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COMITÉ CONSULTATIF INTERNATIONAL TÉLÉGRAPHIQUE ET TÉLÉPHONIQUE

(C.C.I.T.T.)

IIIe ASSEMBLÉE PLÉNIÈREGENÈVE, 1964

LIVRE ROUGETOME V bis

Qualité de transmission téléphonique, réseaux locaux et appareils téléphoniques

AVIS DE LA SÉRIE P

QUESTIONS DE LA COMMISSION XIÏ

Publié parL’UNION INTERNATIONALE DES TÉLÉCOMMUNICATIONS

1965

COMITÉ CONSULTATIF INTERNATIONAL TÉLÉGRAPHIQUE ET TÉLÉPHONIQUE

(C.C.I.T.T.)

IIIe ASSEMBLÉE PLÉNIÈREGENÈVE, 1964

LIVRE ROUGETOME V bis

Qualité de transmission téléphonique, réseaux locaux et appareils téléphoniques

AVIS DE LA SÉRIE P

QUESTIONS DE LA COMMISSION XII

Publié parL ’U N IO N INTERNATIONALE DES TÉLÉCOM M UNICATIONS

1965

CONTENU DES LIVRES DU C.C.I.T.T. EN VIGUEUR APRÈS LA TROISIÈME ASSEMBLÉE PLÉNIÈRE (1964)

A. LIVRE ROUGE

Tome V — Avis (série P) et questions (Commission XII) relatifs à la qualité de la transmission téléphonique et aux appareils téléphoniques.

Tome V bis — Additions et modifications aux textes du tome V à la suite de la IIIe Assemblée plénière.

B. LIVRE BLEU

Tome I — Procès-verbaux et rapports de la IIIe Assemblée plénière du C.C.I.T.T.— Résolutions et vœux émis par le C.C.I.T.T.— Tableau général des Commissions et des Groupes de travail pour la période

1964-1968.— Tableau récapitulatif des questions à l ’étude pendant la période 1964-1968.— Texte des avis (série A) relatifs à l ’organisation des travaux du C.C.I.T.T.— Texte des avis (série B) et des questions (Commission VII) relatifs aux moyens

d ’expression.

Tome II — Avis (série D) et questions (Commission III) relatifs à la location des circuits.— Avis (série E) et questions (Commission II) relatifs à l ’exploitation et la tarifi­

cation téléphoniques.— Avis (série F) et questions (Commission I) relatifs à l ’exploitation et la ratifi­

cation télégraphiques.

Tome m — Avis (séries G, H, J) et questions (Commissions XV, XVI et C) relatifs à la trans­mission sur les lignes.

Tome IV — Avis (séries M et N) et questions (Commission IV) relatifs à la maintenance deslignes des circuits et des chaînes de circuits internationaux.

Tome VI — Avis (série Q) et questions (Commissions XI, X III et B) relatifs à la signalisation et à la com mutation téléphoniques.

Tome VII — Avis (séries R, S, T, U) et questions (Commissions VIII, IX, X, XIV) relatifs à la technique télégraphique.

Tome V m — Avis (série V) et questions (Commission A) relatifs aux transmissions de données.

Tome IX — Avis (série K) et questions (Commission V) relatifs à la protection contre les perturbations.

— Avis (série L) et questions (Commission VI) relatifs à la protection des enveloppes de câbles et des poteaux.

Chaque tome contient, pour son domaine, les extraits des contributions reçues qu’il a été reconnu utile de publier en raison de leur intérêt.

AVERTISSEMENT

Le présent ouvrage modifie et complète le tome V du Livre Rouge (New Delhi, 1960). La table récapitulative ci-après indique les textes qui restent en vigueur dans le tome V 1 et sert en même temps de table des matières au tome V bis.

On a indiqué (après le titre des avis ou annexes) s’il s’agissait de textes nouveaux approu­vés par l ’Assemblée plénière de Genève, 1964, ou de textes modifiés à la même époque. Les textes qui ne portent pas une telle indication remontent au moins à l ’Assemblée plénière de New Delhi, 1960, où le tome V a été divisé en avis numérotés; toutefois, certains de ces textes peuvent être encore plus anciens.

1 Sous réserve des corrections matérielles indiquées dans le Corrigendum au tome V qui se trouve à la fin du présent ouvrage.

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PAGE LAISSEE EN BLANC INTENTIONNELLEMENT

TABLE RÉCAPITULATIVE DES TOMES V ET V BIS DU LIVRE ROUGE DU C.C.I.T.T.

Qualité de la transmission téléphonique; installations et réseaux locaux téléphoniques

l re Partie — Avis de la série P

Qualité de la transmission téléphonique; installations et réseaux locaux téléphoniques

S e c t io n 1

Recommandations générales relatives à la qualité de transmission d’une communication téléphonique internationale complète

Tom e Tom e V V bis

Avis Pages Pages

P. 11 Equivalents de ré fé re n c e .................................................................................................. 11A. D éfin ition ...................................................................................................................... 11B. Equivalents de référence m axim aux........................................................................... 12C. Equivalents de référence m in im aux ........................................................................... 15D. Détermination des équivalents de référence d ’un système national........................ 16

P. 12 Affaiblissement équivalent pour la netteté (A.E.N.)......................................................... 16A. Définition .......................................................................................... ... 17B. Calcul .................................................. . 17C. Détermination des A .E .N ........................................................................................... 18D. Valeurs de l’A.E.N. nom inal...................................................................................... 18

Note. — A.E.N. moyen des circuits locaux............................................................... 18P. 13 Réductions de qualité de transmission et b r u i t s ............................................................ 19

A. Réduction de qualité de transm ission ....................................................................... 19B. Effet du bruit de c irc u it .............................................................................................. 20

P. 14 Temps de propagation moyen dans un seul sens ........................................................ 22A. Limites pour une communication.............................................................................. 22B. Valeurs pour les circu its................................... • . ..................................................... 23

P. 15 Distorsion de temps de propagation de g r o u p e ............................................................ 24

S e c t i o n 2

Circuits de jonction et circuits locaux, centraux téléphoniques urbains et centraux téléphoniques interurbains manuels

P.21 Application dans les réseaux nationaux des avis du C.C.I.T.T. relatifs à la qualité de latransmission téléphonique................................................... ....................................... 25Note. — Indications au sujet de l’organisation d’un réseau téléphonique national 26

6 TABLE DES MATIÈRES

Tome Tome V V bis

A vis Pages Pages

P.22 Centraux téléphoniques interurbains m a n u e ls ................................ 19A. Positions d ’opératrice.................................................................................................. 19B. Tables de contrôle du trafic téléphonique . . . . . . . . . . . . . . . . . 19C. Dispositifs pour communications collectives........................................................... 20

Section 3

Lignes et postes d’abonné

P.31 Conditions auxquelles doivent satisfaire les installations d’abonné utilisées avec descircuits internationaux loués temporairement pour un service p r i v é .................... 22

P.32 Systèmes d’enregistrement des messages ou conversations téléphoniques ................. 23P.33 Postes téléphoniques d ’abonné comportant soit des récepteurs haut-parleurs, soit des

microphones associés à des am plificateurs............................................................... 25

Section 4

Etalons de transmission

P.41 Description de l’A.R.A.E.N................................................................................................ 26P.42 Systèmes pour la détermination des équivalents de référence......................................... 35

A. Nouveau système fondamental pour la détermination des équivalents de référence(N .O .S .F .E .R .)...................................................................... 36

B. Réglage normal du N.O.S.F.E.R.................................................................................. 43C. Puissance vocale normale pour les mesures téléphonométriques............................ 52D. Systèmes primaires pour la détermination des équivalents de référence . . . . 52E. Systèmes étalons de travail.......................................................................................... 52

P.43 Recommandations pour l’envoi de systèmes pour la détermination des équivalents deréférence et de systèmes commerciaux au Laboratoire du C.C.I.T.T. en vue de me­sures d ’équivalents de référence................................................................................... 63

P.44 Description et réglage du système de référence pour la détermination des A.E.N.(S .R .A .E .N .).............................................................. 65

PAS Mesure de l’A.E.N. d ’un système téléphonique commercial (à l’émission et à la récep­tion) par comparaison avec le S.R.A.E.N................................................................... 69Appendice 1. Méthode d’analyse statistique des résultats expérimentaux . . . . 90Appendice 2. Formation et brassage de carrés gréco-latins........................................ 112

P.46 Recommandations pour l’envoi de systèmes téléphoniques commerciaux au Labo­ratoire du C.C.I/I\T, en vue de mesures d’A.E.N. . ............................................ 114

P.47 Frais relatifs à la détermination (au Laboratoire du C.C.I.T.T.) des équivalents deréférence et des valeurs d ’A.E.N.................................................. 115

P.48 Instructions pour effectuer l’expédition d’appareils devant faire l’objet de mesuresd ’équivalents de référence ou de mesures d’A.E.N........................ 116

TABLE DES MATIÈRES 7

Section 5„ . . . Tom e Tom eAppareils de mesures objectives y Vbis

Avis Pages Pages

P.51 Voix artificielles; bouches artificielles; oreilles artificielles................... 29Appendice. — Le coupleur de références recommandé par le C.C.I.T.T....................... 30

P.52 V olum ètres............................................................................................................... 122P.53 Psophomètres (appareils pour la mesure objective des bruits de c ircu it) ..........................123P.54 Appareils pour la mesure objective des bruits de salle......................................................... 133P. 55 Autres appareils........................................................................................................................ 134

Section 6

Mesures électroacoustiques objectives

P.61 Mesure de l’efficacité absolue d’un système émetteur ou d’un système récepteur . . 135P.62 Mesures effectuées sur les appareils téléphoniques d ’ab o n n é ..............................................136

A. Mesure de la distorsion d’affaiblissement d’un appareil té lép h o n iq u e ..................... 136B. Mesure de la distorsion de non-linéarité d’un appareil téléphonique et du bruit des

microphones.............................................................................................................. 137C. Mesure objective de l’équivalent de référence et de l’équivalent de référence de

l’effet local . . . ....................................................................................................... 137P.63 Méthodes d’évaluation de la qualité de transmission sur la base de mesures objectives 33

Section 7

Mesures subjectives à la voix et à l’oreille

P.71 Mesure du volume des sons v o c a u x .....................................................................................139P.72 Mesure des équivalents de référence et des équivalents re la tifs ...........................................139P.73 Mesure de l’équivalent de référence de l’effet lo c a l ..............................................................155P.74 Méthodes de détermination subjective de la qualité de transmission....... ............................ 157

A. Essais d’observation des répétitions............................................................................... 157B. Essais d’appréciation im m é d ia te ....................................................................................158C. Autres m é th o d es .......................................................................... 158

Section 8

Mesures effectuées pour la maintenance des appareils téléphoniques d’abonné et pour leur réception en usine

P.81 Maintenance des équipements d ’a b o n n é .................................... 34P.82 Réception en usine des appareils d ’a b o n n é .................................................................... 36

8 TABLE DES MATIÈRES

2e Partie — Annexes aux avisTom e Tome

V V bis Pages Pages

Annexe A Distribution statistique de l’équivalent de référence de communications inter­nationales satisfaisant à l’ancien plan de transmission du C.C.I.T.T. et au nouveau p l a n ...................................................................................................... 41

Annexe B Effets de certains niveaux de bruit de circuit sur les pourcentages de communica­tions non satisfaisantes...................................................................................... 45

Annexe 1 Méthodes employées par l’Administration britannique des téléphones pourévaluer la qualité de transmission de liaisons téléphoniques............................ 167

Annexe 2 (supprimée)Annexe 3 Réduction de qualité de transmission due au bruit de s a l le ......................................178Annexe C Note sur l’addition des puissances de bruit sur une communication interconti­

nentale ............................................................................................................. 50Annexe D Détermination d’une limite pour le bruit de circuit sur un circuit international

utilisé dans le service téléphonique public et non muni d ’un compresseur- extenseur ....................................... 50

Annexe E Evaluation des effets de temps de propagation élevés et de suppresseurs d’échosur les conversations téléphoniques.................................................................. 57

Annexe F Qualité de transmission des communications téléphoniques présentant des tempsde propagation é l e v é s ..................................................................... 75

Annexe 4 Méthodes appliquées par diverses Administrations aux réseaux urbains et aux(modifiée) réseaux interurbains à l’intérieur d ’un pays pour assurer une qualité satis­

faisante aux communications nationales.......................................................... 85Annexe 5 Etalonnage absolu de l’A.R. A.E.N. au Laboratoire du C.C.I.T.T............................... 197Annexe 6 Extrait d’une étude des différences constatées entre les résultats obtenus par les

divers membres d’une équipe d’opérateurs dans les comparaisons de la force des s o n s .................................................................................................................. 214

Annexe 7 Plan et analyse de mesures d’efficacité pour la force des sons par la méthode dela réponse quantifiée . . . . ! ........................................................................... 232

Annexe 8 Bouches et oreilles artificielles utilisées par l’Administration française . . . . 241Annexe 9 Bouche artificielle utilisée par l’Administration ita lienne ......................................... 266Annexe 10 Bouche artificielle utilisée par l’Administration de la République fédérale

d ’A lle m ag n e .......................................................................................................... 282Annexe 11 Bouche et oreille artificielles utilisées par l’Administration britannique . . . . 302Annexe 12 Bouche et oreille artificielles utilisées par l’Administration s u i s s e ................ 327Annexe 13 Bouche artificielle utilisée par l’Administration tchécoslovaque.................... 348Annexe 14 Bouche et oreilles artificielles utilisées par l ’Administration de l’U.R.S.S. . . . 366Annexe 15 Bouche artificielle utilisée par la Chile Téléphoné C o m p a n y ........................374Annexe 16 Bouche artificielle utilisée par la Société F.A.T.M.E. ( I ta l ie ) ........................ 399Annexe G Bouche artificielle utilisée par l’Administration suédo ise................................... 119Annexe 17 Méthode normalisée aux Etats-Unis d’Amérique pour l’étalonnage des récep­

teurs téléphoniques sur un c o u p le u r ................................................................... 415Annexe 18 Indicateur de volume du S.F.E.R.T. (Volume Ind icator)......................................... 428Annexe 19 Volumètre de l ’A.R.A.E.N. ou voltmètre vocal (speech voltmeter)..........................430Annexe 20 Volumètre normalisé aux Etats-Unis d ’Amérique, appelé v.u. m è t r e ................. 431Annexe 21 Indicateur de crête utilisé par la British Broadcasting Corporation..........................435Annexe 22 Indicateurs d ’amplitude maximum des types U 21 et U 71 utilisés dans la Répu­

blique fédérale d’Allemagne .......................................................................... 436

TABLE DES MATIÈRES 9

Tom e Tom eV V bis

Pages Pages

Annexe 23 Comparaison des lectures faites avec des volumètres de types différents au coursde conversations (essais effectués par l’Administration britannique) . . . . 437

Annexe 24 Appareil normalisé aux Etats-Unis d ’Amérique pour la mesure objective desbruits de s a l le .......................................................................................................... 441

Annexe 25 Méthode de réciprocité pour l’étalonnage des microphones à condensateur . . 451Annexe 26 Distorsion de non-linéarité des microphones à charbon (contribution de

l’Administration de la République fédérale d ’A llem agne)................................ 460Annexe 27 Appareils pour la mesure objective des équivalents de référence utilisés par

l’Administration française.......................................................................................469Annexe 28 Appareil pour la mesure objective des équivalents de référence utilisé par l’Admi­

nistration de la République fédérale d ’A lle m a g n e ............................................479Annexe 29 Méthode et appareil pour la mesure objective des équivalents de référence utilisés

par l’Administration s u is s e ...................................................................................487Annexe H Téléphonomètre portatif pour la mesure objective des équivalents de référence

utilisé par l’Administration tchécoslovaque................................................... 132Annexe 30 Méthode d’évaluation de la qualité de transmission, sur la base de mesures

objectives, employée par l’Administration su isse ................................................496Annexe 31 Méthode de tonalité (étudiée par l’Administration de l’U .R .S .S .) .......................... 516Annexe 32 Méthode des essais d ’appréciation immédiate...................................................... 525

3e Partie — Questions relatives à la qualité de transmission téléphoniqueet aux réseaux lo c a u x ...................................................................... 135

Bibliographie1............................................................................................................................. 712

Corrigendum au tome V du Livre R o u g e ................................................................................... 403

1 Cette bibliographie n’a pas été tenue à jour après 1960.

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PREMIÈRE PARTIE

AVIS DE LA SÉRIE P

Qualité de la transmission téléphonique; installations et réseaux locauxtéléphoniques

SECTION 1

RECOMMANDATIONS GÉNÉRALES RELATIVES A LA QUALITÉ DE TRANSMISSION D ’UNE COMMUNICATION TÉLÉPHONIQUE

INTERNATIONALE COMPLÈTE

AVIS P. 11 (modifié à Genève, 1964)1

ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE

A. D é f in it io n

Les équivalents de référence des systèmes émetteur et récepteur nationaux doivent être ceux qui sont calculés aux extrémités virtuelles du circuit international, c’est-à-dire aux points a et b de la figure 1 (dans le cas d’un pays d’étendue moyenne).

