值的对应关系，测量数据见表５２４。由表可

见，当Ｒ３＝０时，ＵＯ＝１３１Ｖ≈１３Ｖ；当Ｒ３＝１２ｋΩ时，ＵＯ＝８９８Ｖ≈９Ｖ。这与按式（５２５）计算的理论值完全相符。另外还可验证，当Ｒ３＞１２ｋΩ时，ＵＯ基本不变，此时式（５２５）已不再成立，这表明Ｒ３的电阻值不能选得过大。如果只需要输出某一固定电压，Ｒ３也

可换成固定电阻。

表５２４Ｒ３与ＵＯ对应关系的数据（Ｒ４＝２ｋΩ）

Ｒ３／ｋΩ ０２４６８１０１２１４１６１８

ＵＯ／Ｖ１３１２６１３９３５２０６５１７８２８９８８９７８８１８９８

对于ＭＡＸ６１２，Ｒ３应选２４ｋΩ标称可调电阻，此时输出电压的调整范围是１３～１５Ｖ。２５Ｖ、１０ｍＡ稳压电源

当ＭＡＸ６１０的输出电流ＩＯ≤１０ｍＡ时，可省去降压电容，５Ｖ、１０ｍＡ稳压电源的电路

如图５２７所示。取Ｒ１＝１６４ｋΩ时，ＩＯＭ＝１０ｍＡ。Ｒ１上的实际功耗为２６Ｗ，可自行绕制

１６４ｋΩ、５Ｗ的绕线电阻。

图５２７　５Ｖ、１０ｍＡ稳压电源的电路

３利用变压器隔离的５Ｖ直流稳压电源

为安全起见，可利用一只２２０Ｖ／８Ｖ的降压

变压器进行电网隔离，电路如图５２８所示。ＭＡＸ６１２本身的功耗由下式确定

ＰＤ＝（ｕ１（Ｐ）－ＵＯ）ＩＯ（５２６）式中，ｕ１（Ｐ）为ＡＣ１～ＡＣ２端之间的交流电压峰

值。将ｕ１（Ｐ）槡＝２×８＝１１３Ｖ、ＵＯ＝５Ｖ、ＩＯ＝１００ｍＡ一并代入式（５２６）中，得到ＰＤ＝６３１ｍＷ。Ｃ２的容量为４７０μＦ。

需要说明几点：

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　１９９　　

图５２８　用变压器隔离的５Ｖ稳压电源

（１）当环境温度ＴＡ＝２５℃时，ＭＡＸ６１２的最大输出电流ＩＯＭ＝１００ｍＡ；当ＴＡ＝７０℃时，ＩＯＭ就下降到３０ｍＡ。

（２）若采用２２０Ｖ／６３Ｖ的变压器，在

２５℃时的ＩＯＭ可达１５０ｍＡ。此时滤波电容Ｃ２必须增加到２２００μＦ，才能确保在交流电的每

个周期内Ｕ＋端的电压不低于６Ｖ。（３）若变压器二次侧的短路电流小于

２Ａ，则可省掉Ｒ１。（４）上述电路对ＭＡＸ６１０也适用。在ＴＡ＝２６℃时，实测ＭＡＸ６１０的最大输出电流ＩＯＭ

＝１２７７ｍＡ＞１００ｍＡ。４直流输入的５Ｖ稳压电源

ＭＡＸ６１０／６１２亦可直接输入直流电压Ｅ，此时就不需用降压电容和限流电阻，电路如

图５２９所示。对于ＭＡＸ６１０，应选Ｅ＝＋６５～１０Ｖ；ＭＡＸ６１２则选＋６５～１６Ｖ，分别低于

内部稳压管的反向击穿电压（１２４Ｖ、１８６Ｖ），故稳压管不工作。尽管ＭＡＸ６１０／６１２本身

的静态电流仅７０μＡ，却可在输入电压低至６５Ｖ时提供５Ｖ、１５０ｍＡ的稳压输出。此时

ＡＣ１、ＡＣ２端需接Ｕ－（地）。众所周知，使用电池供电时必须注意电池的极性不得接反，然而图５２１０示出一种即

使９Ｖ电池接反了也能正常工作的＋５Ｖ稳压电源。其特点是，巧妙地利用ＭＡＸ６１０中的全

波整流器来自动校正电池极性，既方便了用户，又可避免因电池装反而损坏芯片。

图５２９　直流输入的

５Ｖ稳压电源

图５２１０　防止供电

极性接反的电路

图５２１１　限流保护电路

５限流保护电路

当稳压电源的５Ｖ输出端发生短路故障，导致输出电流迅速增大时，很容易损坏单片

ＡＣ／ＤＣ电源转换器。为此，可增加如图５２１１所示的限流保护电路，该电路对于ＭＡＸ６１０／

６１１／６１２均适用。限流检测电阻ＲＳ接在ＵＳＥＮＳＥ与

ＵＯ端之间，输出短路电流的最大值由下式确定

ＩＯＭ＝０６／ＲＳ（５２７）式中的０６（Ｖ）代表第５、６脚内部硅晶体管的

基极发射极电压。现取ＲＳ＝２２Ω，可将最大短

路电流限制在２７２７ｍＡ。一旦ＵＳＥＮＳＥ－ＵＯ＞

２００　　特种集成电源设计与应用

０６Ｖ，即可启动芯片内部的限流保护电路工作。进入保护状态之后，ＵＳＥＮＳＥ就降到１３Ｖ左

右（实测值），ＯＵＶ端也变成低电平（约０３Ｖ），正常时为几伏。６＋５Ｖ不间断电源

由ＭＡＸ６１０构成的＋５Ｖ不间断电源的电路如图５２１２所示。Ｅ为备用电源，选６节国

产ＮＹＧ０５（０５Ａｈ）型镍镉电池时，Ｅ＝１２×６＝７２Ｖ。平时二极管ＶＤ截止，Ｕ＋～Ｕ－

图５２１２　＋５Ｖ不间断电源的电路

端之间的１２４Ｖ电压经限流电阻Ｒ３对Ｅ进行

涓流充电，使之处于备用状态。涓流充电电

流设计为１０ｍＡ。当电网停电时，ＶＤ迅速导

通，改由Ｅ供电，维持＋５Ｖ稳压输出不发生

掉电现象，此时最大可输出１５０ｍＡ电流。ＶＤ可采用１Ｎ４１４８型硅高速开关二极管，有

条件者最好选低压降的肖特基二极管，以提

高电源利用率，例如Ｂ８３００４型肖特基二极

管，其正向压降约为０３Ｖ。７镍镉电池充电器

由ＭＡＸ６１０构成的镍镉电池充电器如图

５２１３所示。输出电压值取决于Ｒ３、Ｒ４。取Ｒ３＝１０ｋΩ，Ｒ４＝２４ｋΩ时，由式（５２５）求

图５２１３　镍镉电池充电器

出ＵＯ＝＋６７Ｖ。该电压适合对６Ｖ蓄电

池进行充电。最大平均充电电流ＩＭ由Ｃ１设定，有公式

ＩＭ＝５５６ｕｆＣ１（５２８）将ｕ＝２２０Ｖ，ｆ＝５０Ｈｚ，Ｃ１＝１６μＦ一并

代入式（５２８）中，得到ＩＭ＝８０ｍＡ。不接滤波电容Ｃ２时，最大充电电流的

有效值为

ＩＲＭＳ＝１２ＩＭ（５２９）接上Ｃ２后

ＩＲＭＳ＝ＩＭ（５２１０）若改用ＭＡＸ６１１，Ｃ１的容量应增大１倍，式（５２９）也相应变成ＩＲＭＳ＝１７ＩＭ。

图５２１４　扩展ＭＡＸ６１１的最大输出电流

８扩展输出电流的方法

空载时内部稳压管就变成了整流器的主要负载，它要承受较大的功率。受稳压管最大允

许功耗的限制，ＭＡＸ６１０系列的最大输出电

流一般只能达到１００ｍＡ。只是随着负载电

流的增大，稳压管所消耗的功率才逐渐降

低。显然，若用一只功率为２Ｗ、稳定电压

略低的稳压管来代替内部稳压管起到稳压的

作用，即可对输出电流进行扩展。扩展

ＭＡＸ６１１最大输出电流的电路如图５２１４所示。外部７５Ｖ稳压管并联在ＡＣ１与Ｕ－

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２０１　　

（地）之间，将Ｃ１的容量增加到４７μＦ，Ｃ２改成３３００μＦ之后，ＭＡＸ６１１可获得５Ｖ、１５０ｍＡ的输出。在空载情况下，要求外部稳压管必须能承受１５～２Ｗ的电功率。现取ＲＳ＝２２Ω，可将最大短路电流限制在２７２７ｍＡ。

图５２１５　扩展ＭＡＸ６１０的最大输出电流

（ａ）方法之一；（ｂ）方法之二

扩展ＭＡＸ６１０最大输出电流有两种方

法，分别如图５２１５（ａ）、（ｂ）所示。鉴

于ＭＡＸ６１０采用全波整流器，故Ｃ１之值

仅为采用半波整流的ＭＡＸ６１１所需值的一

半。将两只１Ｎ５９２３Ｂ型（国产型号为

２ＣＷ１０６）１Ｗ、８２Ｖ稳压管反极性串联

后接在ＡＣ１、ＡＣ２端之间。因为在交流电

的正、负半周两只稳压管是轮流工作的，所以每只稳压管的功耗就降至１Ｗ。采用

这种方法，ＭＡＸ６１０在输出５Ｖ时可提供

大约１５０ｍＡ的电流。（ｂ）图中是将一只

１Ｎ５９２２Ｂ（国产型号２ＣＷ１０５）型１５Ｗ、７５Ｖ稳压管并联在Ｕ＋与Ｕ－端之间，同

样能达到扩展输出电流之目的，此时内部

稳压管不工作。利用外接ＰＮＰ功率管也可以大幅度

地扩流。以ＭＡＸ６１２为例，将６５～１５Ｖ直流电源ＵＩ接在Ｕ＋与Ｕ－端之间，选择

Ａ９４０或３ＡＤ６型ＰＮＰ功率管，其发射极

接ＵＩ，集电极接ＭＡＸ６１２的ＵＯ端，基极接Ｕ＋端，在基极与发射极之间接１０Ω左右的偏置

电阻。实验表明，此时可将稳压输出电流扩展到１Ａ。９使用注意事项

（１）降压电容Ｃ１必须能承受交流输入电压的峰值。对于交流２２０Ｖ电压，可选耐压

４００Ｖ的电容器；对于交流１１０Ｖ电压，耐压值应为１６０Ｖ。（２）交流进线端应接有合适的熔丝管，对输入端进行过电流保护。（３）为补偿ＭＡＸ６１０系列产品在高频时输出阻抗的增加，可在滤波电容Ｃ２（４７～

１００μＦ）上并联一只０１μＦ的高频旁路电容，使输出阻抗在０～１ＭＨｚ频率范围内保持在低

值（约０６Ω）上不变。（４）当仅使用ＭＡＸ６１０／６１２内部的直流线性稳压器时，应把ＡＣ１、ＡＣ２端都接Ｕ－端，

使整流器不工作，外部直流电源直接从Ｕ＋端给芯片供电。对于ＭＡＸ６１１而言，则只需将

ＡＣ１端接Ｕ－端。（５）当Ｃ２的容量大于７５０μＦ时，必须在ＵＳＥＮＳＥ与ＵＯ端之间接限流电阻ＲＳ，以限制最大

输出电流。这样就能避免大容量的滤波电容因短路放电而损坏芯片。（６）适当减小Ｃ１的容量可降低ＭＡＸ６１０系列产品的功耗，提高可靠性。

２０２　　特种集成电源设计与应用

第三节　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列是美国ＰＩ公司继ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ之后，推出的第二代隔离式微型单片

开关电源集成电路。该系列产品包括ＴＮＹ２６４Ｐ／Ｇ、ＴＮＹ２６６Ｐ／Ｇ～ＴＮＹ２６８Ｐ／Ｇ，共８种型

号。它特别适合制作高效率、低成本、微型化的小功率开关电源，例如手机电池充电器、ＰＣ待机电源、彩色电视机待机电源、交流电源适配器、电机控制器以及ＩＳＤＮ或ＤＳＬ网络

终端，是体积大、效率低的线性稳压电源理想的替代品。一、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列产品的性能特点

与第一代产品ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ（ＴＮＹ２５３～ＴＮＹ２５５）相比，它除了保留结构简单、使用方

便等优点之外，还具有以下显著特点：（１）在增加输出功率的同时，降低了芯片的功耗，使电源效率得到进一步提高。当交流

输入电压达到最大值２６５Ｖ，空载时芯片的功耗一般低于５０ｍＷ。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ系列产品的最

大输出功率为１０Ｗ（ＴＮＹ２５５Ｐ／Ｇ型），ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列产品则提高到２３Ｗ（ＴＮＹ２６８Ｐ／Ｇ型）。

（２）开关频率从４４ｋＨｚ提高到１３２ｋＨｚ，允许使用低价格、小尺寸的ＥＥ１３或ＥＦ１２６型磁芯，减小了高频变压器的体积，还提高了电源转换效率。

（３）增加了自动重启动计数器、极限电流状态机和输入欠电压检测电路。利用一只检测

电阻来设定输入电压的欠电压阈值，消除了在待机电源等应用中因输入滤波电容缓慢放电而

引起的电源掉电故障。一旦发生输出短路、控制环开路或者掉电故障，均能保护芯片不受

损坏。（４）将ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ的使能端（ＥＮ）改为双功能引出端 “使能／欠电压端”（ＥＮ／ＵＶ）。

正常工作时由此端控制内部功率ＭＯＳＦＥＴ的通断，该端还可用于输入欠电压检测信号。另

外，在旁路端（ＢＰ）内部还增加了６３Ｖ的钳位保护电路。（５）新增加了开关频率抖动（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｊｉｔｔｅｒｉｎｇ）功能，能滤除浸过清漆的普通高频变

压器产生的音频噪声，并防止电源的开关噪声，还能快速上电而无过冲现象。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的开／关控制器的调节速度比一般的脉宽调制器（ＰＷＭ）更快，对纹波的抑制能力更佳。

（６）给旁路端增加了电压钳位保护电路，内部设有钳位用的６３Ｖ稳压管，允许器件从

一次侧辅助绕组获得能量，从而降低了芯片的功耗。（７）功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极极限电流ＩＬＩＭＩＴ的容许偏差小。例如ＴＮＹ２６４Ｐ／Ｇ的容许偏

差仅为２５０±１７ｍＡ，相对偏差减小到（±１７／２５０）％＝±６８％；而ＴＮＹ２５４Ｐ／Ｇ的容差为

２５５±２５ｍＡ，相对偏差达（±２５／２５５）％＝±９８％。这表明，用ＴＮＹ２６４Ｐ／Ｇ代替

ＴＮＹ２５４Ｐ／Ｇ来设计开关电源时，由于ＴＮＹ２６４Ｐ／Ｇ不需要留出过多的极限电流余量，因此

在相同输入功率／输出电压的条件下，输出功率要高于ＴＮＹ２５４Ｐ／Ｇ，并且能降低外围元件

的成本。二、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源的工作原理

１ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的引脚功能

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列单片开关电源采用８脚双列直插式（ＤＩＰ８）或表面安装式（ＳＭＤ８）封装形式，引脚排列如图５３１所示。其中，Ｓ、Ｄ分别为功率ＭＯＳＦＥＴ的源极与漏极，４个源极在内部是连通的。ＢＰ（ＢＹＰＡＳＳ）为旁路端，该端与地（Ｓ极）之间需接一只

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２０３　　

图５３１　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列的引脚排列图

０１μＦ的旁路电容。ＢＰ端与ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ的控制端Ｃ有某些相似之处，但外接旁路电容却从４７μＦ减小到

０１μＦ。ＥＮ／ＵＶ为 “使能／欠电压”双功能引出端，正

常工作时由此端控制内部功率ＭＯＳＦＥＴ的断、通，当

ＩＥＮ≥５０μＡ时将ＭＯＳＦＥＴ关断。该端还可用于输入欠

电压检测，具体方法是ＥＮ／ＵＶ端经一只２ＭΩ电阻接

ＵＩ。未接电阻时无此项功能。２ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的工作原理

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ内部集成了一个耐压为７００Ｖ的功率

ＭＯＳＦＥＴ和一个开／关控制器。与传统的ＰＷＭ控制器不同，它采用一个简单的开!关控制

器来调节输出电压。其功能框图如图５３２所示。主要包括振荡器，５８Ｖ稳压器，旁路端

钳位用的６３Ｖ稳压管，使能检测与逻辑电路，极限电流状态机，欠电压、过电流及过热保

图５３２　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的功能框图

护电路，自动重启动计数器。此外，ＥＮ／ＵＶ的内部电路中还增加了一个源极跟随器。由图

５３２可见，能够控制ＭＯＳＦＥＴ关断的电路有以下几种：ＢＰ端欠电压比较器，过电流比较

器，过热保护电路，最大占空比信号Ｄｍａｘ，前沿闭锁电路，ＥＮ／ＵＶ控制端。它们之间呈

“逻辑或”的关系，任何一路均可单独将ＭＯＳＦＥＴ关断。（１）振荡器。振荡器的频率均设置为１３２ｋＨｚ。它能产生决定每个周期起始时间的时钟

信号（ＣＬＯＣＫ）和最大占空比信号（Ｄｍａｘ）。该振荡器还增加了频率抖动电路，开关频率的

抖动范围是１２８～１３６ｋＨｚ，抖动量为±４ｋＨｚ。频率抖动波形如图５３３所示。利用此功能可

显著减小噪声干扰，并且噪声谐波次数愈高，抑制作用愈明显。例如对５次谐波噪声平均值

的衰减量可达１０ｄＢ以上。

书书书

２０４　　特种集成电源设计与应用

图５３３　频率抖动的波形

（２）使能电路与极限电流状态机。ＥＮ／ＵＶ端的使能电路中有一个设定值为

１０Ｖ的低阻抗源极跟随器，其输出电流

的阈值为２４０μＡ。当该端输出电流超过

２４０μＡ时，使能电路就输出低电平（禁

止）。在时钟信号的上升沿对输出取样，若为高电平，则本周期接通功率ＭＯＳＦＥＴ；若为低电平，在大多数情况下，就

使功率ＭＯＳＦＥＴ关断。但在接近于最大

负载时，即便使能电路不起作用，功率

ＭＯＳＦＥＴ在此周期内仍然导通，只是极

限电流要降到规定值的５０％。因为取样仅

在每个周期开始时进行一次，所以在此周

期内ＥＮ／ＵＶ端上其他电流或电压的变化均可忽略不计。轻载时，极限电流状态机用离散的

数字量来减小ＩＬＩＭＩＴ值，使ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ在音频范围内起到开关作用。从而降低了高频变压

器产生的音频噪声。（３）开／关控制器和输出级。主要包括ＲＳ触发器、门电路（与门Ｙ１～Ｙ４、或门Ｈ１～

Ｈ２）、ＭＯＳＦＥＴ。其中，Ｙ２为主控门。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列的输出功率较小，不需要加驱动

级。ＭＯＳＦＥＴ的Ｕ（ＢＲ）ＤＳ≥７００Ｖ。漏极电源电压ＵＤ应低于７００Ｖ。关断时漏极电流ＩＤＳＳ≤５０μＡ。当Ｔｊ＝２５℃ 时，ＴＮＹ２６４、ＴＮＹ２６６、ＴＮＹ２６７、ＴＮＹ２６８的漏—源通态电阻

（ＲＤＳ（ＯＮ））分别为２８Ω、１４Ω、７８Ω、５２Ω；在ＴｊＭ＝１００℃ 时依次为４２Ω、２１Ω、１１７Ω、７８Ω。

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ通常是工作在极限电流的模式下。启动时，在每个时钟周期开始时刻，ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ对ＥＮ／ＵＶ端进行取样，再根据取样结果来决定是否跳过周期以及跳过多少

个周期，同时确定适当的极限电流阈值。当漏极电流ＩＤ逐渐升高并达到ＩＬＩＭＩＴ值或者占空比

达到最大值Ｄｍａｘ时，使ＭＯＳＦＥＴ关断。满载时ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ在大部分周期内导通；中等

负载时则要跳过一部分周期并开始降低ＩＬＩＭＩＴ值，以维持输出电压稳定。轻载或空载时，则

几乎要跳过所有周期，并且进一步降低ＩＬＩＭＩＴ值，使功率ＭＯＳＦＥＴ仅在很少时间内导通，以维持电源正常工作所必须的能量。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列工作在满载、负载变轻、中等负载、轻载（或空载）下的时序波形

分别如图５３４～图５３７所示。由图可见，满载时ＭＯＳＦＥＴ几乎在所有时钟周期内导通；当负载减轻时它要跳过一些时钟周期，以保持输出稳定；中等负载时它会跳过更多一些时钟

周期，轻载时则要跳过绝大部分时钟周期，仅在小部分周期内导通。这就是开／关控制器调

节电压的原理，这与ＰＦＭ调制方式确有相似之处。需要说明几点：１）ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列在工作时跳过的时钟周期数愈多，ＭＯＳＦＥＴ输出的开关电压频

率就愈低，因此可将它视为占空比固定而开关频率可调的脉冲频率调制器。２）ＭＯＳＦＥＴ的最大导通时间ｔＯＮｍａｘ被振荡器限定为Ｄｍａｘ·Ｔ。因ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列的

Ｄｍａｘ＝６５％，Ｔ＝１／１３２ｋＨｚ≈７５８μｓ，故

ｔＯＮｍａｘ＝Ｄｍａｘ·Ｔ＝６５％×７５８μｓ＝４９３μｓ

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２０５　　

图５３４　满载的时序波形图５３５　负载变轻时的时序波形

图５３６　中等负载的时序波形图５３７　负载很轻时的时序波形

３）由于ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列的极限电流值ＩＬＩＭＩＴ和开关频率ｆ均为常数，因此其输出功

率与高频变压器一次绕组的电感量成正比，而与交流输入电压ｕ关系不大。这一点很重要，也正是ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列能在交流电压宽范围输入下正常工作的原因所在。

ＥＮ／ＵＶ端一般由光耦合器驱动。光耦合器中接收管的集电极连到ＥＮ／ＵＶ端，发射极

则接源极。光耦合器与稳压管串联在稳压输出端，输出电压ＵＯ就等于光耦合器内部发光二

极管（ＬＥＤ）正向压降ＵＦ与稳压管稳定电压ＵＺ之和。当ＵＯ↑时，ＬＥＤ开始导通，将ＥＮ／

ＵＶ脚电压置成低电平，使功率ＭＯＳＦＥＴ关断，通过减小占空比来使ＵＯ↓，最终达到稳压

目的。为改善稳压性能，亦可用可调式精密并联稳压器ＴＬ４３１来代替普通的稳压管。

４）５８Ｖ稳压器和６３Ｖ并联式电压钳位器。当ＭＯＳＦＥＴ关断时，５８Ｖ稳压器通过漏

极电压的电流将旁路端外接电容ＣＢＰ充电到５８Ｖ。当ＭＯＳＦＥＴ导通时，ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ就

消耗存储在ＣＢＰ中的能量。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ内部电路的功耗极低，使其能利用漏极电流连续工

作。选择０１μＦ的旁路电容即可实现高频去耦及能量的存储。此外，外部电阻还向ＢＰ端提

供电流，当ＢＰ端达到６３Ｖ的钳位电压时，就关闭５８Ｖ稳压器，以降低芯片的空载损耗。

５）极限电流检测电路。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的极限电流参数值见表５３１。极限电流检测电

２０６　　特种集成电源设计与应用

路用来检测功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ是否达到极限值。在每个开关周期内，当ＩＤ达到

ＩＬＩＭＩＴ时，功率ＭＯＳＦＥＴ就在此周期的剩余时间内关断。

　　表５３１ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的极限电流

型　　号ＴＮＹ２６４Ｐ／ＧＴＮＹ２６６Ｐ／ＧＴＮＹ２６７Ｐ／ＧＴＮＹ２６８Ｐ／Ｇ

　极限电流典型值ＩＬＩＭＩＴ（ｍＡ）２５０３５０４５０５５０

　极限电流最小值ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ（ｍＡ）

２３３３２５４１９５１２

　极限电流最大值ＩＬＩＭＩＴｍａｘ（ｍＡ）

２６７３７５４８１５８８

图５３８　自动重启动波形

６）自动重启动。一旦发生输出过载、输

出短路或开路故障时，ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ能自动

重启动，直至排除故障后转入正常工作状态。自动重启动频率为１２Ｈｚ。当输出端短路时

自动重启动的波形如图５３８所示。７）欠电压检测电路。在ＥＮ／ＵＶ端与直

流输入高压ＵＩ之间接一只欠电压保护电阻，即可监测ＵＩ值是否欠电压。当ＵＩ低于设定值

时，欠电压检测电路就将旁路端电压ＵＢＰ从正

常值（５８Ｖ）降至４８Ｖ，强迫功率ＭＯＳＦＥＴ关断，起到保护作用。

８）上电／掉电。由于ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ旁路电容的容量小（仅０１μＦ），其充电时间很短，典型值为０６ｍｓ，因此上电过程迅速且输出无过冲现象。但接上欠电压保护电阻后上电时间

会延迟。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ在接欠电压保护电阻和不接欠电压保护电阻时的上电波形分别如图

５３９、图５３１０所示。

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ用做待机电源时，若在ＥＮ／ＵＶ端接上２ＭΩ欠电压保护电阻，还使待机

电源具有慢关断特性，关断波形如图５３１１所示。其特点是当ＵＩ降至０Ｖ时，漏极电压ＵＤ要经过一段时间才降至０Ｖ。而不接欠电压保护电阻时，ＵＤ和ＵＩ是同时降到０Ｖ的。图５３１２为不接欠电压保护电阻时的关断波形。

图５３９　接欠电压保护电阻后的上电波形图５３１０　不接欠电压保护电阻时的上电波形

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２０７　　

图５３１１　接欠电压保护电阻时的关断波形图５３１２　不接欠电压保护电阻时的关断波形

三、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列微型单片开关电源的典型应用

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列产品可广泛用于２３Ｗ以下小功率、低成本的高效开关电源。例如，

图５３１３　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的典型应用电路

ＩＣ卡付费电能表中的小型化开关电源模块，手

机电池恒压／恒流充电器，电源适配器（ｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙａｄａｐｔｅｒ），微机、彩电、激光打印机、录像机、摄录像机等高档家用电器中的待机电

源（ＳｔａｎｄｂｙＳｕｐｐｌｙ），还适用于ＩＳＤＮ及ＤＳＬ网络终端设备。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的典型应用电路如图５３

１３所示。由Ｒ１、Ｃ１和ＶＤ１组成的钳位保护电

路，可将漏极关断时产生的尖峰电压限定在安

全范围之内。Ｒ２是输入欠电压检测电阻。Ｃ３是旁路电容。高频变压器输出的高频电压经

过快恢复二极管ＶＤ２和电容Ｃ２整流滤波后，获得稳定的输出电压ＵＯ。光耦合器反馈电

路由稳压管（ＶＤＺ）和光耦合器（ＩＣ２）组成，Ｒ３是稳压管的偏置电阻。当ＵＯ发生变化

时，光耦合器中红外发射管的工作电流也发生相应变化，再通过接收管改变使能／欠电压

端（ＥＮ／ＵＶ）的电流，进而控制内部功率ＭＯＳＦＥＴ的断、通，去调节输出电压，最终

使ＵＯ保持稳定。

第四节　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源

自１９９８年以来，美国ＰＩ公司已经售出了超过８亿片的ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系

列节能型产品，并且有超过１０亿片的电源ＩＣ采用了ＥｃｏＳｍａｒｔ?节能专利技术。２００６年２月，ＰＩ公司又推出了ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列第三代微型单片开关电源产品。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ具有

高效节能、高度集成、低成本等特点，适合构成８５～２６５Ｖ通用交流输入电压、输出功率范

围是５～２８５Ｗ的开关电源，在２３０Ｖ（允许变化±１５％）交流输入时的最大输出功率为

３６５Ｗ，可广泛用于便携式电子产品充电器、ＤＶＤ播放器等家用电器中，还可构成计算机、服务器及液晶电视的待机电源。

一、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列产品的性能特点

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列产品包括ＴＮＹ２７４Ｐ～ＴＮＹ２８０Ｐ、ＴＮＹ２７４Ｇ～ＴＮＹ２８０Ｇ共１４种型

２０８　　特种集成电源设计与应用

号，产品分类及最大输出功率见表５４１。

　　表５４１ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的产品分类及最大输出功率

产　品　型　号

最大输出功率ＰＯＭ（Ｗ）固定交流输入２３０Ｖ（允许变化±１５％）宽范围交流输入８５～２６５Ｖ

密封式电源适配器敞开式电源模块密封式电源适配器敞开式电源模块

ＬＮＫ２７４Ｐ　ＬＮＫ２７４Ｇ６１１５８５ＬＮＫ２７５Ｐ　ＬＮＫ２７５Ｇ８５１５６１１５ＬＮＫ２７６Ｐ　ＬＮＫ２７６Ｇ１０１９７１５ＬＮＫ２７７Ｐ　ＬＮＫ２７７Ｇ１３２３５８１８ＬＮＫ２７８Ｐ　ＬＮＫ２７８Ｇ１６２８１０２１５ＬＮＫ２７９Ｐ　ＬＮＫ２７９Ｇ１８３２１２２５ＬＮＫ２８０Ｐ　ＬＮＫ２８０Ｇ２０３６５１４２８５

与ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ相比，ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列产品主要有以下特点：（１）ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ 系列产品的功能更强大，电路设计更灵活。（２）ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ系列产品的最大输出功率为２３Ｗ（ＴＮＹ２６８Ｐ／Ｇ型），ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ

Ⅲ 系列则提高到３６５Ｗ（ＴＮＹ２８０Ｐ／Ｇ型）。（３）通过选择ＢＰ／Ｍ端的电容量，可从外部设定极限电流值。该系列产品中除

ＴＮＹ２７４Ｐ／Ｇ之外，每种型号都有３种不同的极限电流值可供用户选择，而无需使用其他引

脚或外部元件。这是ＰＩ公司对ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ最关键的一项改进技术。其优点是在用相邻型号

进行替换时，无须重新设计高频变压器，也不用改变外围元件。（４）用户可分别从实现电源效率最大化、获得最大输出功率的角度来优化电源设计。选

择较高的极限电流值可获得更高的峰值功率，或者在敞开式电源模块中得到更高的连续输出

功率；而较低的极限电流值可提高密封式电源适配器／电池充电器的效率。（５）传统的脉宽调制（ＰＷＭ）式开关电源的效率随负载的减轻而明显降低。ＴｉｎｙＳ

ｗｉｔｃｈⅢ则采用开／关控制方式，能在任何负载要求下达到恒定的电源效率，这是其显著优

点之一。根据ＣＥＣ国际标准以及对待机电源的要求，电源的平均效率必须能在某一段负载

范围内达到要求。ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ能满足对待机电源及空载功耗节能标准的要求，空载功耗

低于１５０ｍＷ；增加偏置绕组后可降到５０ｍＷ以下。（６）具有输入欠电压保护、输出过电压保护功能。（７）降低了最大过载功率，从而可降低高频变压器、钳位电路及二次侧元器件的成本。二、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源的工作原理

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的采用ＤＩＰ８Ｃ封装（简称Ｐ封装），或ＳＭＤ８Ｃ封装（简称Ｇ封装），

图５４１　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列的引脚排列图

引脚排列如图５４１所示。其中，Ｓ、Ｄ分别为内部功率ＭＯＳＦＥＴ的源极与漏极（４个源极在内部连通）。ＥＮ／ＵＶ为 “使能／欠电

压”双功能引出端，正常情况下，通过该端可控制功率ＭＯＳＦＥＴ的通、断；若在该端与直流输入电压之间连接一只外部电阻，即

可检测输入是否欠电压。ＢＰ／Ｍ为旁路／多功能端，单纯作旁路端

使用时，该端与地（Ｓ极）之间接０１μＦ的旁路电容。ＢＰ／Ｍ端

还具有多功能端的特性：首先是改变旁路电容的容量，即可设定

极限电流值；其次，该端还能提供关断功能，具体方法是在反馈

电压的输出端与ＢＰ／Ｍ端之间接一只稳压管，即可实现输出过电压保护。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２０９　　

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的内部框图如图５４２所示，它与ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ的工作原理基本相同。二者的主

要区别有以下四点：①ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ将旁路端（ＢＰ）改为旁路／多功能端（ＢＰ／Ｍ）；②部分电路

参数作了精细调整，例如将５８Ｖ稳压器改成５８５Ｖ稳压器，ＢＰ端欠电压比较器的比较电压从

５８Ｖ／４８Ｖ改为５８５Ｖ／４９Ｖ，内部稳压管的稳压值从６３Ｖ改为６４Ｖ；③进一步降低了芯片的

功耗，其漏极供电电流、ＢＰ／Ｍ端充电电流等均明显低于ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ；④自动重启动时的占空

比降为３％，进一步限制了出现短路或开环故障时的最大输出功率。

图５４２　ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的内部框图

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的极限电流ＩＬＩＭＩＴ与旁路电容ＣＢＰ的对应关系见表５４２。以ＴＮＹ２７９Ｐ／Ｇ为例，当旁路电容ＣＢＰ＝０１μＦ时，选择标准极限电流ＩＬＩＭＩＴ＝６５０ｍＡ（典型值，下同）；当

旁路电容ＣＢＰ＝１μＦ时，选择较低的极限电流ＩＬＩＭＩＴ＝５５０ｍＡ；当旁路电容ＣＢＰ＝１０μＦ时，选择较高的极限电流ＩＬＩＭＩＴ＋＝７５０ｍＡ，三者之间依次相差１００ｍＡ。这种设计的最大优点是

能保证相邻型号之间具有良好的兼容性。例如，ＴＮＹ２７９Ｐ／Ｇ的ＩＬＩＭＩＴ－＝５５０ｍＡ，这恰好是

相邻型号ＴＮＹ２７８Ｐ／Ｇ升高后的极限电流值；而ＴＮＹ２７９Ｐ／Ｇ的ＩＬＩＭＩＴ＋＝７５０ｍＡ，这正是

相邻型号ＴＮＹ２８０Ｐ／Ｇ降低后的极限电流值，余者类推。

　　表５４２极限电流ＩＬＩＭＩＴ与旁路电容ＣＢＰ的对应关系

极　限　电　流ＴＮＹ２７４ＴＮＹ２７５ＴＮＹ２７６ＴＮＹ２７７ＴＮＹ２７８ＴＮＹ２７９ＴＮＹ２８０

　标准ＩＬＩＭＩＴ（ｍＡ）２５０２７５３５０４５０５５０６５０７５０

　较低的极限电流ＩＬＩＭＩＴ－（ｍＡ）２１０２５０２７５３５０４５０５５０６５０

　较高的极限电流ＩＬＩＭＩＴ＋（ｍＡ）２１０３５０４５０５５０６５０７５０８５０

三、ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ系列微型单片开关电源的典型应用

由ＴＮＹ２７８构成通用输入、＋１２Ｖ／１Ａ输出的反激式开关电源的电路如图５４３所示。该电源具有欠电压／过电压保护功能，电源效率大于８０％，在交流２６５Ｖ输入时的空载功耗

２１０　　特种集成电源设计与应用

低于５０ｍＷ。电路中使用两片集成电路：ＩＣ１（ＴＮＹ２７８Ｐ），ＩＣ２（ＰＣ８１７Ａ型光耦合器）。图

中的Ｒ５、Ｒ８均为可选件，而Ｃ７的电容量与所选择的极限电流值有关。８５～２６５Ｖ交流电经过输入保护电路及整流滤波电路后获得直流高压，接至一次绕组的

一端，一次绕组的另一端接ＴＮＹ２７８Ｐ内部功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极。ＦＵ为３１５Ａ熔丝管，起到过电流保护作用。ＶＳＲ是标称电压为交流２７５Ｖ的压敏电阻，能吸收浪涌电压，起过电

压保护作用。由Ｃ１、Ｌ１、Ｃ２构成的输入滤波器用于滤除串模干扰。一次侧钳位电路由

Ｐ６ＫＥ１５０Ａ型瞬态电压抑制器ＶＤＺ１（ＴＶＳ）、阻塞二极管ＶＤ５、阻容元件Ｃ３、Ｒ１及Ｒ２组

成，可将漏感产生的尖峰电压限制在安全范围以内。Ｒ２、Ｃ３还可抑制高频振荡。将ＴＶＳ钳

位电路与并联式ＲＣ型吸收电路相结合，不仅能降低电磁干扰（ＥＭＩ），还能提高电源效率。由于Ｒ２可限制ＶＤ５的反向电流，因此ＶＤ５允许采用低成本的１Ｎ４００７ＧＰ型１Ａ／１０００Ｖ玻

璃钝化式整流管来代替快恢复二极管，其反向恢复时间低于２μｓ；但不得使用普通的

１Ｎ４００７型整流管，否则会降低电源效率并增加串模干扰。

图５４３　由ＴＮＹ２７８构成通用输入、１２Ｖ／１Ａ输出的反激式开关电源的电路

二次绕组的输出电压经过ＶＤ７整流，再经过Ｃ４、Ｌ２和Ｃ５滤波后获得直流输出电压ＵＯ。

ＶＤ７采用ＢＹＶ２８２００型超快恢复二极管，其额定整流电流Ｉｄ＝２８Ａ，最高反向工作电压

ＵＲＭ＝２００Ｖ。Ｌ２采用铁氧体磁珠，能抑制开关噪声。磁珠是近年来问世的一种超小型的非

晶合金磁性材料，外形尺寸为２５×３（ｍｍ），电感量仅为几至几十微亨。Ｃ５为安全电容

（亦称作Ｙ电容）。该电源采用配稳压管的光耦反馈电路。由ＶＤＺ３提供参考电压，当输出电压ＵＯ发生波

动时，在光耦合器ＰＣ８１７Ａ内部的ＬＥＤ上可获得误差电压。因此，该电路相当于给

ＴＮＹ２７８Ｐ增加了一个外部误差放大器，再与内部误差放大器配合使用，即可对ＵＯ进行调

整。当ＵＯ超过ＶＤＺ３的稳定电压（ＵＺ）与ＰＣ８１７Ａ中ＬＥＤ正向电压降（ＵＦ）之和时，经

光耦合器产生的电流将超过使能端的阈值电流，就强迫关断一个开关周期。若ＵＯ＜ＵＺ＋ＵＦ，则使能一个开关周期。通过调节工作周期的数量，即可对输出电压进行精确地调节。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２１１　　

倘若负载变轻，则工作周期数亦随之减少，从而降低了开关损耗，即使轻载时也能提供恒定

的效率。由于ＴＮＹ２７８Ｐ采用自供偏压方式，因此一般情况下高频变压器不需要增加偏置绕组。

但使用偏置绕组可实现输出过电压保护功能，当反馈环路出现开路故障时还能保护负载不受

损坏。当输出端出现过电压情况时，若偏置电压超过ＶＤＺ２与ＢＰ／Ｍ端电压之和（２８Ｖ＋５８５Ｖ），则电流开始流进ＢＰ／Ｍ端。此电流超过５ｍＡ时，ＴＮＹ２７８Ｐ内部的锁存关断电路