Par convention, les extrémités virtuelles d’un circuit téléphonique international (circuit à quatre fils) sont fixées en des points de ce circuit où les niveaux relatifs nominaux à la fréquence de référence sont respectivement:

à l ’émission : —4,0 dNr ou —3,5 dbr à la réception : — 4,6 dNr (— 4,0 dbr)

L’affaiblissement nominal à la fréquence de référence entre extrémités virtuelles de ce circuit est donc 6 cN ou 0,5 db.

Remarque. — Le niveau relatif en un point d’un circuit à quatre fils est déterminé en se référant aux spécifications du système de transmission sur lequel est établi ce circuit, les performances de ce système (bruit, diaphonie, limitation, linéarité, etc.) étant évaluées «en un point de niveau relatif zéro». Par exemple, la puissance moyenne nominale des signaux à l ’heure chargée, au point de niveau relatif zéro, est indiquée au paragraphe 1 de l’Avis G.223.

1 Les avis de la série G, cités dans le présent avis, figureront tous dans le tome III du Livre Bleu duC.C.I.T.T. (Genève, 1964).

(P .ll)

12 ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE

-4 ,0 dNr ou —3,5 dbr

Systèm e national

■+T- 4,6 dNr

( - 4,0 dbr)

Circuit international

Extrémités virtuelles du circuit international

C C I T T - 2 0F i g u r e 1. — Définition des extrémités virtuelles

B. E q u i v a l e n t s d e r é f é r e n c e m a x i m a u x

Dans le nouveau plan de transmission, l ’équivalent de référence nominal total entre deux abonnés n ’est pas strictement limité; sa valeur maximale résulte de l ’ensemble des recommandations qui sont indiquées ci-après.

a) Valeurs maximales des équivalents de référence nominaux à rémission et à la réception

A titre provisoire, les systèmes émetteur et récepteur nationaux servant à établir 95 % des communications réelles de départ ou d’arrivée dans un pays d’étendue moyenne (au sens de l ’Avis G. 101 B-b) doivent dans chaque cas satisfaire aux deux conditions suivantes :

— l ’équivalent de référence nominal du système émetteur entre un abonné et le premier circuit international ne doit pas dépasser 24 dN (20,8 db);

— l’équivalent de référence nominal du système récepteur entre les deux mêmes points ne doit pas dépasser 14 dN (12,2 db).

Dans un pays de grande étendue, ces limites sont portées respectivement à: 24,6 dN (21,3 db) et 14,6 dN (12,7 db) si un quatrième circuit national fait partie de la chaîne à quatre fils,

25,2 dN (21,8 db) et 15,2 dN (13,2 db) si cinq circuits nationaux font partie de la chaîne à quatre fils.

Dans les figures 2 et 3, les nombres encadrés sont des valeurs recommandées par leC.C.I.T.T.; les autres ne sont donnés qu’à titre d’exemples de dispositions possibles dans le cadre de l ’Avis G. 122.

Remarque 1. — Il est possible que, dans certains réseaux existants qui ont été construits conformé­ment aux anciennes recommandations du C.C.I.F. (tome IV du Livre Vert du C.C.I.F., première partie, section 1.1), on ne puisse pas immédiatement satisfaire aux limites de 24 dN et 14 dN, mais on devrait essayer de s’y conformer à l’occasion d’une réorganisation des réseaux ou de l’introduction d’un nouveau type de poste téléphonique.

Remarque 2. — Le pourcentage de 95 % est provisoire et il est tout à fait souhaitable d ’appliquer une valeur plus élevée quand on établit les plans de nouveaux réseaux.

(P .ll)

ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE 13

Remarque 3. — Les valeurs indiquées pour les équivalents de référence nominaux des systèmes nationaux comprennent les différences systématiques entre les efficacités du poste d ’abonné à l’émission et à la réception et leurs valeurs nominales; toutefois, elles ne comprennent pas les variations en fonction du temps de l’affaiblissement des différentes parties du système national, ni les variations fortuites des valeurs d’équivalent de référence déterminées par des méthodes subjectives.

b) Limites pratiques de l'équivalent de référence entre deux opératrices ou entre une opéra­trice et un abonné

Ces limites sont à l ’étude pour le nouveau plan de transmission; les valeurs recom­mandées jusqu’ici figurent dans le tome V du Livre Rouge, à la page 10, dans la remarque 1 et il convient de tenir compte pour les appliquer de la remarque 2 du même texte.

Les valeurs pour des communications complètes qui figurent dans le tableau de la page 9 du tome V du Livre Rouge ne correspondent pas au nouveau plan de transmission.

c) Equivalent nominal de la chaîne internationale

L’affaiblissement nominal entre extrémités virtuelles de chaque circuit international doit en principe être égal à 6 cN ou 0,5 db à 800 Hz ou 1000 Hz. Toutefois, certains circuits peuvent être exploités avec un affaiblissement plus grand (voir l ’Avis G. 131 B-a).

Au point de vue de la transmission, le nombre de circuits internationaux que l ’on peut interconnecter en chaîne n’est pas strictement limité, pourvu que chacun de ces circuits ait un affaiblissement nominal entre extrémités virtuelles de 6 cN ou 0,5 db en position de transit et que ces circuits soient interconnectés en quatre fils. Il est, bien entendu, pro­bable que la qualité de transmission sera d’autant meilleure que le nombre de circuits interconnectés sera plus petit (voir l ’Avis G. 101 C).

d) Equivalent de référence nominal d'une communication complète

On a déterminé au Laboratoire du C.C.I.T.T. l ’affaiblissement q u ’il faut insérer, entre un système émetteur local et un système récepteur local, pour obtenir un équivalent de référence total de 36 db. D ans ces mesures on a inséré, dans la ligne de jonction reliant les deux systèmes com­merciaux locaux, un, deux ou trois filtres passe-bande 300-3400 Hz identiques à celui qui fait partie de l ’équipement du S.R.A.E.N. (Livre Rouge, tome V, page 67).

La caractéristique affaiblissement-fréquence de chaque filtre satisfait au graphique n° 2-B de l ’Avis G.232; l ’ensemble de trois filtres en cascade satisfait au graphique n° 1 de l ’Avis G. 132 (figure 13 du tome III du Livre Bleu), lequel représente un objectif souhaitable pour une chaîne de douze circuits à courants porteurs en tandem.

D ’autre part, on avait déterminé, par la méthode habituelle, les équivalents de référence à l ’émission et à la réception des systèmes locaux.

Un examen préliminaire des résultats de cette expérience a montré que l ’équivalent de référence correspondant à une communication complète semble être représenté de manière satisfaisante par la somme des équivalents de référence des systèmes locaux, mesurés séparément à l ’émission et à la réception, et de l ’équivalent à 800 Hz de la chaîne des circuits à grande distance.

e) Variations en fonction du temps et influence du bruit de circuit

Les valeurs indiquées pour les équivalents de référence nominaux des systèmes nationaux comprennent les différences systématiques entre les efficacités du poste d’abonné à l ’émission et à la réception et leurs valeurs nominales ; toutefois, elles ne comprennent pas les varia­tions en fonction du temps de l ’affaiblissement des différentes parties du système national,

(P .ll)

Equivalents de référence émissionmaxima pour 95 % !des communications réception

24 dN (20,8 db)

14 dN (12,2 db)

F i g u r e 2 . — Répartition des équivalents dans un pays d’étendue moyenne, pour une communication internationale

24,6 dN (21,3 db)Equivalents de référence émissionmaxima pour 95 % <des communications réception 14,6 dN (12,7 db)

F i g u r e 3 . — Répartition des équivalents dans un pays de grande étendue, pour une communication internationale

* Répartition théorique des affaiblissements nominaux, que l’on peut réaliser par exemple au moyen de compléments de ligne escamotables.

(P .ll)

ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE 15

ni les variations fortuites des valeurs d’équivalent de référence déterminées par des méthodes subjectives. L’Avis G. 151 C indique les objectifs recommandés par le C.C.I.T.T. pour les variations d’alïaiblissement des circuits internationaux et des circuits nationaux de prolongement par rapport aux valeurs nominales.

D ’après les résultats de mesures fournis par une Administration, l ’équivalent de référence d ’un système émetteur de cette Administration augmente en moyenne de 7 cN par an, augm entation systématique due à l ’effet de vieillissement du microphone. Ce point est à l ’étude au C.C.I.T.T. (Question 1/XII, partie b).

L ’Annexe A (2e partie du présent ouvrage) donne des indications sur les variations statistiques des équivalents de référence.

L ’Annexe B (2e partie du présent ouvrage) indique l ’effet sur la qualité de transmission de ces variations d ’équivalent et des objectifs recommandés pour les bruits de circuit.

C. E q u i v a l e n t s d e r é f é r e n c e m in i m a u x

Les Administrations doivent veiller à ne pas surcharger les systèmes de transmission internationaux si elles réduisent les affaiblissements de leur réseau national interurbain. Cet aspect du problème demande à être étudié séparément avant qu’une recommandation précise puisse être formulée. Dans certains pays, un équivalent de référence à l ’émission très faible peut être rencontré lorsque des postes téléphoniques sans régulation sont utilisés. La puissance des courants vocaux provenant des postes d’opératrices et envoyés sur les circuits internationaux ne doit pas non plus être trop élevée.

Légendes des figures 2 et 3

^-Q Poste d ’abonné

— O Centre de commutation à deux fils

Centre de commutation à quatre fils

Centre de commutation avec termineur1

ü i Centre local

Centre international

1 On peut d ’autre part utiliser un complément de ligne escamotable pour compenser des affaiblisse­ments du côté deux fils, à condition que les limites données dans l’Avis G .122 A pour la stabilité et l’affai­blissement soient respectées.

(P .ll)

16 A.E.N.

D . D é t e r m in a t io n d e s é q u iv a l e n t s d e r é f é r e n c e d ’u n sy st è m e n a t i o n a l

Pour s’assurer que les limites indiquées concernant les équivalents de référence ne sont pas dépassées, les Administrations et Exploitations privées peuvent utiliser diverses méthodes. Par exemple, on peut constituer des maquettes représentant respectivement les principales combinaisons d’appareils téléphoniques commerciaux d’abonné, de lignes d’abonné, de circuits de jonction et d’organes de centraux urbains et interurbains, chacune de ces maquettes représentant un système émetteur national complet ou un système récepteur national complet qui sont comparés, dans une mesure téléphonométrique, au Nouveau Système Fondamental pour la détermination des équivalents de référence (N.O.S.F.E.R.) ou à un système étalon de travail comparé au N.O.S.F.E.R. ou au S.F.E.R.T.

On peut aussi se borner à mesurer l ’équivalent de référence de l ’appareil dans certaines conditions spécifiées; on ajoute à cet équivalent de référence la différence systématique entre l ’efficacité réelle de l ’appareil d’abonné considéré et la valeur nominale de cette efficacité, l ’équivalent de référence de la ligne d’abonné, les affaiblissements sur images (calculés ou mesurés à 800 Hz ou à une autre fréquence appropriée) des circuits locaux ou interurbains reliant cet appareil au centre international et les affaiblissements composites (mesurés ou calculés à 800 Hz sur une résistance non réactive de 600 ohms) des organes de centraux téléphoniques situés sur la liaison entre cet appareil et le centre international (y compris les organes du central desservant l ’abonné et les organes du centre international).

Mais, en tout cas, il est nécessaire de vérifier les résultats des calculs au moyen d’une mesure téléphonométrique effectuée sur des maquettes représentant les systèmes émetteur et récepteur nationaux complets les plus typiques.

Remarque 1. — Le C.C.I.T.T. est en train d’étudier comment on doit calculer l’équivalent de réfé­rence d’une ligne d’abonné lorsqu’il est nécessaire de le connaître indépendamment de l ’équivalent de référence global du système local (ligne d’abonné plus poste d ’abonné). Ce calcul est nécessaire lors­qu’on applique la seconde méthode décrite ci-dessus.

Remarque 2. — Le N.O.S.F.E.R. a remplacé le Système Fondamental de Référence (S.F.E.R.T.) qui était encore utilisé au Laboratoire du C.C.I.T.T. avant le transfert du Laboratoire dans le nouveau bâtiment de l’U.I.T. Le N.O.S.F.E.R. et les autres systèmes pour la détermination des équivalents de référence sont décrits dans l’Avis P.42 (tomé V du Livre Rouge).

AVIS P. 12 (modifié à Genève, 1964)

AFFAIBLISSEMENT ÉQUIVALENT POUR LA NETTETÉ (A.E.N.)

La qualité de transmission des communications téléphoniques internationales sera toujours satisfaisante si les limites d’équivalent de référence indiquées dans l ’Avis P .ll sont respectées, ainsi que les limites fixées dans le tome III du Livre Bleu pour les bruits, la diaphonie, etc., et si en outre on utilise des appareils téléphoniques de type moderne avec des caractéristiques «efficacité-fréquence» satisfaisantes et des dispositifs efficaces de réduction de l ’effet local.