将被激活，将输入电路断开，起到保护作用。一旦ＢＰ／Ｍ端电压下降到２６Ｖ以下时，ＴＮＹ２７８Ｐ内部的锁存关断电路又被重置。Ｒ８为可选件，不接Ｒ８时，在交流２６５Ｖ输入时的

空载功耗为１４０ｍＷ；接上Ｒ８后可降至４０ｍＷ。ＥＮ／ＵＶ端的欠电压阈值电流为２５μＡ，在ＥＮ／ＵＶ端与直流输入端之间串联一只欠电

压阈值设定电阻Ｒ５。取Ｒ５＝３６ＭΩ时，欠电压阈值ＵＵＶ约为９０Ｖ。当直流输入电压正常

时，ＵＩ≈３００Ｖ，ＥＮ／ＵＶ端的电压为１２Ｖ，该端的输入电流ＩＥＮ／ＵＶ≈ （３００Ｖ－１２Ｖ）／３６ＭΩ＝８３μＡ＞２５μＡ，此时欠电压保护电路不起作用。一旦ＵＩ低于９０Ｖ，使ＩＥＮ／ＵＶ＝（９０Ｖ－１２Ｖ）／３６ＭΩ＝２４６μＡ＜２５μＡ，欠电压保护电路就强迫功率ＭＯＳＦＥＴ关断，直

到ＩＥＮ／ＵＶ超过２５μＡ，ＴＮＹ２７８Ｐ才转入正常工作。

图５４４　电源效率η与输出电流ＩＯ的关系曲线

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ在设计上非常灵活。以

图５４３所示电路为例，Ｃ７的容量有以下三

种选择方法：①Ｃ７＝０１μＦ时，对应于

ＴＮＹ２７８的标准极限电流（ＩＬＩＭＩＴ），适合构

成密封式电源适配器；②Ｃ７＝１μＦ时，对应

于ＴＮＹ２７８的ＩＬＩＭＩＴ－，还对应于ＴＮＹ２７７的ＩＬＩＭＩＴ＋，这种情况下能降低通过ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ的有效值电流，并能提高电源效率，但最大输出功率会降低，这适用于对环境温

度要求高、散热性好的应用场合；③Ｃ７＝１０μＦ时，对应于ＴＮＹ２７８的ＩＬＩＭＩＴ＋，或ＴＮＹ２７９的ＩＬＩＭＩＴ－，此时能增加开关电源的峰值输

出功率或连续输出功率。上述三种情况下，电源效率η与输出电流ＩＯ的关系曲线如图５４４所示。由此可见，ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ产品系列相邻型号之间的电流极限值互相兼容，这正是其

另一显著特点。上述兼容性具有两大优点：第一，用户无须改变ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ芯片的型号

及外围电路，即可灵活地设计出具有不同特点的开关电源；第二，在用相邻型号的ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅢ芯片进行代换时，也不需对电路作任何改动，从而极大地方便了用户。

第五节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列包括ＬＮＫ５００、ＬＮＫ５０１和ＬＮＫ５２０三种型号，它们的工作原理相同，区别是ＬＮＫ５００的价格比ＬＮＫ５０１更低，ＬＮＫ５００、ＬＮＫ５０１的外围电路最简单，不需要辅

助绕组；ＬＮＫ５２０需要辅助绕组但抑制电磁干扰的能力更强。由ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ构成的三端单

片开关电源，其成本与线性电源相当（目前，ＬＮＫ５０１的１００００片批量单价仅为０５０美元

左右），同时具备开关电源体积小、重量轻、性能优越和效率高等优点，在４Ｗ以下的小功

率开关电源中实现了无工频变压器的设计方案，因此被取名为 “ＬｉｎｅａｒＫｉｌｌｅｒＳｗｉｔｃｈ”（意

２１２　　特种集成电源设计与应用

为线性电源的 “杀手”）。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列单片开关电源可替代线性电源，广泛用于各种个人电子设备（手机、

无绳电话、掌上电脑、数码相机、ＭＰ３播放器、电动剃须刀等）的电池充电器或电源适配

器、电视机等家用电器的待机电源及各种辅助电源中。一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列产品的性能特点

（１）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列产品采用ＰＩ公司的ＥｃｏＳｍａｒｔ?技术，将７００Ｖ功率ＭＯＳＦＥＴ、ＰＷＭ控

制器、高压启动、电流限制和过热保护等电路集成在一个芯片中。它们只有３个引脚，对

ＬＮＫ５００、ＬＮＫ５０１而言，仅需配１４个外围元器件，即可构成具有恒压／恒流（ＣＶ／ＣＣ）输出特性

的特种开关电源。用做电源适配器时ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ工作在恒压区，可为负载提供稳定的电压，此时

恒流区用来提供过载保护及短路时的自动重启动保护。用做电池充电器时ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ工作在恒流

区，充电完毕自动转入恒压区；若在充电过程中因负载短路而使输出电压降至２Ｖ以下，则进入

自动重启动阶段，此时输出的平均功率仅为额定输出功率的８％，确保电源不致损坏。（２）ＬＮＫ５００、ＬＮＫ５０１在宽范围输入（交流８５～２６５Ｖ）时的最大输出功率为３Ｗ，交

流２３０Ｖ固定输入时的最大输出功率为４Ｗ。通常将ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ设计在不连续模式下工作。ＬＮＫ５２０的最大输出功率可达５５Ｗ，详见表５５１。

　　表５５１ＬＮＫ５２０的输出功率表

产品型号交流２３０Ｖ交流８５～２６５Ｖ

恒压模式恒压／恒流模式恒压模式恒压／恒流模式空载时的功耗

ＬＮＫ５２０Ｐ／

ＬＮＫ５２０Ｇ

３３Ｗ４Ｗ２４Ｗ３Ｗ＜３００ｍＷ

４２Ｗ５５Ｗ２９Ｗ３５Ｗ＜５００ｍＷ

（３）利用光耦合器反馈技术可提高恒压输出的精度和稳定度，而利用外部稳压管进行二

次稳压能改善恒流特性。（４）该器件采用新颖的一次侧恒压、恒流控制方案，包括一次侧钳位、反馈、内部供电

和回路补偿等电路，极大地简化了外围电路的设计。ＬＮＫ５００、ＬＮＫ５０１不需要辅助绕组及

外部恒压／恒流控制电路，完全由一次侧感应电压ＵＯＲ来控制恒压／恒流输出。其成本低廉，价格堪与线性电源相媲美。它比传统的线性电源体积小，重量轻，特别适合于低成本电池充

电器。这种开关电源可在恒压、恒流两种工作模式下自动转换，比用ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ构成的

恒压／恒流式特种开关电源大约可节省２０个元器件。当额定输出功率为３Ｗ时，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ允许采用ＥＥ１３型磁芯，以进一步减小开关电源的体积。

（５）具有完善的保护功能，包括过热保护，过电流保护，输出短路情况下的过载保护，开路故障保护和软启动功能。

（６）与线性稳压电源相比，其功耗可降低７０％。当输入２６５Ｖ交流电压、开关电源处于

空载时的功耗低于３００ｍＷ。在输出功率为３Ｗ时，电源效率可达７５％。正常工作时的开关

频率为４２ｋＨｚ，轻载时就降低到３０ｋＨｚ以减小电源功耗。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ不需要接外部电流检

测电阻，从而能减小功耗。该系列产品符合ＢｌｕｅＡｎｇｅｌ（蓝精灵）、ＥｎｅｒｇｙＳｔａｒ（能源之

星）、ＥＣ（欧共体）等国际节能标准。（７）功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极击穿电压为７００Ｖ，极限电流固定为２５４ｍＡ，漏—源通态电

阻为２８Ω （典型值），最大占空比为７７％。自动重启动频率为３００Ｈｚ。过热保护温度为

＋１３５℃，当温度降至＋７０℃时芯片才恢复正常工作。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２１３　　

图５５１　ＬＮＫ５００／

５０１／５２０的引脚排列图

（ＳＭＤ８封装）

二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源的工作原理

ＬＮＫ５００／５０１／５２０的引脚排列如图５５１所示。它们均采用ＤＩＰ８封装（配８脚ＩＣ插座）或ＳＭＤ８封装（表面贴片），８个引脚可简

化成以下３个引脚：控制端Ｃ，源极Ｓ，漏极Ｄ。各引脚的功能与

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ基本相同。与ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ相比，主要增加了恒压（ＣＶ，即Ｃｏｎｓｔａｎｔ

Ｖｏｌｔａｇｅ）／恒流（ＣＣ，即ＣｏｎｓｔａｎｔＣｕｒｒｅｎｔ）控制功能，还增加了电

流极限调节电路以及轻载时自动降低开关频率的电路。需要注意，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ的源极Ｓ接高频变压器的一次绕组，它属于高压端；而

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈⅡ的源极Ｓ则接高压返回端（ＨＶＲＴＮ），属于一次侧电路的公共端，这是二者

的重要区别。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ的内部框图如图５５２所示。下面介绍主要功能电路的工作原理。

图５５２　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ的内部框图

１电源上电及控制特性

当电源上电时，与控制端Ｃ脚相连的外部电容Ｃ３被Ｓ、Ｃ引脚内部的高压电流源充

电。当控制端电压达到５７Ｖ时就关闭高压电流源，内部控制电路和高压ＭＯＳＦＥＴ开始

工作。２控制特性

ＬＮＫ５００／５０１的漏极电流（ＩＤ）、占空比（Ｄ）和开关频率（ｆ）与控制端电流（ＩＣ）的

关系曲线分别如图５５３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）所示。图中的阴影区域代表自动重启动（Ａｕｔｏｒｅｓｔａｒｔ）。当ＩＤ＝ＩＣＤ１＝１０６ｍＡ时功率ＭＯＳＦＥＴ被激活，当ＩＣ≤０９ｍＡ时功率ＭＯＳＦＥＴ停

止工作。ＩＤＣＳ为进入恒流区时的控制端电流阈值，其典型值为２ｍＡ。ＩＤＣＴ为开始进行过电流

保护时的控制端电流阈值，典型值为２３ｍＡ，此时漏极电流达到极限电流值ＩＬＩＭＩＴ

２１４　　特种集成电源设计与应用

图５５３　ＬＮＫ５００／５０１的控制特性

（ａ）漏极电流与ＩＣ的关系；（ｂ）占空比

与ＩＣ的关系；（ｃ）开关频率与ＩＣ的关系

（２５４ｍＡ），芯片进入自动重启动阶段。对ＬＮＫ５２０而

言，ＩＣＤ１＝０７５ｍＡ，ＩＤＣＴ＝２１５ｍＡ。当输出端发生短路或开路故障时，控制端电压降

至４７Ｖ（或控制端电流小于０７５ｍＡ），立即激活自

动重启动电路并关闭功率场效应管，控制电路在低电

流模式下工作。在自动重启动期间，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ周期

性地重新启动电源，以保证一旦故障被排除后能立即

转入正常工作状态。

图５５４　占空比与控制端电流的关系曲线

３恒流（ＣＣ）／恒压（ＣＶ）工作模式

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ能在恒流、恒压两种工作模式下自

动转换，以满足电池充电器的特殊需要。由图５５３可见，当ＩＣ＜ＩＤＣＳ时，开关电源呈恒流输出特性，占

空比固定为７７％。当ＩＤＣＴ＞ＩＣ＞ＩＤＣＳ时进入恒压区，开关电源呈恒压输出特性，ＵＯ基本不变。当ＩＣ＝ＩＤＣＴ时，占空比降至３０％，开关电源就从恒压模式转

换成恒流模式。当ＩＣ＞ＩＤＣＴ时占空比继续降低，当

ＩＣ＝ＩＤＣＴ时占空比可降到４％（准确值为３８％），ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ就自动降低开关频率以减小电源功耗。在轻载状态下可起到保护作用，轻载时的占空比大

约为８％。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ的占空比与控制端电流的关系曲线如

图５５４所示。三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列微型单片开关电源的典型应用

１ＬＮＫ５０１的典型应用

由ＬＮＫ５０１构成恒压／恒流式电池充电器的电路

如图５５５所示。该电池充电器的主要技术指标如

下：恒压区的额定输出电压ＵＯ＝＋５５Ｖ，恒流区的输出电流ＩＯＭ＝５００ｍＡ，最大输出功

率ＰＯＭ＝２７５Ｗ。当交流输入电压ｕ＝８５～２６５Ｖ时，电源效率η≥７２％。当交流输入电压

ｕ＝２３０Ｖ、１１５Ｖ时，空载功耗分别为２６０ｍＷ、２００ｍＷ。

ＲＦ（ＦｕｓｉｂｌｅＲｅｓｉｓｔｏｒ）采用１０Ω、１Ｗ的熔断

电阻器，当输入端发生短路故障时能起到过电流保

护作用。ＢＲ为１Ａ、６００Ｖ的整流桥，亦可用４只

１Ｎ４００５型硅整流管来代替。Ｃ１、Ｌ和Ｃ２构成π形

滤波器。ＬＮＫ５０１的开关频率为４２ｋＨｚ，允许使用

简单的ＥＭＩ滤波器滤除电磁干扰，而且一般不需

要一次侧、二次侧返回端之间并联一只安全电容

（亦称Ｙ电容）。由１Ａ、６００Ｖ的硅二极管ＶＤ１（１Ｎ４９３７）和

０１μＦ电容器Ｃ４组成钳位保护电路，用来吸收由

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２１５　　

图５５５　由ＬＮＫ５０１构成恒压／恒流式电池充电器的电路

高频变压器漏感产生的尖峰电压。一次绕组的感应电压值（ＵＯＲ）亦称二次侧反射电压，它与输出电压ＵＯ之间存在下述关系式：ＵＯＲ＝ｎ（ＵＯ＋ＵＦ１）（ｎ为匝数比，ＵＦ１为输出整

流管的压降）。这表明ＵＯＲ能反映输出电压的高低。因此，利用取样电容Ｃ４所获得的反

馈电压同样能反映出ＵＯ的变化情况。电阻Ｒ１的作用就是将Ｃ４上的反馈电压转换成反馈

电流（即控制端电流ＩＣ），进而去调节ＬＮＫ５０１的输出占空比，实现稳压目的。利用Ｒ２可降低开关噪声。根据实际需要还可在一、二次侧返回端之间并联一只容量１０００～２２００ｐＦ、耐压值为１５ｋＶ的安全电容Ｃ６，进一步抑制电磁干扰，具体接线方法如图中

虚线所示。

图５５６　由ＬＮＫ５０１构成恒压／恒流式电池充电器的输出特性

在恒压区域内，输

出电压受占空比控制。当ＩＣ＞２ｍＡ时，进入

恒压区，输出电压及占

空比同时降低；在ＩＣ＝２３ｍＡ时，进行过电

流保护，使占空比降至

３０％。若ＵＯ降到２Ｖ以

下，则Ｃ３放电，使

ＬＮＫ５０１进入自动重启

动阶段，迅速将输出电

流限制在５０ｍＡ以下。若实际输出功率超过

ＰＯＭ，则ＵＯ↓→ＵＯＲ↓→ＩＣ↓，从而限制了漏极电流ＩＤ的进一步增大。若因输出端发生短路故障而导致输出功率

继续增大，则ＩＣ下降到０９ｍＡ，迫使控制端电容Ｃ３放电，ＬＮＫ５０１就进入自动重启动阶

段。上述自动保护功能可提高电池充电器在工作时的安全性。在空载或轻载的情况下，芯片的功耗随开关频率的降低而降低。该恒压／恒流式电池充电器的输出特性如图５５６所示。图中的实线代表极限值。其印

制板电路如图５５７所示。输出整流管ＶＤ２采用１１ＤＱ０６型１Ａ／６０Ｖ肖特基二极管，亦可用

２１６　　特种集成电源设计与应用

ＭＢＲ１６０代替。需要说明的是，ＶＤ２既可以放在二次侧电路的上方，也可以放在二次侧电

路的下方，图５５７中ＶＤ２就采用前一种接法。但对于某些结构的高频变压器，ＶＤ２放在

下方位置可降低电磁干扰。２ＬＮＫ５２０的典型应用

由ＬＮＫ５２０构成２７５Ｗ恒压／恒流式电池充电器的电路如图５５８所示，它可用做家用

电器和工业设备中的辅助电源。其输出特性曲线如图５５９所示。高频变压器采用ＥＥ１６或

ＥＥ１３型磁芯，气隙间隙为００８ｍｍ。一次匝数为１００匝，一次侧电感量为２５２ｍＨ，允许

有±１０％的偏差。二次匝数为８匝，辅助绕组为２６匝。一次侧钳制电路由ＶＤ５、Ｃ４、Ｒ１和

Ｒ２构成。ＶＤ５采用ＵＦ４００７型１０００Ｖ／１Ａ超快恢复二极管，这有助于降低电磁干扰的辐射。Ｃ４的允许范围是１００～１０００ｐＦ。

图５５７　＋５５Ｖ、５００ｍＡ恒压／恒流式电池充电器的印制板电路

图５５８　由ＬＮＫ５２０构成恒压／恒流式电池充电器的电路

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２１７　　

图５５９　由ＬＮＫ５２０构成恒压／恒流式电池充电器的输出特性

第六节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列产品是专门为替代电容降压式非隔离线性电源并且省去电源变压器

而设计的。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列包含ＬＮＫ３０４Ｐ／Ｇ、ＬＮＫ３０５Ｐ／Ｇ、ＬＮＫ３０６Ｐ／Ｇ共６种型

号，最大输出电流为３６０ｍＡ，适用于家用电器中的控制电源以及ＬＥＤ驱动器。一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列产品的性能特点

（１）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列产品能以最少数量的外围元件，构成非隔离式、节能型开关电

源。与传统的 “无源（仅用电容降压）”解决方案相比，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ采用了ＥｃｏＳｍａｒｔ?

节能技术，不仅能达到比电容降压式线性稳压电源更高的效率；而且可提高功率因数。（２）外围电路简单（典型应用仅需要１５个元件，不用高频变压器），选择１ｍＨ的小电

感就能输出１２０ｍＡ的电流。（３）使用非常灵活。它既可设计成正压输出的降压式（Ｂｕｃｋ）电路，亦可设计成负压

输出的降压或升压式（ＢｕｃｋＢｏｏｓｔ）电路、降压式ＬＥＤ恒流驱动电路，能满足不同用户的

需要。（４）输入电压范围宽，在交流８５～２６５Ｖ范围内具有良好的电压调整率和负载调整率。

有两种工作模式可供选择：连续模式（ＣＣＭ），不连续模式（ＭＤＣＭ），多数情况下选择不

连续模式。（５）抗干扰能力强。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ的开关频率为６６ｋＨｚ，频率抖动范围是４ｋＨｚ。利

用频率抖动技术能将电磁干扰降低１０ｄＢ，还能减小ＥＭＩ滤波器的功耗。功率ＭＯＳＦＥＴ能

快速导通，并且无过冲现象。（６）保护功能完善。芯片内部有短路后自动重启动的保护电路、开环故障检测及保护电

路、限电流保护电路和具有滞后特性的过热保护电路。（７）低功耗。当电源空载且输入电压为２３０Ｖ时，采用自供电降压电路的功耗仅为

２１８　　特种集成电源设计与应用

８０ｍＷ；采用外部偏置电路时的功耗低至１２ｍＷ。（８）漏极击穿电压为７００Ｖ。在交流固定输入（２３０Ｖ，±１５％）或交流宽范围输入（亦

称通用输入）时，选择不连续模式及连续模式下的最大输出电流值见表５６１。各种产品内

部功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极极限电流及漏—源极通态电阻见表５６２。自动重启动时的占空比

为６％。

　　表５６１ＬｉｎｋＳｗｉｃｔｈＴＮ系列产品的最大输出电流值

产　品　型　号交流２３０Ｖ× （１±１５％）输入交流８５～２６５Ｖ输入

不连续模式连续模式不连续模式连续模式

ＬＮＫ３０４Ｐ／Ｇ１２０ｍＡ１７０ｍＡ１２０ｍＡ１７０ｍＡＬＮＫ３０５Ｐ／Ｇ１７５ｍＡ２８０ｍＡ１７５ｍＡ２８０ｍＡＬＮＫ３０６Ｐ／Ｇ２２５ｍＡ３６０ｍＡ２２５ｍＡ３６０ｍＡ

　　表５６２功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极极限电流及漏—源极通态电阻

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ产品型号ＬＮＫ３０４ＬＮＫ３０５ＬＮＫ３０６

最小值典型值最大值最小值典型值最大值最小值典型值最大值

ＩＬＩＭＩＴ（ｍＡ）

低电流变化率时２４０２５７２７５３５０３７５４０１４５０４８２５１５

高电流变化率时２７１３０８３４５３９６４５０５０４５０８５７８６４７

ＲＤＳ（ＯＮ）（Ω）

Ｔｊ＝＋２５℃ — ２４２７６ — １２１３８ — ７８１

Ｔｊ＝＋１００℃ — ３８４４２ — １９２２１ — １１１２９

（９）过热保护温度为＋１４２℃，并具有７５℃的滞后温度。二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源的工作原理

ＬＮＫ３０４Ｐ、ＬＮＫ３０５Ｐ和ＬＮＫ３０６Ｐ采用８脚双列直插式（ＤＩＰ８），ＬＮＫ３０４Ｇ、ＬＮＫ３０５Ｇ和ＬＮＫ３０６Ｇ采用表面安装式（ＳＭＤ８，型号中用Ｇ表示），引脚排列如图５６１

图５６１　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列的引脚排列图

所示。其中，Ｓ、Ｄ分别为功率ＭＯＳＦＥＴ的源极、漏极，４个源极

在内部连通。ＢＰ（ＢＹＰＡＳＳ）为旁路端，该端与地（Ｓ极）之间需

接一只０１μＦ的旁路电容，作为内部产生５８Ｖ稳压器的退耦电

容。ＦＢ（ＦＥＥＤＢＡＣＫ）为反馈端，正常工作时功率ＭＯＳＦＥＦ的

转换受该引脚控制；当一个大于４９μＡ的电流送到此引脚时，功率

ＭＯＳＦＥＦ关闭。与ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈⅡ相比，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ将 “使能

／欠电压”引脚（ＥＮ／ＵＶ）换成了反馈端（ＦＢ）。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ的内部框图如图５６２所示。主要包括振荡

器，自动重启动计数器，５８Ｖ稳压器，开／关控制器（含门电路、触发器、主控门及前沿闭锁电路），７００Ｖ功率ＭＯＳＦＥＴ，ＢＰ端欠电压比较器，限电流保护

电路，过热保护电路。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ是专门用来替代输出电流在３６０ｍＡ以下的线性稳压

电源及电容降压式非隔离电源的，与相同价位的其他电源相比，其电源效率更高。当出现短

路或开路故障时，利用自动重启动电路可限定输出功率。如果需要的话，利用外部光耦合器

能进一步提高降压式或降压／升压式开关电源的电压调整率和负载调整率。

１振荡器

振荡器的典型频率值为６６ｋＨｚ。振荡器能产生两路信号：时钟信号ＣＬＯＣＫ，最大占空

比信号Ｄｍａｘ。由自动重启动计数器给振荡器发出频率抖动（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＪｉｔｔｅｒ）信号ＪＩＴ

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２１９　　

图５６２　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列的内部框图

ＴＥＲ，使ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ的振荡波形中增加了频率抖动。由于开关频率是在６６ｋＨｚ附近不

图５６３　频率抖动波形图

断变化的，它与６６ｋＨｚ固定频率的高次谐波干

扰之间没有相关性，因此利用频率抖动信号能

降低由开关频率高次谐波所造成的电磁干扰。其开关频率的抖动范围是６４～６８ｋＨｚ，抖动偏

移量为±２ｋＨｚ。频率抖动波形如图５６３所示。２反馈输入电路

反馈输入电路中有一个输出被设定为１６３Ｖ的低阻抗源极跟随器。当ＦＢ端的输入电流超过

４９μＡ时，反馈电路就输出一个低电平信号，在每

个周期开始时对时钟信号的上升沿进行采样。如

果信号为高电平，则在本周期内将功率ＭＯＳＦＥＴ接通，否则将功率ＭＯＳＦＥＴ关断。由于仅在每个

周期开始时采样，因此不必考虑在周期保持期内ＦＢ端电压及电流的变化。３５８Ｖ稳压器和６３Ｖ并联调压器

当功率ＭＯＳＦＥＴ关断时，５８Ｖ稳压器通过引脚Ｄ对连接在ＢＰ端的旁路电容进行充

电，一直充到ＵＢＰ＝５８Ｖ。当功率ＭＯＳＦＥＴ开启时，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ就消耗存储在旁路电

容上的电能。６３Ｖ并联调压器由一只６３Ｖ稳压管构成，可将ＵＢＰ限制在６３Ｖ以内，起到

过电压保护作用。当ＵＢＰ＜４８５Ｖ时，通过ＢＰ端欠电压比较器将功率ＭＯＳＦＥＴ关断，直

到ＵＢＰ恢复到５８Ｖ为止。４过热保护、限流保护及自动重启动电路

过热保护电路的上限温度设定为＋１４２℃，并具有＋７５℃的滞后温度。当芯片温度

超过１４２℃时，强迫功率ＭＯＳＦＥＴ停止工作，直到温度降到＋７５℃时才恢复工作。限

２２０　　特种集成电源设计与应用

流保护电路能检测功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ，当ＩＤ＞ＩＬＩＭＩＴ时，功率ＭＯＳＦＥＴ就停

止工作。一旦出现输出过载、输出短路或开路故障，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ立即进入自动重启动阶段，

将输出功率降至６％ＰＯＭ，直到故障排除后才恢复正常。三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列微型单片开关电源的典型应用


由ＬＮＫ３０４构成＋１２Ｖ、１２０ｍＡ非隔离式开关电源的电路如图５６４所示，其输出功率

为１４４Ｗ。该电路适用于洗碗机、电饭煲等家用电器的控制电源，亦可用做夜间照明灯、ＬＥＤ驱动器、智能化电能表以及住宅供热控制器，在这些地方允许使用非隔离电源。

图５６４　＋１２Ｖ、１２０ｍＡ非隔离式开关电源的电路

输入电路由可熔断电阻器ＲＦ、二极管ＶＤ１和ＶＤ２、电容Ｃ４和Ｃ５、电感Ｌ２组成。可熔

断电阻器具有以下功能：①对ＶＤ１和ＶＤ２起限流保护作用；②降低串模噪声干扰；③当其

他元器件发生短路故障时，ＲＦ迅速被熔断，切断输入电压。用可熔断电阻器代替保险管的

优点是它在熔断时不会产生电火花或烟雾，既安全又不造成干扰。将二极管ＶＤ１和ＶＤ２串

联后，耐压能力可提高到２ｋＶ并且使噪声电流只在二极管导通时通过。电压调整电路由ＬＮＫ３０４、ＵＦ４００５型超快恢复二极管ＶＤ３、输出储能电感Ｌ１和滤波电

容Ｃ２组成。电感Ｌ１的峰值电流是由ＬＮＫ３０４Ｐ的极限电流来限制的，其控制方案与ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ中的开／关控制器很相似。

由于ＶＤ４（玻璃钝化的１Ｎ４００５ＧＰ）和ＶＤ３的正向压降相同，因此Ｃ３两端的电压能跟

随输出电压的变化。Ｃ３上的电压经过电阻Ｒ１和Ｒ３分压后送至ＬＮＫ３０４的ＦＢ端。为达到所

期望的输出电压值，ＵＦＢ应等于０６５Ｖ。

ＬＮＫ３０４是通过跳过周期的方式来对输出电压进行调节的。当输出电压升高时，流入

ＦＢ端的电流ＩＦＢ也会增加，若电流ＩＦＢ＞４９μＡ，则随后的周期将被跳过去，直到ＩＦＢ＜４９μＡ。因此，当负载减轻时将跳过许多周期；负载加重时跳过的周期较少。如果发生输出过载、输

出短路故障，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ开关就进入自动重启动阶段，输出功率降至６％ＰＯＭ，从而限

制了平均输出功率。Ｒ２为负载电阻，可将轻载或空载时的输出电压与额定输出电压的误差

控制在±１０％以内。取Ｒ２＝２４ｋΩ时，预设的负载电流为５ｍＡ。

＋１２Ｖ、１２０ｍＡ非隔离式开关电源的印制板电路如图５６５所示。在设计印制板电路

时应注意以下事项：①在构成降压式开关电源时，由于ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ的源极Ｓ是开关

节点，因此在满足散热条件下应尽量减小与源极相连的铜箔面积，以降低电磁干扰；②在升压式开关电源中，由于源极与直流返回端相连，因此增加与源极相连的铜箔面积可

提高散热能力；③连接ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ、电感Ｌ１、快恢复二极管ＶＤ３及滤波电容Ｃ２之间

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２２１　　

的环路面积应尽量小。旁路电容Ｃ１应紧挨着Ｓ引脚和ＢＰ引脚。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ应尽量远

离交流电源线。

图５６５　＋１２Ｖ、１２０ｍＡ非隔离式开关电源的印制板电路图

实测该开关电源的电源效率与输出电流的关系曲线如图５６６所示。空载时输入功率与

交流输入电压的关系曲线如图５６７所示。负载调整曲线如图５６８所示。电压调整曲线如

图５６９所示。

图５６６　电源效率与输出电流的关系曲线

图５６７　空载时输入功率与交流输入电压的关系曲线

２２２　　特种集成电源设计与应用

图５６８　负载调整曲线

图５６９　电压调整曲线

图５６１０　＋７Ｖ、－５Ｖ两路输出式开关电源的电路

２多路输出式开关电源

由ＬＮＫ３０４构成＋７Ｖ、－５Ｖ两路输出式开关电源的电路如图

５６１０所示。图中使用了两只稳压

二极管ＶＤＺ１、ＶＤＺ２，当某一路

为轻载时另一路就为重载，使两路

输出的总功率保持不变。该电源的

总输出电压及总输出电流等于两路

输出之和（对负压应取绝对值）。在这个例子中，输出电压之和

是１２Ｖ。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２２３　　

第七节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列是ＰＩ公司于２００４年１０月新推出的增强型、高效率、小功率、隔

离式单片开关电源专用ＩＣ，包含ＬＮＫ３５３Ｐ／Ｇ、ＬＮＫ３５４Ｐ／Ｇ共４种型号，最大输出功率为

５Ｗ，适用于家用电器中的充电器以及备用电源。适合制作微型恒压／恒流式电池充电器，给

手机、个人数字助理（ＰＤＡ）、数码相机、ＭＰ３播放器、随身听、电动剃须刀等家用电器充

电。此外，还可用作备用电源或辅助电源。下面介绍ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列产品的原理、应

用及设计要点。一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列产品的性能特点

（１）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列也属于四端单片开关电源。它与ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列的主要

区别是，能以最少数量的外围元件构成隔离式恒压／恒流（ＣＶ／ＣＣ）式开关电源。而ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＴＮ系列大多用来构成非隔离式小功率开关电源。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列的输出功率见

表５７１。

　　表５７１ＬｉｎｋＳｗｉｃｔｈＨＦ系列产品的最大输出功率值


交流２３０Ｖ× （１±１５％）输入交流８５～２６５Ｖ输入

密封式电源适配器开启式备用电源密封式电源适配器开启式备用电源

ＬＮＫ３５３Ｐ／Ｇ３Ｗ４Ｗ２５Ｗ３Ｗ

ＬＮＫ３５４Ｐ／Ｇ３５Ｗ５Ｗ３Ｗ４５Ｗ

（２）开关频率高达２００ｋＨｚ，能减小高频变压器体积，降低音频噪声。它采用自供偏压

电源，高频变压器不需要反馈绕组及相关元器件。（３）输入电压范围宽，能在交流８５～２６５Ｖ的范围内正常工作。与其他小功率开关电压

源相比，能显著减低成本。（４）抗干扰能力强。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ采用了频率抖动技术，频率抖动范围是８ｋＨｚ，能

大大降低电磁干扰。（５）具有输出短路、开环保护、限流保护和过热保护功能。过热保护温度为＋１４２℃，滞

后温度为７５℃。漏极击穿电压为７００Ｖ。（６）低功耗。当交流输入电压为２６５Ｖ时，空载功耗低于３００ｍＷ。符合蓝精灵（Ｂｌｕｅ

Ａｎｇｅｌ），能源之星（ＥｎｅｒｇｙＳｔａｒ）和ＥＵ所规定的节能标准。表５７２列出了ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列产品的漏极极限电流和漏—源极通态电阻值。

　　表５７２ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ的漏极极限电流及漏—源极通态电阻

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ产品型号ＬＮＫ３５３ＬＮＫ３５４

最小值典型值最大值最小值典型值最大值

ＩＬＩＭＩＴ（ｍＡ）

低电流变化率时１７２１８５１９８２３３２５０２６８

高电流变化率时２１５２４５２７４２６４３００３３６

ＲＤＳ（ＯＮ）（Ω）

Ｔｊ＝＋２５℃ — ３４４０ — ２４２８

Ｔｊ＝＋１００℃ — ５４６３ — ３８４５

２２４　　特种集成电源设计与应用

图５７１　ＬｉｎｋＳｗｉｃｔｈＨＦ系列的引脚排列图

二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源的工作原理

ＬＮＫ３５３Ｐ、ＬＮＫ３５４Ｐ均采用ＤＩＰ８封装，ＬＮＫ３５３Ｇ、ＬＮＫ３５４Ｇ均采用ＳＭＤ８封装，引脚排列如图５７１所示。其中，Ｓ、Ｄ分别为功率ＭＯＳＦＥＴ的源极、漏极，４个源极在内部连通。ＢＰ为旁路端，该端与地（Ｓ极）之间需接一只０１μＦ的旁路电容。ＦＢ为反馈端。

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ的内部框图如图５７２所示。主要包括振荡器，自

动重启动计数器，５８Ｖ稳压器，开／关控制器（含门电路、触发器、主控门及前沿闭锁电路），７００Ｖ功率ＭＯＳＦＥＴ，ＢＰ端欠电压比较器，

限流保护电路，过热保护电路。为了构成隔离式开关电源，必须使用外部光耦合器。

图５７２　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列的内部框图

图５７３　频率抖动波形图

１振荡器

振荡器的典型频率值为２００ｋＨｚ。振荡器能产生两路信号：时钟信号ＣＬＯＣＫ，最大占

空比信号Ｄｍａｘ。由自动重启动计数器给振荡器

发出频率抖动（ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＪｉｔｔｅｒ）信号ＪＩＴＴＥＲ，使ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ的振荡波形中增加了

频率抖动。由于开关频率在２００ｋＨｚ附近不断

变化，能降低由开关频率高次谐波所造成的电

磁干扰。其开关频率的抖动范围是１９２～２０８ｋＨｚ，抖动偏移量为±８ｋＨｚ，调制频率为

１５ｋＨｚ。频率抖动波形如图５７３所示。２反馈输入电路

反馈输入电路由低阻抗源极跟随器构成，其输出电压被设定为１６５Ｖ。当ＦＢ端的输入

电流超过４９μＡ时，反馈电路就输出一个低电

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２２５　　

平信号，在每个周期开始时对时钟信号的上升沿进行采样。若信号为高电平，则在本周期内

功率ＭＯＳＦＥＴ导通，否则功率ＭＯＳＦＥＴ关断。３５８Ｖ稳压器和６３Ｖ并联调压器

当功率ＭＯＳＦＥＴ关断时，５８Ｖ稳压器通过Ｄ脚对旁路电容进行充电，直到ＵＢＰ＝５８Ｖ。当功率ＭＯＳＦＥＴ开启时，旁路电容就放电，给ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ提供电能。６３Ｖ并

联调压器（稳压管）可将ＵＢＰ限制在６３Ｖ以内。４过热保护、限流保护及自动重启动电路

当芯片温度超过＋１４２℃时，过热保护电路就强迫功率ＭＯＳＦＥＴ停止工作，直到温度

降低７５℃时才恢复工作。限流保护电路用来检测功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极电流ＩＤ，当ＩＤ＞ＩＬＩＭＩＴ时，就强迫功率ＭＯＳＦＥＴ停止工作。一旦发生输出过载、输出短路或开路故障，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ立即进入自动重启动阶段，直至故障被排除。

三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列微型单片开关电源的典型应用

１＋５７Ｖ、４００ｍＡ隔离式开关电源

由ＬＮＫ３５４Ｐ构成＋５７Ｖ、４００ｍＡ隔离式开关电源的电路如图５７４所示，其额定输出

功率为２２８Ｗ，最大输出功率为２４Ｗ。由二极管ＶＤ１～ＶＤ４构成整流桥，Ｃ１和Ｃ２为滤波

电容。ＲＦ为可熔断电阻器，它与Ｃ１、Ｃ２和Ｌ１构成ＥＭＩ滤波器。该ＥＭＩ滤波器还和

ＬＮＫ３５４Ｐ、安全电容Ｃ７、二次侧ＲＣ缓冲器（Ｒ５，Ｃ５）一起，用来抑制传导噪声及辐射噪

声。整流滤波后的直流高压接高频变压器Ｔ的一次绕组。一次侧的钳位保护电路由阻塞二

极管ＶＤ５、阻容元件Ｒ１、Ｒ３和Ｃ３组成。输出整流管ＶＤ６采用ＳＳ１４型肖特基二极管。ＳＳ１４属于贴片二极管，其最大反向峰值电压为４０Ｖ，平均整流电流为１Ａ，最大导通压降仅

为０５Ｖ。

图５７４　＋５７Ｖ、４００ｍＡ隔离式开关电源的电路

当电源工作在恒压模式时，输出电压ＵＯ值是由稳压管ＶＤＺ的稳压值、ＰＮＰ晶体管ＶＴ（ＭＭＳＴ３９０６）的基极—发射极电压来确定的。Ｒ７为限流电阻，可使ＶＤＺ的工作电流ＩＺ＝２７ｍＡ。一旦ＵＯ超过由ＶＴ和ＶＤＺ确定的阈值电压时，ＶＴ就导通，电流流过光耦合器

ＰＣ８１７Ｄ中的ＬＥＤ，使ＬＥＤ的电流增大，流入ＦＢ端的电流也随之增大，迫使ＬＮＫ３５４Ｐ停

止转换，电路进入恒流模式。

２２６　　特种集成电源设计与应用

图５７５　＋５７Ｖ、４００ｍＡ隔离式开关电源的印制板电路图

图５７６　电源效率与输出电流的关系曲线

恒流检测电路由电阻Ｒ９和Ｒ１０构成，所设定的恒流

值约为４００ｍＡ。当ＵＯ发生

变化时，检测电阻上的电压

也发生变化，再通过调整光

耦合器中ＬＥＤ的压降可使

ＩＯ维持不变。即使输出端发

生短路故障，也能保持恒流

控制特性。＋５７Ｖ、４００ｍＡ隔离

式开关电源的印制板电路如

图５７５所示。实测该开关电源的电源效率与输出电流的关系曲线如图５７６所示。负载调整曲线如图

５７７所示。

图５７７　负载调整曲线

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２２７　　

２１６Ｗ恒压／恒流输出式电源的电路设计

由ＬＮＫ３５３构成１６Ｗ恒压／恒流输出式电源的电路如图５７８所示。８５～２６５Ｖ交流输

入电压经过整流滤波后接到一次绕组的一端。一次绕组的另一端接ＬＮＫ３５３的漏极。在

ＬＮＫ３５３导通期间，能量被储存在高频变压器中，当ＬＮＫ３５３关闭时再将能量传输给负载。它采用简单的Ｒ、Ｃ、ＶＤ型钳位电路，利用Ｒ１～Ｒ３，Ｃ３和ＶＤ５可限制最大漏极电压。ＲＦ为熔断电阻器。ＥＭＩ滤波器由Ｃ１，Ｌ１、Ｃ２组成，可降低从电源线引入的传导噪声。输出整

图５７８　１６Ｗ恒压／恒流输出式电源的电路

流管ＶＤ７采用１０ＢＱ０６０型１Ａ／６００Ｖ的肖特基二极管。由Ｒ４和Ｃ９构成的缓冲器能降低电磁

辐射所造成的干扰。输出滤波器是由Ｃ６、Ｌ２和Ｃ７组成的，Ｌ２为３３μＨ的磁珠。专作电池充

电器使用时，可省去Ｌ２和Ｃ７。在恒压区，输出电压ＵＯ＝ＵＢＥ＋ＵＺ。其中，ＵＢＥ为ＶＴ的基极—发射极电压，ＵＺ为

ＶＤＺ的稳定电压。当电压超过额定值时，ＶＴ上产生的偏压就通过光耦合器中的ＬＥＤ转换

成电流，再反馈到ＬＮＫ３５３的ＦＢ端，进而控制输出电压维持不变。当检测电阻Ｒ９和Ｒ８上

的电压超过限流阈值电压（大约为１Ｖ）时，开关电源立即进入恒流区。Ｒ７和Ｒ８对瞬态电流

还有限制作用。取Ｒ６＝１２ｋΩ时，ＶＤＺ的工作电流约为０５ｍＡ。

图５７９　典型的ＥＭＩ波形图图５７１０　输出特性曲线

２２８　　特种集成电源设计与应用

图５７１１　空载时的功耗与输入交

流电压的关系曲线

高频变压器采用ＥＰ１０型磁

心。一次绕组用０１ｍｍ漆包线绕

１２９匝。二次绕组用两股０２ｍｍ漆包线绕１１匝。一次侧电感量ＬＰ＝９００μＨ（允许有±５％的误差），最大漏感量ＬＰ０＝７０μＨ。高频变压

器的谐振频率不低于９００ｋＨｚ。实测该电源模块典型的ＥＭＩ

波形如图５７９所示，输出特性曲

线如图５７１０所示，空载时的功

耗与输入交流电压的关系曲线如图

５７１１所示。

第八节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列是ＰＩ公司继ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列之后，于２００５年新推出的高效

率、小功率、隔离式单片开关电源专用ＩＣ，适合制作微型恒压／恒流式电池充电器，给手

机、个人数字助理（ＰＤＡ）、数码相机、ＭＰ３播放器、随身听、电动剃须刀等家用电器充

电。此外，还可用作仪器仪表的备用电源或辅助电源。一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列产品的性能特点

（１）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列产品包括ＬＮＫ３６２Ｐ／Ｇ～ＬＮＫ３６４Ｐ／Ｇ共６种型号，见表５８１。该系列产品适配２３０Ｖ（允许变化±１５％）或８５～２６５Ｖ的交流电，最大输出功率为９Ｗ，可取代小功率线性稳压电源。

　　表５８１ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ的产品分类及最大输出功率


最大输出功率ＰＯＭ（Ｗ）固定交流输入２３０Ｖ（允许变化±１５％）宽范围交流输入８５～２６５Ｖ

密封式电源适配器敞开式电源模块密封式电源适配器敞开式电源模块

ＬＮＫ３６２Ｐ　ＬＮＫ３６２Ｇ２８２８２６２６ＬＮＫ３６３Ｐ　ＬＮＫ３６３Ｇ５７５３７４７ＬＮＫ３６４Ｐ　ＬＮＫ３６４Ｇ５５９４６

（２）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列产品的引脚排列及内部框图与ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ相同，参见图

５７１和图５７２。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列与ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列的主要区别有以下两点：①它

采用了ＩＣ调节及高频变压器结构的专利技术，当输出功率低于２５Ｗ时可省去钳位保护电

路及环路补偿电路，这不仅能节省外围元件，降低成本，还能提高电源效率；②最大输出功

率从５Ｗ提高到９Ｗ。（３）外围电路简单。它采用自供偏压电源，高频变压器不需要反馈绕组及相关外围元

件。开关频率为１３２ｋＨｚ。（４）输入电压范围宽，能在交流８５～２６５Ｖ的范围内正常工作，适合构成隔离式恒压／

恒流（ＣＶ／ＣＣ）式开关电源。（５）采用频率抖动技术，大大降低了电磁干扰。采用简单的开／关控制方式，不需要进

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２２９　　

行回路补偿。启动速度快，无过冲现象。具有良好的负载瞬态响应特性。（６）具有输出短路、开环保护、限流保护和过热保护功能。当电源发生短路故障或开环

故障时，利用自动重启动电路可迅速将输出功率降到额定值的５％以下。过热保护温度为

＋１４２℃，滞后温度为７５℃。漏极击穿电压为７００Ｖ。（７）当交流输入电压为２６５Ｖ时，空载功耗低于３００ｍＷ。二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源的典型应用

一种输出为＋６２Ｖ、３２２ｍＡ的隔离式微型开关电源的电路如图５８１所示，其额定输

出功率为２Ｗ。该电路使用了两片集成电路：ＩＣ１（ＬＮＫ３６２Ｐ），ＩＣ２（光耦合器ＰＣ８１７Ａ）。由于ＬＮＫ３６２Ｐ采用了无钳位电路的ＣｌａｍｐｌｅｓｓＴＭ专利技术，因此该电路能省去一次侧的钳

位保护电路，从而降低了电路的损耗和复杂程度。

图５８１　＋６２Ｖ、３２２ｍＡ隔离式微型开关电源的电路

８５～２６５Ｖ交流电首先经过可熔断电阻器ＲＦ，再经过整流桥ＶＤ１～ＶＤ４、滤波电容Ｃ１和Ｃ２，变成直流高压接高频变压器Ｔ的一次绕组。一次绕组的另一端由ＬＮＫ３６２Ｐ内部的

ＭＯＳＦＥＴ来驱动。由于ＬＮＫ３６２Ｐ是利用高频变压器一次绕组的分布电容来对由漏感产生

的尖峰电压进行钳位的，因此不需要在一次侧设计钳位电路。由Ｃ１、Ｃ２和Ｌ１、Ｌ２组成的π形滤波器，能对浪涌电流起到限制作用。π形滤波器和安全电容Ｃ５还能抑制传导噪声及辐

射噪声。Ｒ１为阻尼电阻，用于防止电路产生自激振荡。输出整流管ＶＤ５采用１Ｎ４９３４型快

恢复二极管，其最大反向峰值电压为１００Ｖ，平均整流电流为１Ａ，正向峰值电流可达３０Ａ，最大导通压降仅为１２Ｖ，反向恢复时间为２００ｎｓ。Ｃ４为输出滤波电容，应采用低等效串联

电阻（ＥＳＲ）的电解电容。输出电压ＵＯ值是由稳压管ＶＤＺ的稳压值ＵＺ、限流电阻Ｒ２上的压降ＵＲ２和光耦合器

ＰＣ８１７Ａ中ＬＥＤ的正向压降ＵＦ之和来决定的，ＶＤＺ的工作电流ＩＺ＝１ｍＡ。因ＵＺ＝５１Ｖ，

ＵＲ２≈０３９Ｖ，ＵＦ≈１Ｖ，故ＵＯ＝ＵＺ＋ＵＲ２＋ＵＦ≈６２Ｖ。当输出电压超过６２Ｖ时，流过

ＬＥＤ的电流增大，反馈到ＬＮＫ３６２Ｐ的电流也增大，直至达到关断极限电流（约为４９μＡ），使ＬＮＫ３６２Ｐ的转换周期被关断。在满载时，ＬＮＫ３６２Ｐ几乎在所有的转换周期都工作；轻

２３０　　特种集成电源设计与应用

载时几乎关断所有的转换周期，从而使ＵＯ迅速降低，这样既降低了轻载时的损耗，又达到

了稳压目的。为提高输出电压的精度，还可将稳压管换成可调式精密并联稳压器ＴＬ４３１。三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ系列微型单片开关电源的设计要点

１判断是否给ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ设计钳位电路的原则

每当功率ＭＯＳＦＥＴ由导通变成截止时，在开关电源的一次绕组上就会产生尖峰电压和

一次侧感应电压。其中，尖峰电压是因高频变压器存在漏感（即漏磁产生的自感）而形成

的，它与直流高压ＵＩ和一次侧感应电压ＵＯＲ叠加后很容易损坏ＭＯＳＦＥＴ。为此，必须增加

漏极保护电路，对尖峰电压进行钳位或者吸收。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ是依靠ＭＯＳＦＥＴ的漏极节

点电容（即高频变压器一次绕组的分布电容）来限制由漏感产生的尖峰电压的。判断是否需要给ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ设计钳位电路，有以下条件（假定交流输入电压为２３０Ｖ）：（１）当输出功率ＰＯ≤２５Ｗ、一次绕组的感应电压ＵＯＲ≤９０Ｖ时，一般不需要设计钳位

电路。具体讲，当ＰＯ≤２Ｗ，一次绕组采用双层结构并且其分布电容在２５～５０ｐＦ范围内时，不需要增加钳位电路。当２Ｗ＜ＰＯ≤２５Ｗ时，可不加钳位电路，但高频变压器一次侧应增

加反馈绕组。

图５８２　通用输入时推荐的４种交流输入级电路

（ａ）ＰＯ≤１Ｗ（半波整流）；（ｂ）ＰＯ≤３Ｗ（半波整流）；

（ｃ）ＰＯ≤３Ｗ（半波整流）；（ｄ）ＰＯ≤３Ｗ（全波整流）

（２）设计无钳位保护电路的

开关电源时，必须保证在输入电

压为最大值且输出功率达到峰值

的情况下，ＭＯＳＦＥＴ的漏—源

极电压ＵＤＳ不超过６５０Ｖ，这恰

好比漏—源极击穿电压ＵＤＳ（ＯＮ）（７００Ｖ）低５０Ｖ。

（３）当ＰＯ＞２５Ｗ时，需

要设计由阻容元件和超快恢复二

极管组成的Ｒ、Ｃ、ＶＤ型钳位

保护电路，或由稳压管构成钳位

保护电路。２ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ的交流输

入电路

当ＰＯ≤１Ｗ时，采用半波

整流电路能降低成本；当ＰＯ＞１Ｗ时，采用全波整流电路可减小输入电容的容量。半波整

流时应在返回端串联一只二极管ＶＤＩＮ２，这不仅能降低电磁干扰，还对电磁干扰有门控功

能（仅当ＶＤＩＮ２导通时才允许ＥＭＩ电流通过）。此外，由于差分浪涌电压被２只二极管所

分压，因此还可将交流输入级承受浪涌电压的能力提高１倍。当交流输入电压为８５～２６５Ｖ时，推荐的４种交流输入级电路分别如图５８２（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）所示。

（ａ）图中，ＲＦ１选８２Ω、１Ｗ的熔断电阻器，ＲＦ２选１００Ω、０５Ｗ的熔断电阻器。ＣＩＮ１、ＣＩＮ２≥３３μＦ，耐压为４００Ｖ。ＶＤＩＮ１、ＶＤＩＮ２可采用１Ｎ４００７型１Ａ／１０００Ｖ的硅整流管。

（ｂ）图中，ＲＦ１选８２Ω、１Ｗ。Ｌ＝４７０μＨ～２２ｍＨ（额定电流为００５～０３Ａ）。ＣＩＮ１、ＣＩＮ２≥ （４μＦ／Ｗ）·ＰＯ，耐压为４００Ｖ。ＶＤＩＮ１、ＶＤＩＮ２使用１Ｎ４００７型整流管。

（ｃ）图中，Ｌ１＝Ｌ２＝３３μＨ（额定电流为００６Ａ）。Ｃ１≥ （５μＦ／Ｗ）·ＰＯ，耐压为

４００Ｖ。ＶＤＩＮ１采用１Ｎ４９３７型１Ａ／６００Ｖ的硅整流管；ＶＤＩＮ２采用１Ｎ４００７型整流管。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２３１　　

（ｄ）图中，ＲＦ选８２Ω、１Ｗ。Ｌ＝４７０μＨ～２２ｍＨ（额定电流为００５～０３Ａ）。ＣＩＮ１、ＣＩＮ２≥ （２μＦ／Ｗ）·ＰＯ，耐压为４００Ｖ。ＢＲ可采用１Ａ／６００Ｖ的整流桥，亦可用４只１Ｎ４００７型整流管构成整流桥。

图５８３　两种钳位保护电路

（ａ）Ｒ、Ｃ、ＶＤ型钳位电路；（ｂ）稳压管钳位电路

３钳位保护电路的设计

当ＰＯ＞２５Ｗ时需要增加钳位保护电

路。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ的钳位保护电路有两

种，电路分别如图５８３（ａ）、（ｂ）所示。（ａ）图中采用Ｒ、Ｃ、ＶＤ型钳位电路，其

优点是成本低、电磁干扰小。Ｒ１采用４７～２００ｋΩ、０２５Ｗ或０５Ｗ的电阻。Ｃ的容

量为３９０ｐＦ～２２ｎＦ，耐压在４００Ｖ以上。（ｂ）图为由瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）和阻

塞二极管（ＶＤ）构成的钳位电路，其优

点是所需元器件数量少，空载时的损耗低。ＴＶＳ可选Ｐ６ＫＥ系列产品，钳位电压可取

１５ＵＯＲ，ＵＯＲ为一次侧感应电压。ＶＤ可采用ＵＦ４００５型超快恢复二极管。４高频变压器磁心的选择

根据表５８２可选择高频变压器磁心的型号。

　　表５８２高频变压器磁心的选择

磁心型号

输出功率范围ＰＯ（Ｗ）交流输入２３０Ｖ（允许变化±１５％）

交流输入２３０Ｖ磁心型号

输出功率范围ＰＯ（Ｗ）交流输入２３０Ｖ（允许变化±１５％）

交流输入２３０Ｖ

ＥＥ８＜１＜１ＥＰ１０＜１７５＜１７５ＥＥ１０＜２＜２ＥＦ１２６＜３３＜３３ＥＥ１３＜４＜４

ＥＥ１６＜５＜６ＥＥ１９＜５６＜７１ＥＦ２０＜６＜８ＥＦ２５＜６＜９

图５８４　两种反馈电路

（ａ）恒压／恒流模式的反馈电路；（ｂ）恒压模式的反馈电路

５ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ的

反馈电路

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＸＴ的两

种反馈电路如图５８４所

示。图５８４（ａ）为恒压／恒流模式的反馈电路。恒

流检测电阻ＲＳＥＮＳＥ＝ＵＦ／ＩＯ。ＶＤＺ选用５１Ｖ稳压

管。ＲＡ用来限制ＶＴ的基

极—发射极电流。ＲＣ和

ＲＤ可限制光耦合器

ＰＣ８１７Ｄ中ＬＥＤ的电流。光耦合器的电流传输比

ＣＴＲ＝（２００％～６００％）。ＶＴ可采用ＭＭＳＴ３９０６型

２３２　　特种集成电源设计与应用

小功率ＰＮＰ晶体管，其主要参数为ＵＣＥＯ＝－４０Ｖ，ＩＣ＝－０２Ａ，ＰＤ＝２００ｍＷ。图５８４（ｂ）为仅用于恒压模式的反馈电路。图中的ＬＡ采用１～３μＨ的磁珠，能降低输出电路的开

关噪声。

第九节　ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源

ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列是ＰＩ公司新推出的另一种高效率、小功率、隔离式单片开关电源

专用ＩＣ，可取代小功率线性电源。适合制作３Ｗ以下的微型恒压／恒流式电池充电器，用于

手机、无绳电话、电动工具、ＭＰ３或便携式音频设备的充电器，还可用作仪器仪表的备用

电源或辅助电源。一、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列产品的性能特点

（１）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列产品包括ＬＮＫ５６２Ｐ／Ｇ～ＬＮＫ５６４Ｐ／Ｇ共６种型号，见表５９１。该系列产品适配２３０Ｖ（允许变化±１５％）或８５～２６５Ｖ的交流电，最大输出功率为３Ｗ，可取代小功率线性电源。

　　表５９１ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ的产品分类及最大输出功率

产品型号

最大输出功率ＰＯＭ（Ｗ）

固定交流输入２３０Ｖ（允许变化±１５％）

宽范围交流输入８５～２６５Ｖ

密封式电源适配器或

敞开式电源模块

密封式电源适配器或

敞开式电源模块

开关频率

ｆ（ｋＨｚ）

ＬＮＫ５６２Ｐ　ＬＮＫ５６２Ｇ１９１９６６

ＬＮＫ５６３Ｐ　ＬＮＫ５６３Ｇ２５２５８３

ＬＮＫ５６４Ｐ　ＬＮＫ５６４Ｇ３３１００

（２）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列产品的引脚排列及内部框图与ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ相同，参见图５７１和图５７２。ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列与ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ的主要区别有以下四点：①可省去钳

位保护电路及环路补偿电路；②采用ＥＳｈｉｅｌｄＴＭ专利技术，可省去高频变压器的安全电容；

③最大输出功率从５Ｗ减至３Ｗ；④ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＨＦ系列的开关频率均为２００ｋＨｚ，而ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列的开关频率较低且与产品型号有关，ＬＮＫ５６２Ｐ／Ｇ、ＬＮＫ５６３Ｐ／Ｇ、

ＬＮＫ５６４Ｐ／Ｇ的开关频率分别为６６ｋＨｚ、８３ｋＨｚ、１００ｋＨｚ。当ＰＯ＞２５Ｗ时，不推荐采用

无钳位保护电路的设计方案。（３）ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ采用频率抖动技术来抑制电磁干扰，允许使用低成本的ＥＭＩ滤波

器；它通过简单的开／关控制，无需环路补偿。具有通用输入范围，适配２３０Ｖ（允许变化

±１５％）或８５～２６５Ｖ的交流电，最大输出功率为３Ｗ。（４）稳压性能好、电源效率高、外围元件数量少、不需要钳位保护电路、成本低廉。（５）具有输出短路、开环保护、限流保护和过热保护功能。当电源发生短路故障或开环

故障时，利用自动重启动电路可迅速将输出功率降到额定值的１５％以下。（６）在交流输入电压为２６５Ｖ时，空载功耗小于１５０ｍＷ。

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２３３　　

二、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源的典型应用

由ＬＮＫ５６４Ｐ构成＋６Ｖ、３３０ｍＡ隔离式微型恒压／恒流输出式开关电源的电路如图５９１所示，其额定输出功率为１９８Ｗ。

图５９１　＋６２Ｖ、３３０ｍＡ隔离式微型恒压／恒流输出式开关电源的电路

交流输入电压首先经过

ＶＤ１作半波整流，然后经

过由Ｌ、Ｃ１组成的极低损耗

的输入端滤波器滤除干扰。ＲＦ为熔断电阻，它不仅能

代替熔丝管起到限流保护作

用，还可降低输入级的损

耗。由于ＬＮＫ５６４Ｐ具有频

率抖动特性，因此输入端不

需要使用π形滤波器，仅用

一只输入滤波电容Ｃ１即可

满足要求。ＶＤ１采用

１Ｎ４９３７型硅整流管。该电源的一次侧不需要设计钳位保护电路，即使交流输入电压为２６５Ｖ时，仍能将尖峰电压限制在５５０Ｖ以下，确保ＭＯＳＦＥＴ不会被击穿。输出整流管ＶＤ４采用

ＵＦ４００２型１Ａ／４００Ｖ超快恢复二极管。Ｃ５为输出滤波电容。Ｒ３为假负载，用来限制空载时

的输出电压不致过高。空载功耗不超过１４０ｍＷ。

图５９２　＋９Ｖ、２２０ｍＡ手机充电器的电路

反馈绕组的输出电压先经过ＶＤ３、Ｃ３整流滤波，再经过Ｒ１和Ｒ２分压后，给

ＬＮＫ５６４Ｐ提供反馈电压。ＬＮＫ５６４Ｐ在

额定负载情况下工作在恒压区域，ＦＢ端

的电压ＵＦＢ维持在１６９Ｖ。过载时ＵＦＢ开

始减小，电源输出电压随之降低。与此

同时，内部振荡频率也线性地降低，直

至达到初始频率的５０％。当ＵＦＢ低于自

动重启电压（０８Ｖ）时电源将间歇式工

作，即首先关闭８００ｍｓ，然后开启

１００ｍｓ。此过程将不断地重复，直到ＵＦＢ又超过自动重启电压为止。当输出端发生短路故障时，利用自动重启动功能可降低平均

输出电流，使平均短路输出电流远小于１Ａ。若将Ｃ３的容量增至０４７μＦ或更高，则可

进一步降低空载损耗。图５９２示出另一种适合手机充电器电源的应用实例，该充电器能在９０～２６５Ｖ通用交

流输入电压范围内输出＋９Ｖ电压，最大输出电流为２２０ｍＡ。该电源的一次侧也未使用钳位

保护电路。三、ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈＬＰ系列微型单片开关电源的设计要点

１输入滤波电容的选择

总输入滤波电容的容量可按表５９２进行选择。图５９１中的输入滤波电容就是由此计

算出的：Ｃ１＝ｋＰＯ＝（５μＦ／Ｗ）×２Ｗ＝１０μＦ。

２３４　　特种集成电源设计与应用

　　表５９２总输入滤波电容的选择

交流输入电压ｕ（Ｖ）比例系数ｋ（μＦ／Ｗ）

半波整流全波整流

　固定输入：１００／１１５５～８３～４

　固定输入：２３０１～２１

　通用输入：８５～２６５５～８３～４

２高频变压器磁芯的选择

根据表５９３可选择高频变压器磁芯的型号。

　　表５９３高频变压器磁芯的选择

磁心型号额定输出功率ＰＯ（Ｗ）

ＬＮＫ５６２Ｐ／ＧＬＮＫ５６３Ｐ／ＧＬＮＫ５６４Ｐ／Ｇ

ＥＥ１３１１１４４７

ＥＥ１６１３１７２

ＥＥ１９１９５２５５３

第十节　电源适配器

许多小型家电（如随身听）在交流供电时，都需要配２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电源适配器

（ａｄａｐｔｅｒ），亦称ＡＣ／ＤＣ电源变换器，以便把２２０Ｖ交流电变成所需要的直流电压。目前市

售的这种适配器内部都有电源变压器及整流滤波器。输出功率从零点几瓦到几瓦不等，有的

还能输出几种电压值可供选择。但其体积较大且未采用稳压电路，电源质量及效率都不高。若选用ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ系列，即可去掉笨重的电源变压器，且具有效率高、体积小、稳压性能

好、成本低等优点，完全能取代传统的插头式电源适配器。一、２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电源适配器

利用ＴＮＹ２５３Ｐ设计成的９Ｖ、０５Ｗ插头式ＡＣ／ＤＣ电源适配器电路如图５１０１所示。为简化电路和降低成本，现将使能端（ＥＮ）悬空，ＴＮＹ２５３Ｐ工作在跳过周期（即不连续

通、断）的模式，输出恒定的功率。ＵＯ由稳压管ＶＤＺ来设定。当ＥＮ端悬空时，ＶＤＺ承受

的功率为最大。这里选１５Ｗ、９１Ｖ的２ＣＷ１０６型国产稳压管。ＶＤ１为半波整流二极管。由ＴＮＹ２５４Ｐ构成＋９Ｖ、１７０ｍＡ（１５Ｗ）的ＡＣ／ＤＣ电源适配器电路如图５１０２所示。

该电路采用两片ＩＣ：ＴＮＹ２５４Ｐ型四端单片开关电源（ＩＣ１），ＬＴＶ８１７型光耦合器（ＩＣ２）。８５～２６５Ｖ交流电经过ＶＤ１～ＶＤ４、Ｃ１、Ｃ２整流滤波后，产生直流高压。ＲＦ为熔断电阻器，亦可用保险管代替。电磁干扰滤波器由Ｃ１、Ｒ１、Ｒ２、Ｃ２组成，这里用２００Ω电阻来代替滤

波电感，以降低电路成本。Ｒ４与Ｃ３可吸收漏极上的尖峰电压并降低电磁干扰。Ｃ４为旁路电

容。二次绕组电压经过ＶＤ５、Ｃ６、Ｌ２和Ｃ７整流滤波，输出＋９Ｖ电压。光耦合器ＬＴＶ８１７和稳压管１Ｎ５２３７Ｃ用于检测输出电压并且反馈给ＴＮＹ２５４Ｐ。输出电压由光耦合器中ＬＥＤ的正向压降和ＶＤＺ的稳定电压来设定。

高频变压器采用ＥＥ１３型磁芯，一次绕组用０１６ｍｍ漆包线绕１２５匝，二次绕组用

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２３５　　

图５１０１　９Ｖ、０５Ｗ插头式电源适配器

图５１０２　１５Ｗ的ＡＣ／ＤＣ电源适配器电路

０３３ｍ漆包线绕１３匝。要求一次侧电感量ＬＰ＝２５ｍＨ× （１±１０％），漏感量ＬＰ０≤１０２μＨ。

最后需要说明几点：①设计高频变压器时应使ＴＮＹ２５４Ｐ工作在不连续模式；②Ｃ２的容

量不要超过６８ｐＦ；③为了进一步提高输出电压的准确度，可在ＩＣ２的ＬＥＤ两端并联一只几

百欧至一千欧的电阻，给ＶＤＺ提供１～５ｍＡ的偏置电流；④为提高电源效率，可将５ｍＨ电感与４７ｋΩ电阻并联后代替Ｒ１。

二、笔记本电脑电源适配器

下面介绍一种由ＴＯＰ２４９Ｙ构成的密封式７０Ｗ笔记本电脑电源适配器的模块。１性能特点和技术指标

（１）该适配器的交流输入电压范围是８５～２６５Ｖ，输出电压为１９Ｖ，最大输出电流为

３６８Ａ。当环境温度为５０℃时，最大输出功率可达７０Ｗ，可作为笔记本电脑的ＡＣ／ＤＣ电源

变换器。（２）高效率。即使在交流输入电压为８５Ｖ、环境温度为５０℃的不利条件下，电源效率

也能达到８４％。当交流输入电压为１１５Ｖ时，空载功耗低于３７０ｍＷ。（３）采用全密封式结构，体积小，不需要使用表面安装元件。外形尺寸仅为１０４ｃｍ×

５６５ｃｍ×２６９ｃｍ，功率密度高达０４３Ｗ／ｃｍ３。抗电磁干扰能力强。能完全满足笔记本电脑

２３６　　特种集成电源设计与应用

的需要。（４）具有欠电压检测、过电压关断、过载保护、短路保护和过热保护功能。２密封式７０Ｗ笔记本电脑电源适配器的电路设计

全密封式７０Ｗ笔记本电脑电源适配器的电路如图５１０３所示。该适配器对电源效率指

标要求很高，而模块的体积又很小，因此选择ＴＯＰ２４９Ｙ最合适。其理由如下：①在８５～２６５Ｖ宽范围交流输入的情况下，ＴＯＰ２４９Ｙ用作密封式电源适配器时的最大输出功率为

８０Ｗ，完全能满足设计要求；②选用输出功率较大的ＴＯＰＳｗｉｔｃｈＧＸ芯片（例如

ＴＯＰ２４９Ｙ），而不选功率较小的芯片（例如ＴＯＰ２４８Ｙ），有助于提高电源效率，这是因为

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈＧＸ的输出功率愈大、功率损耗就愈低的缘故；③允许增大一次侧电感量来降低

一次侧有效值电流，进一步提高效率；④选择ＴＯＰ２４９Ｙ能减小散热器的体积，便于设计高

密度、小型化的电源适配器模块。

图５１０３　７０Ｗ笔记本电脑电源适配器的电路

８５～２６５Ｖ交流电压经过桥式整流后，再通过Ｃ１滤波，获得直流高压。为改善滤波效

果，利用Ｃ１３和Ｌ３组成串模干扰滤波器。在交流电源输入端串联一只负温度系数的热敏电阻

ＲＴ，可限制上电时电流突然增大，避免滤波电容受到大电流的冲击。由安全电容Ｃ６和共模

扼流圈Ｌ２组成ＥＭＩ滤波器。钳位电路是由瞬态电压抑制器ＶＤＺ、超快恢复二极管ＶＤ１及

电容Ｃ１１构成的。当ＴＯＰ２４９Ｙ导通时ＶＤ１截止，钳位电路不起作用，能量就储存在高频变

压器的一次侧；当ＴＯＰ２４９Ｙ关断时会产生反向电动势（即感应电压ＵＯＲ），使ＶＤ１迅速导

通，进而使ＶＤＺ被反向击穿，对内部功率ＭＯＳＦＥＴ的漏—源极电压起到钳位作用，避免

因漏感产生的尖峰电压而损坏器件。Ｃ１１能降低ＶＤＺ上的功耗。Ｃ１２用来滤除高频电磁干扰。Ｒ１１为欠电压／过电压设定电阻。取Ｒ１１＝２ＭΩ时，欠电压值和过电压值分别为１００Ｖ、

４５０Ｖ。在欠电压情况下，利用电阻Ｒ１０（１０５ｋΩ）可将内部极限电流设定为标称值的７５％，即Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝０７５ＩＬＩＭＩＴ＝０７５×５４０＝４０５Ａ。Ｒ９为电压前馈电阻，可使Ｉ′ＬＩＭＩＴ随ＵＩ的升高而

自动减小。为了降低二次绕组以及整流管的损耗，二次侧电路由两个绕组、两只整流管并联而成，

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２３７　　

然后公用一套滤波器。输出整流管均采用ＭＢＲ２０１００型２０Ａ／１００Ｖ的肖特基对管，可以把

整流管的损耗降至最低。精密光耦合器反馈电路由ＰＣ８１７Ａ、ＴＬ４３１等构成。Ｒ４、Ｒ５和Ｒ６为输出电压的取样

电阻。高频变压器采用ＦＰＱ２６型耐高温的磁芯材料，磁通密度为０３Ｔ。磁芯留间隙后的等效

电感ＡＬＧ＝８４３ｎＨ／Ｔ２。一次绕组夹在二次绕组之间，用两股０４０ｍｍ漆包线分两次并绕１８匝（９匝＋９匝）以减小漏感。二次绕组中的每个线圈均用３股０４０ｍｍ的三重绝缘线并绕

３匝。辅助绕组用８ｍｍ×００１５ｍｍ的铜箔绕２匝，这样可减小漏感。一次侧电感量ＬＰ＝２７３μＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感仅为３μＨ，高频变压器的谐振频率超过１５ＭＨｚ。

在实际安装时，应注意以下几点：（１）Ｃ８，Ｒ３，Ｃ５，Ｒ９，Ｒ１０和Ｒ１１应尽量靠近ＴＯＰ２４９Ｙ。（２）功率地线与信号地线应分开布置，再用开尔文（Ｋｅｌｖｉｎ）单点连接法与源极引脚

相连。（３）尽量减少一次侧、二次侧环路的面积，以便减小漏感及电磁干扰。

第十一节　待　机　电　源

待机是指对暂时未使用的电子设备使之进入低功耗的待机模式（亦称备用状态），这既

可节省电能，还能快速退出待机模式，使电子设备迅速转入正常工作模式。当计算机进入待

机模式时，将关闭监视器和硬盘，使整机耗电量降至最低。对彩色电视机而言，在用遥控器

关机时实际上并未切断电源，此时电源指示灯仍然亮着，但机器已进入待机模式。一、计算机用待机电源

１１５Ｗ的ＰＣ待机电源

一种输出功率为１５Ｗ的ＰＣ待机电源电路如图５１１１所示。该电源可提供两路输出：

图５１１１　１５Ｗ的ＰＣ待机电源电路

主输出为＋５Ｖ、３Ａ；辅助输出则为＋１２Ｖ、２０ｍＡ。总输出功率为１５２４Ｗ，电源效率高于

７８％。电路中采用两片集成电路：ＴＮＹ２６７Ｐ型微型单片开关电源（ＩＣ１），ＳＦＨ６１５２型线

２３８　　特种集成电源设计与应用

性光耦合器（ＩＣ２）。直流输入电压为１４０～３７５Ｖ，这对应于交流输入电压为２３０Ｖ× （１±１５％）或者１１０／１１５Ｖ倍压输入的情况。利用ＴＮＹ２６７Ｐ的欠电压检测、自动重启动和高频

开关特性，允许使用体积较小、价格较低的ＥＥ２２型高频变压器磁芯。ＴＮＹ２６７Ｐ芯片采用

的是ＤＩＰ８封装形式，它能滤除因输出滤波电容缓慢放电而引起自动重启动时，在输出电压

波形上形成的毛刺。当输入电压低于欠电压值时，ＴＮＹ２６７Ｐ就自动关断，起到保护作用；仅当输入电压高于欠电压阀值时才工作。Ｒ２、Ｒ３为欠电压阈值设定电阻。二者的总阻值为

４ＭΩ时，欠电压阈值设定为直流２００Ｖ，整流后的直流高压Ｕ必须高于２００Ｖ时，才能开启

电源。而一旦开启电源，就将持续工作，直到Ｕ降至１４０Ｖ才关机。这种设计方案可为待机

电源提供所需的保持（Ｈｏｌｄ）时间。一次侧的辅助绕组经ＶＤ２、Ｃ２整流滤波后，获得＋１２Ｖ输出电压，并通过Ｒ４给

ＴＮＹ２６７Ｐ供电。因此，正常工作时不需要外部给ＴＮＹ２６７Ｐ供电，芯片内部漏极驱动的电

流源也停止对外部旁路电容充电，以减少其间的静态损耗。选Ｒ４＝１０ｋΩ时，可为旁路端提

供６４０μＡ的电流，这略超过ＴＮＹ２６７Ｐ的损耗电流，超出部分将被芯片内部的稳压管钳位

在６３Ｖ的安全电压上。二次侧输出经ＶＤ３、Ｃ６和Ｃ７进行整流滤波。Ｌ与Ｃ８构成后级滤波

器，主要用来滤除开关噪声。当输出端短路时，自动重启动电路就限制了输出电流的增大，并且滤除了对ＶＤ３的过冲电压。由光耦合器ＩＣ２（ＳＦＨ６１５２）、稳压管ＶＤＺ对５Ｖ输出进

行检测，Ｒ５给稳压管提供偏置电流。由ＴＮＹ２６６Ｐ构成输出功率为１０Ｗ的ＰＣ待机电源电路如图５１１２所示。该电源的工

作原理与图５１１１基本相同。

图５１１２　１０Ｗ的ＰＣ待机电源电路

２多路输出式１７Ｗ、ＰＣ待机电源

由ＴＯＰ２４２Ｙ可构成多路输出式１７Ｗ、ＰＣ待机电源模块。当主电源断电后，由待机电

源继续给ＰＣ供电，这样能大大降低ＰＣ的功耗并确保数据不致丢失。（１）性能特点和技术指标：１）该ＰＣ待机电源模块的直流输入电压范围是＋２００～３７５Ｖ，三路输出电压分别为５Ｖ／

２Ａ，３３Ｖ／２Ａ，１５Ｖ／３０ｍＡ，总输出功率为１７Ｗ。２）３３Ｖ、５Ｖ两路输出的电压调整率均为±５％。辅助绕组的输出电压经过整流滤波后

第五章　小功率单片ＡＣ／ＤＣ电源变换器　２３９　　

直接作为１５Ｖ／３０ｍＡ输出，从而简化了电路设计。３）低功耗。当输入功率为５Ｗ时能提供３９Ｗ的输出功率，小功率输出时的电源效率

不低于７８％。４）具有欠电压检测功能，可避免在上电或掉电过程中发生故障。利用软启动功能可降

低启动元件的耐压值。５）ＴＯＰ２４２Ｙ的开关频率为１３２ｋＨｚ，允许采用低成本的ＥＥＬ１９型磁芯变压器来传输

１７Ｗ的输出功率。（２）多路输出式ＰＣ的１７Ｗ待机电源模块的电路设计。由ＴＯＰ２４２Ｙ构成多路输出式

ＰＣ的１７Ｗ待机电源模块的内部电路如图５１１３所示。Ｒ１为欠电压设定电阻，其电阻值由

下式确定

Ｒ１＝（ＵＵＶ－２５）／ＩＵＶ（５１１１）式中，ＩＵＶ为ＴＯＰ２４２Ｙ欠电压时的电流值，ＩＵＶ＝５０μＡ。选择欠电压值ＵＵＶ＝１９５Ｖ（这恰

好是开启ＰＣ主电源所需要的最低直流输入电压）时，利用式（５１１１）不难算出Ｒ１＝３８５ＭΩ，可取标称值３９ＭΩ。正常情况下，ＵＩ必须高于１９５Ｖ。

图５１１３　多路输出式ＰＣ１７Ｗ待机电源模块的内部电路

在开始工作的最初１０ｍｓ内，芯片中的软启动电路被激活。占空比从０％线性地增加到

７８％。极限电流也从７０％上升到１００％，这样就对内部功率ＭＯＳＦＥＴ、钳位二极管和输出

整流器起到了保护作用。一次侧钳位电路由瞬态电压抑制器（ＢＺＹ９７Ｃ２００）和超快恢复二

极管（ＵＦ４００５）组成，在轻载、５Ｗ输入的情况下能最大限度地提高输出功率。该开关电源以５Ｖ作为主输出，３３Ｖ为辅助输出。由Ｒ７、Ｒ４、Ｒ６组成两路取样电路，

分别用来检测５Ｖ、３３Ｖ输出。Ｃ７、Ｒ５和Ｃ５为控制环路的频率补偿元件。电阻Ｒ２用来设定

环路的直流增益，Ｒ３是ＴＬ４３１的偏置电阻，它直接影响环路的相位及带宽。

高频变压器采用ＥＥＬ１９型磁芯，磁芯留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝７２０ｎＨ／Ｔ２。一次绕组

用０１６ｍｍ漆包线绕１４７匝，５Ｖ绕组用３股０３５ｍｍ的三重绝缘线并绕２匝，３３Ｖ绕组

２４０　　特种集成电源设计与应用

用３股０３５ｍｍ的三重绝缘线并绕４匝。辅助绕组用０１６ｍｍ漆包线绕１７匝。一次侧电

感量ＬＰ＝２３ｍＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝７５μＨ。高频变压器的谐振频率超

过６５０ｋＨｚ。在设计电路时应注意以下事项：１）若待机电源距离输入滤波电容较远，则输入端必须接退耦电容Ｃ１。２）安全电容Ｃ１１应连接到直流高压的正极与二次侧返回端之间。３）连接辅助绕组的源极引脚可为ＴＯＰＳｗｉｔｃｈＧＸ上的浪涌电流提供泄放回路。４）Ｃ２、Ｒ５和Ｃ５应尽量接近ＴＯＰ２４２Ｙ的控制端。二、彩色电视机用待机电源