Les Administrations qui désirent étudier en détail la qualité de transmission de leurs systèmes émetteur et récepteur nationaux pourront s’inspirer par exemple de la méthode des A.E.N. qui est décrite ci-après:

(P.12)

A.E.N. 17

A. Définition de l'affaiblissement équivalent pour la netteté (A .E .N .)Affaiblissement équivalent pour la netteté (A.E.N.) [Articulation reference équivalent (A.E.N.)

(G.B.) — Equivalent articulation loss (Am.)]Supposons que l ’on fasse des essais de netteté alternés sur un système téléphonique et sur le

système de référence pour la détermination des A.E.N. (S.R.A.E.N.) avec des valeurs différentes de l ’affaiblissement de la ligne ju squ ’à des valeurs telles que la netteté sur les deux systèmes soit très notablem ent réduite; les résultats de ces essais sont tracés sous forme de courbes représentant la variation de la netteté pour les sons en fonction de l ’affaiblissement et l ’on détermine la valeur A x de l ’affaiblissement pour le système considéré et la valeur A % de l ’affaiblissement pour le S.R.A.E.N. à une valeur fixée à 80 % de la netteté pour les sons.

(A2—A 1) est par définition égal à Vaffaiblissement équivalent pour la netteté, en abrégé A.E.N.

B. Calcul de VA.E.N. nominal d'un système émetteur ou récepteur national1L ’A.E.N. nominal d ’un système émetteur ou récepteur national est la somme des grandeurs

suivantes :1. L ’A.E.N. nominal du système local (valeur moyenne en service);2. L ’A.E.N. nominal de la liaison entre le central urbain et le centre international (valeur

moyenne en service).L ’A.E.N. en service de la liaison réalisée entre le central urbain et le centre international est

égal à la somme des nombres suivants 2 :— l ’affaiblissement des circuits interurbains entre le dernier central interurbain et le centre

international, mesuré à 800 Hz, augmenté de la réduction de qualité de transmission due à la lim itation de la bande des fréquences effectivement transmises (voir l ’Avis P. 13) lorsque ces circuits présentent une distorsion d ’affaiblissement supérieure à celle qui est admise dans les recommandations du C.C.I.T.T.;

— l ’A.E.N. moyen des circuits locaux donné par l ’expression suivante:i = K x L

oùi = A .E.N. moyen en népers ou décibels,L = longueur du circuit local en kilomètres,K = coefficient qui dépend du type de circuit local considéré, en népers par kilomètre, ou en

décibels par kilomètre (pour plus de détails, voir la note ci-après);— l ’A.E.N. moyen de chaque central intermédiaire. L ’A.E.N. correspondant à l ’insertion

d ’un organe de circuit électrique qui, conformément aux recommandations du C.C.I.T.T., transm et effectivement les fréquences de 300 à 3400 Hz, peut être calculé en prenant la moyenne arithmétique des quatre valeurs d ’affaiblissement (ou gain) d ’insertion de l ’organe considéré mesurées à 500, 1000, 2000, 3000 Hz et exprimées en décibels ou népers. En attendant de connaître pour cet A.E.N. moyen la (ou les) valeur plus précise qui résultera des mesures que chaque Administration pourra faire à ce sujet, on adoptera provisoirement la valeur de 1 dN ou 1 db pour chaque central interurbain inséré dans la liaison.

Remarque 1. — Les bruits de circuit qui restent dans les limites fixées par les recommandations duC.C.I.T.T. ne sont pas pris en considération.

Remarque 2. — L ’affaiblissement composite des lignes reliant les centres internationaux aux centraux urbains doit être tel que l’équivalent de référence du système émetteur national et l’équivalent de référence du système récepteur national restent dans les limites considérées comme compatibles avec une bonne transmission téléphonique.

1 On convient, pour les besoins internationaux, de considérer, comme grandeur de l ’affaiblissement équivalent pour la netteté d’un système émetteur ou récepteur national, le résultat du calcul exposé sous B. Le nombre obtenu est appelé « affaiblissement équivalent nominal pour la netteté » (A.E.N. nominal) pour éviter toute confusion avec l’affaiblissement équivalent pour la netteté mesuré sur l’ensemble du système émetteur ou récepteur national.

2 Des essais de netteté ont montré que l ’on pouvait calculer la valeur approximative de l’A.E.N. d ’une telle liaison comme il est indiqué ci-dessus.

(P.12)

18 A.E.N.

C. Détermination des A .E .N .

Le système de référence pour la détermination des A.E.N. (S.R.A.E.N.) et la méthode de déter­mination des A.E.N. de systèmes téléphoniques commerciaux au Laboratoire du C.C.I.T.T. sont décrits dans les Avis P.44 et P.45.

D. Valeurs de VA.E.N. nominal du système émetteur national et de VA.E.N. nominal du systèmerécepteur national

A titre d’information, on signale que les Administrations qui emploient la méthode des A.E.N. considèrent comme très souhaitable que les systèmes émetteur et récepteur nationaux servant à établir 90% des communications réelles de départ et d’arrivée satisfassent dans chaque cas aux deux conditions suivantes:

— l’A.E.N. nommai du système émetteur national ne dépasse pas 2,8 N ou 24 db;— l’A.E.N. nominal du système récepteur national ne dépasse pas 2,1 N ou 18 db.Remarque 1. — Les valeurs (2,8 N et 2,1 N) pour les systèmes nationaux, à l’émission et à la récep­

tion, indiquées ci-dessus sont rapportées aux extrémités à deux fils du circuit international, tandis que les valeurs d’équivalent de référence recommandées dans l’Avis P .ll sont rapportées aux extrémités virtuelles du circuit international. Ces valeurs d ’A.E.N. ne comprennent pas les variations probables, en fonction du temps, des équivalents des circuits interurbains qui entrent dans la constitution du système national.

Remarque 2. — Ces valeurs sont applicables aux valeurs d’A.E.N. qui se déduisent des valeurs déter­minées, pour un système local, au Laboratoire du C.C.I.T.T. comme il est indiqué dans l’Avis P.45, avec en particulier un bruit de salle à la réception de 7 N ou 60 db pour les systèmes commerciaux et un bruit de fond électrique (caractérisé par une force électromotrice psophométrique de 2 millivolts) injecté à l ’entrée du système récepteur du S.R.A.E.N.

Remarque 3. — La méthode des A.E.N. ne tient pas compte de l’influence de l’effet local sur la puis­sance vocale des abonnés.

Les Administrations ou Exploitations privées qui désirent établir les projets de transmission, dans leur réseau national, sur la base des « indices de qualité de transmission » trouveront, dans .l’Annexe 1 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge, des indications sur les corrections à apporter aux valeurs d ’A.E.N. pour tenir compte de cet effet local à l’émission.

NOTEA.E .N . moyen des circuits locaux

Un circuit local peut être considéré comme un quadripôle inséré entre l’impédance du premier circuit interurbain, vue à travers les organes de la table interurbaine ou de l’autocommutateur interurbain, et l’impédance du système local (pont d’alimentation+ligne d’abonné+ appareil d’abonné).

Pour une fréquence donnée, la perte introduite par un tel circuit est alors représentée par son « affaiblissement composite » 1 qui est la somme de l’affaiblissement sur images du circuit lui- même et d’autres termes représentant tous les effets dus aux réflexions introduites par la dés­adaptation entre l’impédance sur images du circuit et les impédances des terminaisons telles qu’elles sont définies ci-dessus.

D ’après les travaux de l’Administration britannique, l’A.E.N. correspondant aux réflexions peut être représenté par la moyenne arithmétique des pertes par réflexions mesurées aux fréquences 500, 1000, 2000 et 3000 Hz.

D ’autre part, l’A.E.N. moyen d’une ligne non pupinisée est mesuré par son affaiblissement sur images à 1500 Hz et un tel affaiblissement est sensiblement égal à la moyenne arithmétique des affaiblissements sur images aux quatre fréquences précitées 2.

1 En pratique, au lieu d’employer l’affaiblissement composite, on peut employer l’affaiblissement d ’insertion.

2 L’affaiblissement d ’un circuit en câble non pupinisé est proportionnel à la racine carrée de la fréquence. Les fréquences 500, 1000, 2000, 3000 Hz se trouvent entre elles dans les rapports 1, 2, 4, 6 et leurs racines carrées dans les rapports 1, 1,41, 2, 2,45 dont la moyenne arithmétique est 1,72, c’est-à-dire à peu près la racine carrée de 3; en conséquence, cette moyenne correspond à une fréquence 3 x 500 = 1500 Hz.

(P.12)

RÉDUCTIONS DE QUALITÉ DE TRANSMISSION ET BRUITS 19

En conséquence, on peut obtenir directement l ’A.E.N. du circuit local, com prenant à la fois l ’effet dû à son affaiblissement sur images et l-’effet dû aux réflexions, en faisant la moyenne arithmétique des affaiblissements composites mesurés aux quatre fréquences susdites.

E tant donné que l ’impédance des systèmes locaux est une grandeur très variable, on ne peut pas définir une valeur unique de l ’A.E.N. moyen pour un circuit local, mais seulement une valeur moyenne obtenue en faisant la moyenne arithmétique de plusieurs valeurs, mesurées dans plusieurs conditions terminales (voir « C.C.I.F. — 1952/1954 — 4e C.E. — Document n° 32», Annexe).

Pour chaque type de circuit local (défini par les caractéristiques électriques du circuit), l ’A.E.N. moyen est proportionnel à la longueur du circuit, le coefficient de proportionnalité pouvant être aisément défini lorsqu’on dispose de trois ou quatre valeurs de l ’indice susdit. Cette fonction a la forme:

i = K x L (1)où

i = À.E.N. moyen en népers ou décibels ;L = longueur du circuit local en kilomètres;K = coefficient qui dépend du type de circuit local considéré, en népers par kilomètre, ou en décibels

par kilomètre.Pour déterminer, une fois pour toutes, les différentes valeurs du coefficient K, on pourrait

mesurer l ’affaiblissement composite de trois ou quatre longueurs différentes de chacun des types de circuits locaux utilisées dans un réseau particulier (éventuellement représentées par des lignes artificielles) ; à cet effet, on pourra employer la technique décrite dans le docum ent 32 précité (voir aussi l ’Annexe 2 à la Question 10 dans le tome I ter du Livre Jaune du C .C.I.F., page 400) et une des méthodes de mesure de l ’affaiblissement composite décrites dans le Supplément n° 1 de la I IIe partie du tome IV du Livre Bleu.

La relation (1) permet ensuite de calculer la valeur de l ’A.E.N. moyen pour toute longueur et tout type de circuit local entrant dans la constitution du réseau national considéré.

AVIS P. 13 (modifié à Genève, 1964)

RÉDUCTIONS DE QUALITÉ DE TRANSMISSION ET BRUITS

A. R édu ction de qualité de transmission

a) due à la limitation de la bande des fréquences effectivement transmises par le circuit interurbain

On a effectué aux Etats-Unis d ’Amérique des observations des répétitions dans des conver­sations et l ’on a effectué des mesures de netteté dans divers laboratoires nationaux, ainsi qu ’au Laboratoire du C.C.I.T.T. Les résultats obtenus ont permis de tracer la courbe moyenne de la figure 4 pour évaluer la réduction de qualité de transmission causée par la lim itation de la bande des fréquences effectivement transmises par un circuit interurbain.

Cette courbe a pour équation y = 2 (3,7 —/ ) 2, où y est la réduction de qùalité de transmission (en décibels) due à la lim itation de la bande des fréquences effectivement transmises, et / est la fréquence (exprimée en kHz) pour laquelle l ’équivalent du circuit dépasse de 10 décibels l ’équi­valent pour 1000 Hz.

Remarque. — La réduction de qualité de transmission due à la limitation de la bande des fréquences effectivement transmises, pour une chaîne de circuits interurbains nationaux ou pour une liaison entre deux centres internationaux comportant plusieurs circuits internationaux, ne s’obtient pas en additionnant les réductions de qualité de transmission individuelles. C’est la réduction de qualité de transmission du circuit qui transmet effectivement la bande de fréquences la plus étroite qu’il faut prendre en considération.

(P. 13)

A& 8.0 8.8 8,H 8.6 8.8 3,0 3.8 3.U 3,6 3.8 kH z

F i g u r e 4 . — Réduction de qualité de transmission due à la limitation de la bande des fréquenceseffectivement transmises

Remarque. — Les fréquences portées en abscisses sont les fréquences maxima effectivement transmises d’après la définition adoptée aux Etats-Unis d ’Amérique, c’est-à-dire celles pour lesquelles l’affaiblissement dépasse de 10 décibels l’affaiblissement pour 1000 Hz.

b) due au bruit de salle

La méthode de mesure des A.E.N. fait intervenir l ’effet du bruit de salle 1 de 60 db (spectre de H oth) à la réception. En outre, l ’Annexe 3 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge donne des renseignements sur la méthode d ’évaluation de la « réduction de qualité de transmission due au bruit de salle » utilisée aux Etats-Unis d ’Amérique.

B. E f f e t d u b r u i t d e c ir c u i t

Le C. C. I. T. T. ém et l ’avis que la valeur m oyenne, exprim ée en décibels et prise sur un g rand nom bre de com m unications m ondiales (com prenan t chacune six circuits in ter­nationaux), de la d istribu tion de la valeur m oyenne p en d an t une m inute de la puissance de b ru it ne do it pas dépasser —5 NmOp ou —43 dbmOp, rappo rtée à l ’entrée du prem ier cir­cuit de la chaîne des circuits in te rnationaux .

Les Annexes B, C et D (2e partie du présent ouvrage) décrivent la manière dont le C.C.I.T.T. a tenu compte de l ’effet du bruit sur la qualité de transmission dans la planification du réseau

1 La courbe spectrale énergétique du bruit de salle utilisée dans les mesures d ’A.E.N. est donnée par la figure 5. Les articles suivants fournissent des renseignements sur les bruits de salle dans les locaux où se trouvent des postes téléphoniques commerciaux:

1. A room-noise survey of business subscribers’ téléphoné locations. B.P.O. Research Report, No. 8990, 1935.

2. Room noise at téléphoné locations. D. F. S e a c o r d , Electrical Engineering, Part I, 58, 255, 1939.3. Room-noise spectra at subscribers’ téléphoné locations. D. F. H o t h , Journal o f the Acoustical

Society o f America, 12, 499, 1941.

(P.13)

Ener

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Fréquence Hz

F ig u r e 5 . — Courbe spectrale énergétique du bruit de salle produit dans la cabine d’écoute du Laboratoire du C.C.I.T.T.

Cette courbe est conforme à la courbe spectrale énergétique moyenne des bruits observés dans les locaux où se uj trouvent des postes téléphoniques, publiée par Hoth. to

RÉD

UC

TION

S DE

QUALITÉ

DE TRANSM

ISSION

ET BR

UIT

S

22 TEMPS DE PROPAGATION

international. La méthode appliquée ne fait pas intervenir explicitement de « réduction de qualité de transmission due au bruit de circuit ».

A titre d ’information, la méthode appliquée aux Etats-Unis d ’Amérique pour fixer des objec­tifs relatifs au bruit de circuit est décrite dans l ’article suivant par D. A. Lewinski: A new Objective for Message Circuit Noise — Bell System Technical Journal, Vol. XLIII, pages 719-740, N° 2, mars 1964.