目前生产的大屏幕彩色电视机均有待机功能。在用遥控器关闭电源之后，彩色电视机就

进入备用状态（亦称休眠模式）。此时开关电源的功率开关管被关断，仅待机电路仍在工作，继续给ＣＰＵ供电，下次重新开机时只需再按一下遥控器的电源键即可。

图５１１４　彩色电视机待机电源的电路

由ＴＮＹ２５３Ｐ构成的一种５Ｖ、１３Ｗ彩色电视机待机电源的电路

如图５１１４所示。该电路利用彩

色电视机主电源产生的直流高压

作为输入电压ＵＩ。视彩电机型不

同，ＵＩ的允许范围是１２０～３７５ＶＤＣ，而ＵＯ＝＋５Ｖ。Ｃ１为输

入端高频滤波电容。当ＵＯ端与待

机电路的引线较短时可省去Ｃ１。ＵＩ加至一次绕组与漏极之间。鉴

于芯片工作在４４ｋＨｚ的开关频率上，因此由Ｒ１、Ｃ２构成的吸收回路可代替用瞬态电压抑制

器和超快恢复二极管组成的钳位保护电路。这种ＲＣ吸收回路的成本低廉，不仅能将漏极关

断时产生的尖峰电压限制在安全值以内，还能降低电压升高率（ｄＵ／ｄｔ），减小视频辐射噪

声。这对于视频设备的正常工作尤为重要。ＴＮＹ２５３Ｐ中的开／关控制器通过调节脉冲频率，使开关损耗与负载呈线性关系，即使待机电源的输出功率降至几分之一瓦，电源效率也变化

很小。二次绕组上的高频电压经快恢复二极管ＶＤ１和电容Ｃ４整流滤波后，获得＋５Ｖ输出。Ｌ与Ｃ５为后级辅助滤波器，可进一步减小纹波。Ｌ采用１５μＨ的磁珠。ＲＴＮ为返回端。

ＴＮＹ２５３Ｐ（ＩＣ１）在工作时不需反馈绕组，可简化高频变压器的设计。使能信号则由光

耦合器（ＩＣ２）和稳压管（ＶＤＺ）来提供。ＵＯ值取决于发光二极管正向压降（约１Ｖ）与稳

压管的稳定电压（约４Ｖ）之和，即ＵＯ＝ＵＦ＋ＵＺ。光耦合器的输出端接ＥＮ端。Ｒ２为稳压

管的限流电阻，Ｃ３为旁路电容。Ｃ６为安全电容，能滤掉由一、二次侧耦合电容引起的共模

干扰。

书书书

摇第六章摇蓄电池充电器摇

摇摇

电池是指能将化学能、内能、光能、原子能等形式的能量直接转化为电能的装置。在化

学电池中，根据能否用充电方式恢复电池存储电能的特性，可分为一次电池（亦称原电

池）、二次电池（即蓄电池，也叫可充电电池）两大类。蓄电池主要有密封铅酸蓄电池、碱

锰充电电池、镍镉电池、镍氢电池、锂离子电池、燃料电池等类型。本章专门介绍常用蓄电

池充电器的设计原理与应用。这些蓄电池充电器全部采用新型集成电路，具有性能优良、价

格低廉、使用安全、便于推广之优点。

第一节摇常用蓄电池的产品分类及性能比较

一、常用蓄电池的产品分类

员郾铅酸蓄电池

铅酸蓄电池是蓄电池的一种，其主要特点是采用稀硫酸做电解液，用二氧化铅和海绵铅

（金属）分别作为电池的正极和负极的酸性蓄电池。铅酸蓄电池的优点是适用范围广、原材

料丰富。尽管铅酸蓄电池的发展历史悠久，但随着现代科技的发展和社会的进步，其固有的

缺点也日益凸现。主要表现为它对环境的污染严重，损害人身健康，使用寿命较短，容易自

放电，不便于在高温、高寒等恶劣环境下工作。目前，传统的铅酸蓄电池在许多应用领域正

逐渐被环保型、高效节能电池所代替。

圆郾镍镉电池

镍镉（晕蚤鄄悦凿）蓄电池简称镍镉电池，它属于碱性蓄电池的一种。其主要优点是体积

小，容量大，密封好，输出电压平稳，使用温度范围宽，坚固耐用，可多次充电，与干电池

的互换性好。镍镉电池的缺点是存在记忆效应并且容易污染环境。但其价格较低，目前仍被

用于电子仪器、信号控制系统、应急照明灯及电动玩具中。

镍镉电池的缺点是存在记忆效应并且容易污染环境。所谓记忆效应是指蓄电池在使用过

程中由于未全部放完电，而在负极产生氧化物，对充电过程起到阻碍作用，并且随着充放电

次数的增加，使得记忆效应日趋严重。例如，在放出源园豫的电量时开始充电，蓄电池就把

该状态 “记忆” 下来，并从余下的远园豫电量开始，一直充到员园园豫电量。下次使用时，该

电池大约只能放出源园豫的电量。具体表现为电池电量 “一充就满，一用就完”，无法正常使

用。镍镉电池具有记忆效应，消除的办法是每次充电前都要把镍镉电池的电量完全释放掉，

这既给用户带来不便，又浪费了电能。

镍镉电池在出厂时呈充电状态或半充电状态。若出厂期很短，使用前也可以不充电。但

存放日久会自行放电。例如在圆园益环境条件下放置猿个月，容量即可损失愿园豫。在高温、

高湿度情况下，自行放电速度会大大加快，必须及时充电。

２４２　　特种集成电源设计与应用

３镍氢电池

镍氢（ＮｉＭＨ）电池是由镍、贮氢金属和碱性电解液制成的，正极材料可选Ｎｉ（ＯＨ）２，负极材料是能大量吸附氢气的贮氢合金，例如Ｍｌ（ＮｉＣｏＭｎＴｉ）５合金材料；电解液

为ＫＯＨ或ＮａＯＨ。镍氢电池的价格适中，质量能量密度和容积能量密度分别为２０～８０Ｗｈ／ｋｇ、２０５～３０５Ｗｈ／Ｌ，放置一个月的自放电率为－３０％。镍氢电池的不足之处是自放

电率高于镍镉电池，当环境温度从１５℃升至４５℃时，容量会降低２０％～３０％，放置一个月

不用，电能也会减小３０％。４锂离子电池

锂离子（ＬｉＩｏｎ）电池是最理想的蓄碱性电池，其质量能量密度和容积能量密度分别可

达１０５～１２７Ｗｈ／ｋｇ、２６０～３１０Ｗｈ／Ｌ，自放电率仅为－（３～８）％。锂离子电池的主要优点是

无记忆效应、无需放电即可进行充电、比能量高（比能量是指单位质量或单位体积的能量，其单位是Ｗｈ／ｋｇ或Ｗｈ／Ｌ）、工作电压高（手机用单体锂离子电池的电压为３６Ｖ，是镍镉

电池、镍氢电池电压的３倍）、体积小、重量轻、使用寿命长、工作温度范围宽（－２０～＋６０℃）。优质锂离子电池的寿命可达１２００次以上，远高于其他电池。国产４０２０３０型聚合物

锂离子电池标称电压为３６Ｖ，充电限制电压为４２Ｖ，终止电压为２７５Ｖ，内阻小于

１５０ｍΩ，自放电率低于５％／月。在放电过程中，锂离子沿着从正极→负极→正极的方向运

动，而电池电压基本不变。二、几种常用蓄电池的性能比较

几种常用蓄电池的性能比较见表６１１。其中，３种碱性蓄电池的能量密度比较如图６１１所示。由图可见，锂离子电池的能量密度最高，镍氢电池次之，镍镉电池最低。

　　表６１１几种常用蓄电池的性能比较

蓄电池名称类　　型单体电压

（Ｖ）

质量能量密度

（Ｗｈ／ｋｇ）

容积能量密度

（Ｗｈ／Ｌ）

放置１个月的

自放电率

（％）

性价比

铅酸蓄电池酸性电池２０２２～２３３６～７９ — 低

镍镉电池

镍氢电池

锂离子电池

碱性电池

１２１９～５５８５～１９５－２０较低

１２５２～８０２０５～３０５－３０较高

３６１０５～１２７２６０～３１０－３～－８高

图６１１　３种碱性蓄电池的能量密度比较

三、蓄电池的充电方法

蓄电池的充电方法有以下三种：１标准充电法

标准充电法就是在规定环境温度下，用额

定倍率的电流对蓄电池进行较长时间的充电，使之达到额定容量。

额定容量是蓄电池的一个重要参数，其单

位是Ａｈ（安时）。例如，额定容量为０５Ａｈ，表示若以０５Ａ电流放电，则放电时间为１ｈ，称为１倍率放电，并用符号１Ｃ５Ａ来表示。同

第六章　蓄电池充电器　２４３　　

理，假如按照２倍率放电（２Ｃ５Ａ），放电电流就增加到１Ａ，放电时间也缩短到０５ｈ。反之，

０１Ｃ５Ａ表示按０１倍率放电，放电电流仅为００５Ａ，而放电时间可延长到１０ｈ。以镍镉电池为例，在环境温度为１５～３０℃条件下，一般可用０１Ｃ５Ａ倍率的电流充电

１４～１６ｈ。充电电流的计算公式为

Ｉ充＝额定容量

１０ｈ（６１１）

举例说明，对于ＧＮＹＧ０５型镍镉电池，Ｉ充＝０５Ａｈ／１０ｈ＝００５Ａ＝５０ｍＡ。对ＧＮＹＧ４型

而言，Ｉ充＝０４Ａ，依此类推。以上是按０１Ｃ５Ａ倍率的电流充电，此外还可选０１５Ｃ５Ａ、０２Ｃ５Ａ、０３Ｃ５Ａ等倍率的

电流来充电，充电时间分别变为９５ｈ、７ｈ、４５ｈ。计算充电电流时，式（６１１）中的数值

１０ｈ需做相应的变动。

２快速充电法

在应急情况下，可用大电流进行快速充电。仍以镍镉电池为例，进行快速充电时要在

０８～１２Ｃ５Ａ倍率的大电流下充电１２～０８ｈ（充电电流愈大，充电时间愈短），即可获得

７０％～９０％的额定容量。在快速充电之前应将电池的电量全部放掉。

３涓流充电法

涓流是涓涓细流的意思。当镍镉电池处于备用状态时，为补偿其自行放电而造成的容量

损失，平时可对它进行涓流充电，充电电流一般选００１～００５Ｃ５Ａ，最大不得超过

０１Ｃ５Ａ。涓流充电能延长镍镉电池使用寿命。在正常工作条件下，ＧＮＹＧ系列产品可充电８００

次以上（ＩＥＣ标准规定为４００次）。使用涓流充电的电池寿命可延长到４～６年。通常认为，镍镉电池在充电结束时的输出容量若低于６０％额定容量，则表明其寿命终

止，就不能继续进行充放电了。

第二节　可编程镍镉电池快速充电器

镍镉蓄电池简称镍镉电池。它属于碱性蓄电池的一种，具有体积小、容量大、成本低、密封性好、输出电压平稳、工作温度范围宽、坚固耐用、可多次充电、与干电池有互换性等

优点，目前仍被广泛用于电子仪器、计算机、通信及家用电器中。对镍镉电池进行充电有两

种方法，一种是快速充电法，即在尽量短的时间内用恒定的大电流将电池充足电；另一种是

涓流充电法，就是长时间用小电流对处于备用状态的电池进行充电，以补偿其因自行放电而

造成的能量损失，使之总保持电量充足的最佳状态。普通镍镉电池充电器的性能差，功能单一，充电电流无法调整，充电时间要由人掌握且

无保护功能，致使充电时间长而效果较差。下面介绍一种具有高性价比的镍镉电池快速充

电器。

ＭＡＸ７１２是ＭＡＸＩＭ公司生产的镍镉电池快速充电器专用集成电路。它具有多种可编

程功能，能使充电过程全部实现自动化，并且充电时间短，充电效率高，使用方便灵活。可

广泛用作笔记本电脑、移动电话等的充电装置。其同类产品还有ＭＡＸ７１３，区别只是后者

采用负电压斜率检测技术。

２４４　　特种集成电源设计与应用

一、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的性能特点

（１）ＭＡＸ７１２采用零电压斜率检测技术，对１～１６节串联的镍镉（ＮｉＣｄ）或镍金属氢

化物（ＮｉＭＨ）电池，能以Ｃ／２～４Ｃ速率的大电流进行快速充电，还能以Ｃ／１６的速率进行

涓流充电。（２）可配市售的各种２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电源适配器，向ＭＡＸ７１２提供直流电压

ＵＤＣ，要求ＵＤＣ至少应比总电池电压高１Ｖ。（３）可编程。它具有多种编程方法。第一种方法是设定电池数量（１～１６节电池串联），

共计１６种编程方式。第二种方法是设定充电时间，从２２～２６４ｍｉｎ（折合０３～４４ｈ），共有

１６种编程方式。第三种方法是设定涓流充电电流的大小，从ＩＦＡＳＴ／６４～ＩＦＡＳＴ／８，有４种编程

方式。只需改变相应引脚的接法，即可进行编程，使用简便、灵活。（４）利用外部电阻可设定快速充电电流ＩＦＡＳＴ值。（５）内含电压斜率检测器、温度比较器、定时器。根据电压斜率、电池温度或充电时间

的检测结果，均可判定电池是否已充好电。一旦充好，就立即从快速充电自动切换到涓流充

电，确保电池不受损害。（６）采用闭环调节系统，调节环路分电压环、电流环两种。（７）利用逻辑电平输出，可指示出充电状态：快速充电，涓流充电或未接电池。（８）外围电路简单，仅需外接ＰＮＰ型硅功率管、阻塞二极管和３只电阻、３只电容，

即可构成功能较完善的电池充电器。（９）静态功耗低，充电效率高。不充电时最大静态电流仅为５μＡ，充电时能将绝大部

分电能转换成电池的化学能。当ＵＤＣ较高时，利用外部共基极电路可降低ＭＡＸ７１２的功耗。塑封ＭＡＸ７１２的极限功耗为８４２ｍＷ。

二、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的引脚功能

ＭＡＸ７１２采用ＤＩＰ１６封装，引脚排列如图６２１所示。各引脚的功能如下：ＢＡＴＴ＋、ＢＡＴＴ－———分别接镍镉电池的正极、负极。Ｕ＋———内部＋５Ｖ并联稳压器的引出端，该端相对于ＢＡＴＴ－端的电压为＋５Ｖ，电源电

流最小值为５ｍＡ。

图６２１　ＭＡＸ７１２的引脚排列图

ＧＮＤ———公共地。ＵＬＩＭＩＴ———设定ＢＡＴＴ＋、ＢＡＴＴ－两端之间的电池电压

最大值ＥＭ。设电池个数为Ｎ，该端接Ｕ＋时，ＥＭ＝１６５Ｎ（Ｖ）；接ＵＲＥＦ端时，ＥＭ＝ＵＬＩＭＩＴＮ（Ｖ），ＵＬＩＭＩＴ应小

于＋２５Ｖ。ＵＲＥＦ———内部２０Ｖ基准电压源的输出端，可提供

１ｍＡ的输出电流。ＰＧＭ０、ＰＧＭ１———设置串联电池的数目Ｎ。将二者分

别接Ｕ＋、ＵＲＥＦ、ＢＡＴＴ－端或开路时，即可对１～１６节电

池进行编程，详见表６２１。ＰＧＭ２、ＰＧＭ３———内部定时器引出端，用于设定快速充电时间ｔ。将这两端分别接

Ｕ＋、ＵＲＥＦ、ＢＡＴＴ－或开路时，可在２２～２６４ｍｉｎ之内设定充电时间，详见表６２２。与此同

时，ＰＧＭ３端还设定了从快速充电切换到涓流充电时涓流充电电流ＩＴＲ的大小，参见表６２３。

第六章　蓄电池充电器　２４５　　

　　表６２１电池数的编程方法

电池数Ｎ１２３４５６７８

ＰＧＭ０Ｕ＋Ｕ＋Ｕ＋Ｕ＋开路开路开路开路

ＰＧＭ１Ｕ＋开路ＵＲＥＦＢＡＴＴ－Ｕ＋开路ＵＲＥＦＢＡＴＴ－

电池数Ｎ９１０１１１２１３１４１５１６

ＰＧＭ０ＵＲＥＦＵＲＥＦＵＲＥＦＵＲＥＦＢＡＴＴ－ＢＡＴＴ－ＢＡＴＴ－ＢＡＴＴ－

ＰＧＭ１Ｕ＋开路ＵＲＥＦＢＡＴＴ－Ｕ＋开路ＵＲＥＦＢＡＴＴ－

　　表６２２快速充电时间的编程方法

充电时间ｔ（ｍｉｎ）Ａ／Ｄ采样时间ｔＡ（ｓ）ＰＧＭ２ＰＧＭ３

２２２１开路Ｕ＋

２２２１ＵＲＥＦＵ＋

３３２１Ｕ＋Ｕ＋

３３２１ＢＡＴＴ－Ｕ＋

４５４２开路开路

４５４２ＵＲＥＦ开路

６６４２Ｕ＋开路

６６４２ＢＡＴＴ－开路

９０８４开路ＵＲＥＦ

９０８４ＵＲＥＦＵＲＥＦ

１３２８４Ｕ＋ＵＲＥＦ

１３２８４ＢＡＴＴ－ＵＲＥＦ

１８０１６８开路ＢＡＴＴ－

１８０１６８ＵＲＥＦＢＡＴＴ－

２６４１６８Ｕ＋ＢＡＴＴ－

２６４１６８ＢＡＴＴ－ＢＡＴＴ－

　　表６２３涓流充电电流的编程方法

ＰＧＭ３快速充电速率涓流充电电流ＩＴＲＰＧＭ３快速充电速率涓流充电电流ＩＴＲ

Ｕ＋４ＣＩＦＡＳＴ／６４

开路２ＣＩＦＡＳＴ／３２

ＵＲＥＦ１ＣＩＦＡＳＴ／１６

ＢＡＴＴ－Ｃ／２ＩＦＡＳＴ／８

Ｔ———由负温度系数热敏电阻ＲＴ检测到与温度成正比的热敏电压输入端。

ＴＨ———过温度比较器的阈值。当热敏电压ＵＴ＞ＵＴＨ时，快速充电结束。

ＴＬ———欠温度比较器的阈值。当ＵＴ＜ＵＴＬ时，禁止快速充电，直至Ｔ＞ＴＬ才开始充电。

ＴＬ应低于充电器的最低工作温度。

ＦＡＳＴＣＨＧ———漏极开路的快速充电逻辑电平输出端（负逻辑），外接上拉电阻。在快

速充电时该端为低电平；当快速充电结束或转入涓流充电时变成高电平。ＣＣ———电流环路的补偿端。在ＣＣ与ＢＡＴＴ－之间接补偿电容。

２４６　　特种集成电源设计与应用

ＤＲＶ———驱动外部ＰＮＰ功率管的引出端。三、ＭＡＸ７１２型可编程镍镉电池充电器的原理与应用

１ＭＡＸ７１２的基本原理

ＭＡＸ７１２的内部框图如图６２２所示。主要包括定时器，电压斜率检测器（内含Ａ／Ｄ

图６２２　ＭＡＸ７１２的内部框图

图６２３　ＡＣ／ＤＣ电源变换器的电路

图６２４　镍镉电池快速充电器的电路

转换器），温度比较器，＋５Ｖ并联式稳压器，上电复

位电路（ｒ１、Ｃ０和反相器Ｆ），控制逻辑，电流和电压

调节器（内含电流比较器和电压比较器），电池电压比

较器，温度比较器（过温度比较器、欠温度比较器），２０Ｖ基准电压源，Ｎ沟道ＭＯＳ场效应管。

ＭＡＸ７１２的输入端应接２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电

源变换器。其电路如图６２３所示，由电源插头、电

源变压器ＴＭ、桥式整流器和滤波电容Ｃ所组成，输出电压为ＵＤＣ。ＵＤＣ分３Ｖ、４５Ｖ、６Ｖ、９Ｖ、１２Ｖ、１５Ｖ、１８Ｖ等规格。输出电流有１５０ｍＡ、２００ｍＡ、３００ｍＡ、４５０ｍＡ、５００ｍＡ、７５０ｍＡ、８００ｍＡ、１０００ｍＡ等规格。所用滤波电容一般取４７０～１０００μＦ。

由ＭＡＸ７１２构成镍镉电池快速充电器

的电路如图６２４所示。Ｃ１为输入端滤波

电容，Ｒ１为限流电阻。设ＵＤＣ的电压最小

值为ＵＤＣｍｉｎ，内部并联式稳压器的电压为

５Ｖ，利用Ｒ１将Ｕ＋端的最小电源电流限定

为５ｍＡ，Ｒ１的计算公式为

Ｒ１＝ＵＤＣｍｉｎ－５５×１０－３（６２１）

ＵＤＣ经过Ｒ１对Ｃ２充电，当ＵＣ２＝Ｕ＋＝＋５Ｖ时开始快速充电。要求Ｃ２≥０５μＦ，现取１μＦ。Ｃ３为补偿电容，规定Ｃ３≥

第六章　蓄电池充电器　２４７　　

５０００ｐＦ，实取００１μＦ。ＶＴ为２Ｎ６１０９型ＰＮＰ型硅功率管，其主要参数为ＵＣＢＯ＝８０Ｖ，ＩＣＭ＝７Ａ，ＰＣＭ＝４０Ｗ，可用国产ＢＤ６０８或３ＣＤ１０Ｃ型晶体管代换。Ｒ２为基极偏置电阻。ＶＤ为

阻塞二极管，可防止ＤＲＶ端的导通电流影响ＶＴ的正常偏置，可选用１Ｎ４００１型１Ａ／５０Ｖ塑封硅整流管。ＲＳ为电流检测电阻，用来设定快速充电电流ＩＦＡＳＴ值。因为ＢＡＴＴ－与ＧＮＤ之间的电位差为０２５Ｖ，故

ＲＳ＝０２５ＩＦＡＳＴ（６２２）

如果在对电池充电的同时还要向负载供电，那么应沿虚线接好电路，这样即使撤掉电池，负

载上的电流也不会中断。Ｃ４为滤波电容，接电池时Ｃ４＝１０μＦ。若还向负载供电，则Ｃ４≥１０μＦ。

镍镉电池的额定容量用Ａｈ（安时）来表示。以国产ＧＮＹＧ０５为例，其额定容量为

０５Ａｈ。若以０５Ａ电流充电，充电时间为１ｈ，称之为１Ｃ速率充电；以２Ｃ速率充电时，充

电电流增至１Ａ，充电时间就缩短到０５ｈ。同理，Ｃ／１６表示涓流充电电流为０５Ａ／１６，充

电时间为１６ｈ。涓流乃涓涓细流之意。当镍镉电池处于备用状态时，为补偿因自行放电造成的能量损

失，平时可对它进行涓流充电，充电速率可选Ｃ／１６～Ｃ／６４，最大不得超过Ｃ／１０。

图６２５　充电电压与充电

电流的变化曲线

电池充电过程分５个阶段进行，参见图６２５。通电

前，ＭＡＸ７１２只从电池上吸取极少的电能，这对应于阶

段１。在接通ＵＤＣ且上电复位信号到来之前，处于涓流

充电状态（阶段２）。当复位信号来到时，只要ＥＭ／Ｎ＞０４Ｖ（０４Ｖ为欠电压阈值），就转入快速恒流充电，此

时充电电压迅速升高而充电电流很快就保持恒定（阶段

３）。当电池电压不再升高，斜率为零时表示已充好电，就从快速充电切换到涓流充电（阶段４）。关断电源后进

入阶段５，充电电流又降至零。

图６２６　温度检测与比较电路

２判断快速充电结束的方法

以下两种方法可任择其一。（１）根据电压斜率来判断。ＭＡＸ７１２内部Ａ／Ｄ转

换器的量程为１６５Ｖ，分辨力为２５ｍＶ。它在每次采样

期ｔＡ（参见表６２２），都能将电池电压的数值存储下来。因此，只需经过两次采样先后得到

电压值Ｕ１、Ｕ２，即可比较出电池电压的变化斜率。只要Ｕ２＝Ｕ１，说明斜率为零，就立即结

束快速充电。

（２）根据温度来判断。电路如图６２６所示。现使用两只负温度系数的热敏电阻（ＮＴＣ）。其

中，ＲＴ１接在ＵＲＥＦ与Ｔ端之间并且与被充电电池表

面相接触，以检测电池是否超过温度上限ＴＨ，

ＲＴ２则接在Ｔ与ＢＡＴＴ－端之间，用于感知环境温

度。当ＴＬ＜Ｔ＜ＴＨ时快速充电；当Ｔ＞ＴＨ时过温

度比较器翻转，快速充电结束。

２４８　　特种集成电源设计与应用

图６２７　充电状态输出电路

３使用技巧

（１）充电状态指示。从ＦＡＳＴＣＨＧ端能输出充电过程

中的逻辑电平。充电状态输出电路如图６２７所示。ＵＣＣ为外接正电源，Ｒ为上拉电阻。输出低电平（０Ｖ）时表

示快速充电；输出为高电平（ＵＣＣ）时表示涓流充电（或未接电池）。输出电平经驱动电路可分别接两只发光二极

管，作为充电状态指示灯。（２）当ＵＤＣ＞２０Ｖ时，应在ＤＲＶ端再增加一只采用共基极接法的晶体管ＶＴ２，以防

止ＤＲＶ端的电压超过２０Ｖ极限值，电路如图６２８所示。该电路还能降低ＭＡＸ７１２的功

耗。

图６２８　一种保护电路

４设计实例

选用索尼公司生产的ＡＣ１９０型２２０Ｖ插头式ＡＣ／ＤＣ电

源变换器，ＵＤＣ＝＋９Ｖ，ＩＤＣ＝８００ｍＡ。现利用如图６２４所

示电路对３节ＡＡ型１Ａｈ镍镉电池充电。查表６２１可知，当Ｎ＝３时应将ＰＧＭ０端接Ｕ＋，ＰＧＭ１端接ＵＲＥＦ。选择快

速充电时间ｔ＝９０ｍｉｎ，根据表６２２的规定，需把ＰＧＭ２、ＰＧＭ３端接ＵＲＥＦ。当ＩＦＡＳＴ＝１Ａ时，设ＵＤＣｍｉｎ＝６Ｖ，代入式

（６２１）中计算出Ｒ１＝２００Ω。再由式（６２２）求出ＲＳ＝０２５Ω。取Ｒ２＝１５０Ω。将ＵＬＩＭＩＴ端接ＵＲＥＦ时，ＵＭ＝２０Ｖ×３＝６０Ｖ。取Ｃ２＝１μＦ，Ｃ３＝００１μＦ，Ｃ４＝１０μＦ，均符合设

计要求。再按照图６２６增加两只１３Ａ１００２型负温度系数热敏电阻ＲＴ１和ＲＴ２，并取Ｒ３＝１０ｋΩ，Ｒ４＝１５ｋΩ。该电路在快速充电、涓流充电时的充电电流分别为１Ａ、１Ａ／１６＝６２５ｍＡ，充电速率依次为１Ｃ、Ｃ／１６。

第三节　锂离子电池充电器

锂离子（ＬｉＩｏｎ）电池是最具发展前景的一种高效碱性蓄电池，目前已被广泛用于移动

通信、摄像机、笔记本电脑中，并逐步向电动自行车、电动汽车等领域拓展。据统计，目前

锂离子电池的全球销售量已超过１３亿只，并随着应用领域的不断扩大而迅速增加。下面介

绍一种目前在国际上流行的锂离子电池充电器专用集成电路，适合制作锂离子／锂聚合物电

池充电器，用于个人数字助理（ＰＤＡ）、手机、便携式仪表、座式充电器、数码相机、ＭＰ３播放器等领域。

一、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的工作原理

ＭＣＰ７３８６１是美国微芯片技术公司（ＭｉｃｒｏｃｈｉｐＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙＩｎｃ）于２００４年推出的可

对单节或双节锂离子电池或锂聚合物电池进行充电的专用集成电路。其同类产品还

有ＭＣＰ７３８６２。１ＭＣＰ７３８６１的性能特点

（１）ＭＣＰ７３８６１属于高级线性充电管理控制器，具有高精度的恒压／恒流控制、电池预

充电控制、电池温度监视、多种定时、自动断电、内部充电电流检测、输入电源反接保护、充电状态指示及故障指示等功能。充电过程分３个阶段：预充电（涓流充电）→恒流充电

第六章　蓄电池充电器　２４９　　

（以恒定的大电流进行快速充电）→恒压充电（充电电流迅速减小，直至充电终止）。（２）ＭＣＰ７３８６１与ＭＣＰ７３８６２的区别有以下三点：①ＭＣＰ７３８６１适合对单节锂离子电池

或锂聚合物电池进行充电，输出的调节电压ＵＲＥＧ可选４１Ｖ或４２Ｖ；②ＭＣＰ７３８６２可对两

节锂离子或锂聚合物电池进行充电，调节电压可选８２Ｖ或８４Ｖ；③ＭＣＰ７３８６１的输入电

压范围是＋４５～１２Ｖ，ＭＣＰ７３８６２的输入电压范围是＋８７～１２Ｖ。（３）内部集成了电流检测电路，高精度预置电压调节电路（精度可达±０５％），可编程

充电电流控制电路（最大充电电流为１２Ａ），可编程安全充电定时器。（４）保护功能完善。当出现输入电压不正常、输入短路或输入电源极性接反时，

ＭＣＰ７３８６１都会对充电器提供保护；还可对电池温度进行监视并进行过热保护（芯片最

高结温为＋１５５℃）。利用两只ＬＥＤ分别显示充电状态及故障状态。发生故障时能自动关

断电源。（５）电压调整率为００２５％，负载调整率为００１％，电源纹波抑制比可达６０ｄＢ。过电

压开启阈值为４５Ｖ，过电压关断阈值为４４Ｖ。（６）正常工作电流为０５３ｍＡ，关断电流仅为０１７μＡ（均为典型值）。工作温度范围

是－４０～＋８５℃。

图６３１　ＭＣＰ７３８６１的引脚排列图

２ＭＣＰ７３８６１的工作原理

ＭＣＰ７３８６１采用ＱＦＮ１６封装形式，引脚排列如图

６３１所示。各引脚的功能如下：ＵＤＤ１、ＵＤＤ２均为输入电

源端，这两端应通过一只４７μＦ的退耦电容接地。ＵＳＳ１、ＵＳＳ２和ＵＳＳ３均为０Ｖ基准电压的引脚，可作为公共地，接

电池负极和输入电源的地。ＵＳＥＴ为电压调节选择端，该

端接地时调节电压为４１Ｖ，接ＵＤＤ时调节电压为４２Ｖ。ＰＲＯＧ为充电电流设置端，通过ＰＲＯＧ端与地之间的电

阻来设置预充电电流、快速充电电流及终止充电电流的

大小。ＴＨＲＥＦ为锂离子电池温度检测电路的偏置端，该

端给外部热敏电阻提供２５５Ｖ的偏置电压，以检测电池温度。ＴＨＥＲＭ为电池温度检测输

入端，接外部热敏电阻；若接ＴＨＲＥＦ端，则禁止检测温度。ＴＩＭＥＲ为定时器设置端，通

过外部０１μＦ电容来设置定时时间。ＵＢＡＴ１、ＵＢＡＴ２为电池充电控制端，二者接电池正极，并

经过一只４７μＦ的旁路电容接地，以提高在电池开路时电路的稳定性。ＵＢＡＴ３为电池电压检

测端，接电池正极，利用内部高精度电阻分压器可将该端的电压最终稳定在ＵＲＥＧ上。ＥＮ为

逻辑使能端，可控制充电终止、开始充电、故障排除或禁止自动再充电。ＳＴＡＴ１、ＳＴＡＴ２依次为充电状态输出端、故障状态输出端，可分别驱动一只发光二极管（ＬＥＤ），用来显示

充电状态、故障状态，这两端接上拉电阻后还可与单片机接口。ＭＣＰ７３８６１的内部框图如图６３２所示。主要包括方向控制器，充电电流控制放大器，

电压控制放大器，预充电控制器，预充电比较器，恒压／再充电比较器，充电终止比较器，ＵＶＬＯ（过电压）比较器，上电延时电路，偏置电压和基准电压发生器，温度比较器，振荡

器，充电控制、充电定时器和静态逻辑电路，驱动管（ＶＴ１～ＶＴ３）。当接入电池及外部电源时，ＭＣＰ７３８６１首先检测是否符合下述充电条件：输入电源电压

应高于欠压锁定阈值电压（即高于４４Ｖ）；使能引脚为高电平，电池温度处于高低阈值之

间。一旦超出上述条件，就暂停或终止充电。只有满足充电条件，ＭＣＰ７３８６１才启动充电周

２５０　　特种集成电源设计与应用

图６３２　ＭＣＰ７３８６１的内部框图

期。若电池电压Ｅ低于预充电阈值电压ＵＰＴＨ（ＵＰＴＨ＝２８０、２８５Ｖ，分２挡，可设定），

ＭＣＰ７３８６１就采用涓流充电法对电池实行预充电。预充电电流约为快速充电电流的１０％。如在预充电时间结束时电池电压仍未达到预充电电压阈值，说明电池已报废，就输出故障指

示信号并终止充电。当Ｅ超过ＵＰＴＨ时，预充电阶段结束，进入恒流快速充电阶段。快速充电是用一个

恒定的大电流对电池进行快速充电，通过ＰＲＯＧ端的外部电阻来设定使ＩＲＥＧ为

１２００ｍＡ或５００ｍＡ、１００ｍＡ。当Ｅ达到预先设定的调节电压ＵＲＥＧ或定时结束时，快速

充电终止。

第六章　蓄电池充电器　２５１　　

图６３３　典型的充电曲线

当Ｅ＝ＵＲＥＧ时进入

恒压充电阶段，并根据

ＵＳＥＴ端的状态来选择调

节电压值（４１Ｖ或

４２Ｖ）。在此阶段充电

电流迅速减小，当充电

电流降至８％ＩＲＥＧ以下

或定时结束时，整个充

电过程结束。ＭＣＰ７３８６１还能根

据管芯温度来限制充电

电流的大小。若管芯温

度超过１５５℃，就暂停

充电，并且要等管芯温

度降低１０℃后才可以继

续充电。典型的充电曲线如图６３３所示。由图可见，整个充电过程分为３个阶段：①预充电阶

段；②恒流充电阶段；③恒压充电阶段。每个阶段的时间分别由预充电定时器、快速充电定

时器和充电终止定时器控制。其中，恒压充电时间就等于充电终止的总时间减去快速充电

时间。二、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的典型应用

由ＭＣＰ７３８６１构成锂离子电池充电器的电路如图６３４所示。输入电压是未经过稳压的

图６３４　由ＭＣＰ７３８６１构成锂离子电池充电器的电路

＋４５～１２Ｖ直流电。Ｅ为单节３６Ｖ锂离子电池。Ｃ１为电源退耦电容，ＣＴＩＭＥＲ为定时电容，Ｃ２为旁路电容。ＲＰＲＯＧ为充电电流设定电阻。ＲＴ１、ＲＴ２为检测电池温度的热敏电阻，可采用

负温度系数热敏电阻（ＮＴＣＲ）或正温度系数热敏电阻（ＰＴＣＲ）。ＬＥＤ１、ＬＥＤ２分别用来

２５２　　特种集成电源设计与应用

显示充电状态和故障状态，显示状态详见表６３１。

　　表６３１在充电过程中ＬＥＤ１、ＬＥＤ２的显示状态

输出引脚ＬＥＤ１ＬＥＤ２输出引脚ＬＥＤ１ＬＥＤ２

充电条件判断熄灭熄灭

预充电发光熄灭

恒流快速充电发光熄灭

恒压充电发光熄灭

充电完毕闪烁（１Ｈｚ，占空

比为５０％）①熄灭

故障输出熄灭发光

ＴＨＥＲＭ无效熄灭闪烁（１Ｈｚ，占

空比为５０％）①

禁止休眠模式熄灭熄灭

输入电压开路熄灭熄灭

　　①闪烁速率由定时电容ＣＴＩＭＥＲ来设定，典型情况下ＣＴＩＭＥＲ＝０１μＦ。

三、ＭＣＰ７３８６１型锂离子电池充电器的设计要点

１选择充电电流设定电阻ＲＰＲＯＧ将ＰＲＯＧ端接地时，最大快速充电电流为１２Ａ；当ＰＲＯＧ端悬空时，最小快速充电电

流为１００ｍＡ。ＲＰＲＯＧ的阻值由下式确定

ＲＰＲＯＧ＝１３２－１１ＩＲＥＧ１２ＩＲＥＧ－１２（６３１）

式中：ＩＲＧＥ为所需要的快速充电电流，单位是Ａ；ＲＰＲＯＧ的单位是ｋΩ。对于锂离子电池，快速充电的最佳速率为１Ｃ，最高速率为２Ｃ。例如，一个５００ｍＡｈ锂电池组的最佳快速充

电电流为５００ｍＡ，以这个速率进行充电可保证充电周期最短，而又不影响电池组的使用

寿命。在预充电过程中涓流充电电流被限定为１０％ＩＲＧＥ，在充电终止时电流被限定为８％ＩＲＧＥ。举例说明：预先设定ＩＲＧＥ＝１Ａ，由公式（６３１）计算出ＲＰＲＯＧ＝０２０３ｋΩ，可选２００Ω

的标称电阻。此时涓流充电电流的限定值为１００ｍＡ，充电终止电流的限定值为８０ｍＡ。不

难看出，当ＩＲＧＥ＝１２Ａ时，ＲＰＲＯＧ＝０，此时应将ＰＲＯＧ端与地短接。

２选择检测电池温度的热敏电阻ＲＴ１、ＲＴ２在设计所要求的电池温度范围内，热敏电阻的冷态电阻、热态电阻分别用ＲＣＯＬＤ、ＲＨＯＴ

来表示。对于ＮＴＣ热敏电阻，ＲＴ１、ＲＴ２的标称阻值分别由下式确定

ＲＴ１＝２ＲＣＯＬＤＲＨＯＴＲＣＯＬＤ－ＲＨＯＴ（６３２）

ＲＴ２＝２ＲＣＯＬＤＲＨＯＴＲＣＯＬＤ－３ＲＨＯＴ

（６３３）

举例说明：当电池温度下限ｔＬ＝２５℃时，所对应的ＲＣＯＬＤ＝１２５ｋΩ；当电池温度上限ｔＨ＝７０℃时，所对应的ＲＨＯＴ＝１７５ｋΩ。代入式（６３２）、式（６３３）中分别求得ＲＴ１＝４０７ｋΩ，ＲＴ２＝６０３ｋΩ。