Remarque. — L ’Annexe 2 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge, qui n ’est plus à jour, doit être supprimée.

AVIS P. 14 (Genève, 1964)

TEMPS DE PROPAGATION MOYEN DANS UN SEUL SENS

A. L imites po u r u ne com munication

Dans une communication téléphonique internationale, il est nécessaire de limiter le temps de propagation entre deux abonnés. Il ressort d’essais effectués récemment que les communications internationales ne provoqueront vraisemblablement pas de réactions défavorables de la part des abonnés, réactions qui seraient provoquées par l ’effet combiné du temps de propagation et des suppresseurs d’écho, si le temps de propagation moyen dans un seul sens1 passe du voisinage de zéro à environ 150 ms. Plus le temps de propagation dépasse 150 ms, plus les difficultés des abonnés augmentent et le taux d’accroissement de ces difficultés augmente également jusqu’à la valeur maximum du temps de propagation dans un seul sens utilisée pour les essais, à savoir 400 ms.

En conséquence, le C.C.I.T.T. recommande, à titre provisoire, d ’appliquer les limites suivantes pour le temps de propagation moyen dans un seul sens lorsqu’il existe des sources d’écho et que l ’on utilise des suppresseurs d’écho:

a) Acceptable sans réserves, 0 à 150 ms;b) Provisoirement acceptable, 150 à 400 ms. Dans cette gamme des communications

peuvent être permises, notamment si Ton obtient des avantages en compensation;c) Provisoirement inacceptable, 400 ms et plus. Des communications présentant des

temps de propagation de cet ordre ne devraient pas être utilisées, sauf dans des circons­tances tout à fait exceptionnelles.

Jusqu’au jour où des renseignements additionnels significatifs permettront aux Admi­nistrations de mieux déterminer des limites acceptables pour le temps de propagation, elles prendront toutes précautions nécessaires en tenant pleinement compte des données contenues dans les Annexes E et F (2e partie du présent ouvrage) pour choisir, parmi les diverses possibilités, les plans correspondant à des temps de propagation compris dans les limites indiquées à l ’alinéa b ci-dessus.

1 Moyenne des temps de propagation dans les deux sens de transmission.

(P.14)

TEMPS DE PROPAGATION 23

B. Valeurs po u r les circuits

Lorsqu’on établit le plan général d’interconnexion à l ’intérieur de ces limites, il faut tenir compte du temps de propagation dans un seul sens aussi bien sur les circuits de prolongement nationaux que sur les circuits internationaux.

a) Circuits nationaux de prolongement

Les artères principales du réseau national devraient être constituées au moyen de lignes à grande vitesse de propagation. Dans ces conditions, le temps de propagation entre le réseau international et l ’abonné qui en est le plus éloigné dans un réseau national ne dépassera vraisemblablement pas:

(0,004 x distance en kilomètres) + 1 2 millisecondes ou (0,0064 x distance en miles) + 1 2 millisecondes.

Dans ces formules, les coefficients 0,004 (ou 0,0064) reposent sur l’hypothèse que les circuits interurbains nationaux seront établis sur des lignes à grande vitesse de propagation (250 km/ms ou 155 miles/ms). Le terme constant de 12 ms tient compte des équipements terminaux et de la présence probable dans le réseau national d’une certaine quantité de câbles chargés (par exemple trois couples d’équipements de modulation de voie plus environ 160 km de câbles à charge H88/36). Pour un pays d’étendue moyenne, le temps de propagation dans un seul sens sera inférieur à 18 milli­secondes.

b) Circuits internationaux

Les circuits internationaux utiliseront des systèmes à grande vitesse de propagation;il convient d’adopter, pour l ’établissement des plans, les valeurs suivantes pour le tempsde propagation dans un seul sens (ou pour la vitesse) :

1. Lignes terriennes (y compris les câbles sous-marins)

160 km par milliseconde (100 miles par milliseconde).Cette valeur de la vitesse de propagation contient une marge pour tenir compte des équipements

de multiplexage terminaux et intermédiaires susceptibles d’être mis en œuvre dans une ligne de transmission.

2. Liaisons par satellites

On a les valeurs suivantes pour le temps de propagation moyen dans un seul sens entre les stations terriennes de deux systèmes typiques de communication par satellite à un bond:

Satellite à 14 000 km (8700 miles) d’altitude 110 msSatellite à 36 000 km ou 22 500 miles d’altitude 260 msCes temps de propagation ne contiennent pas de marge pour tenir compte de la distance

comprise entre les stations terriennes et les points où la liaison par satellite peut être soit prolongée par d’autres lignes internationales, soit commutée sur d’autres circuits inter­nationaux ou d’autres circuits de prolongement nationaux. On doit tenir compte de ces temps de propagation supplémentaires dans l ’établissement des plans. Les distances à pré­voir entre les stations terriennes dépendent non seulement de l ’altitude des satellites mais

(P. 14)

24 DISTORSION DE TEMPS DE PROPAGATION DE GROUPE

aussi des orbites et de la position des satellites par rapport aux stations terriennes. 11 faut tenir compte exactement de ces paramètres dans les applications particulières.

Remarque. — Le temps de propagation dont il s’agit ci-dessus est le « temps de propagation de groupe » tel qu’il est défini dans le Répertoire des définitions de l ’U.I.T. (n° 04-17); les valeurs sont calcu­lées à une fréquence d’environ 800 Hz.

AVIS P. 15 (modifié à Genève, 1964)

DISTORSION DE TEMPS DE PROPAGATION DE GROUPE

Les différences admissibles, pour une chaîne mondiale de douze circuits établis chacun sur une seule liaison en groupe primaire, entre la valeur minimale du temps de propagation de groupe, dans toute la bande des fréquences transmises, et le temps de propagation de groupe aux limites inférieure et supérieure de cette bande de fréquences sont indiquées dans le tableau ci-dessous:

Lim ite inférieure de la bande des

fréquences

L im ite supérieure de la bande des

fréquences

ms ms

Chaîne internationale 30 15Chacune des chaînes nationales à quatre fils 15 7,5Ensemble de la chaîne à quatre fils 60 30

Des valeurs typiques du temps de propagation de groupe à plusieurs fréquences, pour une chaîne de 12 circuits en tandem, sont données dans l ’Avis G.232 C (tome III du Livre Bleu).

(P.15)

SECTION 2

CIRCUITS DE JONCTION ET CIRCUITS LOCAUX, CENTRAUX TÉLÉPHONIQUES URBAINS

ET CENTRAUX TÉLÉPHONIQUES INTERURBAINS MANUELS

AVIS P.21

APPLICATION DANS LES RÉSEAUX NATIONAUX DES AVIS DU C.C.I.T.T.RELATIFS A LA QUALITÉ DE LA TRANSMISSION TÉLÉPHONIQUE1

Les éléments d’un réseau national susceptible d’intervenir dans une communication internationale doivent permettre de satisfaire aux recommandations générales suivantes:

1. Les systèmes émetteur et récepteur nationaux doivent satisfaire aux limites recom­mandées ci-dessus:

— dans l ’Avis P .ll pour l ’équivalent de référence;— dans l ’Avis P. 15 pour la distorsion de temps de propagation de groupe.Ils doivent également satisfaire au limites recommandées dans les avis suivants de

la section 1 du tome III du Livre Bleu:— Avis G. 122 pour l ’affaiblissement d’équilibrage et les affaiblissements des circuits;— Avis G. 123 pour les bruits de circuit.Remarque. — Il est également intéressant de se reporter aux Avis P. 12 et P.13.

2. Les circuits interurbains à grande distance, faisant partie des artères principales du réseau national, doivent être des circuits à grande vitesse de propagation permettant de satisfaire aux limites de l ’Avis P.14 ci-dessus. Ils doivent satisfaire aux Avis G.151 et G. 152 du tome III du Livre Bleu.

Les circuits chargés doivent satisfaire à l ’Avis G. 124 et les circuits à courants porteurs à très courte distance à l ’Avis G. 125

3. Les circuits interurbains nationaux doivent avoir des caractéristiques qui permettent de satisfaire aux Avis G. 131, G. 132 et G. 134 de la section 1 du tome III du Livre Bleu pour les autres caractéristiques de la « chaîne à quatre fils » formée par les circuits télé­phoniques internationaux et par les circuits interurbains nationaux de prolongement.

Le C.C.I.T.T. étudie actuellement (au sein de la Commission XII) les conditions particulières auxquelles doivent satisfaire les circuits de jonction, les circuits locaux et les centraux téléphoniques urbains indépendamment des conditions générales rappelées ci-dessus.

A titre d ’information, la note ci-après donne quelques indications au sujet de méthodes qui peuvent être appliquées aux réseaux urbains et aux réseaux interurbains à l ’intérieur d ’un pays

1 Terminologie et références mises à jour par le Secrétariat après l’Assemblée plénière de 1964.

(P.21)

26 RÉSEAUX NATIONAUX

pour assurer une qualité satisfaisante aux communications nationales, étant entendu que la recom­m andation du C.C.I.T.T. relative aux équivalents de référence (Avis P .l l ci-dessus) est satisfaite par les communications internationales. Des indications sur les méthodes de planification des réseaux nationaux sont également données, à titre d ’information, dans le chapitre V, Transmission, du Manuel sur les Réseaux téléphoniques nationaux pour le service automatique.

NOTE

Indications au sujet de l'organisation d'un réseau téléphonique national

a) Organisation générale et nomenclature 1

Afin d ’éviter d ’utiliser exclusivement des termes nationaux pour désigner les diverses classes de centraux (comme par exemple centre régional, bureau de district, central nodal, etc.), les cen­traux seront désignés dans la présente note selon la liste ci-après, dans l ’ordre ascendant de leur

C e n t r e q u a t e r n a i r e

Circuit interurbain

C e n t r e t e r t ia ir e

Circuit interurbain

C e n t r e s e c o n d a ir e

Circuit interurbain

C e n t r e p r im a ir e

Circuit local

C e n t r a l l o c a l

Poste d’abonné

F i g u r e 6 . — Désignation des centraux et des circuits dans un réseau national typique

1 Ce paragraphe est identique au passage correspondant du chapitre V, Transmission, du Manuel sur les Réseaux téléphoniques nationaux pour le service automatique.

rang:C e n t r a l l o c a l : central auquel les abonnés sont reliés.

Zone quaternaire

Zone tertiaire

Zone secondaire

Zone primaire

Zone locale

(P.21)

RÉSEAUX NATIONAUX 27

Central tandem: central utilisé pour relier les centraux locaux à l ’intérieur d ’un réseau m étropoli­tain.

Centres primaires: centraux auxquels sont reliés les centraux locaux et par l ’intermédiaire desquelssont établies les communications interurbaines.

Centres secondaires: centraux auxquels sont reliés les centres primaires en vue d ’établir lescommunications interurbaines.

Centres tertiaires:Centres quaternaires:

Centres quinaires:Les circuits reliant les postes d ’abonné aux centraux locaux sont des lignes d ’abonné (sub­

scribers’ lines) qui, avec leur central local, constituent la zone locale (local area). Les circuits reliant les centraux locaux entre eux soit directement, soit par l ’intermédiaire de centraux tandem, sont des circuits de jonction (junction circuits). Les circuits compris entre le central local et le centre primaire sont des circuits locaux (toll circuits). Tous les autres circuits sont appelés des circuits interurbains (trunk circuits).

Le groupe de centraux locaux* (et les zones locales qui les entourent) desservi par un centre pri­maire et ses circuits locaux est appelé zone primaire (primary area). De même, le groupe de zones primaires desservies par un centre secondaire avec ses circuits interurbains est appelé zone secon­daire (secondary area). Les zones de rang supérieur sont désignées de manière analogue.

Tous ces termes sont illustrés par la figure 6 ci-contre.

b) Calcul de limites à l ’intérieur d ’une zone primaire

A l’intérieur de chaque zone primaire, la résistance des lignes est limitée par des conditions de fonctionnement de commutateurs et, en batterie centrale, par des conditions d ’alimentation des postes.

De même, à l ’intérieur de chaque zone primaire, l ’affaiblissement des circuits est limité par des conditions de service national universel.

On peut déterminer comme suit la limite de la somme des affaiblissements des circuits.1. On décide comment il doit être tenu compte des variations de l ’affaiblissement des circuits en

fonction du temps, de la largeur des bandes de fréquences transmises dans le réseau, des bruits dans le réseau, des pertes introduites par les traversées de centraux, des pertes de jonction entre les divers éléments des chaînes interurbaines ainsi que de la qualité des postes téléphoniques.

2. On fixe l ’affaiblissement nominal des circuits entre centres d ’ordre supérieur et l ’affaiblisse­ment no m in a l des circuits entre centre primaire et centre secondaire. Il est signalé que l ’extension de la zone d ’emploi de circuits à quatre fils le plus près possible des centres primaires et/ou l ’in tro­duction de la com mutation de transit à quatre fils permettent d ’augmenter l ’affaiblissement disponible à l ’intérieur des zones primaires. D ’autre part, il convient de vérifier que les dispositions prises sont compatibles avec les recommandations du C.C.I.T.T. applicables à la chaîne formée par les circuits téléphoniques internationaux et par les circuits interurbains nationaux intervenant dans une communication internationale (voir l ’avis ci-dessus).

3. On calcule l ’équivalent disponible, dans les conditions ainsi définies, à l ’intérieur de chaque zone primaire en considérant une communication entre deux abonnés quelconques.

4. On décide comment il doit être tenu compte, à l ’intérieur des zones primaires, des traversées de centraux locaux, des pertes de jonction entre les divers éléments de la chaîne locale, des condi­tions de terminaison des circuits locaux et lignes d ’abonné en câble chargé, des pertes dans les bobines de combinaison insérées sur les circuits aériens.

5. On calcule l ’équivalent ou les affaiblissements autorisés pour les lignes et circuits dans chaque zone primaire. Il y a lieu de fixer la ou les fréquences à prendre en considération dans le cas des câbles non chargés.

on peut, s’il y a lieu, définir ces centres de manière analogue aux centres secondaires.

(P.21)

28 RÉSEAUX NATIONAUX

c) Amélioration de la qualité de transmission dans les réseaux existants

D ans les réseaux téléphoniques existants, il est im portant d ’améliorer la qualité de la trans­mission pour les postes défavorisés ayant un fort trafic et spécialement international. Diverses méthodes peuvent être utilisées à cet effet, par exemple:

1. On peut employer des répéteurs sur les lignes d ’abonné, les circuits de jonction dans les réseaux des grandes villes et les circuits locaux.

Remarque. — Ces répéteurs peuvent être soit des répéteurs à deux fils du type classique, soit des répé­teurs (dipôles ou quadripôles) à impédance négative. Dans chaque cas, on doit vérifier si la stabilité de la transmission reste suffisante.

2. On peut classer les capsules microphoniques et les capsules réceptrices en plusieurs qualités et placer les capsules de meilleure qualité sur les postes desservis par les lignes ayant le plus grand affaiblissement, et inversement.