若ＴＨＥＲＭ端的电压等于ＵＴＨＲＥＦ／３＝２５５Ｖ／３＝０８５Ｖ，则禁止温度监控功能。３设置定时时间

在ＴＩＭＥＲ端与地之间接一只定时电容ＣＴＩＭＥＲ，即可同时控制３个定时器的定时时间。

第六章　蓄电池充电器　２５３　　

设预充电定时器、快速充电定时器和充电终止定时器的定时时间分别为ｔ１、ｔ２、ｔ３，它们的

额定定时时间依次为Ｔ１＝１９ｈ，Ｔ２＝１２５ｈ，Ｔ３＝３８ｈ。计算ｔ１、ｔ２和ｔ３公式如下

ｔ１＝ＣＴＩＭＥＲ０１ ×１０Ｔ１（６３４）

ｔ２＝ＣＴＩＭＥＲ０１ ×１５Ｔ２（６３５）

ｔ３＝ＣＴＩＭＥＲ０１ ×３０Ｔ３（６３６）

式中，ＣＴＩＭＥＲ的单位是μＦ，典型值为０１μＦ。

第四节　由ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈ构成的手机电池快速充电器

一、３６Ｗ手机电池充电器电路

由ＴＮＹ２５４Ｐ构成＋６７Ｖ、３６Ｗ的手机电池恒流充电器的电路如图６４１所示。它可

在８５～２６５Ｖ交流输入电压范围内对６Ｖ镍氢（ＮｉＭＨ）电池进行恒流充电。交流电压ｕ经

图６４１　手机电池恒流充电器电路

过ＶＤ１～ＶＤ４作桥式整流和Ｃ１、Ｃ２滤波后，产生直流高压。ＲＦ为熔断电阻器，可代替保

险管。由Ｃ１、Ｌ１、Ｃ２构成π形滤波器，用于减小交流纹波。Ｒ１为阻尼电阻，能抑制由Ｌ１引

起的高频自激振荡。Ｃ７为安全电容。钳位保护电路由Ｒ２、Ｃ４和ＶＤ６组成。输出整流滤波电

路由ＶＤ５、Ｃ５、Ｌ２和Ｃ６组成。输出电流的途径如下：正半周时从二次侧电压ｕ２的正端→ＶＤ５→Ｌ２→负载ＲＬ→返回端ＲＴＮ→Ｒ６→Ｒ４→ｕ２的负端。ＶＤＺ采用国产２ＣＷ３４２型６２Ｖ、

０５Ｗ玻璃封装稳压管。Ｒ７为ＬＥＤ的限流电阻，Ｒ８是ＶＤＺ的限流电阻。由于ＬＥＤ的正向

电流ＩＦ＜１ｍＡ，使ＵＲ７＜０１Ｖ，因此Ｒ７上的压降可忽略不计，这样ＵＯ值就等于ＵＺ与ＵＦ之

和。Ｒ４是过流检测电阻。实现恒流的电路特点是用晶体管ＶＴ的发射结压降ＵＢＥ，去检测输

出电流ＩＯ返回时在Ｒ４上形成的压降ＵＲ４。常态下ＶＴ截止而不起作用，ＩＯ为恒定值。当发

生过流故障时ＩＯ↑，使得ＵＲ４＝ＩＯＲ４＝０５６×１５＝０８４Ｖ＞ＵＢＥ，ＶＴ立即导通并取代控制

环路直接驱动光耦，维持ＩＯ不变。Ｒ６上形成的压降可使控制环路在ＵＯ≈０Ｖ的状态下正常

２５４　　特种集成电源设计与应用

工作，此时输出端虽被短路，但Ｒ４与Ｒ６上的总压降约为１６Ｖ，足以维持ＶＴ和ＬＥＤ的正

常工作。Ｒ３为基极限流电阻。二、２５Ｗ恒流／恒压输出式手机电池充电器

由ＴＮＹ２６４（ＩＣ１）构成的２５Ｗ（５Ｖ、０５Ａ）、交流宽范围输入的手机电池充电器电

路，如图６４２所示。ＲＦ为熔断电阻器。８５～２６５Ｖ交流电经过ＶＤ１～ＶＤ４桥式整流，再

通过由电感Ｌ１与Ｃ１、Ｃ２构成的π形滤波器，获得直流高压ＵＩ。Ｒ１为Ｌ１的阻尼电阻。利用

ＴＮＹ２６４的频率抖动特性，允许使用简单的滤波器和低价格的安全电容Ｃ８（简称Ｙ电容）即可满足抑制传导式电磁干扰（ＥＭＩ）的国际标准。即使发生输出端容性负载接地的最不利

情况下，通过给高频变压器增加屏蔽层，仍能有效抑制ＥＭＩ。由二极管ＶＤ６、电容Ｃ３和电

阻Ｒ２构成钳位保护电路，能将功率ＭＯＳＦＥＴ关断时加在漏极上的尖峰电压限制在安全范围

以内。当输出电流ＩＯ低于５００ｍＡ时，电压控制环工作，电流控制环则因晶体管ＶＴ截止而

不起作用。此时，输出电压ＵＯ由光耦合器ＩＣ２（ＬＴＶ８１７）中ＬＥＤ的正向压降（ＵＦ≈１Ｖ）和稳压管ＶＤＺ的稳压值（ＵＺ＝３９Ｖ）来共同设定，即ＵＯ＝ＵＦ＋ＵＺ≈５Ｖ。电阻Ｒ８给稳压

管提供偏置电流，使ＶＤＺ的稳定电流ＩＺ接近于典型值。二次侧电压经ＶＤ５、Ｃ５、Ｌ２和Ｃ６整流滤波后，获得＋５Ｖ输出电压。

图６４２　２５Ｗ恒压／恒流式手机电池充电器

ＴｉｎｙＳｗｉｔｃｈＩＩ的开关频率较高，在输出整流管ＶＤ５关断后的反向恢复过程中，会产生

开关噪声，容易损坏整流管。虽然在ＶＤ５两端并上由阻容元件串联而成的ＲＣ吸收电路，能对开关噪声起到一定的抑制作用，但效果仍不理想，况且在电阻上还会造成功率损耗。解

决的办法是在输出整流滤波器上串联一只磁珠。由晶体管ＶＴ、电流检测电阻Ｒ４和光耦合器ＩＣ２组成电流控制环。当输出电流ＩＯ接近于

５００ｍＡ时，由于Ｒ４上的压降升高，使晶体管ＶＴ的发射极电压ＵＢＥ也随之升高，ＶＴ进入

放大区，此时电流控制环开始起作用，输出呈恒流特性。即使输出端发生短路故障，使得

ＩＯ↑，ＵＯ→０Ｖ，由于电阻Ｒ６和Ｒ４上的总压降约为１２Ｖ，仍能维持ＶＴ和光耦合器中ＬＥＤ的正常工作。Ｒ３为基极限流电阻。

第六章　蓄电池充电器　２５５　　

第五节　由ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ构成的充电器

下面介绍两种由ＬＮＫ５００／５０１构成的恒压／恒流式充电器，适用于手机电池充电器、个

人数字助理（ＰＤＡ，即ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＡｓｓｉｓｔａｎｔ）、便携式音频设备、电动剃须刀、家用电

器的内置电源（如彩电的备用电源、偏置电源）等领域。一、１５Ｗ恒压／恒流式充电器


（１）它采用ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ系列高效率恒压／恒流式三端单片开关电源集成电路ＬＮＫ５０１，交流输入电压范围是８５～２６５Ｖ，额定输出电压为５５Ｖ，输出电流可达０２７Ａ，输出功率为

１５Ｗ。（２）低功耗，高效率。其空载功耗低于０３Ｗ，满足欧洲（规定空载功耗为０３Ｗ）和

美国（规定空载功耗为１Ｗ）的节能标准。电源效率η＞６２％。如果用一只电感来代替电阻

Ｒ１，还可使η＞７０％。漏电流极小，设计值小于５μＡ。（３）在峰值功率点，允许输出电压有±１０％的误差，输出电流有±２２％的误差。（４）电路简单，价格低廉，体积小，具有很高的性价比，可代替体积较大、价格较高的

线性电源。该电源仅需１５个元器件，利用一次侧电路就能实现恒流／恒压输出，不需要在二

次侧电路增加元器件。允许采用低价格、小尺寸的ＥＥ１３型磁芯。（５）具有过热保护、输出短路及开路保护功能。（６）使用廉价的阻容滤波器，即可满足电磁兼容性国际标准ＣＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ。

图６５１　１５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路

２１５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路设计

由ＬＮＫ５０１构成１５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路如图６５１所示。由ＶＤ１、ＶＤ２、Ｃ１和Ｃ２组成交流整流滤波电路。ＥＭＩ滤波器由π形滤波器（Ｃ１，Ｒ１和Ｃ２）、串模干扰滤波器

（ＲＦ和Ｃ１）构成。在高频变压器的一次绕组和二次绕组之间加屏蔽层后，不需要接安全电

容（Ｙ电容）即可滤除电磁干扰。熔断电阻器（ＲＦ）起到保险管的作用。钳位保护电路由１Ａ、６００Ｖ的硅二极管ＶＤ３（１Ｎ４９３７）和０１μＦ电容器Ｃ４所组成，用

来吸收高频变压器漏感产生的尖峰电压。ＬＮＫ５０１的一个突出优点就是它不需要辅助绕组，利用一次侧电路即可获得反馈电压。

这是因为一次绕组的感应电压ＵＯＲ（亦称二次侧反射电压）与输出电压ＵＯ之间存在下述关

系式：ＵＯＲ＝ｎＵＯ（ｎ为一次绕组与二次绕组的匝数比，这里忽略了输出整流管的压降）。因

此，ＵＯＲ能反映输出电压的高低。现将ＵＯＲ在Ｃ４上的压降作为反馈电压，再经过Ｒ２转换成反

馈电流（即控制端电流ＩＣ），进而去调节ＬＮＫ５０１输出的占空比。当ＩＣ＜ＩＤＣＳ＝２ｍＡ（典型

值）时，ＬＮＫ５０１工作

在恒流区。当ＩＣ＞ＩＤＣＴ＝２３ｍＡ（典型值）时，ＬＮＫ５０１进入恒压

区。若ＵＯ降到２Ｖ以

下，则Ｃ４放电，使

ＬＮＫ５０１进入自动重启

动过程。上述功能可确

２５６　　特种集成电源设计与应用

保被充电电池的安全性。用做电源适配器时只能工作在恒压区，输出电流应小于０２Ａ。高频变压器采用ＥＥ１３型磁芯，配８引脚的骨架。磁芯留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝

１０１ｎＨ／Ｔ２。一次绕组用０１６ｍｍ漆包线绕１０４匝，二次绕组用０２５ｍｍ的三重绝缘线绕

１５匝。在一次、二次绕组之间用两股０１６ｍｍ漆包线绕１２匝，作为屏蔽层。一次绕组的

电感量ＬＰ＝１３６ｍＨ（允许有±１０％的误差），最大漏感ＬＰ０＝５０μＨ。高频变压器的谐振频

率不低于３００ｋＨｚ。１５Ｗ恒压／恒流式充电器的输出特性如图６５２所示。其空载功耗与交流输入电压的关

系曲线如图６５３所示。

图６５２　１５Ｗ充电器的恒压／恒流输出特性图６５３　空载功耗与交流输入电压的关系曲线

在设计电路时需要注意以下事项：（１）ＵＯＲ的允许范围是４０～６０Ｖ，通过改变高频变压器的匝数比可以调节ＵＯＲ值。适当

降低ＵＯＲ能减少电源功耗，增大ＵＯＲ会增加空载功耗。（２）在交流８５Ｖ的峰值功率点，由Ｒ２给控制端提供２３ｍＡ的电流，利用这一点可校

准输出电压的中心点。（３）当一次绕组电感量ＬＰ的误差为±１０％时，恒流误差为±２２％。（４）减小漏极节点的电容，能降低空载功耗。采用如图６５１所示的输入电路时，不需

要给输出整流管并联ＲＣ缓冲器。（５）在做电源适配器使用并且接电阻负载时，应将Ｃ３增加到１μＦ，以保证在满负荷情

况下启动电源时能有足够的延迟时间。（６）做电池充电器使用时，可在输出端并联一个负载电阻以减小输出纹波。接负载电

阻后，空载电压降至１Ｖ。通过负载电阻的电流应为１～２ｍＡ，所增加的功耗不超过

１０ｍＷ。（７）如果用电感来代替电阻Ｒ１，可使电源效率提高１０％。（８）若用肖特基二极管来代替快恢复二极管做输出整流管，还能进一步提高电源效率。二、２５Ｗ恒压／恒流式充电器


（１）它采用高效率恒压／恒流式单片开关电源ＬＮＫ５００，交流输入电压范围是８５～

第六章　蓄电池充电器　２５７　　

２６５Ｖ，额定输出电压为５５Ｖ，最大输出电流为０４５Ａ，输出功率为２５Ｗ。（２）低功耗，高效率。空载功耗低于０３Ｗ，电源效率的典型值η≈６８％。（３）在峰值功率点，允许输出电压有±１０％的误差。当一次绕组电感量ＬＰ的误差为

±１０％时，输出电流有±２５％的误差。（４）电路简单，价格低廉。该电源仅需２３个元器件。不需要反馈电路，用一次侧电路

即可实现恒流／恒压输出。允许采用低价格、小尺寸的ＥＥ１３型磁芯。（５）具有过热保护、输出短路保护及开环保护功能。在交流输入电压为２６５Ｖ时，漏电

流小于５μＡ。符合电磁兼容性国际标准ＣＩＳＰＲ２２Ｂ／ＥＮ５５０２２Ｂ。２２５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路设计

由ＬＮＫ５００构成２５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路如图６５４所示。ＲＦ为可熔断电阻

器，它具有限流保护作用并能限制上电时的冲击电流。由ＶＤ１～ＶＤ４、Ｃ１和Ｃ２构成桥式整

流滤波器。由电感Ｌ１、Ｌ２和电容Ｃ１、Ｃ２组成的低功耗π形滤波器，能滤除电磁干扰。Ｌ２可

采用３３μＨ的磁珠。在ＬＮＫ５００内部功率ＭＯＳＦＥＴ导通时，输出整流管ＶＤ６截止，此时

电能就储存在高频变压器中。当功率ＭＯＳＦＥＴ关断时ＶＤ６导通，储存在高频变压器中的

能量就通过二次侧电路输出。ＶＤ６采用１Ａ／１００Ｖ的肖特基二极管ＳＢ１１００。Ｒ４和Ｃ７并联在

ＶＤ６两端，能防止ＶＤ６在高频开关状态下产生自激振荡。Ｃ６为输出端滤波电容。Ｒ５为

２２ｋΩ的负载电阻。

图６５４　２５Ｗ恒压／恒流式充电器的电路

由Ｒ１、Ｃ３和ＶＤ５构成的ＲＣＤ型钳位电路，它具有以下功能：①当功率ＭＯＳＦＥＴ关断

时对一次侧感应电压进行钳位；②能简化反馈电路的设计。控制端的反馈电流由电阻Ｒ２来

设定。刚启动电源时由控制端电容Ｃ４给ＬＮＫ５００供电，Ｃ４还决定了自动重启动频率。为了降低电磁干扰，高频变压器的一次侧设计了两个绕组，分别为ＮＰ１、ＮＰ２。ＮＰ２被称

为 “抵消绕组”（ｃａｎｃｅｌｌａｔｉｏｎｗｉｎｄｉｎｇ），它经过Ｒ３、Ｃ５接一次侧的返回端，能降低一次侧

电路中的电磁干扰。此外，在一次侧、二次侧之间还需增加屏蔽层。ＬＮＫ５００只适合在不连续模式下工作，其输出功率由下式确定

ＰＯ≈０５ηＬＰＩＰ２ｆ（６５１）式中：ＰＯ为输出功率；η为电源效率；ＬＰ为高频变压器的一次绕组的电感；ＩＰ为ＬＮＫ５００的峰值电流；ｆ为开关频率。不难看出，ＰＯ与ＬＰ成正比，ＩＰ２ｆ的大小则受ＬＮＫ５００控制。

高频变压器采用ＥＥ１３型磁芯，配８引脚的骨架。磁芯留间隙后的等效电感ＡＬＧ＝２８４ｎＨ／Ｔ２。一次绕组ＮＰ１用０１３ｍｍ漆包线绕９０匝，ＮＰ２用０１６ｍｍ漆包线绕２２匝，二

次绕组用两股０２５ｍｍ的三重绝缘线绕５匝。在一次、二次绕组之间用３股０２５ｍｍ漆包

２５８　　特种集成电源设计与应用

线绕５匝，作为屏蔽层。一次绕组电感量ＬＰ＝２３ｍＨ（允许有±１０％的误差）。高频变压器

的谐振频率不低于３００ｋＨｚ。２５Ｗ恒压／恒流式充电器的输出特性如图６５５所示。其空载功耗与交流输入电压的关

系曲线如图６５６所示。在设计电路时应注意以下事项：（１）ＵＯＲ应设计为４０～６０Ｖ，以５０Ｖ为典型值。

图６５５　２５Ｗ充电器的恒

压／恒流输出特性

图６５６　空载功耗与交流输

入电压的关系曲线

（２）为保证在满负荷情况下启动电源时有足够的延迟时间，Ｃ４的容量应增加到１μＦ。（３）做电源适配器使用时，为降低输出端的纹波电压，可在输出端增加一级ＬＣ滤

波器。

书书书

　第七章　电源监控及保护电路　　　

微机或单片机系统的电源实时监控电路及过电压、过电流保护电路，是现代电源不可缺

少的重要组成部分。本章首先介绍微处理器监控电路及ＵＳＢ接口保护电路；然后分别阐述

无源ＥＭＩ滤波器、有源ＥＭＩ滤波器的原理与应用；最后介绍集成化的ＥＳＤ保护器件、过

电压及过电流保护器件的应用技巧。

第一节　微处理器多路电源电压监视器

ＭＡＸ８２１５和ＭＡＸ８２１６是微处理器专用电源电压监视器，它可对微机或单片机系统中

的多路直流稳压电源进行监测及故障报警，并可用于数据采集系统、智能仪器中。一、ＭＡＸ８２１５／８２１６的性能特点

（１）ＭＡＸ８２１５和ＭＡＸ８２１６内含４个专用电压比较器。ＭＡＸ８２１５可分别监视＋５Ｖ、－５Ｖ、＋１２Ｖ、－１２Ｖ稳压电源的欠电压状态，ＭＡＸ８２１６则对＋５Ｖ、－５Ｖ、＋１５Ｖ、－１５Ｖ稳压电源进行监视。此外，它们还包含一个辅助电压比较器，可对其他电压（例如

＋３３Ｖ稳压电源）进行监视。所有比较器均为漏极开路输出，并具有滞后特性，可防止受

外界干扰而发生振荡。（２）准确度高。＋５Ｖ专用比较器的准确度为±１２５％，其余３个专用比较器的准确度

为±１５％。ＭＡＸ８２１５的欠电压阈值依次为＋４５Ｖ、－４５Ｖ、＋１０５Ｖ、－１０５Ｖ。

图７１１　ＭＡＸ８２１５的引脚排列图

（３）辅助比较器具有可编程功能，可利用外部电阻设定欠电压或过电压监测点。（４）响应速度快，比较器的响应时间仅为２０μｓ，能实时输出欠电压或过电压信号。（５）电源电压范围宽，微功耗。电源电压范围是＋２～１１Ｖ，典型值为＋５Ｖ，最大电源

电流为２５０μＡ。下面仅介绍ＭＡＸ８２１５的原理与应用。二、ＭＡＸ８２１５的工作原理

１引脚功能

ＭＡＸ８２１５采用ＤＩＰ１４封装，引脚排列如图７１１所示。ＵＤＤ、ＧＮＤ、ＰＧＮＤ分别为正电源端、地和电源地。ＵＲＥＦ为

内部１２４Ｖ基准电压源的输出端。＋５Ｖ、－５Ｖ、－１２Ｖ、＋１２Ｖ分别为监视相应电源电压的输入端。ＯＵＴ１～ＯＵＴ４是４个专用比较器的输出端。ＤＩＮ、ＤＯＵＴ依次为辅助比较器

的同相输入端、输出端。２工作原理

ＭＡＸ８２１５的电路框图如图７１２所示，主要包括比较

２６０　　特种集成电源设计与应用

图７１２　ＭＡＸ８２１５的电路框图

器、反相器、Ｐ沟道ＭＯＳ场效应管，１２４Ｖ基准

电压源。其中Ａ１～Ａ４为专用比较器，Ａ５是辅助

比较器。Ａ１和Ａ３的同相输入端经内部分压器接

＋５Ｖ或＋１２Ｖ输入电压，反相输入端接１２４Ｖ基

准电压源Ｅ０作为参考电压。Ａ２和Ａ４的同相端接

地，分压器下端接Ｅ０并改为－５Ｖ或－１２Ｖ输入。仅Ａ５需接外部分压器。当被监视的电源电压为

＋ＵＳ时，比较器的输入电压

ＵＩ＝Ｒ２Ｒ１＋Ｒ２×ＵＳ

（７１１）

当ＵＩ≈ＵＫ（ＵＫ为参考电压）时，环境噪声容易

使比较器输出端发生振荡，现加上滞后电压令输

入跳过可能出现振荡的工作区域。加滞后电压的

比较器有两个检测点：欠电压检测点Ｕ１（对应于

ＵＳ下降阶段），过电压检测点Ｕ２（对应于ＵＳ的上升阶段）。由辅助比较器构成的欠电压或过电压检测电路及工作波形，如图７１３所示。由（ｂ）

图可见，当ＵＳ降到Ｕ１时，输出电压ＵＯ发生负跳变；而当ＵＳ升至Ｕ１时，ＵＯ并无变化，只

是达到Ｕ２时ＵＯ才产生跳变。滞后电压ΔＵ＝Ｕ２－Ｕ１。在不加分压器时，Ａ５的ΔＵ＝１６ｍＶ＝１６×１０－３Ｖ，接入Ｒ１、Ｒ２之后ΔＵ要增加。Ｕ１、Ｕ２与Ｒ１、Ｒ２的关系如下

Ｕ１＝１２４× １＋Ｒ１Ｒ（）２

（７１２）

Ｕ２＝（１２４＋１６×１０－３）１＋Ｒ１Ｒ（）２

（７１３）

图７１３　欠电压或过电压检测电路

（ａ）检测电路；（ｂ）工作波形

　　反之，根据Ｕ１、Ｕ２之值亦可推算Ｒ１、Ｒ２值。例如，在设计＋３３Ｖ电源的欠电压检测

电路时，令Ｕ１＝２８Ｖ，利用式（７１２）不难算出Ｒ１／Ｒ２＝１２５８。取Ｒ１＝１０ｋΩ时，Ｒ２＝１２５８ｋΩ。

三、由ＭＡＸ８２１５构成的微处理器多路电源监视器

１微处理器的多路电源监视器

由ＭＡＸ８２１５构成的微处理器（μＰ）多路电源监视器的电路如图７１４所示。由Ｒ１和

第七章　电源监控及保护电路　２６１　　

图７１４　微处理器多路

电源监视器的电路

Ｃ１组成阻容滤波器，滤除从电源端引入的高频干扰。Ｒ２～Ｒ６为上拉电阻。ＤＩＮ端用来监视＋３３Ｖ电源。２具有延迟时间的μＰ复位电路

该电路的特点是在欠电压时立即将微处理器复

位，而当电源电压趋于正常时，需延迟一段时间，在确认电源已恢复正常后才让μＰ转入正常工作。与

普通欠电压复位电路相比，它能提高μＰ工作的可靠

性。图７１５中，利用ＭＡＸ８２１５中的比较器Ａ１、Ａ５产生复位信号。

＋５Ｖ输入端接８０３１、８０Ｃ３１等微处理器的＋５Ｖ电源ＵＳ。当ＵＳ＜４５Ｖ时，ＯＵＴ１变成低电平，送至

Ａ５的ＤＩＮ端，然后从ＤＯＵＴ端输出低电平，再经过反

相器Ｆ获得高电平，作为复位信号加至μＰ的复位端ＲＥＳＥＴ。当ＵＳ＞４５Ｖ时，Ａ５的输出

必须经过延迟时间τ才变成高电平，再经过Ｆ变成低电平，使μＰ转入正常工作，可防止因

电源波动而引起误动作。延迟时间

τ＝－Ｒ１Ｃ２ｌｎ１－ＵＲＥＦＵ（）ＤＤ

（７１４）

将Ｒ１＝６８０ｋΩ，Ｃ２＝１μＦ，ＵＲＥＦ＝１２４Ｖ，ＵＤＤ＝＋５Ｖ一并代入式（７１４）中，τ≈２００ｍｓ。复位电路的工作波形如图７１６所示。若μＰ的复位端为负逻辑，则应去掉反相器Ｆ。

图７１５　具有延迟时间的μＰ复位电路图７１６　复位电路的工作波形

第二节　带看门狗的微处理器监控电路

ＨＹＭ７０５、ＨＹＭ７０６是由武汉昊昱微电子有限公司生产的带看门狗的低成本微处理器

（μＰ）或微控制器（ＭＣＵ）监控电路。它适用于数控电源、电池供电系统、智能仪器、个

人数字助理（ＰＤＡ）、通信系统、汽车电子等领域，能显著提高系统的可靠性。一、ＨＹＭ７０５／７０６的工作原理

１ＨＹＭ７０５／７０６的性能特点

（１）ＨＹＭ７０５／７０６具有以下４种功能：①在上电、掉电或电源发生波动时，能产生一

２６２　　特种集成电源设计与应用

个复位信号；②具有独立的看门狗输出，若在１６ｓ时间内看门狗输入端未被触发，则看门

狗输出将变成低电平；③内部有一个电源故障阈值为１２５Ｖ的电压检测器，可实现电源故

障报警、检测电池电量不足、监控＋５Ｖ以外的电源等功能；④有一个手动复位输入端，复

位脉冲的宽度为２００ｍｓ（低电平有效），滞后电压为４０ｍＶ。ＨＹＭ７０５的复位阈值电压为

４６５Ｖ，ＨＹＭ７０６为４４０Ｖ。（２）芯片内部有电源电压监控比较器和电源故障比较器。电源故障比较器用来监测其他

电压甚至于负压，其内部阈值电压为１２５Ｖ，只需在其输入端接电阻分压器，即可设定外部

阈值电压。（３）当电源发生故障的时间超过１６ｓ时，则看门狗输出高电平，可将系统复位。手动

复位信号与ＴＴＬ／ＣＭＯＳ电平兼容。（４）电源电压工作范围是１０～５５Ｖ，电源电流为１５０μＡ。

图７２１　ＨＹＭ７０５／７０６的引

脚排列图（ＤＩＰ８、ＳＯ８封装）

（５）采用ＤＩＰ封装、ＳＯＰ封装、μＭＡＸ封装的芯片，工

作温度范围分别为０～７０℃、－４０～＋８５℃、－５５～＋１２５℃。２ＨＹＭ７０５／７０６的工作原理

（１）ＨＹＭ７０５／７０６的引脚功能。ＨＹＭ７０５／７０６有三种封

装形式：ＤＩＰ８、ＳＯ８、μＭＡＸ８。其中，采用ＤＩＰ８、ＳＯ８

图７２２　ＨＹＭ７０５／７０６的内部框图

封装的引脚排列如图７２１所示。各引脚的功能如下：ＵＣＣ为

＋５Ｖ电源输入端，ＧＮＤ为接地端。ＭＲ为手动复位输入端，低电平有效，其内部上拉电流为２５０μＡ，当该端电压低于

０８Ｖ时，就产生一个能与ＴＴＬ或ＣＭＯＳ电平兼容的复位脉冲。ＰＦＩ为检测电源故障电压

的输入端。当该端电压低于１２５Ｖ时，ＰＦＯ输出低电平；该端不用时应接ＧＮＤ或接ＵＣＣ端。

ＰＦＯ为电源故障输出端，正常情况下该端为高电平，当ＰＦＩ端电压低于１２５Ｖ时，ＰＦＯ端

的输出变为低电平，并产生反向电流。ＷＤＩ为看门狗输入端（三态输入端），只要ＷＤＩ端

保持为高电平或低电平的时间超过１６ｓ，内部看门狗定时器就会溢出，使ＷＤＯ端的输出变

为低电平；若将该脚悬空或接到三态缓冲器上，可禁止看门狗功能。复位时，看门狗定时器

被清零。Ｒ为复位脉冲输出端（低电平有

效），当ＨＹＭ７０５／７０６被手动复位或电源

电压低于复位阈值电压（ＨＹＭ７０５为

４６５Ｖ，ＨＹＭ７０６为４４Ｖ）时，Ｒ端就输

出一个脉宽为２００ｍｓ的低电平复位脉冲。ＷＤＯ为看门狗输出端（低电平有效），当

ＵＣＣ低于复位阈值电压时，ＷＤＯ将保持低

电平。与Ｒ不同的是ＷＤＯ信号没有最小

脉冲宽度，只要ＵＣＣ超过复位阈值电压，该端立刻变成高电平，没有延迟时间。

（２）ＨＹＭ７０５／７０６的工作原理。ＨＹＭ７０５／７０６的内部框图如图７２２所示。主要包括电源电压监控比较器，电源故障

比较器，看门狗转换监视器，看门狗定时

器，复位及看门狗时基，复位信号发生器。

第七章　电源监控及保护电路　２６３　　

ＨＹＭ７０５、ＨＹＭ７０６的电源电压监控阈值分别为４６５Ｖ、４４０Ｖ。电源故障比较器的阈值电压

为１２５Ｖ，其输入端通过电阻分压器可以设定被监测电压的阈值。ＨＹＭ７０５／７０６的看门狗时序波形如图７２３所示。Ｒ、ＭＲ、ＷＤＯ信号的时序波形如图

７２４所示。

图７２３　看门狗时序波形图７２４　Ｒ、ＭＲ、ＷＤＯ信号的时序波形

ＨＹＭ７０５／７０６在上电时能自动复位。在上电期间只要ＵＣＣ＞１Ｖ，Ｒ端就输出低电平，直

到ＵＣＣ升至复位阈值以上。当电源电压正常后，大约经过２００ｍｓ，复位定时器即释放Ｒ端，使之变成高电平。无论何时，只要发生电源跌落现象，使ＵＣＣ降到复位阈值以下，Ｒ端又变

为低电平。在ＭＲ端与地之间接按键开关，即可实现手动复位功能。ＭＲ端亦可被外部ＴＴＬ／

ＣＭＯＳ电路来驱动。若将ＷＤＯ、ＭＲ端相连，即可利用看门狗定时器来产生复位脉冲。看门狗电路用于监控微处理器的工作。正常情况下，微处理器每隔一定时间（该时间小于

１６ｓ）就发出一个信号，将看门狗输入端（ＷＤＩ）触发一次，使ＷＤＯ端输出低电平，接到μＰ的

中断端ＩＮＴ。倘若因某种原因导致μＰ失控，ＨＹＭ７０５／７０６不能及时被复位，使看门狗电视器溢

出，就从ＷＤＯ端输出高电平，立即将μＰ复位，避免μＰ继续在错误状态下运行。

图７２５　ＨＹＭ７０５／７０６的典型应用电路

电源故障比较器有多种用途，其反相输入端在内部接１２５Ｖ基准电压源，同相输入端

（ＰＦＩ）接电阻分压器，即可构成电源故障检测电路。通过调节分压电阻值，可使电源电压

降到某一阈值时由ＰＦＯ端给微处理器提供一个中断信号，使μＰ在电源掉电之前能将数据存

储下来。二、ＨＹＭ７０５／７０６的典型应用

１ＨＹＭ７０５／７０６的典型应用

ＨＹＭ７０５／７０６的典型应用电路如图７２５所示，ＵＤＣ表示未经过稳压的直流电压。ＳＢ为

手动复位键，Ｒ与微处理器的复位端相连。利用ＨＹＭ７０５／７０６中的看门狗电路来监控微处理

器的工作，在正常情况下微处理器每隔一定时

间（该时间小于１６ｓ）就发出一个信号，将看

门狗输入端（ＷＤＩ）触发一次，使ＷＤＯ端输

出低电平。当μＰ失控时，ＷＤＯ端就输出高电

平，给微处理器μＰ发出一个非屏蔽中断请求

ＮＭＩ（ＮｏｎＭａｓｋａｂｌｅＩｎｔｅｒｒｕｐｔ），避免μＰ继

续在错误状态下运行。电源故障比较器的反相输入端接内部

２６４　　特种集成电源设计与应用

图７２６　能同时监视＋５Ｖ、＋１２Ｖ电源电压的电路

１２５Ｖ基准电压源，同相输入端（ＰＦＩ）接电阻分压

器。通过调节分压电阻Ｒ１、Ｒ２可使电源电压降到某

一阈值时，ＰＦＯ端给μＰ发出一个可屏蔽中断请求

ＩＮＴ，使μＰ在电源掉电之前将数据存储下来。２能同时监视＋５Ｖ、＋１２Ｖ电源电压的电路

能同时监视＋５Ｖ、＋１２Ｖ电源电压的电路如图

７２６所示。采用ＨＹＭ７０５时复位阈值电压为

４６５Ｖ。取分压电阻Ｒ１＝１ＭΩ，Ｒ２＝１３０ｋΩ，所设定

的１２Ｖ电源电压阈值大约为１１Ｖ。因此，该电路的特

点是只要５Ｖ电源电压低于４６５Ｖ或１２Ｖ电源电压低于１１Ｖ，Ｒ端就输出低电平，立即将μＰ复位，能起到保护作用。

第三节　ＵＳＢ接口保护电路

目前，随着大量支持ＵＳＢ接口的个人电脑日益普及，ＵＳＢ接口现已成为ＰＣ与外部设

备（简称外设）的标准接口，采用ＵＳＢ接口的激光打印机、彩色扫描仪、摄像头、可视电

话、显示器以及可移动磁盘已大量问世。与此同时，ＵＳＢ接口也开始在智能仪器及传感器

系统中推广应用。但是在ＵＳＢ设备热插拔时会产生瞬间尖峰电流和浪涌电流，因此需要对

ＵＳＢ接口、ＵＳＢ集线器及计算机外设进行限流保护。一、ＵＳＢ接口简介

ＵＳＢ是通用串行总线（ＵｎｉｖｅｒｓａｌＳｅｒｉａｌＢｕｓ）的英文缩写。它是针对ＰＣ机外设的一种

新型接口技术。１９９４年，由康柏、微软、英特尔、ＩＢＭ等７家公司率先提出了ＵＳＢ规范。ＵＳＢ规范已从最初的ＵＳＢ０７版本和１９９６年制定的ＵＳＢ１０版本，发展到ＵＳＢ２０版本

图７３１　ＵＳＢ电缆

（２０００年修订版）。ＵＳＢ接口非常简单，与外设连接

只需４条线（两条信号线、两条电源线）。需要注意

的是，不同主板的ＵＳＢ输出针的排列顺序可能不同，一般红色为电源线，黑色为地线，白色和蓝色为信

号线。ＵＳＢ接口需要在主机硬件、操作系统和外设

的支持下才能工作。ＵＳＢ接口的主要特点是传输速率快（ＵＳＢ２０的传输速率为４８０Ｍｂｐｓ），所有ＵＳＢ设备

能够 “即插即用”和 “热插拔”，使用简便，容易升级，扩展能力强，成本低。ＵＳＢ系统主要由主控制器、集线器（Ｈｕｂ）和ＵＳＢ外设组成。ＵＳＢ的电源和信号是通

过如图７３１所示的四芯电缆来传输的。电缆中的ＵＵＳＢ、ＧＮＤ端分别接＋５Ｖ、１００ｍＡ（或＋３３Ｖ）电源和地。Ｄ＋、Ｄ－为传输差分数据信号的双绞线。从每个端口都可检测终端是否

连接或分离，并能区分高速设备、低速设备。ＵＳＢ２０规范的电源指标见表７３１。

表７３１ＵＳＢ２０规范的电源指标

技　术　参　数技　术　指　标技　术　参　数技　术　指　标

直流电压，高功率端口４７５～５２５Ｖ直流电压，低功率端口４４０～５２５Ｖ

最大静态电流（低功率，挂起模式）５００μＡ最大静态电流（高功率，挂起模式）２５００μＡ

允许最大输入电容（负载侧）１０μＦ要求最大输出电容（主机侧）１２０μＦ允许流入负载的最大浪涌电荷５０μＣ

第七章　电源监控及保护电路　２６５　　

图７３２　带ＵＳＢ接口的智能

传感器标定系统的框图

一种带ＵＳＢ接口的智能传感器标定系统

的框图如图７３２所示。该系统主要包括被标

定的智能传感器、微控制器（ＭＣＵ）和主机

的ＵＳＢ接口这三部分。待标定的智能传感器

输出的数字量依次经过微控制器和ＵＳＢ接

口，与主机（ＰＣ机）的标定软件进行通信。主机中的标定软件对所采集到的数据进行计

算和优化，计算出智能传感器的合适参数，再通过ＵＳＢ接口和微控制器写入智能传感器中，从而完成了对智能传感器的标定。为了对多个智能传感器进行标定，或者对同一个智能传感

器的多路参数进行标定，还可增加多路选择器（ＭＵＸ）和数字Ｉ／Ｏ接口。选择微控制器和ＵＳＢ接口有两种方案，一种是用８０Ｃ５１单片机配上专用的ＵＳＢ通信芯

片；第二种方案是采用ＵＳＢ微控制器（例如Ｃｙｐｒｅｓｓ公司生产的ＣＹ７Ｃ６３４１１、ＣＹ７Ｃ６５０１３型ＵＳＢ微控制器），这种微控制器除具有ＵＳＢ接口通信控制功能以外，还具有单片机的功

能，有的芯片还包含多路Ａ／Ｄ转换器，能大大简化电路设计，便于调试，为实现ＵＳＢ数据

采集系统的优化设计创造了条件。二、ＡＡＴ４６１０Ａ型ＵＳＢ接口保护电路的原理

１ＡＡＴ４６１０Ａ的性能特点

ＡＡＴ４６１０Ａ是美国先进模拟科技公司（ＡｄｖａｎｃｅｄＡｎａｌｏｇｉｃＴｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓＩｎｃ）于２００５年新推出的一种过电流保护电路，适配带ＵＳＢ接口的各种计算机外设及便携式系统。其同

类产品还有美国Ｖｉｓｈａｙ公司生产的ＳｉＰ４６１０Ａ。（１）集成度高。ＡＡＴ４６１０Ａ芯片内部包含一只Ｐ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ，其外围电路设计

要比ＬＴＣ４２１３更简单。当ＵＩ＝５Ｖ、ＴＡ＝２５℃时，ＭＯＳＦＥＴ的通态电阻ＲＤＳ（ＯＮ）＝０１４５Ω，本身耗电很小。

（２）ＡＡＴ４６１０Ａ的输入电压范围是＋２４～５５Ｖ，静态工作电流为９μＡ（典型值），在

关断模式下仅为１μＡ。工作温度范围是－４０～＋８５℃。（３）过电流极限可编程，设定极限电流的范围是１３０ｍＡ～１Ａ。（４）瞬态响应速度极快，其短路响应时间只有４００ｎｓ，仅为自恢复熔丝（ＰｏｌｙＳｗｉｔｃｈ）