Remarque. — L ’Annexe 4 modifiée (2e partie du présent ouvrage) reproduit des renseignements sur la constitution des réseaux nationaux de divers pays.

AVIS P.22, SECTIONS 3 ET 4

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 19 à 118.)

(P.21)

SECTION 5

APPAREILS DE MESURES OBJECTIVES

AVIS P. 51 (modifié à Genève, 1964)

VOIX ARTIFICIELLES; BOUCHES ARTIFICIELLES; OREILLES ARTIFICIELLES

Bien que les expériences tendant à remplacer la bouche humaine dans les mesures téléphonométriques, par exemple par des disques de phonographe associés à un récepteur téléphonique haut-parleur ou par un récepteur téléphonique haut-parleur alimenté par un mélange de fréquences, n ’aient pas encore permis de mettre au point un type international déterminé de dispositif mécanique permettant en toute sécurité de remplacer la bouche humaine, et bien que, jusqu’à nouvel ordre, on considère comme essentiel que toutes les mesures téléphonométriques auxquelles il est procédé au Laboratoire du C.C.I.T.T. conti­nuent à être effectuées avec la bouche et l ’oreille humaines, il est cependant désirable de rechercher un appareil pour les mesures téléphonométriques, conçu de telle manière qu’à l ’avenir toutes ces mesures puissent être effectuées par cet appareil sans recourir à la bouche et à l ’oreille humaines.

Afin de guider les Administrations et Exploitations privées dans cette recherche, on a indiqué, dans la bibliographie ci-après, les articles originaux relatifs au problème de l ’oreille artificielle.

En attendant, il va de soi que les Administrations et Exploitations privées téléphoniques pourront éventuellement utiliser, si elles le désirent, les dispositifs qu’elles auraient pu réaliser pour procéder aux essais en grande série des appareils téléphoniques livrés par les constructeurs, à condition que les résultats obtenus avec ces dispositifs concordent d’une manière satisfaisante avec les résultats obtenus en appliquant la méthode de mesure avec la bouche et l ’oreille humaines.

Remarque 1. — L ’Assemblée plénière de Kobenhavn 1936 a estimé qu’il y a intérêt à avoir des expressions distinctes pour désigner une source artificielle de sons vocaux (paroles enregistrées sur disque phonographique ou mélange de sons purs sinusoïdaux agissant d ’une manière semblable à la voix humaine) d ’une part, et un appareil destiné à produire un champ acoustique déterminé remplissant certaines condi­tions spécifiées et reproduisant artificiellement une bouche humaine, d ’autre part. Il convient d ’utiliser le terme « voix artificielle » dans le premier cas et le terme « bouche artificielle » dans le deuxième cas.

Remarque 2. — En attendant la normalisation d ’une oreille artificielle d’un emploi général, leC.C.I.T.T. recommande l’adoption provisoire d ’un « coupleur de référence » qui sera utilisé par les Admi­nistrations et Exploitations privées téléphoniques participant aux travaux du C.C.I.T.T. Les dimensions du « coupleur de référence » sont indiquées dans l’appendice ci-après.

Remarque 2. — La question générale des voix, bouches et oreilles artificielles est toujours à l ’étude au sein du C.C.I.T.T.

Remarque 4. — Les Annexes 8 à 16 (2e partie du tome V du Livre Rouge) décrivent, à titre d ’infor­mation, les bouches et oreilles artificielles utilisées par les Administrations de France, d ’Italie, de la Répu­blique fédérale d’Allemagne, du Royaume-Uni de Grande-Bretagne et d ’Irlande du Nord, de Suisse, de Tchécoslovaquie et de l’U.R.S.S., par la Chile Téléphoné Company et par la Société F.A.T.M.E. L’Annexe G (2e partie du tome V bis) décrit la bouche artificielle utilisée par l’Administration suédoise.

(P.51)

30 VOIX, BOUCHES ET OREILLES ARTIFICIELLES

BIBLIOGRAPHIE

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n° 4 (1946).B a r d u c c i I.: Ricerche sperimentali suU’orecchio artificiale. A.F. (1947), p. 132.G l a s e r J. L., M o r r i c a l K. C.: Comparison of artificial ear couplers. J.A.S.A. (1948), p. 771.B a r d u c c i I . : Curve di risposta di alcuni ricevitori telefonici ottenute mediante l ’orecchio artificiale.

La Rie. Scient. (1949), p. 689.B a r d u c c i I.: Confronto fra gli orrechi artificiali adoperati al Post Office e all’Istituto Nazionale di

Ultracustica. La Rie. Scient. (1949), p. 1312.***: Proposed American standard method for the coupler calibration of earphones. Am. Stand. Ass.

Z.20.4.1949.C h a v a s s e P.: L ’oreille artificielle du Centre national d’études des télécommunications. Comptes rendus

de VAcadémie des Sciences (1950), p. 1390.C.C.I.F.: 1950-1951 — 4e C.E. — Document n° 13, p. 74.Rapport n° 21. — 100 du 6.IX.1950 du Laboratoire de recherches et d’essais de la Direction générale

des P.T.T., Suisse.B a r d u c c i I.: Contribution au problème de l’oreille artificielle pour l’étalonnage des récepteurs télé­

phoniques. Annales des Télécommunications (juin 1951), p. 165.

A PPENDICE

Le coupleur de référence recommandé par le C.C.I.T.T.

Jusqu’à ce qu’une oreille artificielle normalisée soit adoptée sur le plan général, le C.C.I.T.T. recommande d ’utiliser un « coupleur de référence » provisoire.

Le but de cette décision est simplement de permettre une comparaison entre les résultats des mesures objectives faites sur des récepteurs téléphoniques au Laboratoire du C.C.I.T.T. et dans les laboratoires nationaux. E tant donné qu ’il s’agit d ’une décision provisoire, le plus simple est de prendre comme coupleur de référence celui qui présente la construction la plus simple, tou t en ayant fait l ’objet d ’une spécification détaillée; on a choisi le coupleur utilisé aux Etats-Unis d ’Amé­rique et dans bien d ’autres pays du m onde par les Administrations téléphoniques et par les construc­teurs. Il est toutefois signalé q u ’on doit prendre certaines précautions quand il s’agit d ’appliquer sur ce coupleur des récepteurs téléphoniques dont le pavillon est très petit.

Ce coupleur est dérivé du coupleur du type 1 établi spécialement pour la mesure des courbes de réponse des récepteurs à pavillon dur (voir des extraits de la norme définissant ce coupleur dans l ’Annexe 17, tome V du Livre Rouge). Les caractéristiques de ce coupleur du type 1 sont rappelées dans la figure 7 1.

Ce coupleur théorique défini par ses dimensions géométriques satisfait aux conditions suivantes :— toutes les parois sont considérées comme étant complètement dures, c’est-à-dire que toutes

les parois (y compris la membrane du microphone) présentent une impédance acoustique très grande par rapport à celle du gaz (air) remplissant la cavité;

— le récepteur considéré, appliqué sur la surface supérieure du coupleur, correspond à un type de récepteur dont le pavillon ne présente aucune cavité (voir la figure 7) ; '

— le volume nominal de la cavité ainsi définie (dépourvue de fuites) est de 6 cm3, se décom ­posant en les trois volumes élémentaires suivants :

V1 = 1,745 cm3 V2 = 3,723 cm3 V3 = 0,534 cm3

Le volume V3 représente le volume de la cavité d ’un microphone, type W E 640 AA, dont on a supposé que l ’impédance du diaphragme était infinie (voir la Norm e AS A Z 24.9.1949, point 3.2.1).

1 Les figures 7, 8 et 9 du présent ouvrage remplacent les figures 26 et 27 du tome V du Livre Rouge.

(P.51)

VOIX, BOUCHES ET OREILLES ARTIFICIELLES 31

CCITT - 23 Membrane ’u récepteur

Vaseline pour le scellement

Vx = 1,745 vu. V2 = 3,723 cm3 V3 = 0,534 cm3

r-------I 3 , 6 0 6

■ïI 5 ,207

30,175

18,6&3 ,

19,05

V total = 6,002 cm3

Microphone étalon pour la mesure de la pression (sans grille de protection)

F i g u r e 7. — Coupleur du type 1 utilisé avec les récepteurs téléphoniques

Notes. — 1) Les dimensions sont exprimées en millimètres.2) Dans la figure 2a de l ’Annexe 17 (tome V du Livre Rouge), on trouvera ces dimensions

exprimées en pouces avec les tolérances.

Dans la norme, il est précisé qu’en pratique lorsqu’on utilise un microphone réel (électro­statique) il peut être nécessaire de modifier la hauteur de la partie cylindrique (volume V» hauteur nominale 5,21 mm ou 0,205 pouce) afin de tenir compte des facteurs suivants:

— volume équivalent du microphone A V (de l ’ordre de 0,200 cm3 pour le microphone W E 640 AA, 0,150 cm3 pour un microphone type B et K N° 4132);

— volume de la cavité du microphone Va, lorsque ses dimensions s’écartent des valeurs nominales (d = 18,64 mm ou 0,734 pouce, h = 1,95 mm ou 0,077 pouce);

— le cas échéant, volume occupé par la grille de protection;— correction éventuelle du volume pour tenir compte des variations de la pression atmosphé­

rique en fonction de l ’altitude.Ainsi, dans la définition du coupleur théorique, le microphone est considéré sans grille de pro­

tection, cette dernière n ’étant utilisée que lors des mesures en champ libre ou au cours d ’enregistre­ments, par exemple.

Si l ’on considère le coupleur de référence du C.C.I.T.T. (voir la figure 3 de l ’Annexe 17 et les figures 8 et 9 ci-après) le volume total du coupleur proprem ent dit se décompose de la façon suivante (voir la figure 8) :

V '2 volume de la cavité cylindrique 4,075 cm3;V '3 volume de la cavité du microphone 0,534 cm3 (microphone W E 640 AA ou microphone

B et K N° 4132, ce dernier étant muni de son anneau adaptateur DB 0111);A V volume équivalent du microphone (0,200 ou 0,150 cm3).Le volume total effectif de ce coupleur est donc de 4,809 cm3 avec le m icrophone W E 640 AA

ou de 4,759 cm3 avec le microphone B et K N° 4132.

(P.51)

32 VOIX, BOUCHES ET OREILLES ARTIFICIELLES

Garniture en caoutchouc de très faible épaisseur pour assurer une bonne adaptation du pavillon du récepteur avec le coupleur

30.175 0,188 pouce)

Membrane du micro­phone d’un diamètre de 18,64 mm (0,734 pouce)

F2 = 4.075 cm3 » V3 = 0,534 cm3

AV = 0,150 cm3 F total = 4,759 cm3

CClTT - 2A

1.95 (0 .077 p o u c e )

(Graisse ou vaseline pour le scellement)

Cartouche du micro­phone (B et K) muni d ’un anneau adaptateur type DB 0111 (sans grille de protection)

F i g u r e 8 . — Coupleur de référence provisoire du C.C.I.T.T.

Plan de base du microphone

Laitonchromé

Matièreisolante

C C ITT - 2 5

F i g u r e 9 . — Dimensions exactes du coupleur de référence provisoire du C.C.I.T.T.

Note. — Toutes les dimensions sont exprimées en millimètres.

(P.51)

MESURES OBJECTIVES 33

A ce volume viendra s’ajouter le volume de la cavité du pavillon du récepteur compris entre le plan de référence du coupleur et le fond du pavillon du récepteur, volume variable qui dépend de la forme du pavillon. Le volume total de la chambre ne peut donc être maintenu constant à la valeur nominale de 6 cm3.

Le coupleur de référence du C.C.I.T.T. est utilisé selon la description donnée par la figure avec le microphone particulier employé par le Laboratoire du C.C.I.T.T. (microphone B et K, N ° 4132) muni de Vanneau d'adaptation DB 0111 ( tel qu'il est décrit dans la figure 8) sans grille de protection.

Les Administrations peuvent utiliser le microphone particulier qu ’elles désirent. Toutefois leur attention est attirée sur le fait que, si des microphones d ’autres types sont utilisés, elles seront amenées à modifier la hauteur de la cavité tout en respectant les dimensions fondam entales sui­vantes: diamètre, 30,175 mm; volume total, 4,759 cm3, compte tenu du volume équivalent du microphone.

AUTRES AVIS DE LA SECTION 5, SECTIONS 6 ET 7

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 122 à 158.)

AVIS P.62, MESURES EFFECTUÉES SUR LES APPAREILS TÉLÉPHONIQUES D ’ABONNÉ, tome V du Livre Rouge, page 137, au paragraphe C .l: « Mesure objective de l ’équivalent de réfé­rence (à l ’émission et à la réception) des appareils téléphoniques d’abonné », il convient de mentionner l ’Annexe G (2e partie du tome Vbis), décrivant un appareil utilisé par l ’Administration de Tchécoslovaquie.

AVIS P.63 (modifié à Genève, 1964)

MÉTHODES D ’ÉVALUATION DE LA QUALITÉ DE TRANSMISSION SUR LA BASE DE MESURES OBJECTIVES

Ces méthodes sont en cours d’étude au C.C.I.T.T.Des méthodes qui ont été employées par l ’Administration suisse et par l ’Administra­

tion de l ’U.R.S.S. sont décrites dans les Annexes 30 et 31 (2e partie du tome V du Livre Rouge).

Une nouvelle méthode pour la détermination de la qualité de transmission est actuelle­ment étudiée par l ’American Téléphoné and Telegraph Company. L’appareillage fonda­mental de mesure est décrit dans l ’Annexe 1 à la Question 15/XII (3e partie du présent ouvrage).

(P.63)

SECTION 8

MESURES EFFECTUÉES POUR LA MAINTENANCE DES APPAREILS TÉLÉPHONIQUES D’ABONNÉ

ET POUR LEUR RÉCEPTION EN USINE

AVIS P.81 (modifié à Genève, 1964)

MAINTENANCE DES ÉQUIPEMENTS D ’ABONNÉ

En vue d’obtenir une bonne transmission dans les relations internationales, le C.C.I.T.T. recommande d’essayer périodiquement chaque équipement d’abonné.

Il existe différents procédés pour effectuer, à partir d ’un central urbain, la vérification d’installations d’abonné en fonctionnement, à l ’aide de mesures subjectives ou objectives.

Les principaux de ces procédés sont les suivants:1. Mesures subjectives. — a) essai rapide de conversation; b) essai téléphonométrique

complet.2. Mesures objectives. — On peut envisager également une maintenance basée sur les

procédés pour la réception en usine. (Cette forme de maintenance ne fait pas intervenir le central urbain.)

1. Mesures subjectives

a) Essai rapide de conversation. — Cette méthode est employée notamment aux Etats- Unis d’Amérique (par l ’American Téléphoné and Telegraph Company) et en Suisse. En outre, en Grande-Bretagne, on apprécie la qualité de transmission des appareils télépho­niques de cabines publiques et d’installations d’abonné avec postes supplémentaires par une conversation avec l ’agent de la table d’essai au central téléphonique x.

b) Essai téléphonométrique complet. — Cette méthode ne semble plus être appliquée.

2. Mesures objectives

a) Mesures à partir de la table d'essai. — En Suisse, la vérification de la qualité de transmission se fait d’une manière subjective par un échange de conversation avec la table d’essai que possède le service des dérangements de chaque central téléphonique inter­urbain. A partir de cette table d’essai, on procède aussi aux mesures et vérifications des lignes d’abonné au point de vue de l ’isolement, de la résistance ohmique, de la transmission des signaux de sélection, etc.

1 L’Administration britannique estime que le coût de l’application d’une maintenance préventive à d ’autres types de postes téléphoniques ne serait pas justifié.

(P.81)

MAINTENANCE DES APPAREILS D ’ABONNÉ 35

b) Mesures électriques de caractère général. — Pour vérifier la qualité de transmission des appareils téléphoniques d’abonné en service, l ’Administration néerlandaise utilise les mêmes appareils et méthodes de mesure que pour le contrôle en usine; toutefois, il est entendu que les limites admissibles sont un peu plus larges. Ces méthodes de mesure sont décrites dans l ’Avis P.82 ci-après.

c) Emploi d ’’appareils de mesure spéciaux pour le contrôle des appareils téléphoniques. — L’Administration de la République fédérale d’Allemagne emploie la méthode suivante.

L’essai des appareils téléphoniques, pour vérifier la qualité de transmission des appa­reils téléphoniques d’abonné en service, s’applique principalement à la mesure des cap­sules microphoniques et réceptrices, parce que leur qualité de transmission dépend beau­coup du matériel employé et de la qualité de fabrication. Pour les capsules microphoniques et réceptrices on a fixé des spécifications et l ’on vérifie si elles sont respectées au moyen de l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence décrit dans l ’Annexe 28 (2e partie du tome V du Livre Rouge).

L’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence permet la mesure objective des équivalents de référence des capsules microphoniques et réceptrices. Pour les capsules microphoniques, on mesure, en même temps que l ’équivalent de référence, la distorsion de non-linéarité et le bruit de microphone à l ’aide de la tension parasite de modulation. En outre, il est possible de vérifier la caractéristique « efficacité-fréquence » à l ’aide d’un hypsoscope.

Les capsules microphoniques sont, d’après leur sensibilité, divisées en groupes par échelons de 0,4 N, et les capsules réceptrices en groupes par échelons de 0,3 N. Ces groupes correspondent, d’une part, pour les capsules microphoniques, aux valeurs d’équivalent de référence à l ’émission 0,9 à 0,5 N, 0,5 à 0,1 N, et 0,1 à —0,3 N, et d’autre part, pour les capsules réceptrices, aux valeurs d’équivalent de référence à la réception 0 à —0,3 N, —0,3 à —0,6 N et —0,6 à —0,9 N. On utilise ensuite cette répartition en groupes pour associer les capsules aux groupes de lignes d’abonné correspondants (résistance de la ligne en boucle 0 à 250 ohms, 250 à 500 ohms, et 500 à 750 ohms — voir dans la 2e partie du présent ouvrage le paragraphe X de l ’Annexe 4).

Pour le groupement, les capsules sont caractérisées par les chiffres I, II ou III, marqués par estampage. De cette manière, il est possible non seulement de compenser des valeurs trop élevées d’équivalent de référence des lignes d’abonné, mais aussi, lors du remplace­ment des capsules à l ’occasion de la révision du poste téléphonique, de constater si les capsules n’ont pas subi de changement après leur mise en service. Dans ce but, l ’agent chargé de localiser les dérangements doit toujours avoir sur lui des capsules des différents groupes; les capsules qu’il a enlevées des postes d’abonné sont vérifiées au moyen de l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence du dépôt de matériel de la Direction supérieure des postes, dans le but de déterminer si elles peuvent encore être utilisées.

La mesure et le groupement des capsules microphoniques et réceptrices à l ’aide de l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence sont déjà introduits dans l ’Administration fédérale allemande des postes et télécommunications depuis plusieurs années. Chaque Direction supérieure des postes a, dans son dépôt de matériel de télé­communication, un tel appareil de mesure desservi par du personnel féminin non spécia­lisé. La précision de mesure est si grande que lors de mesures de la même capsule avec différents appareils de mesure, les différences sont inférieures à 0,1 N. Le groupement des capsules et leur adaptation exacte aux postes téléphoniques peuvent, ainsi que l ’expérience l ’a montré jusqu’à présent, être réalisés sans difficulté et sont considérés par le personnel

(P.81)

36 RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ

du service téléphonique, surtout par les agents chargés de la localisation des dérangements, comme étant un grand progrès parce que tous ont pu s’assurer que par ce groupement il est possible de compenser les variations de l ’intensité sonore à la réception pour différentes longueurs de la ligne d’abonné. Un pourcentage important des capsules en service (environ 1/3 des capsules microphoniques et 1/6 des capsules réceptrices) a dû être remplacé, ce qui a entraîné une grande amélioration de la qualité de transmission. On a pu constater que la plupart des capsules microphoniques en service ne répondaient plus aux conditions actuelles. Ceci s’applique aussi aux capsules réceptrices, mais dans des proportions moindres.

L’American Téléphoné and Telegraph Company projette d’évaluer la qualité de postes d’abonné avec un système de spécification électroacoustique (E.A.R.S.)1. Ce système est employé au laboratoire pour déterminer des indices relatifs, applicables à des maquettes de postes téléphoniques ou à des réseaux locaux construits selon certains plans de transmission, qui présentent une corrélation avec des indices pour la force des sons, déterminés subjectivement. A l ’heure actuelle, on ne projette pas d’employer ce système pour évaluer la qualité de postes d’abonné en service, pour les besoins de la maintenance.

AVIS P.82 (modifié à Genève, 1964)

RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ

Les méthodes utilisées dans divers pays sont décrites ci-après à titre d’information.

D anemark

En dehors d’une inspection et d’un examen quant à la partie mécanique, l ’appareil est soumis à l ’essai de transmission suivant:

Le combiné est placé sur un support contenant une source sonore (bouche artificielle) et un microphone (oreille artificielle).

Avec un générateur de 800 ohms appliqué aux bornes de l ’appareil, on mesure la pression acoustique produite par le récepteur téléphonique, et elle apparaît sur un oscillo­graphe à rayons cathodiques, en fonction de la fréquence, dans la bande des fréquences de 300 à 3400 Hz. De cette manière est créé un contrôle simultané de la capsule réceptrice et du circuit électrique à la réception.

Un pont d’alimentation et une impédance de 800 ohms étant connectés aux bornes de l ’appareil, la tension appliquée aux bornes est mesurée, pendant qu’une pression acous­tique constante de 20 baryes, provenant de la source sonore, est appliquée au microphone. La tension fournie apparaît sur un oscillographe à rayons cathodiques, en fonction de la fréquence, dans la bande des fréquences de 300 à 3400 Hz. De cette manière est créé un contrôle simultané de la capsule microphonique et du circuit électrique à l ’émission.

L’oscillographe est muni d’un gabarit transparent sur lequel sont tracées les courbes limites pour l ’émission et la réception respectivement, c ’est-à-dire les courbes moyennes ± 2 db.

1 Voir l ’Annexe 1 à la Question 15/XII dans la troisième partie du présent ouvrage.

(P.82)

RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ 37

E t a t s - U n is d ’A m é r iq u e

En dehors des mesures faites sur les diverses parties constitutives de l ’appareil télépho­nique, les principales mesures effectuées en usine sur les appareils téléphoniques d’abonné par l ’American Téléphoné and Telegraph Company sont les suivantes :

1. Une fois que le montage du combiné est terminé:a) on détermine à la fois la forme et le niveau des caractéristiques « efficacité-

fréquence » du microphone et du récepteur au moyen d’un tube à rayons cathodiques sur l ’écran duquel sont tracées des courbes correspondant aux limites de tolérance;

b) on mesure la résistance en courant continu du microphone à charbon, pour laquelle ont été fixées des limites supérieure et inférieure ;

c) on mesure l ’impédance à 60 Hz du varistor qui sert à protéger le récepteur et on la compare à une limite supérieure fixée.

2. Quand le poste téléphonique est complètement monté:a) on essaye le fonctionnement de la sonnerie, une tension d’entrée donnée lui

étant appliquée;b) pour vérifier la continuité des circuits, plutôt que pour déceler des appareils

défectueux, on applique par voie acoustique au microphone un son hululé destiné à l ’agiter et l ’on mesure:

1) la tension de sortie appliquée à une ligne artificielle représentant la ligne d’abonné;2) la pression acoustique produite par le récepteur et transmise par la voie d’effet

local.c) on mesure l ’isolement par rapport au sol du circuit téléphonique en appliquant

une tension de claquage de 500 volts en courant continu.

Les essais et mesures énumérés ci-dessus sont effectués sur tous les postes et non par prélèvement.

F r a n c e

L’Administration française des postes et télécommunications a étudié et mis au point un ensemble d ’appareillages destinés:

— au contrôle et à la maintenance des postes téléphoniques au domicile des abonnés ;— aux essais de réception en série en usine des lots d’appareils d’abonné présentés

par les constructeurs à l’agrément de l ’Administration et conformes à un type admis;— à la maintenance dans les centres régionaux.Les descriptions de ces divers types d’appareils sont données aux paragraphes II, III

et IV de l ’Annexe 27 (2e partie du tome V du Livre Rouge).

P a y s -B a s

L’Administration néerlandaise a mis à la disposition des fournisseurs un appareil de mesure à l ’aide duquel ils doivent examiner l ’efficacité de chaque capsule microphonique ou réceptrice, livrée à cette Administration.

(P.82)

38 RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ

En outre, il faut mesurer la résistance de chaque capsule microphonique, tandis que le microphone est soumis, dans une chambre acoustique, à un bruit blanc dont le spectre de fréquences est réduit à la bande de 300 à 3400 Hz. Le microphone se trouve dans un circuit électrique qui, tant pour le courant alternatif que pour le courant continu, est équivalent à la situation moyenne réelle dans laquelle le microphone se trouve dans le réseau téléphonique. La résistance est aussi mesurée dans la position en courant telle que celle-ci se présente dans la pratique. La tension de bruit fournie par le microphone est mesurée à l ’aide d’un voltmètre à courant continu se trouvant dans un circuit Graetz. Le voltmètre indique approximativement la valeur efficace.

Pour mesurer le récepteur téléphonique, on applique le principe de réciprocité en appli­quant par voie acoustique le bruit blanc au récepteur et en mesurant la tension engendrée par ce récepteur.

Dans ce cas aussi, le récepteur est placé dans un circuit qui a la même impédance nominale que celle de l ’appareil téléphonique normal.

Les niveaux mesurés ainsi fournissent toujours une répartition statistique où l ’Admi­nistration a exigé qu’aucune capsule microphonique ou réceptrice ne soit acceptée qui s’écarte de plus de ±3 décibels de la moyenne. Le niveau absolu de la moyenne est égale­ment fixé par l ’Administration.

Quant à la caractéristique « efficacité-fréquence » les constructeurs sont obligés de garantir, pour chaque capsule, que celle-ci réponde aux tolérances précisées dans la norme de l ’Administration. L’expérience a démontré que l ’Administration néerlandaise pourra se borner à vérifier de temps en temps par sondage si lesdites prescriptions concernant la caractéristique « efficacité-fréquence » sont observées. En général, l ’Administration emploie pour le contrôle les mêmes appareils de mesure qui sont utilisés en usine. Les instruments de mesure à utiliser par le fournisseur pour l ’exécution du contrôle final en usine devront avoir été approuvés par l ’Administration. En outre, l ’Administration s’est réservé le droit de faire mesurer les microphones et récepteurs en usine.

Les qualités de transmission de chaque bobine d’induction devront être garanties par le constructeur. Celui-ci pourra effectuer son contrôle pendant la fabrication de la façon approuvée par l ’Administration néerlandaise.

R épublique fédérale d ’A llemagne

Pour l ’essai fait au point de vue de la technique de la transmission, l ’Administration fédérale allemande des postes et télécommunications utilise, pour la réception des appareils téléphoniques d’abonné dans ses dépôts de matériel de télécommunication, l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence décrit dans l ’Annexe 28 (2e partie du tome V du Livre Rouge). On a pu constater qu’en cas de bonne fabrication, il ne se présente guère de défauts de montage des appareils téléphoniques. Il suffit donc de faire des épreuves au hasard lors de la réception. Néanmoins, à la livraison, toutes les capsules microphoniques et réceptrices sont encore mesurées et groupées comme il est indiqué ci-après. En outre, tous les appareils téléphoniques remis en état doivent être essayés, ce qui est facile à faire, étant donné qu’il s’agit généralement d’un petit nombre d’appareils.

Au cours de l ’essai des appareils téléphoniques, on mesure, à l ’aide de l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence, l ’équivalent moyen à l ’émission et à la réception entre les fréquences limites de 200 et de 4000 Hz. On remplace par une résistance de 600 ohms les résistances de la ligne, du récepteur et du microphone.

(P.82)

RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ 39

R oyaume-U n i de G rande-Bretagne et d ’Irlande d u N ord

Principes généraux. — Les procédés de fabrication et les mesures effectuées par le construc­teur sont sujets à être inspectés à tout moment par le Service d’inspection. Des mesures de réception sont effectuées sur chaque appareil fabriqué, ou sur des échantillons prélevés au hasard, à la discrétion du Service d’inspection. La nature des mesures de réception est fixée par accord entre le service acheteur et le constructeur avant que la commande ne soit passée.

Mesures électroacoustiques sur les microphones et récepteurs téléphoniques. — L’Admi­nistration britannique invite tous les constructeurs à se doter d’un appareil de mesure répondant à des spécifications approuvées. Cet appareil fonctionne avec des bruits à spectre continu ayant des largeurs de bande bien déterminées. Pour être sûr que le même signal de mesure est utilisé par tous les constructeurs, l ’Administration a fait enregistrer ces bandes de bruit sous la forme de pistes sonores optiques sur un disque de verre; tous les constructeurs reçoivent des disques qui sont des impressions positives faites à partir de l ’étalon négatif.

Pour la mesure des microphones, le signal de bruit approprié alimente une bouche artificielle (voir Annexe 11 du tome V) dont le niveau de sortie est réglé à une valeur spéci­fiée, à l ’aide d’un microphone à sonde. Le microphone au charbon soumis aux essais a subi un traitement préalable ; il est placé dans une position normalisée en face de la bouche artificielle et l ’on observe au moyen d’un voltmètre la tension de sortie aux bornes d’un circuit normalisé. Des mesures spéciales sont faites pour vérifier l ’étalonnage en pression de tous les microphones à sonde utilisés dans les divers ateliers de fabrication.

Le voltmètre indique les valeurs efficaces vraies; il est gradué en décibels par rapport à 1 volt et fonctionne avec un temps d’intégration de 1,4 seconde (voir Annexe 18); ses indications, en cas d’application d’une onde sinusoïdale, sont indépendantes de la fréquence pour la gamme de fréquences comprises entre 300 et 3400 Hz:

On utilise les signaux de bruit de la façon suivante: premièrement, l ’efficacité d’ensemble du microphone est mesurée par application d’un bruit à large bande (300-3400 Hz); pour le nouveau type de microphone (capsule microphonique n° 16), la tolérance permise est ± 2 db par rapport à la valeur spécifiée. Deuxièmement, on fait une mesure avec chacune des trois bandes étroites pour vérifier que la réponse en fréquence satisfait à cette tolérance.