动作时间的几百万分之一。在对ＵＳＢ设备进行热拔插时，会产生瞬间尖峰电流和浪涌电流。利用ＡＡＴ４６１０Ａ可对ＵＳＢ接口、ＵＳＢ集线器及计算机外设进行最有效地限流保护。一旦

过电流故障消除，ＡＡＴ４６１０Ａ立即恢复导通状态。

图７３３　ＡＡＴ４６１０Ａ的引脚排列图

（ａ）ＳＯＴ２３５封装；（ｂ）ＳＣ７０ＪＷ８封装

（５）芯片还具有欠电压闭锁、过热保护等功

能，能承受４ｋＶ的人体静电放电（ＥＳＤ）电压。产品的安全性符合美国ＵＬ认证。２ＡＡＴ４６１０Ａ的工作原理

ＡＡＴ４６１０Ａ采用ＳＯＴ２３５或ＳＣ７０ＪＷ８封

装，引脚排列分别如图７３３（ａ）、（ｂ）所示。ＩＮ接Ｐ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ的漏极，该端与地

之间应接１μＦ的滤波电容。ＯＵＴ端接Ｐ沟道

ＭＯＳＦＥＴ的源极，该端与地之间应接０４７μＦ的滤波电容。ＧＮＤ端为公共地。采用

ＳＯＴ２３５封装的ＯＮ端为使能端，该端接低电平时将功率Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ关断，使负载断

２６６　　特种集成电源设计与应用

电。采用ＳＣ７０ＪＷ８封装的使能端为ＯＮ，高电平有效。ＡＡＴ４６１０Ａ的内部框图如图７３４所示。主要包括欠电压闭锁电路，过热保护电路，比

较放大器，Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ（带续流二极管），１２Ｖ基准电压源，限流保护电路。当欠压

锁定阈值电压为１８Ｖ时，将Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ关断；当ＵＩ恢复正常时自动使Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ导通。

ＡＡＴ４６１０Ａ的极限电流ＩＬＩＭＩＴ可通过设定电阻ＲＳＥＴ来编程，ＩＬＩＭＩＴ设定范围是１３０ｍＡ～１Ａ。ＲＳＥＴ与ＩＬＩＭＩＴ的关系曲线如图７３５所示。

图７３４　ＡＡＴ４６１０Ａ的内部框图图７３５　ＲＳＥＴ与ＩＬＩＭＩＴ的关系曲线

三、ＡＡＴ４６１０Ａ型ＵＳＢ接口保护电路的应用

ＡＡＴ４６１０Ａ的应用非常简单，只需串联在需要限流保护的电路中即可，电路如图７３６

图７３６　ＡＡＴ４６１０Ａ的典型应用

所示。需要控制的电流从ＩＮ端流入，从

ＯＵＴ端流出。Ｃ１、Ｃ２分别为输入端、输出端

的滤波电容，宜采用陶瓷电容。ＲＳＥＴ为极限电

流设定电阻，其电阻值取决于所需极限电流

ＩＬＩＭＩＴ（参见图７３５）。

图７３７　ＲＳＥＴ＝１０５ｋΩ时极限电流的范围

在决定ＲＳＥＴ的阻值时，必须考虑ＩＬＩＭＩＴ的

变化。造成ＩＬＩＭＩＴ变化的原因有以下三种因素：

①从输入端到输出端的电压变化，这是由于Ｐ沟道功率ＭＯＳＦＥＴ的压降而造成的；②极限

电流随温度而变化；③极限电流还受输出电流的影响。上述三种因素会导致ＩＬＩＭＩＴ产生

±２５％的误差。例如，所设定的ＵＳＢ接

口极限电流为０７Ａ，从图７３５上查出

ＲＳＥＴ＝１０５ｋΩ，实际极限电流范围应是

０７Ａ× （１±２５％）＝０５２５～０８７５Ａ。一旦输入电流超过０８７５Ａ，就开始进入

过电流保护状态。当ＲＳＥＴ＝１０５ｋΩ，工作

温度分别为－４０℃、＋８５℃时，极限电流

的变化范围如图７３７所示。若将负载所能承受的最大电流当作极

限电流的最小值ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ，则ＩＬＩＭＩＴ的典型

第七章　电源监控及保护电路　２６７　　

值为ＩＬＩＭＩＴｔｙｐ＝ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ÷０７５＝１３３ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ。因此在计算ＲＳＥＴ值时，应首先求出ＩＬＩＭＩＴｔｙｐ，然后查出与之相对应的ＲＳＥＴ值。实际电阻值应小于或等于ＲＳＥＴ。为提高精度，可取ＩＬＩＭＩＴｔｙｐ＝１２５ＩＬＩＭＩＴｍｉｎ，进而确定ＲＳＥＴ值。

ＲＳＥＴ值与极限电流的对应关系见表７３２。

表７３２ＲＳＥＴ值与极限电流的对应关系

设定电阻

ＲＳＥＴ（ｋΩ）

极限电流典型

值ＩＬＩＭＩＴｔｙｐ（ｍＡ）

设备工作在非

极限电流下

（ｍＡ）

设备总工作在

极限电流下

（ｍＡ）

设定电阻

ＲＳＥＴ（ｋΩ）

极限电流典型

值ＩＬＩＭＩＴｔｙｐ（ｍＡ）

设备工作在非

极限电流下

（ｍＡ）

设备总工作在

极限电流下

（ｍＡ）

４０２２００１５０２５０

３０９２５０１８８３１３

２４９３００２２５３７５

２２１３５０２６３４３８

１９６４００３００５００

１７８４５０３３８５６３

１６２５００３７５６２５

１４７５５０４１３６８８

１３０６００４５０７５０

１０５７００５２５８７５

８８７８００６００１０００

７５０９００６７５１１２５

６８１１０００７５０１２５０

６０４１１００８２５１３７５

５４９１２００９００１５００

４９９１３００９７５１６２５

４６４１４００１０５０１７５０

— — — —

当输出端发生短路故障时，ＡＡＴ４６１０Ａ上有大电流通过，输出电压会趋于零，

ＡＡＴ４６１０Ａ的功耗迅速增大，管芯温度急剧升高，当超过过热保护温度时，ＡＡＴ４６１０Ａ立

即停止工作，直到管芯温度显著降低后才能重新启动，直至短路故障被排除。ＯＮ端接低电

平时将负载断电，接２５Ｖ以上的高电平时将负载接通。

第四节　无源ＥＭＩ滤波器的原理与应用

随着电子设备、计算机和家用电器的大量涌现与广泛普及，电网干扰正日益严重并形成

一种公害，因为这种干扰可导致电子设备无法正常工作。特别是瞬态电磁干扰，其电压幅度

高（几百伏至上千伏）、上升速率快、持续时间短、随机性强，容易对数字电路产生严重干

扰，常使人们防不胜防，这已引起国内外电子界的高度重视。电磁干扰滤波器（ＥＭＩＦｉｌｔｅｒ）亦称电源噪声滤波器（ＰｏｗｅｒＮｏｉｓｅＦｉｌｔｅｒ，英文缩写为

ＰＮＦ），是近年来被推广应用的一种组合器件，它能有效地抑制电网噪声，提高电子设备的

抗干扰能力及系统的可靠性。因此，被广泛应用于智能化温度测控系统、电子测量仪器、计

算机机房设备、开关电源等领域。无源ＥＭＩ滤波器是由电容、电感等元件组成的，其优点

是结构简单，成本低廉，便于推广应用。一、无源电磁干扰滤波器的构造原理及应用

１构造原理

电源噪声是电磁干扰（ＥＭＩ）的一种，它属于射频干扰（ＲＦＩ），其传导噪声的频谱大

２６８　　特种集成电源设计与应用

致为１０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ，最高可达１５０ＭＨｚ。根据传播方向的不同，电源噪声可分为两大类：一类是从电源进线引入的外界干扰，另一类是由电子设备产生并经电源线传导出去的噪声。这表明噪声属于双向干扰信号，电子设备既是噪声干扰的对象，又是一个噪声源。若从形成

特点看，噪声干扰分串模干扰与共模干扰两种。串模干扰是两条电源线之间（简称线对线）的噪声，共模干扰则是两条电源线对大地（简称线对地）的噪声。因此，电磁干扰滤波器应

符合电磁兼容性（ＥＭＣ）的要求，也必须是双向射频滤波器，一方面要滤除从交流电源线

上引入的外部电磁干扰，另一方面还能避免本身设备向外部发出噪声干扰，以免影响同一电

磁环境下其他电子设备的正常工作。此外，电磁干扰滤波器应对串模干扰和共模干扰都起到

抑制作用。２基本电路及典型应用

无源电磁干扰滤波器的基本电路及典型应用分别如图７４１和图７４２所示。该五端器

件有两个输入端、两个输出端和一个接地端，使用时外壳应接通大地。电路中包括共模扼流

圈（亦称共模电感）Ｌ、滤波电容Ｃ１～Ｃ４。Ｌ对串模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向相同，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的

感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕在低损耗、高导磁率的铁氧

体磁环上。当有共模电流通过时，两个线圈上产生的磁场就会互相加强。Ｌ的电感量与

ＥＭＩ滤波器的额定电流Ｉ有关，参见表７４１。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈

的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特

性。Ｃ１和Ｃ２采用薄膜电容器，容量范围大致是００１～０４７μＦ，主要用来滤除串模干扰。Ｃ３和Ｃ４跨接在输出端，并将电容器的中点接通大地，能有效地抑制共模干扰。Ｃ３和Ｃ４的容量

范围是２２００ｐＦ～０１μＦ。为减小漏电流，电容量不宜超过０１μＦ。Ｃ１～Ｃ４的耐压值均为

６３０ＶＤＣ或２５０ＶＡＣ。

图７４１　无源电磁干扰滤波器的基本电路图７４２　电磁干扰滤波器的典型应用

表７４１电感量范围与额定电流的关系

额定电流Ｉ（Ａ）１３６１０１２１５电感量范围Ｌ（ｍＨ）８～２３２～４０４～０８０２～０３０１～０１５００～００８

图７４３　两级复合式ＥＭＩ滤波器电路

图７４３示出一种两级复合式ＥＭＩ滤

波器的内部电路，由于采用两级（亦称两

节）滤波，因此滤除噪声的效果更佳。针

对某些用户现场存在重复频率为几千赫兹

的快速瞬态群脉冲干扰的问题，最近国内

外还开发出群脉冲滤波器（亦称群脉冲对

抗器），能对上述干扰起到抑制作用。

第七章　电源监控及保护电路　２６９　　

二、无源电磁干扰滤波器的技术参数和测试方法

１主要技术参数

无源电磁干扰滤波器的主要技术参数有：额定电压，额定电流，漏电流，测试电压，绝

缘电阻，直流电阻，使用温度范围，工作温升（Ｔｒ），插入损耗（ＡｄＢ），外形尺寸，重量。上述参数中最重要的是插入损耗（亦称插入衰减），它是评价电磁干扰滤波器性能优劣的主

要指标。插入损耗（ＡｄＢ）是频率的函数，用ｄＢ表示。设电磁干扰滤波器插入前后传输到负载

上的噪声功率分别为Ｐ１、Ｐ２，有公式

ＡｄＢ＝１０ｌｇＰ１Ｐ２（７４１）

假定负载阻抗在插入前后始终保持不变，则

Ｐ１＝Ｕ２１

Ｚ；Ｐ２＝Ｕ

２２

Ｚ

式中Ｕ１是噪声源直接加到负载上的电压，Ｕ２是在噪声源与负载之间插入电磁干扰滤波器后

负载上的噪声电压，且Ｕ２Ｕ１。代入（７４１）式中得到

ＡｄＢ＝２０ｌｇＵ１Ｕ（）２

（７４２）

图７４４　典型的插入损耗曲线

插入损耗用分贝（ｄＢ）表示，分贝值愈

大，说明抑制噪声干扰的能力愈强。鉴于

理论计算比较繁琐且误差较大，通常是由

生产厂家进行实际测量，根据噪声频谱逐

点测出所对应的插入损耗，然后绘出典型

的插入损耗曲线，向用户提供。图７４４给出一条典型曲线。由图可见，该产品可

将１～３０ＭＨｚ的噪声电压衰减６５ｄＢ。计算无源电磁干扰滤波器对地漏电流

的公式为

ＩＬＤ＝２πｆＣＵＣ（７４３）式中，ＩＬＤ为漏电流，ｆ是电网频率。以图７４１为例，ｆ＝５０Ｈｚ，Ｃ＝Ｃ３＋Ｃ４＝４４００ｐＦ，ＵＣ是Ｃ３、Ｃ４上的压降，亦即输出端对地电压，可取ＵＣ≈２２０Ｖ／２＝１１０Ｖ。由式（７４３）不难

算出，此时漏电流ＩＬＤ＝０１５ｍＡ。Ｃ３和Ｃ４若选４７００ｐＦ，则Ｃ＝４７００ｐＦ×２＝９４００ｐＦ，ＩＬＤ＝０３２ｍＡ。显然，漏电流与Ｃ成正比。对漏电流的要求是愈小愈好，这样安全性高，一般应

为几百微安至几毫安。在电子医疗设备中对漏电流的要求更为严格。需要指出，额定电流还与环境温度ＴＡ有关。例如国外有的生产厂家就给出下述经验公

式

Ｉ＝Ｉ１（８５－ＴＡ）／槡４５（７４４）式中，Ｉ１是４０℃时的额定电流。举例说明，当ＴＡ＝５０℃时，Ｉ＝０８８Ｉ１；而当ＴＡ＝２５℃时，

Ｉ＝１１５Ｉ１。这表明，额定电流值随温度的降低而增大，这是由于散热条件改善的缘故；反

之亦然。

２７０　　特种集成电源设计与应用

图７４５　测量插入损耗的电路

（ａ）插入前；（ｂ）插入后

２测量插入损耗的方法

测量插入损耗的电路如图７４５所示。ｅ是噪声

信号发生器，Ｚｉ是信号源的内部阻抗，ＺＬ是负载阻

抗，一般取５０Ω。噪声频率范围可选１０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ。首先要在不同频率下分别测出插入前后负载

上的噪声压降Ｕ１、Ｕ２，再代入式（７４２）中计算出

每个频率点的ＡｄＢ值，最后绘出插入损耗曲线。需要

指出，上述测试方法比较繁琐，每次都要拆装ＥＭＩ滤波器。为此可用电子开关对两种测试电路进行快速

切换。此外，若噪声信号源的输出电压幅度过高且不

便于调节时，应在外部加一级衰减器；幅度过低则增

加一级放大器。三、特种无源电磁干扰滤波器的应用

１能抑制浪涌电压的电磁干扰滤波器

普通无源电磁干扰滤波器抑制浪涌电压的能力较差，特别是当浪涌电压波形的上升沿不

太陡且脉冲宽度较大时，容易造成阻抗不匹配，甚至使共模扼流圈发生磁饱和现象。为解决

这一难题，需在进线端之间以及进线端与地之间各并联一只压敏电阻（ＶｏｌｔａｇｅＳｅｎｓｉｔｉｖＲｅｓｉｓｔｏｒ，简称ＶＳＲ）。压敏电阻是以氧化锌（ＺｎＯ）为主要材料而制成的金属—氧化物—半导

图７４６　能抑制浪涌电压

的电磁干扰滤波器

体陶瓷元件，其电阻值随电压而变化，用来吸收浪涌

电压效果极佳。如果没有能够抑制浪涌电压的专用电

磁干扰滤波器，也可以在普通电磁干扰滤波器的进线

端增加３只压敏电阻，电路如图７４６所示。压敏电

阻的标称电压视浪涌电压的幅度而定。２能消除输入电容上电荷积累的电磁干扰滤波器

一种能消除输入电容上电荷积累的电磁干扰滤波

器如图７４７所示。它有６个引出端，并且在输入电

容Ｃ１上并联一只１ＭΩ电阻Ｒ，专用以消除电荷积累，Ｒ可为电荷提供泄放回路，避免因电

荷积累而影响电磁干扰滤波器的工作特性。

图７４７　能消除电荷积累的电磁干扰滤波器

四、检测方法和使用注意事项

用万用表和绝缘电阻表检测无源电磁干扰滤波

器的方法如下：（１）用Ｒ×１挡分别测量引出端１－３、２－５之

间的直流电阻（参见图７４１），应接近于零欧姆，否则说明共模扼流圈开路。

（２）用Ｒ×１０ｋ挡依次测量１－２、２－３、３－５、３－４、５－４之间的电阻，均应为无穷大。假如电阻为几百千欧至几兆欧，说明内部电容

器漏电。若电阻为零，表明电容器极间短路。但需注意，当进线或出线端的绝缘套管破损

时，也会造成引线与金属壳（第４脚）短路故障。（３）用绝缘电阻表测量两个输入端（或输出端）对壳体的绝缘电阻，应大于１００ＭΩ。（４）用数字式ＬＣ表测量各电容器的容量。实测国产ＤＮＸＬ型（２２０Ｖ／５０Ｈｚ，２Ａ）电

第七章　电源监控及保护电路　２７１　　

磁干扰滤波器中的电容器，Ｃ１＝Ｃ２＝００１８μＦ，Ｃ３＝２２６０ｐＦ，Ｃ４＝２２５０ｐＦ，这说明所用电

容器存在一定的容量误差。另外测得共模扼流圈的电感量Ｌ＝５４ｍＨ。（５）电磁干扰滤波器的安装位置也很重要。图７４８给出两种布局方式。（ａ）图为正确

布局，电磁干扰滤波器尽量远离输出级；（ｂ）图为错误布局，因为电磁干扰滤波器靠近输

出级，所以滤波元件上的干扰会串入输出电路。此外，印制板应设计成长方形，而不要是正

方形。（６）有时为了抑制１０～２００ＭＨｚ范围内的高频共模干扰，还可在交流电源进线端再增

加高频共模扼流圈，其结构如图７４９所示。选择小型铁氧体磁环，采用双线平行绕５匝即

可。这种扼流圈还可装在开关电源的输出端。

图７４８　电磁干扰滤波器的两种布局方式

（ａ）正确布局；（ｂ）错误布局图７４９　高频共模扼流圈

第五节　有源ＥＭＩ滤波器

有源电磁干扰滤波器简称有源ＥＭＩ滤波器，它是将有源及无源器件集成在微封装的芯

片中，专用来抑制电磁干扰的滤波器。与无源ＥＭＩ滤波器相比，有源ＥＭＩ滤波器不仅具有

优良的噪声衰减特性，而且功能强大，有的还能实现热插拔，可大大节省印制板（ＰＣＢ）的

空间，可广泛用于通信设备、扫描仪、显示器、电子设备、医疗仪器等领域。一、ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的工作原理

有源ＥＭＩ滤波器的典型产品有美国Ｖｉｃｏｒ公司生产的ＱＰＩ（ＱｕｉｅｔＰｏｗｅｒＩｎｐｕｔ）系列，主要包括ＱＰＩ３Ｌ～ＱＰＩ６Ｌ，ＱＰＩ８Ｌ。ＱＰＩ系列ＥＭＩ滤波器的产品分类见表７５１。其中，ＱＰＩ８Ｌ属于带热插拔（ＨｏｔＳｗａｐ）功能的有源ＥＭＩ滤波器。

表７５１ＱＰＩ系列ＥＭＩ滤波器的产品分类

型　号直流总线的标称电压

（Ｖ）直流电压范围

（Ｖ）最大负载电流

（Ａ）共模噪声抑制比

（ｄＢ）差模噪声抑制比

（ｄＢ）备　注

ＱＰＩ３Ｌ２４／２８１０～４０７＞６０＞８０

ＱＰＩ４Ｌ４８／６０３２～８０７＞４０＞７０

ＱＰＩ５Ｌ２４／２８１０～４０１４＞６０＞８０

ＱＰＩ６Ｌ４８／６０３２～８０１４＞４０＞８０

ＱＰＩ８Ｌ４８／６０３２～８０最大负载功率为

２００Ｗ＞４０＞７０可热插拔

２７２　　特种集成电源设计与应用

图７５１　ＱＰＩ８Ｌ的引脚

排列图（底视图）

１ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的性能特点

（１）ＱＰＩ８Ｌ符合直流４８Ｖ或６０Ｖ总线的要求，能对

１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ的传导噪声（共模噪声及串模噪声）进

行衰减，在２５０ｋＨｚ时的共模噪声衰减能力大于４０ｄＢ，串

模噪声衰减能力大于７０ｄＢ。它能在８０Ｖ直流电压下连续

工作，并能承受１００Ｖ直流浪涌电压，其对地绝缘电压为

１５００Ｖ，最大工作电流为６Ａ，最大负载为２００Ｗ。与无源

ＥＭＩ滤波器相比，共模噪声衰减能力可提高２０ｄＢ，串模

噪声衰减能力可提高１０～３０ｄＢ。（２）使用方便，具有热插拔功能，允许带电插入或拔

下有源ＥＭＩ滤波器。（３）具有浪涌电流限制及断路、可编程欠电压／过电压保护、电源电压正常指示等功能。

图７５２　ＱＰＩ８Ｌ的内部框图

默认的欠电压阈值为３４Ｖ（关断时

的滞后电压为２Ｖ）；过电压阈值为

７６Ｖ（关断时的滞后电压为４Ｖ）；利用外部分压电阻还可以改变欠电

压及过电压的阈值。（４）满载时的效率高于９９％，

特别适合滤除ＤＣ／ＤＣ电源变换器的

电磁干扰。（５）利用厂家提供的ＱＰＩ

ＥＶＡＬ１软件，可以很方便地对安装

好的ＱＰＩ８Ｌ及终端设备进行测试。（６）体积小，重量轻，外形尺寸仅

为２５ｍｍ×２５ｍｍ×４５ｍｍ。工作温度范围是－４０～＋１００℃。２ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的工作原理

图７５３　ＱＰＩ８Ｌ对共模噪声及

串模噪声的典型衰减曲线

ＱＰＩ８Ｌ的引脚排列底视图如图７５１所示。ＢＵＳ＋、ＢＵＳ－端分别接总线的正极、负极。ＳＷ端接受控于热插拔功能的满幅度负压。ＳＨＩＥＬＤ为屏蔽端，与负载的屏蔽端、Ｙ电容的

公共端接在一起。Ｙ电容是指接在开关电

源高压与地之间、能滤除一次侧、二次侧

耦合电容产生的共模干扰的电容，在

ＩＥＣ９５０国际标准中称之为 “Ｙ电容”。ＱＰＩ＋、ＱＰＩ－分别接负载的正、负输入端。ＰＷＲＧＤ（Ｐｏｗｅｒｇｏｏｄ）为电源电压正常

指示的输出端（集电极开路输出），当电

源电压不正常时该端输出低电平。ＵＶＥＮ端、ＯＶ端各接一个电阻分压器，分别设

定欠电压、过电压阈值。ＮＣ为空脚。ＱＰＩ８Ｌ的内部框图如图７５２所示。

主要包括以下５部分：①热插拔功能电

第七章　电源监控及保护电路　２７３　　

路；②ＥＭＩ滤波器；③欠电压检测的内部分压电阻（Ｒ１、Ｒ２）；④过电压检测的内部分压电

阻（Ｒ３、Ｒ４）；⑤Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ。当电源电压不正常时ＭＯＳＦＥＴ关断，可将负载断开，起到保护作用。ＱＰＩ８Ｌ对共模噪声及串模噪声的典型衰减曲线如图７５３所示。由图可见，在００１～

３０ＭＨｚ频率范围内，它对共模噪声的最大衰减量约为７０ｄＢ，对串模噪声的最大衰减量可达

８０ｄＢ。这是无源ＥＭＩ滤波器所难以达到的指标。ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器与３种无源

ＥＭＩ滤波器产品对串模噪声的插入损耗曲线如图７５４所示。图中，曲线①代表ＱＰＩ８Ｌ，曲线②、③、④分别代表３种无源ＥＭＩ滤波器典型产品。不难看出，ＱＰＩ８Ｌ能在很宽的频

率范围内抑制串模噪声。

图７５４　几种ＥＭＩ滤波器对串模噪声的插入损耗曲线

二、ＱＰＩ８Ｌ型有源ＥＭＩ滤波器的典型应用

ＱＰＩ８Ｌ的典型接线如图７５５所示。将ＱＰＩ８Ｌ插在总线电源与ＤＣ／ＤＣ电源转换器之

间。ＤＣ／ＤＣ电源转换器直接安装在印制板上并加屏蔽罩。Ｃ２～Ｃ６为旁路电容，容量可选

００４７μＦ。实测ＤＣ／ＤＣ电源转换器在插入ＱＰＩ８Ｌ前、后的传导噪声分布曲线，分别如图

７５６（ａ）、（ｂ）所示。

图７５５　ＱＰＩ８Ｌ的典型接线

２７４　　特种集成电源设计与应用

图７５６　插入前、后的传导噪声分布曲线

（ａ）插入前；（ｂ）插入后

第六节　人体静电放电（ＥＳＤ）保护器件

“静电放电”简称ＥＳＤ（ＥｌｅｃｔｒｏＳｔａｔｉｃｄｉｓｃｈａｒｇｅ）。近年来随着科学技术的飞速发展，微电子技术的广泛应用及电磁环境日益复杂，人们对静电放电的防护及ＥＳＤ设计也愈来愈

重视。目前，ＥＳＤ保护器件正向集成化方向发展。一、人体静电放电（ＥＳＤ）模型及测试方法

当物体之间互相摩擦、碰撞或发生电场感应时，都会引起物体表面的电荷积聚，产生静

电。当外界条件适宜时，这种积聚电荷还会产生静电放电，使元器件局部损坏或击穿，甚至

造成火灾、爆炸等严重后果。特别是随着高分子材料的广泛使用，更容易产生静电现象，而

电子元器件微型化的趋势，使得静电的危害日趋严重。目前国际上对静电放电定义了４种模型：人体静电放电模型（ＨＢＭ，ｈｕｍａｎｂｏｄｙｍｏｄｅｌ），机

第七章　电源监控及保护电路　２７５　　

器模型（ＭＭ），器件充电模型（ＣＤＭ），电场感应模型（ＦＩＮ）。由于人体与电子元器件及

设备的接触机会最多，因此人体静电放电造成的比例也最大，人体静电放电模型是指人体在

地上行走、摩擦或受其他因素影响而在身体上积累了静电，静电电压可达几千伏甚至上万

伏，当人体接触电子元器件或设备时，人体静电就会通过被接触物体对地放电。此放电过程

极短（几百纳秒），所产生的放电电流很大，很容易损坏元器件。人体静电放电模型可等效于１５ｋΩ的人体电阻与１００ｐＦ的人体电容的串联电路。测试

人体静电放电的方法如图７６１所示。图中，ＲＣ为充电时的限流电阻，ＲＤ为人体电阻，ＣＳ为人体电容。测试过程是首先闭合Ｓ１，断开Ｓ２，由直流高压源经过ＲＣ对ＣＳ进行充电；然

后断开Ｓ１，闭合Ｓ２，ＣＳ经过ＲＤ对被测器件或设备进行放电。考虑到静电电压很高，难于测

试，而电流比较容易测试，因此一般采用测试静电放电电流的方法。人体在静电放电时的电

流波形如图７６２所示，图中的ＩＰ代表峰值放电电流，ｔ１表示ＩＰ从１０上升到最大电流的

９０％所需时间，ｔ２为ＩＰ从９０％升至１００％所需时间，ｔ３为ＩＰ从１００％降至３６８％所需时间。对应于不同的人体静电电压所产生的放电电流与时间的关系见表７６１。

图７６１　测试人体静电放电的方法图７６２　人体在静电放电时的电流波形

表７６１人体静电放电电流与时间的关系

峰值静电电压（ｋＶ）上升时间ｔ１（ｎｓ）下降时间ｔ３（ｎｓ）峰值静电电流ＩＰ（Ａ）ＩＰ的变化量（％）

０１０２５０５１２４８

２０～１０１３０～１７０

００６０～００７３０１５～０１９０３０～０３６０６０～０７３１２０～１４６２４０～２９４４８０～５８６

１５

二、ＥＳＤ保护二极管的原理与应用

ＥＳＤ保护二极管是一种新型集成化的静电放电保护器件。典型产品有ＭＡＸＩＭ公司生

产的ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３。１ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的性能特点

（１）ＤＳ９５０２内部可等效于７５Ｖ的齐纳稳压二极管，当输入电压超过其９Ｖ触发电压时

就被嵌位到７６Ｖ上。只要输入电压不低于５５Ｖ，就能维持在反向击穿状态。ＤＳ９５０３与

ＤＳ９５０２的区别只是在正极和负极端各增加了一只５Ω的隔离电阻。（２）ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的泄漏电流仅为３０ｎＡ，触发电流约为６００ｍＡ，维持电流约为

３０ｍＡ，最大峰值电流可达２０Ａ。最高可承受２７ｋＶ的瞬态电压。（３）能与采用５Ｖ电源的各种逻辑电路兼容，特别适合对ＳＲＡＭ存储器模块进行ＥＳＤ

保护。（４）外形尺寸仅为３７ｍｍ×４０ｍｍ×１５ｍｍ，工作温度范围是－４０～＋８５℃。

２７６　　特种集成电源设计与应用

图７６３　ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的引脚排列图

（ａ）ＤＳ９５０２；（ｂ）ＤＳ９５０３

２ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的原理与应用

ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３均采用ＴＳＯＣ６封装，引脚排列分别如图７６３（ａ）、（ｂ）所示。其

中，Ａ、Ｃ分别接内部ＥＳＤ保护二极管的正

极、负极。ＮＣ为空脚。Ｒ１、Ｒ２分别为正极、负极的５Ω电阻引出端。ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３在

反向击穿时的伏安特性曲线如图７６４所示。当输入电压超过９Ｖ时，ＥＳＤ保护二极管就被

反向击穿，击穿电压ＵＣＡ≈７４～７８Ｖ。当输入电压降至５５Ｖ时仍能维持在反向击穿状态。

图７６４　伏安特性曲线

ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的典型应用电路分

别如图７６５（ａ）、（ｂ）所示。信息钮扣

“ＩＢｕｔｔｉｏｎ” （ＩｎｆｏｒｍａｔｉｏｎＢｕｔｔｏｎ）是美国

达拉斯（ＤＡＬＬＡＳ）半导体公司生产的一

种置入圆形不锈钢钮扣中的微芯片，它能

代替智能卡工作在恶劣环境中。信息钮扣

需借助与读写器来获得电源和收、发数

据，具有体积小、坚固耐用、寿命长等优

点，可广泛用于电子商务、身份识别等领

域。信息钮扣与微处理器（μＰ）进行通信

时，可将ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３插在二者之间起到ＥＳＤ保护作用。ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３通过探针

连接信息钮扣，再把数据传送到μＰ的Ｉ／Ｏ接口。三、多路ＥＳＤ保护器件的原理与应用

ＭＡＸ３２０７Ｅ、ＭＡＸ３２０８Ｅ、ＭＡＸ３２０５Ｅ分别为双路、四路、六路高速ＥＳＤ保护集成电

图７６５　ＤＳ９５０２、ＤＳ９５０３的典型应用电路

（ａ）ＤＳ９５０２的应用电路；（ｂ）ＤＳ９５０３的应用电路

路，内部集成了由高压

瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）构成的±１５ｋＶＥＳＤ保护

器件，能满足高速、单

端或差分输入的需要。可广泛用于ＰＣ、显示

器、ＵＳＢ端口、投影仪、手机、高清晰度电视

（ＨＤＴＶ）、机顶盒的

ＥＳＤ保护。１ＭＡＸ３２０５Ｅ／３２０７Ｅ／３２０８Ｅ的性能特点

（１）由ＭＡＸ３２０５Ｅ／３２０７Ｅ／３２０８Ｅ提供的钳位保护，能承受在ＩＥＣ６１０００４２国际标准

中规定的各种ＥＳＤ脉冲，包括人体静电放电电压、接触放电电压和气隙放电电压。（２）内部ＴＶＳ的正向压降约为０８Ｖ（典型值），能将正向或反向瞬态电压钳位到规定

值。可将±１５ｋＶ的人体放电时的峰值电压限制在±２５Ｖ，将接触放电时±８ｋＶ的峰值电压

限制在±６０Ｖ，把气隙放电时±１５ｋＶ的峰值电压限制在±１００Ｖ。（３）ＭＡＸ３２０７Ｅ属于双通道器件，适用于ＵＳＢ１１、ＵＳＢ２０（４８０Ｍｂｐｓ）。ＭＡＸ３２０８Ｅ为四通道器

第七章　电源监控及保护电路　２７７　　

图７６６　ＭＡＸ３２０８Ｅ的引脚排列图

（ａ）μＭＡＸ１０；（ｂ）ＴＱＦＮ１６封装

件，适用于以太网。ＭＡＸ３２０５Ｅ为六通道器件，适用于手机连

接器或ＳＶＧＡ视频连接器。（４）每个通道的输入电

容仅为２ｐＦ，各通道之间的输

入电容偏差仅为００５ｐＦ。（５）为减少阻抗可控的

差分传输线的接头提供最优

的引脚输出排列。（６）电源电压范围是０９

～５５Ｖ，电源电流仅为１ｎＡ（典型值）。工作温度范围是

－４０～＋１２５℃。

图７６７　ＭＡＸ３２０８Ｅ的内部框图

下面以ＭＡＸ３２０８Ｅ为例，介绍四路高速ＥＳＤ保护

集成电路的原理与应用。２ＭＡＸ３２０８Ｅ的原理与应用

ＭＡＸ３２０８Ｅ有两种封装形式，μＭＡＸ１０、ＴＱＦＮ１６封装的引脚排列分别如图７６６（ａ）、（ｂ）所示。其

中，Ｉ／Ｏ１～Ｉ／Ｏ４分别为４个ＥＳＤ保护通道的输入／输出

端。ＵＣＣ为电源端，ＧＮＤ为公共地，ＮＣ为空脚。ＭＡＸ３２０８Ｅ的内部框图如图７６７所示。芯片中包

含±１５ｋＶＥＳＤ保护二极管阵列和瞬态电压抑制器。每

个通道都包含一对ＥＳＤ保护二极管，可将ＥＳＤ电流脉

冲引到电源端（ＵＣＣ）或地（ＧＮＤ）。瞬态电压抑制器起

到钳位作用。在理想电路中，钳位电压（ＵＣ）等于保护二极管的导通压降（ＵＦ）与阴极上出现的电

源电压。对于正ＥＳＤ脉冲，ＵＣ＝ＵＣＣ＋ＵＦ；对于负ＥＳＤ脉冲，ＵＣ＝－ＵＦ。但是受内部分

图７６８　ＭＡＸ３２０８Ｅ的典型应用

布电感的影响，在ＥＳＤ冲击过程中会使钳位

电压升高一定的幅度。为了在ＥＳＤ冲击下获

得尽可能低的钳位电压，应在ＵＣＣ端与地之间

接一只等效串联电阻（ＥＳＲ）很低的０１μＦ陶瓷贴片电容。

ＭＡＸ３２０８Ｅ的典型应用如图７６８所示。ＭＡＸ３２０８Ｅ就并联在被保护电路的Ｉ／Ｏ口线

与地之间。在设计印制板时应注意以下事项：

①尽量减小Ｉ／Ｏ口线的引线长度；②电源与地线单独布线，以减小分布电感；③尽量减小

电源与地的回路；④勿将关键的信号线布置在印制板边缘处；⑤Ｃ１和Ｃ２应尽量靠近ＵＣＣ端。

２７８　　特种集成电源设计与应用

第七节　集成过电压保护器件

近年来，随着亚微米制造工艺的进步，许多新型集成电路的工作电压愈来愈低，芯片承

受过电压的能力也随之下降，这就使保护电路的作用更加重要。一、ＮＣＰ３４５型过电压保护器的原理与应用

ＮＣＰ３４５是美国安森美（Ｏｎｓｅｍｉ）半导体公司推出的新型过电压保护集成电路，简称

ＯＶＰ（ＯｖｅｒＶｏｌｔａｇｅＰｒｏｔｅｃｔｉｏｎ）器件。可广泛用于手机、数码相机、笔记本电脑、个人数

字助理（ＰＤＡ）、便携式ＣＤ机、汽车备用充电器及便携医疗设备中。其同类产品还有

ＭＡＸＩＭ公司生产的ＭＡＸ９８９０。下面介绍ＮＣＰ３４５的原理与应用。１ＮＣＰ３４５的性能特点

（１）ＮＣＰ３４５接在ＡＣ／ＤＣ电源适配器（或电池充电器）与负载之间，电池充电器可以

是锂离子（ＬｉＩｏｎ）电池充电器、镍氢（ＮｉＭＨ）电池充电器。它具有过电压断电和欠电压

锁定功能，能检测出过电压状况并迅速切断输入电源，避免因过电压或电源适配器出现故障

而损坏电子设备。（２）ＮＣＰ３４５采用先进的ＢｉＣＭＯＳ制造工艺，可承受３０Ｖ的瞬态电压。它能在小于

１μｓ的时间内迅速关断Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ，确保负载不受损坏。其关断速度比低压ＣＭＯＳ监

测电路要快得多，后者在同样负载情况下只能承受１２Ｖ的瞬态电压，而关断时间长达

２００μｓ。（３）ＮＣＰ３４５内部包含电压调节器、带隙基准电压源、欠电压锁定电路、具有滞后特性

的控制逻辑和ＭＯＳＦＥＴ驱动器。其滞后电压为１００ｍＶ，欠电压锁定电压为２８Ｖ，输出漏

电流仅为３３μＡ。（４）额定过电压阈值的典型值为６８５Ｖ。若在ＩＮ端与ＵＣＣ端之间外接电阻分压器，即

可改变过电压阈值。（５）使用灵活。一旦检测到ＩＮ端的输入电压超过了电压阈值，立即将ＭＯＳＦＥＴ关断。

也可直接从ＣＮＴＲＬ端输入逻辑控制信号，来使ＭＯＳＦＥＴ关断。（６）集成度高，体积小，能大大减少外部元件的数量，降低过电压保护器的成本。（７）电源电压范围是＋３０～２５Ｖ（典型值为４８Ｖ），工作电流为０７５ｍＡ。环境温度为

－４０～８５℃。

图７７１　ＮＣＰ３４５的

引脚排列图

２ＮＣＰ３４５的工作原理

ＮＣＰ３４５采用ＴＳＯＰ５封装，引脚排列如图７７１所示。ＵＣＣ、ＧＮＤ端分别接电源和地，当ＵＣＣ＜２８Ｖ（欠电压阈值）时，ＯＵＴ端改由１０Ｖ的电压来驱动，使Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ关

断。ＩＮ接输入电源电压，当输入电压ＵＩＮ＞６８５Ｖ（过电压阈值）时，ＯＵＴ端输出高电平，将ＭＯＳＦＥＴ关断。ＣＮＴＲＬ为控制信

号输入端，用于控制ＯＵＴ端的输出状态，当ＣＮＴＲＬ＝１（高电

平）时，ＯＵＴ＝１，Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ关断；ＣＮＴＲＬ＝０（低电平）时，ＯＵＴ＝０，Ｐ沟道

ＭＯＳＦＥＴ导通；若ＭＯＳＦＥＴ的栅极电容及分布电容小于１２ｎＦ，在发生过电压情况下ＯＵＴ端就被１０Ｖ电压所驱动。不使用ＣＮＴＲＬ端时，应将该端接地。ＮＣＰ３４５的内部框图如图７７２所示。主要包括输入级电阻分压器（Ｒ１、Ｒ２），电压调

第七章　电源监控及保护电路　２７９　　

图７７２　ＮＣＰ３４５的内部框图

节器，带隙基准电压源，欠电压锁定电路，具有滞后特性的控制逻辑，ＭＯＳＦＥＴ驱动器。只要发生下列３种情况之一者，ＯＵＴ端就输出高电平将ＭＯＳＦＥＴ关断：①ＵＣＣ下降到欠电

压锁定阈值电压（２８Ｖ）以下；②ＩＮ端的输入电压高于过电压阈值（６８５Ｖ）；③ＣＮＴＲＬ端输入为高电平。

只要在ＩＮ端与ＵＣＣ端之间接上电阻分压器，即可调节过电压阈值ＵＯＶ，电路如图７７３所示。由于ＩＮ端的输入电阻ＲＩＮ为几十千欧，因此仅当Ｒ１、Ｒ２ＲＩＮ时才能忽略ＲＩＮ的影

响。例如，假定ＲＩＮ＝５４ｋΩ，取Ｒ１＝００１ＲＩＮ＝５４０Ω、Ｒ２＝６６７４Ω时，即可不考虑ＲＩＮ的影

图７７３　利用外部电阻

分压器来调节过电压阈值

响。根据分压原理不难算出，调节后的过电压阈值为Ｕ′ＯＶ＝０９２５ＵＯＶ＝０９２５×６８５＝６３４（Ｖ）。

３ＮＣＰ３４５型集成过电压保护器的典型应用

目前，许多便携式电子产品都配有ＡＣ／ＤＣ电源适配器，将交流电压转换成直流电压，给内部蓄电池进行充电。一旦

电源适配器中产生自激振荡等故障而出现过电压现象，就会

损坏敏感的电子元器件。此外，倘若用户在充电过程中突然

拔掉电池，也会产生幅度较高的瞬态电压，可能使产品毁坏。

图７７４　由ＮＣＰ３４５构成过电压保护器的电路

针对上述问题，可利用ＮＣＰ３４５和Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ构

成过电压保护器，电路如图７７４所示。Ｐ沟道ＭＯＳＦＥＴ起

到开关作用，选内部带保护二极管的

ＭＧＳＦ３４４１型ＭＯＳＦＥＴ作为开关器件。其主要参数如下：漏—源电压ＵＤＳ＝２０Ｖ，栅源电压ＵＧＳ＝８０Ｖ，漏极电流ＩＤ＝１Ａ，最大漏极电流ＩＤＭ＝２０Ａ，最大功耗ＰＤＭ＝９５０ｍＷ，通态电阻ＲＤＳ（ＯＮ）＝７８ｍΩ。ＶＤ采用低压降的ＭＢＲＭ１２０（１Ａ／２０Ｖ）型

肖特基二极管，当ＩＦ＝１Ａ、ＴＡ＝２５℃时

的导通压降仅为０３４Ｖ，它与ＭＯＳＦＥＴ并联成一体，能防止电池短路。利用

２８０　　特种集成电源设计与应用

ＮＣＰ３４５可监视输入电压，仅在安全条件下才能开启ＭＯＳＦＥＴ。稳压二极管ＶＤＺ１、ＶＤＺ２分别并联在输入端和负载端，起到过电压二次保护作用。

二、ＭＡＸ４８４３系列过电压保护器的原理与应用

１ＭＡＸ４８４３系列的性能特点

（１）ＭＡＸ４８４３系列包括ＭＡＸ４８４３、ＭＡＸ４８４４、ＭＡＸ４８４５、ＭＡＸ４８４６共４种型号，输入电压范围是＋１２～２８Ｖ，过电压阈值（ＵＯＶＬＯ）分别为７４Ｖ、６３５Ｖ、５８Ｖ和４６５Ｖ。当输入电压ＵＩＮ＞ＵＯＶＬＯ时，利用内部电荷泵驱动器将外部Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ关断，避免被保

护器件损坏。内部电荷泵不需要接外部电容。（２）当输入电压低于欠电压阈值（ＵＵＶＬＯ）时，芯片进入低电流待机模式，电源电流仅

为１０μＡ。ＭＡＸ４８４３／４８４４／４８４５的欠电压阈值为４１５Ｖ，ＭＡＸ４８４６为２５Ｖ。（３）有故障报警输出端，只要出现过电压或欠电压故障，该端即输出高电平。

图７７５　ＭＡＸ４８４３系列

的引脚排列图

（４）具有片内状态机，用于控制芯片的工作状态。（５）外形尺寸仅为１５ｍｍ×１０ｍｍ。工作温度范围是－４０

～＋８５℃。芯片可承受±１５ｋＶ的静电放电电压。２ＭＡＸ４８４３系列的工作原理

ＭＡＸ４８４３系列采用μＤＦＮ６封装，引脚排列如图７７５所

示。ＩＮ、ＧＮＤ端分别接输入电压和地，ＩＮ还作为过电压检测的

输入端，在ＩＮ端与地之间应接１μＦ旁路电容。ＦＬＡＧ为故障报

警输出端（漏极开路输出），在过电压或欠电压锁定时，该端经

过５０ｍｓ的延迟时间后被触发成高电平，给主系统发出报警信

号。ＧＡＴＥ为栅极驱动端（电荷泵输出），当ＵＵＶＬＯ＜ＵＩＮ＜ＵＯＶＬＯ时，该端变成高电平，使

外部Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ导通。ＮＣ为空脚。ＭＡＸ４８４３系列的内部框图如图７７６所示。主要包括５５Ｖ电压调节器，电荷泵，驱动

器，过电压及欠电压检测器，控制逻辑及定时器。需要说明几点：①在ＵＩＮ＞５５Ｖ或ＵＩＮ＜ＵＯＶＬＯ之前，电荷泵实际输出电压近似为ＵＩＮ的２倍，例如，ＭＡＸ４８４３的ＵＯＶＬＯ＝７４Ｖ（典型值），当５５Ｖ＜ＵＩＮ＜７４Ｖ时，ＵＧＡＴＥ≈１０５Ｖ；②在启动过程中有５０ｍｓ的延时。

图７７６　ＭＡＸ４８４３系列的内部框图

３ＭＡＸ４８４３系列的典型应用

ＭＡＸ４８４３系列的典型应用电路如图７７７所示。被监测的输入电压范围是＋１２～２８Ｖ。Ｃ为输入端旁路电容，推荐采用１μＦ的陶瓷电容。Ｒ为故障报警输出端的上拉电阻。

ＧＡＴＥ端既可以驱动单个的Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ，也可驱动采用 “背靠背”结构的两只Ｎ沟道

ＭＯＳＦＥＴ，电路如图７７８所示。另外，在输入端加上电阻分压器，还可改变主系统的过电

第七章　电源监控及保护电路　２８１　　

压、欠电压阈值。

图７７７　ＭＡＸ４８４３系列的典型应用电路图７７８　驱动两只Ｎ沟道ＭＯＳＦＥＴ

第八节　集成过电流保护器件

集成过电流保护电路属于新型保护器件。下面介绍一种适用于低压供电系统的过电流保

护电路。一、ＬＴＣ４２１３型过电流保护器的原理

ＬＴＣ４２１３是凌特（ＬＴ）公司最新推出的电子电路断路器（ＥＣＢ），适用于对低压供电

系统的过电流保护装置。１ＬＴＣ４２１３的性能特点

（１）ＬＴＣ４２１３是通过外部ＭＯＳＦＥＴ的通态电阻ＲＤＳ（ＯＮ）来检测负载电流的，因此不需要

检测电阻。这不仅能降低功耗，而且可降低成本，简化电路设计，这对于低压供电系统尤为

重要。（２）它采用２３～６Ｖ工作电压，能直接驱动外部Ｎ沟道场效应晶体管（ＭＯＳＦＥＴ），

可将负载电压控制在０～６Ｖ。当断路器处于待命中断状态时，ＲＥＡＤＹ引脚可发出信号。（３）ＬＴＣ４２１３有三种可供选择断路阈值，具有双电平（ＵＣＢ、ＵＣＢ（ＦＡＳＴ））及双响应时间

的过电流保护功能，能区分轻度过载和严重过载（例如短路过载）这两种故障。（４）具有欠电压闭锁功能，当电源电压低于２０７Ｖ（典型值）时，通过内部欠电压闭锁

电路断开负载；当电源电压高于２０７Ｖ时，ＬＴＣ４２１３又恢复正常工作。

图７８１　ＬＴＣ４２１３的

引脚排列图

２ＬＴＣ４２１３的工作原理

ＬＴＣ４２１３采用８脚小型塑料封装，引脚排列如图７８１所

示。各引脚的功能如下：ＵＣＣ、ＧＮＤ端分别接电源和地。当

ＵＣＣ＜２０７Ｖ时，ＬＴＣ４２１３进行欠电压保护，将负载断开。ＲＥＡＤＹ为准备状态输出端，当ＬＴＣ４２１３与外部ＭＯＳＦＥＴ接

通时，ＲＥＡＤＹ端具有高阻抗，否则为低电平。ＯＮ为输入控制

端，当ＵＯＮ＜０４Ｖ时，将ＬＴＣ４２１３复位；当０４Ｖ＜ＵＯＮ＜０７６Ｖ，ＬＴＣ４２１３停止工作，ＧＡＴＥ端关闭；当ＵＯＮ＞０８Ｖ时，ＬＴＣ４２１３开始工作，ＧＡＴＥ端开启。ＧＡＴＥ为门输出端，用来驱动外部Ｎ通道ＭＯＳＦＥＴ的栅极。ＳＥＮＳＥＰ、ＳＥＮＳＥＮ为电路断路器的两个检测端，分别接外部ＭＯＳＦＥＴ的源极和漏极，它们是借助外部ＭＯＳＦＥＴ的通态电阻ＲＤＳ（ＯＮ）来检测

２８２　　特种集成电源设计与应用

负载电流的。ＳＥＮＳＥＰ、ＳＥＮＳＥＮ端分别与内部低速比较器、高速比较器相连，所对应的阈

值电压分别为ＵＣＢ、ＵＣＢ（ＦＡＳＴ）。ＩＳＥＬ端用来设定过电流阈值ＵＣＢ和ＵＣＢ（ＦＡＳＴ），当ＩＳＥＬ端接ＧＮＤ时，ＵＣＢ＝２５ｍＶ，ＵＣＢ（ＦＡＳＴ）＝１００ｍＶ；开路时，ＵＣＢ＝５０ｍＶ，ＵＣＢ（ＦＡＳＴ）＝１７５ｍＶ；接ＵＣＣ时，ＵＣＢ＝１００ｍＶ，ＵＣＢ（ＦＡＳＴ）＝３２５ｍＶ。也可以使ＩＳＥＬ端动态步进，例如在启动时设定一个较高的

过电流阈值，而等电源电流稳定之后再设定一个较低的电流阈值。当负载出现过电流故障，使ＭＯＳＦＥＴ两端的压降超过ＵＣＢ时，低速比较器就经过１６ｍｓ

的延迟时间使ＧＡＴＥ端输出低电平，将ＭＯＳＦＥＴ关断，断开负载。若发生严重过载故障，使ＭＯＳＦＥＴ两端的压降迅速超过ＵＣＢ（ＦＡＳＴ），则高速比较器只需１ｍｓ的延迟时间即可使

ＧＡＴＥ端输出低电平，立即将ＭＯＳＦＥＴ关断，从而对ＭＯＳＦＥＴ和负载起到保护作用。

图７８２　ＬＴＣ４２１３的典型应用电路

二、ＬＴＣ４２１３型过电流保护器的应用

ＬＴＣ４２１３的典型应用电路如图７８２所示。ＵＩ通过ＭＯＳＦＥＴ接负载ＲＬ。Ｃ１、Ｃ２分别为输入端、输出端的旁路电容。当

ＯＮ端接高电平时，ＬＴＣ４２１３正常工作。电路中采用Ｓｉ４４１０ＤＹ型场效应晶体管，ＲＤＳ（ＯＮ）＝００１５Ω （典型值）。当ＩＳＥＬ端接

ＧＮＤ时，ＵＣＢ＝２５ｍＶ。不难算出，轻度

过载时电流阈值为ＩＬＩＭＩＴ＝ＵＣＢ／ＲＤＳ（ＯＮ）＝２５ｍＶ／００１５Ω＝１６７Ａ。严重过载时电流

阈值为Ｉ′ＬＩＭＩＴ＝ＵＣＢ（ＦＡＳＴ）／ＲＤＳ（ＯＮ）＝１００ｍＶ／００１５Ω＝６６７Ａ。负载电流的正常值为１Ａ。Ｒ为ＲＥＡＤＹ端的上拉电阻。

　第八章　开关电源测试技术　　　

开关电源作为电子设备的供电装置，其性能的优劣直接关系到电子设备的质量好坏。本

章首先介绍开关电源的测试技术，包括主要参数测试、功率测量及性能测试方法；然后对单

片开关电源的波形及故障做详细分析，并介绍了利用示波器判断高频变压器磁饱和的方法，这些内容是作者长期从事开关电源科研工作所积累的经验总结，对读者有重要参考价值。

开关电源不仅容易受到电网噪声的干扰，而且它本身还是一个噪声源，也会影响其他电

子设备的正常工作，因此必须采取措施加以抑制。本章还介绍了开关电源的电磁兼容性设计

与测量技术。

第一节　开关电源测试技术

一、主要参数测试

开关电源的测试电路如图８１１所示。图中，Ｔ为自耦变压器，Ｓ是做空载试验用的开

关，ＲＬ为可调负载。电路中使用标准交流电压表、直流电压表、直流电流表（安培表或毫

安表）各一块。为提高测量准确度，亦可用经过校准的数字电压表和数字电流表来代替。

图８１１　开关电源的测试电路

１测量输出电压的准确度

给开关电源加上标称输入电压和额定

负载，用直流电压表测出实际输出电压

Ｕ′Ｏ，再与标称输出电压ＵＯ进行比较，按

下式计算输出电压的准确度

γＶ＝Ｕ′Ｏ－ＵＯＵＯ ×１００％（８１１）

２测量电压调整率

给开关电源加上额定负载，首先测出在标称输入电压时的输出电压值Ｕ′Ｏ，然后连续调

节交流输入电压ｕ，使之从规定的最小值（ｕｍｉｎ）一直变化到最大值（ｕｍａｘ），记下输出电压

与标称值的最大偏差ΔＵ′Ｏ，最后代入下式计算

ＳＶ＝ΔＵ′ＯＵ′Ｏ ×１００％（８１２）

３测量负载调整率

将ｕ调至标称值，分别测出满载与空载下的输出电压值Ｕ１、Ｕ２，再代入下式计算：

ＳＩ＝Ｕ２－Ｕ１Ｕ１ ×１００％（８１３）

需要指出，开关电源模块的负载调整率通常是在ＩＯ从满载的１０％变化到１００％情况下

测得的，此时应将式（８１３）中的Ｕ２换成ＩＯ＝１０％ＩＯＭ时的输出电压值。

２８４　　特种集成电源设计与应用

４测量输出纹波

开关电源的输出纹波电压通常用峰峰值或最大值来表示，而不采用有效值。这是因为

它属于高频窄脉冲，当峰峰值较高时（例如±６０ｍＶ），有效值可能仅为几毫伏，所以峰峰

值更具代表性。测量包含高频分量的纹波电压时，推荐使用２０ＭＨｚ以上带宽的示波器来观

察峰峰值。为避免从示波器探头的地线夹上引入开关电源发出的辐射噪声，建议用屏蔽线

或双绞线作中间连线，使示波器尽量远离开关电源。二、功率测量技术

为计算与分析开关电源的效率，必须准确测量各种功率参数，包括交流输入功率、各元

器件上的功率损耗、总功耗。测量这些功率参数的方法主要有以下三种：①用瓦特表直接测

量功率法；②通过测量电压和电流计算功率法；③直流热等值法。下面分别加以介绍。１直接测量功率法

普通交流有效值仪表不适合测量开关电源的功率参数。因为此类仪表仅适合测量不失真

的正弦波信号，而开关电源中有多种高频非正弦波和瞬态干扰存在。例如１００ｋＨｚ矩形波、锯齿波、开关失真波形、交流纹波、高次谐波；此外还有尖峰电压、振铃电压、音频噪声、从电网引入的瞬态电压等电磁干扰信号。非正弦波的波峰因数均大于１４１４（正弦波的波峰

因数）。波峰因数（ＫＰ）等于峰值电压（ＵＰ）与有效值电压（ＵＲＭＳ）之比，有公式

ＫＰ＝ＵＰＵＲＭＳ（８１４）

利用有功功率表能直接测量交流输入功率以及各种功率损耗。对于ＫＰ≥３的非正弦波

（例如窄脉冲），有功功率表也适用。开关电源的输入滤波电容会使交流输入电流波形产生严重失真，这是由于波峰因数较高

而功率因数较低造成的。开关电源的功率因数典型值为ｃｏｓφ＝０６～０８，它取决于交流线

路的阻抗和交流输入电压值。

图８１２　利用有功功率表测量输入功率

（ａ）错误接法；（ｂ）正确接法

利用有功功率表测量输

入功率时，需按图８１２（ｂ）所示接好电路。测电压时尽

可能地跨接在开关电源的交

流输入端。否则，电源引线

上的压降也会造成１％～２％的测量误差，见（ａ）图。

假如没有有功功率表，亦

可用直流高压来代替交流输入电压ｕ，直接加到交流输入端，这样即可使用普通的直流电压表

和电流表来测量直流输入功率。大多数开关电源在交、直流两种输入方式下均能正常工作。但

是当交流电源线上还并联有电风扇、电源变压器时，必须先把电风扇等断开，然后加直流高

压。否则在输入直流高压时，电风扇或变压器绕组上会形成很大的短路电流，极易将电风扇、高频变压器烧毁。此外，用直流输入代替交流输入时，所测得的功率值会偏高１％～２％。原

因之一是直流输入时元器件上产生的压降较低；原因之二是此时滤波电容上不存在电网频率的

波动，其功耗也低于正常值。这表明，用直流输入法只能获得电源效率的近似值。倘若手头无现成的直流高压可用，亦可采用简单的桥式整流、滤波的方法，将交流电变

第八章　开关电源测试技术　２８５　　

成直流高压。例如，对２２０Ｖ交流电直接进行整流滤波，可获得约３００Ｖ的直流高压。在测

量过程中需要注意两点：①交流电的波动应尽量小；②此法未采用工频变压器与电网隔离，必须注意安全。２计算法

通过对电压和电流的测量，也能得到元器件上的功率损耗。此法适用于测量下述元件上

的功耗：输入滤波电容Ｃ１、输出滤波电容Ｃ２、输出滤波电感Ｌ１、高频变压器Ｔ、反馈绕组

及反馈电路。数字存储示波器具有函数运算功能，它能从电压与电流波形中直接计算并显示出平均功

率值。但需注意，有的示波器探头存在５０ｎｓ的延迟时间，这会给测量功耗带来误差。此时

建议采用直流热等值法测量。３直流热等值法

该方法对于获得功率损耗的近似值非常有用，尤其是功率开关管、输出整流管等功率器

件，它们有着相似的传输损耗、反向恢复时间及开关损耗等问题。采用这种方法时，首先要

测出元器件在正常工作时的温升，然后使直流电流通过该元器件并产生相同的温升，最后根

据测出的直流电压和直流电流值，计算出给定元器件上的平均功率损耗。直流热等值法的测

量原理是用直流电来模拟交流电的热效应，从而将交流测量变成对热力学温度以及纯直流参

数的测量。它属于间接测量法。采用直流热等值法适合测量整流桥、ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ芯片、钳位保护电路中的阻塞二极管

ＶＤ１、输出整流管ＶＤ２、稳压管ＶＤＺ、ＥＭＩ滤波器中的共模扼流圈Ｌ２上的功耗。

第二节　开关电源的性能测试

对开关电源进行性能测试，是评价其技术水平、工艺先进性和质量好坏的重要依据。下

面介绍对开关电源进行常规测试以及对高频变压器的电气性能测试的方法。一、测试仪表

对中、小功率开关电源进行常规测试所需配置的仪表主要包括：（１）３位交、直流数字电压表１块，型号如ＴＤ１９１５型，亦可用３位数字万用表代替。（２）３位数字万用表１块，型号如ＶＣ８９０Ｄ、ＶＣ９８０８Ａ＋等。（３）指针式万用表１块，例如５００型万用表。（４）０５级直流电流表１块，例如Ｃ３１Ａ型。（５）０～２５０Ｖ、０～２Ａ有功功率表，测量交流输入功率用。（６）０～２５０Ｖ、０５ｋＶＡ自耦调压器１台，型号如ＴＤＧＣ２０５型。（７）１ｋＷ、１００Ω电阻丝１根，作为开关电源模块的假负载ＲＬ。仅在业余条件下才可用

电炉丝代替，但测量时间应尽量短，以免电炉丝发热后其电阻值改变。二、开关电源的性能测试

实测ＤＫ１５Ｖ／３０Ｗ型开关电源的输入特性、输出特性分别见表８２１、表８２２。另外

还测得输出纹波电压为３７ｍＶ。分析测量数据可知，在ｕ＝８５～２４５ＶＡＣ的宽范围内，ＳＶ＜１６％。而在ｕ＝１５０～２４５ＶＡＣ时，电压调整率的计算值已降成零，考虑到受测试仪表准确

度与分辨率的限制，可认为实际上ＳＶ＜０１％。当负载电流从１０％ＩＯＭ变化到１００％ＩＯＭ时，ＳＩ＜０６５％，实际最大输出电流Ｉ′ＯＭ＝２５７Ａ＞２Ａ。另测得电源效率η＝８５％。测量结果表

２８６　　特种集成电源设计与应用

明，该开关电源达到了设计指标。

表８２１测量输入特性的数据

ｕ（Ｖ，ＡＣ）６０８５１００１２０１５０１８０２００２２０２４５

ＵＯ（Ｖ）１５１０１５２２１５３８１５３９１５４８１５４８１５４８１５４８１５４８

ＩＯ（Ａ）２０１２０２２０５２０６２０６２０６２０６２０６２０６

ＰＯ（Ｗ）３０３３０７３１５３１５３１９３１９３１９３１９３１９

ＳＶ（％）－２４－１６－０６５－０５８＜０１＜０１＜０１＜０１＜０１

表８２２测量输出特性的数据

ＲＬ（Ω）开　路９７４３６２２４７１９５１４８８６８１６０

ＵＯ（Ｖ）１５５９１５５９１５５７１５５６１５５６１５５４１５５０１５４９１５４６

ＩＯ（Ａ） — ０１６０４３０６３０８０１０５１８０１９２２５７

ＰＯ（Ｗ） — ２４９６７０９８０１２４５１６３２２７９０２９７４３９７３

ＳＩ（％） — ＋０６５＋０５２＋０４５＋０４５＋０３２＋００６０－０１９

三、高频变压器的电气性能测试

１耐压性能测试

在高频变压器的一次绕组、反馈绕组与二次绕组之间，分别加上３０００Ｖ、５０Ｈｚ的高压

电，持续时间为１ｍｉｎ，不得发生击穿现象。２测量一次绕组的电感量

将二次绕组和反馈绕组开路，用数字电感表测量一次绕组两端的电感量ＬＰ，允许有

１０％的误差。适当增加一次侧电感量，能够提高开关电源的效率。３测量一次绕组的泄漏电感量

将二次绕组短路，测量一次绕组两端的漏感量ＬＰ０，应小于几十微亨。

４测量印制板上的二次侧泄漏电感量和一次侧总漏感

印制板上的二次侧泄漏电感（ＬＳ０）亦称二次侧跟踪电感，其电感量约为２０～４０ｎＨ。尽

管ＬＳ０值很小，但它按照匝数比的平方（ｎ２）关系反射到一次侧电路，使一次侧总漏感增加

到

ＬＰＳ０＝ＬＰ０＋ｎ２ＬＳ０（８２１）要测量开关电源的一次侧总漏感ＬＰＳ０，必须把高频变压器焊在印制板上，进行在线测量。此

时不能直接把二次绕组短路，而是首先要用两根粗导线分别将输出整流管（ＶＤ２）和输出滤

波电容（Ｃ２）短路，然后去测量一次绕组两端的漏感量，这才是总的在线等效漏感ＬＰＳ０。下

面通过一个例子来说明计算ＬＰＳ０的方法。利用ＴＯＰ２４５设计一个交流８５～２６５Ｖ宽范围输入、输出为５Ｖ、４５Ｗ的开关电源。已

知一次绕组、二次绕组的匝数比ｎ＝２５匝。单独测量高频变压器的ＬＰ０＝１７μＨ。在印制板上

焊接高频变压器并且短路ＶＤ２和Ｃ２之后，测得ＬＰＳ０＝３６７μＨ。根据式（８２１）可得

ＬＳ０＝ＬＰＳ０－ＬＰ０ｎ２（８２２）

将数据代入式（８２２），计算出ＬＳ０＝３１５ｎＨ。

第八章　开关电源测试技术　２８７　　

第三节　开关电源的电磁兼容性设计与测量

电磁兼容性的英文缩写为ＥＭＣ（ＥｌｅｃｔｒｏＭａｇｎｅｔｉｃＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）。随着电子、电气、通信、计算机技术的迅速发展，电磁兼容性在工业、科研、民用和军事领域的重要意义愈来

愈引起人们的高度重视。下面介绍开关电源的电磁兼容性设计与测量。一、电磁兼容性

国际电工委员会（ＩＥＣ）为电磁兼容性所下的定义为：“电磁兼容性是电子设备的一种

功能，电子设备在电磁环境中能完成其功能，而不产生不能容忍的干扰”。我国最近颁布的

“电磁兼容术语”国家标准中，给电磁兼容性做出如下定义：“设备或系统的在其电磁环境中

能正常工作且不对该环境中任何其他事物造成不能承受的电磁骚扰的能力”。这里所讲的电

磁环境是指存在于给定场合的所有电磁现象的总和。这表明电磁兼容性有三层含义：①电子

设备应具有抑制外部电磁干扰的能力；②该电子设备所产生的电磁干扰应低于规定的限度，不得影响同一电磁环境中其他电子设备的正常工作；③任何电子设备的电磁兼容性都是可以

测量的。显然，电磁兼容性要比通常讲的 “抗干扰能力”，含意更为深远。电磁兼容性的研究领域主要包括电磁干扰的产生与传输、电磁兼容性的设计（含制定标

准）、电磁干扰的诊断与抑制、电磁兼容性的测试（含实验）。仅以电磁兼容性为例，所研究

的对象如下：

电磁干扰源

自然干扰源

大气噪声源（如雷电，砂爆引起的电晕放电）天电噪声源（如太阳噪声，宇宙噪声）热噪声（如电阻热噪声

烅烄

烆）

人为干扰源

电网干扰源（５０Ｈｚ工频干扰）电刷干扰源（由电机引起）点火系统干扰源（汽车点火装置）家用电器干扰源（如日光灯干扰）射频干扰源（如电子游戏机、手机等发出的干扰）人为制造的干扰源（如电子对抗战、电磁脉冲炸弹

烅

烄

烆

烅

烄

烆

）

电磁兼容性的危害性极大。表８３１列出了能够损坏电子元器件的单个脉冲及连续脉冲

的能量。此外，电磁辐射能引爆电起爆装置、弹药库，还可对人体造成危害。实验表明，当

微波照射功率密度为１０ｍＷ／ｃｍ２时，人的体温大约会上升１℃。若用１２００ＭＨｚ、３３０ｍＷ／ｃｍ２的微波来辐射一条狗，则在１５ｍｉｎ内可将其致死。我国制定的微波辐射对人体的安全限

度为（００２５～００５）ｍＷ／ｃｍ２。此外，若在飞机上使用移动电话，则会干扰导航系统，对

飞行安全构成威胁。

表８３１能够损坏电子元器件的脉冲能量

元器件名称单个脉冲能量（μＪ）连续脉冲能量（μＪ）

０２５Ｗ电阻器１０４１０２

电解电容器６０～１００００６～１０继电器１０３～１０５１０～１０３

二极管（点接触型）１０－２～１０１０－４～１０－１

小功率晶体管２０～１０３０２～１０

大功率晶体管１０３１０

２８８　　特种集成电源设计与应用

近年来，我国也陆续制定了有关国家标准和国家军用标准，例如《电磁干扰和电磁兼容

性名词术语》（ＧＪＢ７２—１９８５），《无线电干扰和抗扰度的测量设备规范》（ＧＢ／Ｔ６１１３—１９９５），《电动工具、家用电器和类似器具无线电干扰特性的测量方法和允许值》（ＧＢ４３４３—１９８４）。在ＧＢ４３４３中规定的家用电器连续干扰电压允许值见表８３２。

表８３２家用电器连续干扰电压允许值

频段（ＭＨｚ）０１５～０２００２０～０５００５０～５０５０～３０

允许值（ｍＶ）３２１２

二、电磁干扰的波形分析

开关电源工作在高频、高压、大电流的开关状态，所产生的电磁干扰亦分共模干扰、串

模干扰两种，并以传导或辐射方式向外部传播。开关电源的电磁兼容性设计，就是要把电磁

干扰衰减到允许限度之内，使之不影响电子设备的正常工作。下面以ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ单片开关

电源为例，对电磁干扰的波形作一分析。

图８３１　单片开关电源简化电路及电磁干扰波形

（ａ）简化电路；（ｂ）４种电磁干扰波形

反馈式单片开关电源的简化

电路和电磁干扰波形分别如图８３１（ａ）、（ｂ）所示。（ａ）图中

ＵＩ为直流输入电压，Ｉ１为高频变

压器的一次侧电流。设ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ漏源极电压为ＵＤＳ，输出

整流管上的电压为ＵＤ２。Ｉ２是二

次侧电流，ＲＬ为负载。（ｂ）图

分别给出Ｉ１、ＵＤＳ、Ｉ２和ＵＤ２的

电磁干扰波形。下面对这４种波

形加以分析。一次侧电流Ｉ１是在ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ导通时开始形成并沿着斜坡上升，达到峰值Ｉ１Ｐ。Ｉ１Ｐ值

由直流输入电压ＵＩ、一次绕组的电感ＬＰ、开关频率ｆ和占空比Ｄ来决定。该梯形电流波形

的基频为开关频率，谐波即干扰波形。一次侧串模干扰电流经过一次绕组、ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ和

ＵＩ形成回路。当电流环路面积较大时，Ｉ１还能向外辐射共模干扰。

ＵＤＳ电压波形的特点是其电压变化率（ｄＵ／ｄｔ）很高，受变压器漏感、ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ输出

电容和变压器分布电容等分布参数的影响，ＵＤＳ在ｆ１＝３～１２ＭＨｚ的频率范围内形成振铃。当ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ关断时，二次侧就有电流Ｉ２通过，并且从峰值Ｉ２Ｐ开始，然后线性下降，

下降速率由二次侧电感ＬＳ和输出电压ＵＯ来决定。下降过程中形成的振铃，在时间上与ＵＤＳ相对应，振铃频率仍为ｆ１。ＵＤ２也具有电压变化率高、上升沿和下降沿陡峭的特点。其峰值

电压由变压器和输出整流管的分布电容所决定。振铃干扰波形的频率变化是ｆ２＝２０～３０ＭＨｚ。

ＥＭＩ滤波器能有效抑制单片开关电源的电磁干扰。单片开关电源常用的ＥＭＩ滤波器电

路如图８３２所示，Ｌ为共模扼流圈。（ａ）图与（ｂ）图中的电容器Ｃ能滤除串模干扰，区

别仅是（ａ）图将Ｃ接在输入端，（ｂ）图则接到输出端。（ｃ）、（ｄ）图所示电路较复杂，抑

制电磁干扰的效果更佳。（ｃ）图中的Ｌ、Ｃ１和Ｃ２用来滤除共模干扰，Ｃ３和Ｃ４滤除串模干扰。Ｒ为泄放电阻，可将Ｃ３上积累的电荷泄放掉，避免因电荷积累而影响滤波特性；断电后还

第八章　开关电源测试技术　２８９　　

图８３２　单片开关电源常用的４种ＥＭＩ滤波器电路

（ａ）简易型ＥＭＩ滤波器（输入端接滤波电容）；

（ｂ）简易型ＥＭＩ滤波器（输出端接滤波电容）；

（ｃ）典型的ＥＭＩ滤波器（输入端带泄放电阻）；

（ｄ）典型的ＥＭＩ滤波器（输出端接共模干扰滤波电容）

能使电源的进线端Ｌ、Ｎ不带电，保证用

户的安全。（ｄ）图则是把共模干扰滤波电

容Ｃ３和Ｃ４接在输出端。图８３３中，曲线ａ为不加ＥＭＩ滤波

器时开关电源上０１５～３０ＭＨｚ传导噪声

的波形（即电磁干扰的峰值包络线）；曲

线ｂ是插入如图８３２（ｃ）所示ＥＭＩ滤波

器后的波形，可将电磁干扰大约衰减

４０ｄＢμＶ；曲线ｃ为加上如图８３２（ｄ）所

示ＥＭＩ滤波器后的波形，能衰减约５０～７０ｄＢμＶ。显然，后一种ＥＭＩ滤波器的效果

最佳。

图８３３　加ＥＭＩ滤波前、后干扰波形的比较

ａ—不加ＥＭＩ滤波器；ｂ—加ＥＭＩ滤波器（ｃ）；ｃ—加ＥＭＩ滤波器（ｄ）

三、电磁兼容性的设计

电磁兼容性的设计是一项复杂的系统

工程。首先要学习并掌握有关标准及规

范，然后参照实际电磁环境来提出具体的

要求，进而制定技术和工艺上的实施方

案。开关电源属于体积小、功率密度大、

工作频率高的供电装置，它本身又置于周

围电磁环境中，对外部电磁干扰非常敏

感。因此，建造一种良好的电磁兼容环

境，是确保开关电源正常工作的前提条件。设计开关电源时，除了加ＥＭＩ滤波器、漏极钳

位保护电路（或ＲＣ吸收回路）、安全电容外，还应视具体情况采取抑制干扰的相应措施。另外，对布线方式、高频变压器的制作工艺也有严格要求。在设计电路时必须考虑隔离、退

耦、滤波、接地、屏蔽等问题。举例说明，在高频变压器的一次绕组、二次绕组之间增加屏蔽层，可减小一次侧、二次

侧之间共模干扰的容性耦合，最经济的屏蔽法是在一次侧、二次侧之间专绕一层漆包线，一

端接输入电压ＵＩ；另一端悬空并且用绝缘带绝缘，放在高频变压器内部而不引出来。对于中、小功率

的高频变压器，屏蔽层的导线可选３５ｍｍ的漆包

线。为防止高频变压器泄漏磁场对相邻电路造成干

扰，还可在变压器的外部绕一层铜片，构成如图８３４所示的屏蔽带。该屏蔽带相当于短路环，能对泄

漏磁场起到抑制作用，屏蔽带应与功率开关管

（ＭＯＳＦＥＴ）的漏极端连通。对于由机内产生的干扰源，可视具体情况选用

低通滤波器、高通滤波器或有源滤波器。利用隔离

变压器或光耦合器实现信号隔离及阻抗变换。电子设备的 “地”有两种概念。一种是 “大

２９０　　特种集成电源设计与应用

图８３４　高频变

压器的屏蔽带

地”，即以大地作为零电位，将金属机壳或所选定的接地点通过地线

等接地装置与大地连通，这样能避免因外壳对地出现高电压而危及操

作人员的安全，起到保护作用。另一种是 “系统地”，它是将信号回

路中的导线或印制导线等参考导体设定成零电位，再把线路选定点或

选定区域与参考导体相连，其作用是为信号电压提供一个稳定的零电

位参考点。根据实际情况可单点接地，亦可多点接地；有时还允许浮

地，以减小地电流引起的电磁干扰。在设计开关电源电路时，必须将

信号地线与功率地线分开布置，最后在输出端汇合，以免影响稳压性

能。利用屏蔽既能防止外部干扰，又能限制机内电磁场的泄漏。常见的屏蔽有三种：电磁屏

蔽，静电屏蔽，磁屏蔽。其中，电磁屏蔽用于阻止高频电磁能量在空间的传输，一般选对电

磁波有明显衰减作用、导电性能良好的金属材料制成屏蔽层、屏蔽罩或屏蔽体。为加强屏蔽

效果，某些精密电子仪器还设计了双层屏蔽甚至三层屏蔽。磁屏蔽用于减小由于外部磁场的

变化而引起的感生电动势及感生电流。低频磁屏蔽一般用导磁性能良好的铁磁性物质制成。射频磁屏蔽则用金属导体制成，利用所产生的涡流散发出热量，将外部磁场干扰的能量消耗

掉。此外，还可利用磁介质电磁波吸收材料来吸收电磁波。此外，印制电路板的正确设计对减小电磁干扰也至关重要。以图５５７所示恒压／恒流式电池

充电器的印制板电路为例，由于ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ的源极引脚与Ｃ３、Ｃ４及Ｒ１一起接到印制板的覆铜区，因此必须考虑散热及减小电磁干扰的问题。为减小电磁干扰，ＬｉｎｋＳｗｉｔｃｈ应尽量远离交流输入端，Ｃ３要靠近控制端，还应尽量减小高频变压器一次侧回路所包围的面积。