Pour la mesure des récepteurs téléphoniques, la source de bruit alimente le récepteur mesuré, qui est placé sur une oreille artificielle (voir Annexe 11); on observe au moyen d’un voltmètre la tension à la sortie de l ’oreille artificielle aux bornes d’un circuit norma­lisé. Pour le type de récepteur téléphonique d’abonné fabriqué normalement, on a spécifié des mesures de réception avec trois bandes de bruit étroites.

La qualité des appareils téléphoniques complets n’est pas mesurée. Toutes les pièces de base ayant été mesurées séparément avant montage, on estime qu’il suffit de procéder à une simple vérification, pour s’assurer que l ’appareil fonctionne réellement.

Suisse

Les appareils d’abonné et les pièces de rechange achetées par l ’Administration suisse des téléphones sont soumis à un contrôle de réception. Ce travail est confié à la section de contrôle du matériel de la Division des recherches et des essais. Les essais en série sont exécutés avec des appareils de mesure appropriés. Quelques pièces détachées sont

(P.82)

40 RÉCEPTION EN USINE DES APPAREILS D ’ABONNÉ

fournies aux fabricants des appareils téléphoniques après vérification par l ’entreprise des P.T.T. qui contrôle par exemple la capacité et l ’isolation des condensateurs, le combiné et divers cordons. La vitesse de retour et le rapport d’impulsions des cadrans d’appel et les contacts de court-circuit sont vérifiés en quelques secondes à l ’aide de l ’appareil SC12/SC14 (Sodeco).

L’appareil d’abonné (sans combiné) est essayé à la réception avec l ’appareil de mesure TLPG3 (Zellweger) en une minute environ. Cet essai comporte le contrôle de l ’isolation, de l ’intensité du son de la sonnerie, de l ’impédance en position de réception d’appel, des affaiblissements composites à l ’émission, à la réception et pour l ’effet local, à 400 et 1600 Hz, et si nécessaire pour deux courants d’alimentation différents; le contrôle peut s’étendre au déparasitage en haute fréquence, à l ’impulsion d’occupation pour raccords collectifs et aux circuits auxiliaires éventuels de l ’appareil d’abonné.

Le contrôle des microphones et des écouteurs s’effectue rapidement avec l ’appareil de mesure KP51/MPG12 (Autophon/Zellweger) décrit dans l ’Annexe 29 (deuxième partie du tome Y du Livre Rouge). On y vérifie l ’équivalent de référence, la courbe de fréquence, et en plus pour les microphones, la résistance et le bruit, et pour les écouteurs, le centrage du système de transmission.

Les fabricants d’appareils téléphoniques et de pièces détachées utilisent des appareils de mesure semblables.

Le matériel défectueux rejeté par les services d’exploitation est vérifié de la même façon que celui provenant des fournissuers et par le même service de contrôle.

(P.82)

DEUXIÈME PARTIE

ANNEXES AUX AVIS

A N N EX E A

(Genève, 1964, citée dans l ’Avis P .l l )

DISTRIBUTIO N STATISTIQ UE D E L ’ÉQUIVALENT DE RÉFÉRENCE D E C O M M UNICATIO NS INTERNATIONALES SATISFAISANT

A L ’ANCIEN PLA N D E TR A N SM ISSIO N D U C.C.I.T.T. ET A U N O U V E A U PLA N

F i g u r e 1

1. Généralités

1.1 Définition des variables considérées (voir fig. 1)

Q = équivalent de référence total d ’une communication internationalet = équivalent de référence du système émetteur national I y compris l’affaiblissementr — équivalent de référence du système récepteur national | du termineurq = affaiblissement (entre extrémités virtuelles à quatre fils) de la chaîne des circuits internationaux

interconnectés en quatre fils

Indices

x e = limite supérieure recommandée pour la variable xx m = valeur médiane I de la loi normale à laquelle on peut assimiler la loi de distributionax = écart type j de la variable x dans l ’intervalle de valeurs considéré

(Annexe A)

42 ÉQUIVALENT DE RÉFÉRENCE DE COMMUNICATIONS

1.2 RelationsPour une communication, Q = t+ q + r (relation entre les valeurs réelles des v iables); d’après

l’Avis P.l 1. B.d, cette relation est suffisamment exacte pour les besoins de la prat ue si l’on prend pour q la valeur à 800 Hz.

Pour une catégorie de communications, caractérisée par des lois de distribution statistique:Qm ~ tm “ H Qm " b fm

G q 2 = G2 + G q 2 + G2En outre, chacun des écarts types <?,, oq, Gr doit en principe être décomposé en deux, suivant la

formuleg2 = a'2 + g"2

où g' tient compte des variations, d’une communication à l’autre, de la valeur nominale de la grandeur considérée (variation liée aux méthodes de planification pour cr', et G'r), g" tient compte des variations, en fonction du temps, de la grandeur considérée, par rapport à sa valeur nominaleet l’on admet que ces deux sortes de variations sont indépendantes.

Dans le cas des circuits à grande distance, g' est petit et peut être négligé devant les autres écarts.

1.3 ApplicationDans ce qui suit, on applique ces relations à deux plans de transmission, recommandés ou

envisagés par le C.C.I.T.T. et désignés en abrégé sous la forme suivante:Plan A — Anciennes recommandations du C.C.I.F. {Livre Vert, tome III bis, conservées à titre

provisoire dans les tomes III et V du Livre Rouge du C.C.I.T.T.).Plan N — Nouveau plan faisant l’objet de la section 1 de la l te partie dans le tome III du

Livre Bleu et le tome V bis du Livre Rouge.

2. Plan A

2.1 Equivalents de référence nationauxLes limites indiquées dans le tome III bis du Livre Vert sont rapportées à des bornes à deux

fils dans le centre international. Il convient donc d’y ajouter l’affaiblissement du termineur, ce qui donne (comme dans l’ancien Avis P .ll du tome V du Livre Rouge):

te = 21 + 4 - 25 dN ou 18,2 + 3,5 = 21,7 dbre = 15 + 4 = 19 dN ou 13,0 + 3,5 = 16,5 db

Ces valeurs sont très voisines de celles qui étaient recommandées dans le Livre Blanc du C.C.I.F. (tome III, Budapest 1934, page 77). D ’après le Livre Blanc, il semblait désirable qu’à l’avenir, lors de la constitution de réseaux nouveaux, ou lors d’un aménagement de réseaux existants, on s’efforce de respecter, pour environ 90% des abonnés, des valeurs inférieures de 3,5 dN (3 db) aux limites.

Les quelques données dont on dispose, sur la distribution statistique des équivalents de référence dans les réseaux nationaux, indiquent des distributions fortement dissymétriques; toutefois, dans la partie qui nous intéresse, c’est-à-dire pour les abonnés qui approchent de la limite, on peut assi­miler la loi de distribution à une loi normale avec un écart type g d’au moins 3,5 dN (3 db). Comme la proportion de 90% des abonnés correspond à un écart de 1,28 g, on remplira la condition pré­cédente avec une petite marge (amélioration d’environ 4 db au lieu de 3 db) si l’on peut négliger les écarts supérieurs à environ 2,58 cr (correspondant d’après la loi normale à 99,5 % des abonnés), c’est-à-dire admettre que

tm = L ~ 2,58 cr, rm — f e 2,58 ct,soit tm — 16 dN ou 14 db rm = 10 dN ou 8,8 db

Bien entendu ces valeurs ne doivent pas être confondues avec la moyenne ou la médiane de la distribution réelle de t ou r.

(Annexe A)

ÉQUIVALENT DE RÉFÉRENCE DE COMMUNICATIONS 43

2.2 Equivalent de la chaîne à quatre filsOn peut confondre qm avec la valeur nominale de l’équivalent, soit 0 N (0 db) entre extrémités

à quatre fils.

2.3 Variations en fonction du tempsLes variations des circuits nationaux devaient, en principe, être incluses dans tee t re. S’il en avait

été ainsi, il n’y aurait pas eu de difficultés à adopter dans le nouveau plan comme limites de l’équi­valent de référence nominal (y compris le termineur) les anciennes limites y compris les variations en fonction du temps (termineur exclu). Comme il semble que de nombreux pays ne se sont pas réservé une telle marge, on n’en a pas tenu compte dans le calcul de tm et rm. Il faut néanmoinstenir compte des variations réelles; on peut admettre les valeurs qui avaient été recommandéesdans le Livre Rouge, tome III, page 17, soit pour chaque système national a = 2,3 dN (2 db).

Les résultats de mesures autrefois analysés par la 4e Commission d’études indiquent que a =2,3 dN (2 db) pour chacun des deux circuits internationaux interconnectés. (On ne pourrait interconnecter trois circuits que pour n <1,5 db, ce qui donnerait à peu près la même variation globale). La loi normale est encore valable pour des écarts ne dépassant pas environ 2,5 a.

2.4 RésultatsD ’après les formules du paragraphe 1.2 on obtient

Qm = 16 + 0 + 10 = 26 dN ou 14 + 0 + 8,8 - 22,8 dba2 = 32 + 22 + 2 x 22 + 22 + 32 = 34 db2 a = 5,8 db (6,7 dN).

3. Plan N

3.1 Equivalents de référence nationaux

Les limites sont, pour un pays d’étendue moyenne:te = 24 dN ou 20,8 db re = 14 dN ou 12,2 db

Ces « limites » ne s’appliquent qu’à un certain pourcentage des communications internationales réelles affectant chaque pays, dont la valeur précise doit atteindre au moins 95 %. Si cette condition est tout juste satisfaite, on a

tm = U — 1,64 a , = 24 — 1,64 x 3,5 = 18,3 dN ou 20,8 - 1,64 x 3 = 15,8 db de même rm = 8,3 dN ou 7,2 db.

A titre d’exemple, on a aussi fait le calcul en supposant que le pourcentage de communications satisfaisant aux limites serait respectivement 97,5 % ou 99,5 %.

3.2 Equivalent de la chaîne à quatre filsOn admettra que la chaîne la plus compliquée comprend six circuits qui doivent être exploités

avec un équivalent nominal non nul (circuits intercontinentaux, autres circuits internationaux ou certains circuits nationaux dans un pays de grande étendue).

Comme la stabilité d’une telle chaîne exige que la distorsion d’affaiblissement soit strictement limitée, on pourra encore confondre l’équivalent de référence des circuits avec leur affaiblissement à 800 Hz. On a alors :

qm = 6 x 6 = 36 cN ou 6 x 0,5 = 3,0 db.

3.3 Variations en fonction du tempsOn admet, comme pour les calculs de stabilité (Avis G.131, tome III du Livre Bleu), que tous

les circuits, nationaux ou internationaux, de la chaîne à quatre fils, satisfont à l’objectif visé pour l’avenir, soit cr = 12 cN ou 1 db

(Annexe A)

44 EQUIVALENT DE REFERENCE DE COMMUNICATIONS

F i g u r e 2. — Pourcentage de couples d’abonnés (plan A) ou de communications à six circuits internationaux (plan N) pour lesquels l’équivalent de référence ne dépasse pas la valeur portée en abscisses

plan A (ancien)

plan N (nouveau)

r < 16 5 db j pour tous es donnéste < 20,8 dbre < 12,2 db

Remarque. — Pour le plan N, le paramètre de chaque courbe est le pourcentage de communications affectant un pays donné pour lequel les valeurs de te et re sont respectées dans ce pays.

(Annexe A)

EFFET D U BRUIT DE CIRCUIT 45

3.4 RésultatsOn obtient pour la communication complète

CTô2 = 32 + 12 x l 2 + 32 = 30 db2

g q = 5,5 db (6,3 dN)Qm est donné, dans les divers cas, par le tableau suivant :

Communications satisfaisant dans un pays donné aux limites te à l ’émission et r à la réception

95%

K = 1,64

97,5%

K= 1,96

99,5%

K = 2,58

dN db dN db dN db

tm 18,3 15,8 17 14,8 14,3 12,5rm 8,3 7,2 7 6,2 4,3 3,9Q m 30,2 26,0 27,6 24,0 22,2 19,4

t m te K g t

rm = re — Kgt

Q m — tm + r m + Qm

où K est le facteur par lequel on doit multiplier l ’écart type pour obtenir le percentile désiré dans le cas d ’une distribution gaussienne.

Pour établir le tableau ci-dessus, on a tiré te et re du paragraphe 3.1, on a pris Gt = Gr = 3 db (voir paragraphe 2.1) et l ’on a tiré qm du paragraphe 3.2.

La figure 2 indique les pourcentages de communications, présentant les valeurs de Qm indiquées ci-dessus et la valeur de g q indiquée au paragraphe 3.4, pour lesquels Q prend diverses valeurs.

4. Conclusions

La figure 2 récapitule les résultats des calculs précédents. Elle indique donc le pourcentage de combinaisons de deux abonnés (pour le plan A) ou de communications internationales (pour le plan N) pour lesquelles une valeur donnée d ’équivalent de référence n ’est pas dépassée.

A N N EX E B

(Genève, 1964, citée dans les Avis P .l l et P. 13)

EFFETS DE CERTAINS NIVEAUX D E BRUIT D E CIRCUITSUR LES POURCENTAGES DE COM M U N ICA TIO N S N O N SATISFAISANTES

Cette annexe donne un résumé des résultats communiqués par la Commission d ’études XII durant la période 1961-64, pour faciliter la tâche de la Commission spéciale C. Ces renseignements ont fait ensuite l ’objet d ’un examen et de différents commentaires de la part de la Commission d ’études XVI; les autres résultats demandés sont inclus ci-après.

A l ’origine, l ’étude était consacrée aux cinq cas suivants et des renseignements ont été fournis par la République fédérale d ’Allemagne, le Royaume-Uni, la Compagnie L. M. Ericsson et l ’Ameri- can Téléphoné and Telegraph Company.

(Annexe B)

(Annexe B)

F i g u r e 1. — C i r c u i t s

1000 pW 3000 pw

F ig u r e 2 . — Nouveau plan pour 2500 km

10000 pw(N o te 3)

C i r c u i t s n a t i o n a u xC i r c u i t s

■ i n t e r n a t i o n a u x ■ C i r c u i t s n a t i o n a u x

db jdb

1000 p w 3000 pW 1000 pW

4On

50 000 pW Cas 3 100 000 pW Cas 4

2 000 000 pW Cas 5 Puissance réelle (améliorée par les compresseurs-extenseursde l’Administration britannique à une puis­sance du bruit subjectivement équivalent de 50 000 pW.)