四、电磁兼容性的测量

测量工作是对设备的电磁兼容性设计做出评价的重要依据。试验项目主要包括发射试验

（测量电子设备工作时向外辐射或传导发射出去的电磁能量、频率等），敏感度试验（测量电

子设备抑制外界电磁干扰的能力）。利用电磁屏蔽室可提供防止电磁干扰、净化电磁环境的

试验场所。电磁兼容性测量设备及其功能参见表８３３。所测量的无线电干扰电压、干扰电流和干

扰场强的总频率范围是９ｋＨｚ～１８ＧＨｚ。

表８３３电磁兼容性测量设备及其功能

分　类名　　　称测　量　功　能

测量设备

电磁干扰自动测试系统测量电磁干扰的各种参数及波形分析

电磁干扰分析仪对电磁干扰的幅度、发生率和持续时间进行自动分析

频谱分析仪和扫描接收机测量并分析１ｋＨｚ～１８ＧＨｚ频率范围内的干扰

峰值测量接收机测量９ｋＨｚ～１ＧＨｚ脉冲干扰的峰值

平均值接收机测量９ｋＨｚ～１ＧＨｚ窄带干扰的平均值

有效值接收机测量９ｋＨｚ～１ＧＨｚ干扰电压的有效值

音频干扰电压表测量２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ音频系统对噪声的抑制能力

辅助设备

人工电源网络将射频干扰电压耦合到测量接收机上

电流探头采用钳形变流器以非接触方式测量导线上的３０Ｈｚ～１ＧＨｚ干扰电流

电压探头测量电网中电源线对地之间的射频干扰电压

吸收式功率钳测量引线辐射的３０～１００ＭＨｚ干扰功率

天线接收１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚ的无线电干扰信号

耦合网络测量受实验设备对１５ｋＨｚ～１５０ＭＨｚ传导电流的抗扰度

横向电磁波室专门测量辐射功率的试验室

混响场专门测量总辐射功率的试验室

试验场测量３０ＭＨｚ～１ＧＨｚ频率范围内的无线电干扰场强的开阔试验场

第八章　开关电源测试技术　２９１　　

人工电源网络能向受试设备的端子提供一个规定的高频阻抗（例如５０Ω或１５０Ω），同

时将测量电路与无关射频干扰隔离开来，只把干扰电压耦合到测量仪中。专供测量家用电器

干扰电压用的人工电源网络如图８３５所示，其相线与地、中线与地之间的阻抗均为１５０Ω。Ｃ１～Ｃ６为输入端高频滤波电容，能减小电网上射频干扰的影响。人工电源网络需装在金属

屏蔽箱内，外壳接地，输出端经同轴电缆接干扰分析仪。首先将３Ｗ３Ｄ转换开关Ｓ（Ｓａ～Ｓｃ）拨至第１挡，不插入受试设备，测出电源线上的固有干扰电压，然后将Ｓ依次拨至第２挡、第３挡，分两次测出插入受试设备后的干扰电压，即可确定受试设备的干扰电压值。在

电磁兼容性名词术语中， “喀呖声” （ｃｌｉｃｋ）是指持续时间不超过某一规定值（通常为

２００ｍｓ）的断续干扰。例如在打开收音机电源时，即可听到扬声器发出的这种干扰声。一种

能测量 “喀呖声”的干扰分析仪电路框图如图８３６所示，干扰分析仪的接线方法参见图

８３７。干扰分析仪由干扰测量仪和存储示波器构成。

图８３５　测量家用电器干扰电压的人工电源网络

图８３６　干扰分析仪电路框图

２９２　　特种集成电源设计与应用

图８３７　干扰分析仪的接线方法

第四节　高频噪声模拟发生器的构造原理与应用

高频噪声模拟器的主要用途是给被试设备的工作电源叠加上干扰脉冲，进行设备抗电源

线干扰的试验。这里讲的 “高频”，是指输出波形中所含谐波成分的频率极高。下面介绍一

图８４１　ＥＮＳ２４ＸＡ型高频噪声

模拟发生器的外形图

种目前在国内外广泛应用的干扰模拟器———ＥＮＳ２４ＸＡ型高频噪声模拟发生器的原理与应

用。ＥＮＳ２４ＸＡ是由上海三基电子工业有限公

司生产的。一、高频噪声模拟器的性能特点

ＥＮＳ２４ＸＡ型高频噪声模拟发生器的外形

如图８４１所示。该仪器能输出５０～１０００ｎｓ正、负极性的矩形波（以５０ｎｓ为步长，脉冲上升时

间为０７～１ｎｓ），在５０Ω匹配的情况下，输出

脉冲幅度在０～２ｋＶ内连续可调。操作方式有

以下三种：手动（按一次按钮，产生一个脉

冲），自动（２０～８０Ｈｚ，可调节），与电源频率（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）保持同步。在与电源同步的

情况下，脉冲在电源波形上的相位在０°～３６０°范围内连续可调。内部单相电源耦合／退耦网

络的最大输出电流为１０Ａ。该仪器能模拟在接通或断开电感性负载时所产生的陡峭脉冲干

扰，用于评定电子设备抑制瞬态传导干扰的性能，并能定性地对电子设备系统内部的抗干扰

性能、局部辐射电磁场抗扰度以及系统的接地性能进行试验。ＥＮＳ２４ＸＡ型高频噪声模拟发生器的主要技术指标见表８４１。

表８４１ＥＮＳ２４ＸＡ型高频噪声模拟发生器主要技术指标

参　　数技　术　指　标脉冲宽度矩形脉冲５０～１０００ｎｓ（每步５０ｎｓ可调）

输出脉冲电压（连续可调）矩形脉冲０～２００Ｖ／０～２０００Ｖ两挡输出脉冲极性正或负

上升沿时间矩形波１ｎｓ× （１±１０％）

脉冲重复频率

手　动按　　钮

外触发ＴＴＬ电平、最大１００Ｈｚ内部可变频率触发约３０～１００Ｈｚ

电源同步触发５０Ｈｚ或６０Ｈｚ脉冲注入角度在与电源同步时为０°～３６０°连续可调

被试设备的电源容量ＡＣ单相２４０Ｖ，１０Ａ驱动电源ＡＣ２２０Ｖ或ＡＣ１００Ｖ，５０／６０Ｈｚ

外形尺寸（ｍｍ×ｍｍ×ｍｍ）４００×４３０×２５０（Ｄ×Ｗ×Ｈ）质量（ｋｇ）２０

第八章　开关电源测试技术　２９３　　

二、高频噪声模拟器的工作原理

１整机工作原理

高频噪声模拟器的电路框图如图８４２（ａ）、（ｂ）所示。（ａ）图为高压脉冲形成电路。它采用交流电源供电，一路电源经高压电源形成高压，另一路电源则通过直流电源去控制电

路。仪器的工作方式有手动和自动两种；触发方式分外触发、变周期触发和电源同步触发共

三种。触发频率、脉冲在电源波形上的相位以及极性，均可由人工设定或进行调整。图中的

５０ｎｓ、１００ｎｓ等线段代表了产生相应脉宽的延时电缆（即延迟线）。输出脉冲的宽度可通过

改变面板上延时电缆的接线方式来设定。

图８４２　高频噪声模拟器的电路框图

（ａ）高压脉冲形成电路；（ｂ）为被试设备提供电源电压

（ｂ）图所示电路用于为被试设备提供电源电压，可以是直流，也可以是交流。单相交

流电的最高电压为２４０Ｖ。（ｂ）图中脉冲注入电路的 “Ａ”、“Ｂ”两个端子，用来和（ａ）图

中的脉冲输出相连，以便有选择地将干扰脉冲加到电源线Ａ或Ｂ上。注入电路通过耦合电

容实现脉冲叠加。为避免影响其他设备的工作，还专门设计了退耦电路，可滤掉通往电网连

线上的脉冲。设定脉冲宽度的４种接线图如图８４３所示。使用时必须用电缆将 “ＤＣＯＵＴ”端接到

由５０ｎｓ、１００ｎｓ、２００ｎｓ、２５０ｎｓ和４００ｎｓ这些决定脉宽的组合延时电缆线的入口端。组合后

的延时电缆的最后一个输出端口则与 “ＰＵＬＳＥＩＮ”端相连。２脉冲形成原理

为了说明高频噪声模拟器的脉冲形成原理，可以把图８４２和图８４３的接线关系简化

成如图８４４（ａ）所示的等效电路，Ｕ代表高压电源的电压。准备状态是ＣＳ已充电结束，作为延迟线使用的电缆线分布电容也被充电到Ｕ。在水银开关闭合的瞬间，由于负载电阻

２９４　　特种集成电源设计与应用

图８４３　设定脉冲宽度的４种接线图

（ａ）５０ｎｓ矩形波；（ｂ）３５０ｎｓ矩形波；

（ｃ）１μｓ矩形波；（ｄ）１μｓ三角波

ＲＬ（５０Ω）与延时电缆的阻抗（Ｚ）相等，在ＲＬ上得到的电压将是＋Ｕ／２。与此同

时，由于回路阻抗发生突变，有一部分能

量（其电压幅值是＋Ｕ／２）就以电磁波的

形式经过延时电缆向高压电源方向反射。反射波经过时间τ 后，到达电阻ＲＣ（１７０ｋΩ）处，由于ＲＣ的电阻值远大于电

缆线的阻抗，因此会形成二次反射，二次

反射波就以－Ｕ／２的幅值向负载方向反射，负号表示相位相反。再经过时间τ后，二

次反射波到达负载，正好和原来的＋Ｕ／２相叠加，形成一个如（ｂ）图所示的完整

的矩形波，其脉冲宽度就等于电磁波在延

迟线上两次反射的总时间（２τ）。综上所述，改变延时电缆的长度能调节

高频噪声模拟器的输出矩形波脉冲的宽度；当负载电阻与电缆阻抗不匹配时，会引起波

形的多次反射而造成失真，输出波形就不再

是矩形波。三、高频噪声模拟器的典型应用

利用高频噪声模拟器可对被试设备进

行抗扰度试验，试验方法如下。１设备电源线的抗扰度试验

设备电源线的抗扰度试验要通过专门的电源线耦合／退耦网络来进行，电路如图８４５所示。耦合／退耦网络采用５０Ω同轴电缆输出，电缆长度为２ｍ。

图８４４　高频噪声模拟器脉冲形成原理（ａ）等效电路；（ｂ）所形成的矩形波

图８４５　电源线耦合／退耦网络

第八章　开关电源测试技术　２９５　　

图８４６　共模干扰与串模干扰

（ａ）共模干扰；（ｂ）串模干扰

共模干扰是指电源线对地线，或中性线

对地线之间的干扰。对三相交流电来讲，共

模干扰存在于任何一相与地线之间。共模干

扰的特点如图８４６（ａ）所示，ＵＣＭ表示载

流导体与大地之间的共模电压，ＩＣＭ表示共模

电流。串模干扰则存在于电源相线和中线之

间（对三相交流电而言，还存在于各相线之

间），如图８４６（ｂ）所示。ＵＤＭ表示各载流

导体之间的串模电压，ＩＤＭ表示串模电流。利用高频噪声模拟器做共模试验时，耦合／退耦网络输出电缆的两根芯线分别接被试设

备的电源输入端，输出电缆的屏蔽层接参考接地板（注意，要低阻抗连接，接线要尽量短）。被试设备的接地端子也要用短而粗的导线以低阻抗方式与参考接地板接在一起。该高频噪声

模拟器的外壳接大地，脉冲注入线Ａ、Ｂ分别通过耦合电容ＣＳ１和ＣＳ２接电源线，而注入线的

屏蔽层接机壳，因此，加在电源线上的脉冲实际上是相对于机壳的，也就是相对于大地的，所以该电路是用来做共模试验的。

做差模试验时需要测量线与线之间的干扰。为此可以把同轴电缆的屏蔽层接到Ａ、Ｂ两

根线中未注入脉冲的那根线。例如，在试验时若把脉冲注入了Ａ线，那么就必须把同轴电

缆的屏蔽层接到Ｂ线。注意，严禁将屏蔽层接到Ａ线，否则脉冲会被短路。被接电缆最好

是电源线的中线，以避免耦合／退耦网络的外壳带电，对试验人员造成危险。基于上述原因，在做差模试验时，干扰脉冲应注入电源的相线。这样，电缆屏蔽层就可以和电源的地线接在

一起，试验就不会发生任何危险了。如果无法确定电源的相线，就应将耦合／退耦网络的外

壳浮地，否则，若将屏蔽层接到相线上，再将耦合／退耦网络接大地，会造成电源短路。最

安全的方法是在市电与耦合／退耦网络之间增加一只隔离变压器。２局部辐射电磁场抗扰度试验

图８４７　用高频噪声模拟器

做局部辐射电磁场抗扰度试验

该试验用来模拟辐射电磁场的干扰，试

验方法如图８４７所示。试验时干扰信号从高

频噪声模拟器的脉冲输出端经过５０Ω同轴电

缆输出，电缆长度仍为２ｍ。用硬导线将电

缆线终端处的芯线与外层铜网短路，短路导

线被弯成３～５ｃｍ的短路环。短路环的作用

是代替发射天线，将高频噪声模拟器的电压

脉冲转换成电流脉冲，并将电磁能量集中在

圆环中央，以便对被试设备形成干扰。当被试设备（或线路板）处于正常工作状态时，将短路环逐渐靠近被试设备，使短路环构成的平面与被试设备保持平行，然后逐渐增大

高频噪声模拟器的输出幅度。观察辐射电磁波对被试设备工作的干扰，是否影响被试设

备的正常显示或造成误动作。试验中，要让短路环慢慢地移近被试设备，以确定被试设

备对干扰最敏感的部位。需用指出的是，上述各项试验波形中包含很高的谐波分量，试验条件十分严酷。由于脉

冲经传输电缆输出而被短路，为防止水银开关因通过高压、大电流而过载，试验电压不宜取

得太高，一般应在几百伏以下。此外，水银开关是一个易损件，在暂停试验时高频噪声模拟

２９６　　特种集成电源设计与应用

图８４８　高频噪声模拟器接不同负载时的输出波形

（ａ）接５０Ω终端；（ｂ）接普通电子负载；（ｃ）接带长导线的５０Ω固定电阻；（ｄ）接

无负载的电源变换器（扫描时间长）；（ｅ）接无负载的电源变换器（扫描时

间短）；（ｆ）“ＬＩＮＥＯＵＴ”端开路

器不要在高电压下工作。３代替脉冲群发生器

高频噪声模拟器与脉冲群发生器属于两种

不同的仪器，二者的输出波形不同（一个是矩

形波，另一个是５ｎｓ／５０ｎｓ的三角波）；而且高

频噪声模拟器的脉冲在时间上是均匀分布的；而脉冲群则是成群出现的。但在某些情况下也

可以用高频噪声模拟器来代替脉冲群发生器，做设备电源线和信号线的抗扰度试验。需要指

出的是，高频噪声模拟器输出的２ｋＶ脉冲和脉

冲群发生器的４ｋＶ脉冲是相当的。这是由于前

者是在５０Ω匹配负载测得的（高频噪声模拟器

的内阻抗也是５０Ω），因此高频噪声模拟器的内

部电容上的电压实际为４ｋＶ。而脉冲群发生器

的内阻是５０Ω，当电压为４ｋＶ，用５０Ω匹配负

载测得的脉冲也是２ｋＶ。４观察输出波形

用实时扫描示波器，按以下步骤观察波形：（１）给 “ＰＵＬＳＥＯＵＴ”端或 “ＬＩＮＥ

ＯＵＴ”端接上５０Ω负载阻抗，将示波器探头接

在电阻两端观察波形（只允许观察×０１挡的

输出脉冲，否则需要专用的衰减器和匹配器）。（２）若只需检测是否有脉冲输出，亦可选

用１０ＭＨｚ以上的高频示波器。（３）高频噪声模拟器接不同负载时的输出

波形，分别如图８４８（ａ）～（ｆ）所示。

第五节　利用示波器检测高频变压器磁饱和的方法

高频变压器是隔离式开关电源中的一个重要部件，高频变压器的设计也是开关电源的一

项关键技术。在实际应用中，经常因为高频变压器设计不合理或制作工艺不佳而损坏开关电

源。究其原因，高频变压器磁饱和是造成故障的重要成因。下面介绍利用示波器检测高频变

压器磁饱和的简便方法，可供读者参考。一、高频变压器磁饱和特性及其对开关电源的危害

１高频变压器磁饱和特性

在铁磁性材料被磁化的过程中，磁感应强度Ｂ首先随外部磁场强度Ｈ的增加而不断增

强；但是当Ｈ超过一定数值时，磁感应强度Ｂ就趋近于某一个固定值，达到磁饱和状态。典型的磁化曲线如图８５１所示，当Ｂ≈ＢＰ时就进入临界饱和区，当Ｂ≈ＢＯ时就到达磁饱和

区。对开关电源而言，当高频变压器内的磁通量（Φ＝ＢＳ）不随外界磁场强度的增大而显著

第八章　开关电源测试技术　２９７　　

图８５１　铁磁性材料的磁化曲线

变化时，称之为磁饱和状态。因磁场强度Ｈ变化时磁感应强

度Ｂ变化很小，故磁导率显著降低，磁导率μ＝ΔＢ／ΔＨ。此

时一次绕组的电感量ＬＰ也明显降低。由图８５１可见，磁导率

就等于磁化曲线的斜率，但由于磁化曲线是非线性的，因此μ并不是一个常数。２磁饱和对开关电源的危害性

为便于说明磁饱和对开关电源的危害性，下面首先介绍开

关电源的基本工作原理。开关电源的种类很多，以ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ系列单片开关电源为例，其基本原理如图８５２所示，它属于

反激式开关电源。高频变压器在电路中具有储存能量、隔离输出和电压变换这三大功能。由

图可见，高频变压器一次绕组ＮＰ的极性恰好与二次绕组ＮＳ、反馈绕组ＮＦ的极性相反。这

表明在ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ导通时，电能就以磁场能量形式储存在一次绕组中，此时输出整流管

ＶＤ２截止。当ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ截止时，ＶＤ２导通，能量传输给二次侧，此即反激式开关电源的

特点。图中，ＢＲ为整流桥，ＣＩＮ为输入端滤波电容。ＣＯＵＴ为输出端滤波电容。交流电压ｕ经

图８５２　ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ系列单片

开关电源的基本原理

过整流滤波后得到直流高压ＵＩ，经一次绕

组加至ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的漏极上。在ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ关断时刻，由高频变压器漏感（即漏磁产生的自感）产生的尖峰电压ＵＬ与

直流高压ＵＩ和感应电压ＵＯＲ相叠加后，加

至内部功率开关管ＭＯＳＦＥＴ的漏极上，可能超过ＭＯＳＦＥＴ的击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＤＳ而

图８５３　ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ导通时的电位分布

损坏芯片（ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的Ｕ（ＢＲ）ＤＳ为

７００Ｖ）。ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ导通时的电位分布如

图８５３所示。为此，应在一次绕组两端

增加漏极钳位保护电路，对尖峰电压进行

钳位或者吸收，使得（ＵＩ＋ＵＯＲ＋ＵＬ）＜Ｕ（ＢＲ）ＤＳ。

由瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）和超快恢复二极管（ＳＲＤ）可组成ＴＶＳ、ＳＲＤ型钳位电路。ＴＶＳ的反向击穿电压ＵＢ即称为钳位电压。ＶＤ１亦称阻塞二极管。此外，还可由阻容元件和

超快恢复二极管组成的Ｒ、Ｃ、ＳＲＤ型钳位电路，或者由阻容元件构成ＲＣ型吸收回路。其

中，以ＴＶＳ、ＳＲＤ型钳位电路的保护效

果最佳，它能充分发挥ＴＶＳ响应速度极

快、可承受瞬态高能量脉冲之优点。该电源采用配稳压管的光耦反馈电

路。反馈绕组电压经过ＶＤ３、ＣＦ整流滤波

后获得反馈电压ＵＦＢ，经光耦合器（简称

光耦）中的光敏三极管给ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的

控制端提供偏压。ＣＴ为控制端Ｃ的旁路电

容。设稳压管ＶＤＺ２的稳定电压为ＵＺ２，限流电阻Ｒ１两端的压降为ＵＲ，光耦合器

２９８　　特种集成电源设计与应用

中ＬＥＤ发光二极管的正向压降为ＵＦ，输出电压ＵＯ由下式确定

ＵＯ＝ＵＺ２＋ＵＦ＋ＵＲ（８５１）

该电源的稳压原理简述如下：当由于某种原因（如交流电压升高或负载变轻）致使ＵＯ升高时，因ＵＺ２不变，故ＵＦ就随之升高，使ＬＥＤ的工作电流ＩＦ增大，再通过光耦合器使

ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的控制端电流ＩＣ增大。但因ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的输出占空比Ｄ与ＩＣ成反比，故Ｄ减

小，这就迫使ＵＯ降低，达到稳压目的。反之，ＵＯ↓→ＵＦ↓→ＩＦ↓→ＩＣ↓→Ｄ↑→ＵＯ↑，同

样起到稳压作用。由此可见，反馈电路正是通过调节ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ的占空比，使输出电压达

到稳定的。一旦发生磁饱和，对开关电源的危害性极大，轻则使元器件过热，重则会损坏元器件。

在磁饱和时，一次绕组的电感量ＬＰ明显降低，以至于一次绕组的直流电阻（铜阻）和内部

功率开关管ＭＯＳＦＥＴ的功耗迅速增加，导致一次侧电流急剧增大，有可能ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ内

部的限流电路还来不及保护，ＭＯＳＦＥＴ就已经损坏。发生磁饱和故障时主要表现在：①高

频变压器很烫，ＴＯＰＳｗｉｔｃｈ芯片过热；②当负载加重时输出电压迅速跌落，达不到设计输

出功率。防止高频变压器磁饱和的方法很多，主要是适当减小一次绕组的电感量ＬＰ。此外，尽

量选择尺寸较大的磁心并且给磁心留出一定的气隙宽度δ，也能防止磁心进入磁饱和状态。

图８５４　检测磁饱和的方法

二、利用示波器检测高频变压器磁饱

和的方法

在业余条件下，检测高频变压器是否

磁饱和比较困难。作者在实践过程中总结

出一种简便有效的方法，即测量一次绕组

的电流斜率是否有突变，若有突变，则证

明已经发生磁饱和了。检测磁饱和的方法

如图８５４所示。首先由方波信号发生器产生１～３ｋＨｚ的方波信号，然后经过带过电流保护

的交流功率放大器输出±１０～２０Ｖ、±１０Ａ以内的功率信号，再通过一次绕组加到取样电阻

Ｒ０上，最后利用示波器来观测Ｒ０上的电压波形。Ｒ０可选０１Ω、２Ｗ的精密线绕电阻。

图８５５　两种波形的对应关系

（ａ）施加固定的直流电压时理想电感的电流波形；

（ｂ）施加方波电压时电感的电流波形

对于一个理想电感，当施加固定

的直流电压时，其电流ｉ随时间ｔ变化

的波形如图８５５（ａ）所示。在小电

流情况下，可认为ｉ是线性变化的。（ｂ）图则是给电感施加方波电压ＵＯ时

所对应的电流波形。当方波输出为正

半周时（例如在ｔ２→ｔ３阶段，这对应于

功率开关管的导通阶段），电感电流线

性地上升到Ａ点；当方波输出为负半

周时（例如在ｔ３→ｔ４阶段，这对应于功

率开关管的关断阶段），电感电流线性地下降到Ｂ点。由于在降低过程和升高过程中电流波

形的斜率是相同的，因此最终形成了对称的三角波。未发生磁饱和时，利用示波器从Ｒ０上观察到的电压波形ＵＲ０应为三角波电压。若观察到

第八章　开关电源测试技术　２９９　　

图８５６　三种波形的比较

（ａ）未发生磁饱和时的波形；（ｂ）临界磁

饱和波形；（ｃ）磁饱和波形

的ＵＲ０波形在顶端出现很小的尖峰电压，则证明一次绕组

的电流斜率开始发生突变，由此判断高频变压器达到临

界磁饱和区。若尖峰电压较高，就意味着电流斜率发生

明显的突变，高频变压器已进入磁饱和区。未发生磁饱

和时的波形、临界磁饱和波形和磁饱和波形的比较，如

图８５６所示。上述方法具有以下特点：①能够模拟高频变压器是

否发生磁饱和；②利用低压、大电流来检测临界磁饱和

点，功率放大器输出能自动限定最大输出功率；③高频

变压器不需要接任何外围元器件，操作简便，安全性好；

④一次侧电流ｉ的上升速率较低，便于进行观察与操作。作者曾实测过某单片开关电源的临界磁饱和电流，

测试数据详见表８５１。从中可总结出以下规律：①使用

同一型号的磁心时，一次绕组的匝数愈少，其电感量愈

小，临界磁饱和电流愈大，这是因为磁场强度（Ｈ）与

一次绕组的匝数和一次测峰值电流的乘积（ＮＰ·ＩＰ）成

正比，所以当ＩＰ不变时，ＮＰ↓→Ｈ↓，就不容易引起磁

芯饱和；②在同样的输出功率下，选择尺寸较大的磁心

能获得较大的临界磁饱和电流。

表８５１测试临界磁饱和电流的数据

磁心型号Ｅ３０Ｅ３３Ｅ４０ＥＩ２５ＥＩ４０

一次绕组的匝数（Ｔ）６５４５５６３３５１１７７３４

临界磁饱和电流（Ａ）１９２２９２２５４０５２１１０４７５

最后需要指出的是，高频变压器的临界磁饱和电流应大于开关电源的极限电流值ＩＬＩＭＩＴ，以避免开关电源在过电流保护之前高频变压器就已进入磁饱和状态。

第六节　单片开关电源的波形测试及分析

下面以ＴＯＰ２２７Ｙ构成的１２Ｖ、６０Ｗ开关电源模块为例，介绍单片开关电源的波形测试

及分析方法。一、被测单片开关电源的典型电路

被测单片开关电源的典型电路如图８６１所示，其输出为＋１２Ｖ、５Ａ，额定输出功率为

６０Ｗ。它属于光耦反馈式精密开关电源，电路中共使用三片集成电路：ＩＣ１（ＴＯＰ２２７Ｙ型单

片开关电源集成电路），ＩＣ２（ＰＣ８１７Ａ型线性光耦合器），ＩＣ３（ＴＬ４３１型可调式精密并联稳

压器）。８５～２６５Ｖ的交流电源ｕ首先经过２Ａ熔丝管（ＦＵ）、ＥＭＩ滤波器（Ｃ６、Ｌ２），再通

过整流桥（ＢＲ）和滤波电容（Ｃ１）产生直流高压ＵＩ，接高频变压器的一次绕组。Ｌ２为共模

扼流圈，能减小由一次绕组接Ｄ端的高压开关波形所产生的共模泄漏电流。Ｒ８为限流电阻，刚开机时可限制Ｃ１的充电电流。一次侧钳位保护电路由瞬态电压抑制器（ＴＶＳ，ＶＤＺ１）和

阻塞二极管（ＶＤ１）构成，可将漏感产生的尖峰电压钳位到安全值。ＶＤＺ１采用反向击穿电

３００　　特种集成电源设计与应用

图８６１　被测单片开关电源的典型电路

压为２００Ｖ的瞬态电压抑制器Ｐ６ＫＥ２００，ＶＤ１选用ＢＹＶ２６Ｃ型２３Ａ／６００Ｖ的超快恢复二极

管。二次绕组电压通过ＶＤ２、Ｃ２、Ｌ１和Ｃ３整流滤波，获得１２Ｖ输出电压ＵＯ。ＲＴＮ为输出

电压的返回端。Ｒ９和Ｃ９用来抑制ＶＤ２上的高频衰减振荡。Ｒ６为＋１２Ｖ输出的最小负载，用

于提高轻载时的电压调整率。Ｃ７为安全电容，能滤除由一次侧、二次侧所产生的共模干扰。Ｒ７和Ｒ１０均为泄放电阻（亦可不用）。

外部误差放大器由ＴＬ４３１组成。当＋１２Ｖ输出电压升高时，经Ｒ４、Ｒ５分压后得到的取

样电压，就与ＴＬ４３１中的２５Ｖ带隙基准电压ＵＲＥＦ进行比较，使阴极Ｋ的电位降低，光耦

合器中ＬＥＤ的工作电流ＩＦ增大，再通过ＩＣ２使控制端电流ＩＣ增大，ＴＯＰ２２７Ｙ的输出占空比

减小，使ＵＯ维持不变，从而达到了稳压目的。＋１２Ｖ稳压值是由ＴＬ４３１的基准电压

（ＵＲＥＦ）、Ｒ４、Ｒ５的分压比来确定的。Ｒ１为ＬＥＤ的限流电阻。Ｃ８为频率补偿电容。反馈绕组

电压经ＶＤ３和Ｃ４整流滤波后，供给ＴＯＰ２２７Ｙ所需偏压。Ｃ５为控制端的旁路电容，它不仅

能滤除控制端上的尖峰电压，还决定自动重启动频率，并与Ｒ３一起对控制环路进行补偿。高频变压器的一次绕组ＮＰ采用０４５ｍｍ的漆包线绕３３匝，二次绕组ＮＳ采用８股

０４５ｍｍ的漆包线并绕３５匝，反馈绕组ＮＦ用０３ｍｍ的漆包线绕４匝。实测一次绕组的

电感量ＬＰ＝４６０μＨ，最大漏感量ＬＰ０＝７９３μＨ。二、测量开关电源的启动特性

１开关电源的启动特性

刚启动电路时，由ＴＯＰ２２７Ｙ内部的高压电流源提供控制端电流ＩＣ，以便给控制电路供

电并且对Ｃ５进行充电。正常启动波形如图８６２（ａ）所示。图中，ＵＣ为控制端电压，ＵＤ为

漏极电压。当ＵＣ首次达到５７Ｖ时高压电流源被关断，ＴＯＰ２２７Ｙ中的脉宽调制器和ＭＯＳＦＥＴ功率管就开始工作。此后，ＩＣ改由反馈电路提供。当加到控制端的反馈电流超过所需

电流值时，就通过内部并联调整器进行分流，确保ＵＣ＝５７Ｖ（典型值）。

第八章　开关电源测试技术　３０１　　

图８６２　启动波形

（ａ）正常启动波形；（ｂ）自动重启动波形

ＴＯＰ２２７Ｙ具有自动重启动功能，一旦

输出过载或控制环路发生开路故障，使得

外部电流无法流入控制端，就放电到

４７Ｖ，使自动重启动电路开始工作，将内

部ＭＯＳＦＥＴ功率管关断，可起到保护作

用。若故障已排除，就返回正常工作模式。自动重启动电路中有一个８分频器（÷８），能防止ＭＯＳＦＥＴ在控制端旁路电容ＣＴ的８个充放电周期之前误导通。与此同时，该

分频器还可将占空比减小到５％（典型值），使芯片功耗显著降低。当Ｃ５＝４７μＦ时，自

动重启动的频率为１２Ｈｚ，周期为０８３ｓ。在自动重启动时则通过控制高压电流源的

通断，使ＵＣ保持在４７～５７Ｖ范围内，参

见图８６２（ｂ）。ＩＣＤ１、ＩＣＤ２分别为ＭＯＳＦＥＴ功率管在导通、关断时由控制端所提

供的放电电流值。２测量启动特性

首先调整负载电阻，使输出电流ＩＯ＝１５Ａ，实测当ｕ＝６０Ｖ时开始启动，并且在ｕ≈７０Ｖ时能输出稳定电压ＵＯ。然后调整负载电阻，使ＩＯ＝４Ａ，测得当ｕ＝６９Ｖ时开始启动，并且在ｕ≈８０Ｖ时ＵＯ达到稳定。再调整负载电阻，使ＩＯ＝５３８Ａ＞ＩＯＭ＝５Ａ，测得当ｕ＝８０Ｖ时开始启动，且在ｕ≈９０Ｖ时ＵＯ达到稳定。从中可以看出，在正常情况下启动电压随

ＩＯ的增大而升高。输出电流ＩＯ与启动电压ｕ的对应关系见表８６１。若ｕ低于启动电压，开

关电源就处于自动重启动状态，无输出电压，并伴有音频尖叫声。

表８６１输出电流ＩＯ与启动电压ｕ的对应关系

输出电流ＩＯ（Ａ）１５４５５３８８１３

启动电压ｕ（Ｖ，ＡＣ）６０６９７６８０１００２４０

实测当ＩＯ＝５３８Ａ时，已超过最大输出电流ＩＯＭ（５Ａ），此时开关电源已略微过载，此

时瞬态电压抑制器ＶＤＺ１很热，温度超过１００℃ （向ＶＤＺ１的一个引脚上洒一滴水，很快便

蒸发掉了）。当ＩＯ＝１３Ａ时，仅当ｕ＞２４０Ｖ时才能正常启动。当ＩＯ＝９Ａ时开关电源过载，只要ｕ＜

１１０Ｖ，即可听到周期约为０８ｓ的音频尖叫声，由此证明开关电源处于自动重启动状态。三、测量一次侧的电压／电流波形

为保证测试的安全性，在被测开关电源与电网之间必须加隔离变压器，实际测量时采用

２００ＶＡ、２２０Ｖ／２２０Ｖ的隔离变压器。１测量一次侧电压波形

当ｕ＝１５０Ｖ、ＩＯ＝１５Ａ时，将示波器的两个输入探头分别接在ＴＯＰ２２７Ｙ的漏极（Ｄ）与一次侧的公共端之间。实测一次侧的电压波形如图８６３所示。其最高电压幅度为４３５Ｖ，远低于ＴＯＰ２２７Ｙ内部ＭＯＳＦＥＴ功率管的漏源击穿电压Ｕ（ＢＲ）ＤＳ（Ｕ（ＢＲ）ＤＳ≥７００Ｖ）。因此开

３０２　　特种集成电源设计与应用

图８６３　一次侧的电压波形

关电源可以安全地工作。采用日本岩琦公司生产的带ＣＲＴ显示

的ＳＳ７８０２型示波器。将示波器的两个输入

探头并联在瞬态电压抑制器（ＴＶＳ）两端，测量ＴＶＳ两端的电压波形如图８６４所示。２测量一次侧钳位电路中尖峰电流的波

形

测量一次侧钳位电路中尖峰电流的方法

是首先在ＶＤＺ１上串联一只１Ω、１Ｗ的取样

电阻ＲＳ１，然后测取样电阻两端的压降ＵＲ１，再根据欧姆定律求出尖峰电流ＩＪ＝ＵＲ１／ＲＳ１。当ｕ＝１５０Ｖ、ＩＯ＝１１５Ａ时，ＵＲＩ＝０５７Ｖ，因

图８６４　ＴＶＳ两端的电压波形

此ＩＪ＝０５７Ａ。用示波器测量

尖峰电流的波形如图８６５所

示。实验还表明，当ｕ降低

时，尖峰电流会增大；当ｕ升高时，尖峰电流会减小。需要指出，由于一次侧的阻

抗较高，即使ＲＳ１阻值稍大些

也不影响测量。３测量不连续模式下的一次侧峰值电流波形

测量一次侧峰值电流的方法是在直流高压ＵＩ的进线端串联一只０５Ω、１Ｗ的取样电阻

图８６５　一次侧尖峰电流的波形

ＲＳ２，通过测量其压降来求出一次侧峰

值电流。当ｕ＝１５０Ｖ、ＩＯ＝１１６Ａ时，将示波器的两个输入探头接ＲＳ２的两

端，实测一次侧的峰值电流波形如图

８６６所示。在ＭＯＳＦＥＴ功率管导通

期间（导通时间ｔＯＮ＝１７４μｓ），ΔＵ１＝０３８６Ｖ，ＩＰ１＝０７７２Ａ，在ＭＯＳＦＥＴ

功率管关断期间（关断时间ｔＯＦＦ＝９７６μｓ），ΔＵ２＝０１６９Ｖ，ＩＰ２＝０３３８Ａ。由图可见，在每

个开关周期内开关电流都是从零开始的，电流呈不连续状态，由此判断开关电源在上述情况

下均工作在不连续模式。

图８６６　一次侧的峰值电流波形（不连续模式）

实验还表明，当ｕ＝２６０Ｖ时，ｔＯＮ＝０９６μｓ；当ｕ＝６０Ｖ时，ｔＯＮ在４７４～５６２μｓ之间变

第八章　开关电源测试技术　３０３　　

化，此时输出电压不稳定。仅当ｕ＞８０Ｖ后，ＵＯ才稳定不变。分析：（１）因为负载没有变化，所以开关电源的输出功率也不会发生变化。从能量传输的角度

看，不论交流输入电压ｕ是高还是低，只要ＩＰ未变，最终由高频变压器储存的能量值（Ｅ＝Ｉ２ＰＬＰ）是相同的。

（２）ｕ越低，一次侧电流的上升率越小，达到额定峰值电流的时间越长，ＴＯＰ２２７Ｙ的

输出占空比就越大。反之亦然。

图８６７　一次侧的峰值电流波形（连续模式）

４测量连续模式下的一次侧峰

值电流波形

调整负载电阻，使ＩＯ＝６２４Ａ时，测得 ΔＵ１＝０９１Ｖ，ＩＰ１＝１８２Ａ；ΔＵ２＝０５５８Ｖ，ＩＰ２＝１１２Ａ。用示波器测量一次侧峰值

电流的波形如图８６７所示。因为在

每个开关周期内开关内电流都是从

非零值开始的，由此可判断此时开关电源工作在连续模式。进一步观察得知，当ｕ＞２３０Ｖ时，开关电源又转入不连续模式。分析：（１）当交流输入电压不变而负载电流出现大范围变化时，可引起工作模式的改变。（２）当负载不变而交流输入电压发生较大范围变化时，也可引起工作模式的改变。（３）连续模式是由于在逆程时高频变压器储存的能量没有完全释放掉而造成的。尽管释

放能量的斜率基本保持不变，但因放电时间明显缩短，使一次侧电流未通过零点，致使部分

能量来不及释放。四、测量二次侧的电压／电流波形

１测量二次侧的电压波形

测量二次侧的电压波形如图８６８所示。２测量二次侧的电流波形

图８６８　二次侧的电压波形

测量二次侧电流的方法是在输出

整流管ＶＤ２上串联一只０１５Ω、８Ｗ的取样电阻ＲＳ３，通过测量其压降来求

出二次侧电流ＩＳ。当ｕ＝１５０Ｖ、ＩＯ＝１５４Ａ时，先不接Ｒ９、Ｃ９，用示波器

测量二次侧的电流波形如图８６９所

示；再接上Ｒ９、Ｃ９时，二次侧的电流

波形如图８６１０所示。由此可见，接

上Ｒ９、Ｃ９后，能明显抑制二次侧的高

频振荡。另外观测到，接上Ｒ９、Ｃ９还能减小一次侧的尖峰电压。实验表明，二次侧的电流

波形不随交流输入电压而改变，但是当ｕ降至６０Ｖ左右时开始出现音频啸叫声，二次侧电

流变化较大，证明此时开关电源的工作状态已接近于连续模式。需要说明的是，二次侧的阻

抗很低，Ｒ２的阻值愈小愈好，这是因为二次侧取样电阻过大，不仅会增加二次侧的功耗，

３０４　　特种集成电源设计与应用

还使一次侧的反峰电压升高，钳位电路的损耗也会增大。

图８６９　二次侧的电流波形（不接Ｒ９、Ｃ９）

图８６１０　二次侧的电流波形（接上Ｒ９、Ｃ９）

参考文献　３０５　　

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公司、ＰＩ公司、ＭＡＸＩＭ公司、Ｐｈｉｌｉｐｓ公司、Ｏｎｓｅｍｉ公司、Ｖｉｃｏｒ公司产品资料，２００１１～２００６２９　ＳｈａＺｈａｎｙｏｕ，ＬｉＣｈｕｎｍｉｎｇ，ＷａｎｇＸｉａｏｊｕｎＴｈｅＴｅｓｔＴｅｃｈｎｏｌｏｇｙｏｆＳｉｎｇｌｅｃｈｉｐＳｗｉｔｃｈｉｎｇＰｏｗｅｒ，ＩＣＥＭＩ２００１，ＩＳＴＰ收录

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