Circuits fictifs nationaux, internationaux et intercontinentaux. Communications pour le calcul des pourcentages d’opinions « Médiocre + Mauvais »

EFFET DU

BRUIT DE

CIR

CU

IT

EFFET D U BRUIT DE CIRCUIT 47

Cas 1. Anciens avis du C.C.I.F. (maintenus à titre provisoire dans les versions de New Delhi, 1960, des Avis P .l l et G. 111). Répartition de l ’équivalent de référence total, comme représenté sur la figure 2 de l ’Annexe A ci-dessus. Répartition du bruit de circuit comme représenté sur la figure 1 de la présente annexe. Ces avis ont été appliqués à des communications d ’une longueur maximum de 2500 km.

Cas 2. Nouveaux avis qui étaient en cours d ’examen lors de cette étude et qui constituent maintenant les Avis P . l l et G . l l l (Genève, 1964), appliqués à des communications d ’une longueur maximum de 2500 km. Bruit de circuit comme représenté sur la figure 2 de la présente annexe.

Cas 3 ,4 et 5. Comme le cas 2 mais s’appliquant à des communications d ’une longueur maximum de 25 000 km. Ces cas diffèrent en ce qui concerne le bruit de circuit admis (voir la figure 3 de la présente annexe). Les équivalents de référence totaux étaient distribués comme représenté sur la figure 2 de l ’annexe A (pour 97,5 % des communications internationales de départ ou d ’arrivée). La valeur de ces équivalents est fondée sur des estimations réalistes de la qualité de transmission susceptible d ’être obtenue dans l ’avenir sur des communications d ’une longueur maximum de 25 000 km.

Dans les cinq cas considérés, il a été tenu compte d ’une réduction de q u a lité1 de 4 db, résultant de la combinaison des effets des distorsions d ’affaiblissement des circuits nationaux et internatio­naux connectés en tandem.

Des travaux ultérieurs, seulement fondés sur des estimations du Royaume-Uni, ont pris en considération les autres cas suivants où la réduction de qualité due à la distorsion d ’affaiblissement a été réduite à 2 db.

Légendes et notes des figures 1, 2 et 3

o Central local o Centre international

=0=Central avec termineur N National

& Central avec commutation en deux fils IN International

Central avec commutation en quatre fils IC Intercontinental

1. La variation de l’affaiblissement en fonction du temps est indiquée de la manière suivante: [«- a — 2 db->] (dans la figure 1, on admet que les deux circuits internationaux ont une distribution normale avec un écart type a = 2 db pour chaque circuit. Trois circuits internationaux ne peuvent être interconnectés que si les écarts types de chacun sont o < 1,5 db).

2. Chacune des puissances de bruit indiquées est rapportée au point de niveau relatif zéro du circuit (ou de la chaîne de circuits) correspondant.

3. On considère la puissance du bruit en tous les points comme constante sauf au point de commutation international, pour lequel on a pris des écarts types de a = 0; a = 3 db et a — 5 db.

4. Les points auxquels les diverses sources de bruit ont été rapportées correspondent au sens de transmis­sion allant de la gauche vers la droite.

1 Dans la présente annexe, les effets de la distorsion d’affaiblissement ont été supposés équivalents à l’insertion d ’un certain affaiblissement supplémentaire de valeur fixe, indépendante de l’équivalent de référence total. C’est une simplification; une méthode différente, plus réaliste, consiste à considérer cet affaiblissement supplémentaire comme dépendant de l’équivalent de référence, et diminuant d ’une certaine manière à mesure qu’augmente l ’équivalent de référence. Cette dernière méthode, exposée dans la réfé­rence [3], a été utilisée dans les exemples cités à la référence [2] et dont les conditions sont très semblables à celles considérées dans la présente annexe.

(Annexe B)

48 EFFET D U BRUIT DE CIRCUIT

Cas lb. Comme le cas 1, mais la distribution des équivalents de référence nationaux est conforme aux statistiques des communications internationales réellement établies par l’Administration britannique dans son réseau en 1953 époque où l’ancien plan de transmission était en vigueur.

Cas 3a. Comme le cas 3 (sauf en ce qui concerne la réduction de qualité due à la distorsion d’ affaiblissement).

Cas 3b. Comme le cas 3, mais l’écart type des variations des six sections des circuits internatio­naux a été ramené à 1 db pour chaque circuit et l’affaiblissement moyen de cette chaîne de circuits a été réduit de 3 à 0 db.

Cas 3c. Comme le cas 3, mais l’écart type des variations des six sections des circuits internatio­naux a été ramené à 1 db pour chaque circuit.

Les cas 3a et 3b ont également fait l’objet de calculs fondés sur des données fournies par l’American Téléphoné and Telegraph Company.

Seuls certains résultats de ces études ont été choisis pour être reproduits dans le présent docu­ment.

La figure 4 illustre la méthode de calcul employée en prenant comme exemple les cas lb, 3a et 3b. Chacune des courbes de la famille indiquée par (1) montre la distribution de l’équivalent de référence total pour chacun des trois cas considérés. Les courbes (2) représentent le pourcen-

Equivalent de référence total

F i g u r e 4

1 On estime que ces résultats sont typiques car les équivalents de référence des postes téléphoniques considérés, à savoir 12 db à l’émission et 1 db à la réception pour la ligne d’abonné maximum admise, sont très proches des valeurs médianes pour les postes en service dans d’autres Administrations; on sait également que les affaiblissements des circuits sont considérés comme assez typiques.

(Annexe B)

EFFET DU BRUIT DE CIRCUIT 49

tage d ’abonnés qui considéreraient comme médiocre ou mauvaise une communication dont l ’équi­valent de référence total aurait la valeur portée en abscisse et qui posséderait également d ’autres caractéristiques communes aux trois cas considérés. On constatera que des valeurs d ’équivalent de référence de 25 à 40 db se rencontrent p lutôt moins souvent sur les communications conformes au nouveau plan (Cas 3a et 3b) que sur celles conformes à l ’ancien (Cas lb). Par contre, le pourcen­tage d ’opinions « médiocre » ou « mauvais » est plus im portant pour le nouveau plan, le niveau du bruit de circuit étant plus élevé.

L ’effet conjugué des courbes (1) et (2) a été exprimé de la manière suivante: chacune des courbes de la famille (3) exprime le résultat de la multiplication des ordonnées des courbes (1) et (2) et repré­sente le nombre to tal de communications, sur 104, qui ne sont pas satisfaisantes et qui ont, à ± 1 db près, la valeur d ’équivalent de référence indiquée. L ’intégrale de chacune des courbes (3) donne le nombre de communications médiocres ou mauvaises sur un total de 104

Les résultats pour les cas 1, 2, 3, 4 et 5 sont exagérément pessimistes en raison de la réduction de qualité excessive prévue pour la distorsion d ’affaiblissement; ils ne sont donc pas reproduits ici. Le tableau ci-après m ontre les résultats obtenus pour les cas lb , 3a, 3b et 3c. Dans le cas 5 (com- presseurs-extenseurs associés à des niveaux de bruit plus élevé-, voir figure 3), en prévoyant une réduction de qualité plus faible pour la distorsion d ’affaiblissement on aurait le même résultat que dans le cas 3a. Ceci suppose que les compresseurs-extenseurs utilisés ont la même qualité que ceux qui sont employés au Royaume-Uni.

Pourcentage total des communications médiocres ou mauvaises

Cas lb (Ancien plan)°//o

12,3Cas 3a (Nouveau plan, 25 000 km, valeurs d ’affaiblissement et d ’écart type initiales) 10,2Cas 3b (Nouveau plan, 25 000 km, valeurs d ’affaiblissement et d ’écart type réduites) 6.6Cas 3c (Nouveau plan, 25 000 km, valeurs d ’affaiblissement initiales et valeurs

d’écart type réduites) 9,2

On peut tirer du tableau précédent les conclusions suivantes :a) Le degré de satisfaction susceptible d ’être obtenu avec des communications de 25 000 km

conçues pour un niveau de bruit de —43 dbmOp (figure 3) sera, même sans réduction plus sensible de l ’affaiblissement, légèrement supérieur à celui que l ’on enregistrait dans le cadre de l ’ancien plan (1953) pour des communications de 2500 km conçues pour un niveau de bruit de —50 dbmOp (figure 1).

b) L ’effet de la réduction de l ’affaiblissement to tal des communications est beaucoup plus im portant que celui de la réduction de l ’écart type, toutefois cette dernière améliorera aussi la marge contre l ’instabilité et l ’écho.

c) Bien que la situation soit améliorée du fait des réductions des affaiblissements et des écarts types, il n ’y a pas lieu de se contenter de la qualité de service ainsi obtenue et il convient de faire tous les efforts possibles pour obtenir une amélioration encore plus sensible et éviter toutes autres dégradations de qualité superflues.

BIBLIOGRAPHIE

[1] A n n e x e A (ci-dessus): Distribution statistique de l’équivalent de référence de communications inter­nationales satisfaisant à l’ancien plan de transmission du C.C.I.T.T. et au nouveau plan.

[2] W il l ia m s , H.: Overall Survey of Transmission Performance Planning. Proc. I.E.E., 1964, III, page 727.[3] R ic h a r d s , D. L.: Transmission Performance Assessment for Téléphoné Network Planning. Proc.

I.E.E., 1964, III, page 931.

(Annexe B)

50 BRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS

ANNEXE C

(Genève, 1964; citée dans l’Avis P. 13)

NOTE SUR L’ADDITION DES PUISSANCES DE BRUIT SUR UNE COMMUNICATION INTERCONTINENTALE

La Commission XII a effectué des calculs en admettant par hypothèse diverses valeurs de bruit rapportées au point de niveau relatif zéro du premier circuit1 de la chaîne intercontinentale de 25 000 km représentée sur la figure 3 de l’Annexe B ci-dessus.

Pour la spécification du bruit, ces niveaux doivent être convertis en taux de bruit pour chacun des six circuits de la chaîne intercontinentale de circuits.

Pour simplifier les calculs, on admet que ces six circuits sont d’égale longueur et produisent une puissance de bruit W (pW).

La contribution de bruit de chaque circuit doit alors être rapportée à l’extrémité réceptrice de la chaîne de circuits de 25 000 km. Le bruit dans le premier circuit subit un affaiblissement de 6x0,5 db, celùi du deuxième un affaiblissment de 5x0,5 db, et ainsi de suite pour chacun des autres circuits.

Le bruit total reçu à l’extrémité de la chaîne de circuits de 25 000 km de la figure 3 (Annexe B) s’élève alors à 4,08 x W. Il est évident que le bruit équivalent à l’origine de cette chaîne serait supérieur de 3 db, ce qui correspond à 8,16 x W (pW), mais cette valeur est en fait indiquée comme égale à 50 000 pW (cas 3), en sorte que W— 6130 pW; étant donné que, par hypothèse, les circuits

25 000sont d’égale longueur, chacun d’eux mesure —-— =4165 km. En conséquence, le taux de bruit6130 6

s’élève à —— pW/km, soit 1,47 pW/km.4165En ce cas, le taux de bruit admissible ne doit donc pas dépasser environ 1,5 pW/km pour satis­

faire aux conditions qui correspondent à ce cas 3.

ANNEXE D

(Genève, 1964; citée dans l’Avis P. 13)

DÉTERMINATION D’UNE LIMITE POUR LE BRUIT DE CIRCUIT SUR UN CIRCUIT INTERNATIONAL UTILISÉ DANS LE SERVICE TÉLÉPHONIQUE PUBLIC

ET NON MUNI D’UN COMPRESSEUR-EXTENSEUR

(Renseignements fournis par le Royaume-Uni)

Exposé du problème

Les circuits téléphoniques internationaux introduisent des bruits qui sont susceptibles de perturber les conversations. On peut quelquefois avoir recours à des compresseurs-extenseurs qui, dans certains cas, procurent une amélioration. Plusieurs de ces circuits, équipés ou non de com­presseurs-extenseurs, peuvent être interconnectés pour former une communication téléphonique internationale de portée mondiale. Un problème se pose alors: il s’agit de fixer, pour le bruit sur chacun des circuits internationaux, des limites susceptibles d’être respectées de façon à obtenir une transmission téléphonique satisfaisante pour la grande majorité des communications établies sur ces circuits.

1 Dans le cadre de cette étude, on doit considérer comme « point de niveau relatif zéro » d’un circuit les bornes à deux fils d ’un termineur fictif relié aux bornes d’entrée du circuit en question.

(Annexe D)

(Annexe D

)

Poste d ’abonné Central urbain Centralavec termineur

^ Central avec commutation en quatre fils

Centralinternational

Cas 1

CI RCUI TS NATI ONAUX CI RCUI TS I NTERNATI ONAUX CI RCUI TS NATI ONAUX

1 2 3 4 5 6P

Yc ip.5 0 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5 0,5

B , B 2 B 3 Ç , C 2 C 5

A B1000 3000

6150 6150 6150 6150 6150 6150C D

3000

0 | o | 0 |3,5| 1

D , D ,

E1000

Affaiblissement ou équivalent de réfé­rence, db.Puissance de bruit en pW, rapportée à un point du circuit de niveau relatif zéro.

Cas 6— <FQ=Q=jQPYs 1 |? 0.5 | 0.5 | 0,5 j 0,5 | 0, 5 | 0,5 | 0. 5 J 0, 5 | 0,5 | 0,5 | 0, 5 | 0,5

C t C / C e C e D , D ? D

A1000

B ] B 2 B 3 Ç , C 2 C 3 C , C j C g D ,5000 5000 5000 10000 10000 10000 10000 10000 10000 5000 5000 5000

B C D E1000

F i g u r e 1. — Constitution détaillée des communications dans les cas 1 et 6

CCI T T- 3 0

Affaiblissement ou équivalent de réfé­rence, db.

Puissance de bruit en pW, rapportée à un point du circuit de niveau rélatif zéro.

Remarque. — Les points auxquels les diverses sources de bruit ont été rapportées correspondent au sens de transmission allant de la gauche vers la droite.

BRUIT DE

CIRCUIT ET

CO

MPR

ESSEUR

S-EX

TEN

SEU

RS

52 BRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS

T a b l e a u 1

Catégories de communications et puissances de bruit qui leur sont associées

Cas O rigine (directe ou modifiée)

Puissance équivalente de b ru it sur (a) le sixième circu it

in ternational dans les cas 1 à 5 (b) les quatrièm e et sixième circuits dans les cas 6 à 10

Puissance équivalente, au poin t C de la figure 1, du b ru it dû

aux six circuits in ternationaux

pW dbmOp pW dbmOp

1 Comme sur la figure 5 (Réf. [1]) et dans le cas 3 de la figure 3 de l’An­nexe B, mais le bruit dû aux six circuits internationaux est unifor­mément réparti entre eux (voir la fig. 1 pour plus de détails)

6 150 - 52,1 50 000 - 43,0

2 Comme dans le cas 1, mais le bruit dû au sixième circuit est passé de 6150 pW à 25 000 pW

25 000 - 46,0 83 600 - 40,8

3 Comme dans le cas 1, mais le bruit dû au sixième circuit est passé de 6150 pW à 63 100 pW

63 100 - 42,0 151 000 - 38,2

4 Comme dans le cas 2, mais le sixième circuit est équipé d’un compres­seur-extenseur

34(voir

l’Appendice)

- 74,7 39 100 - 44,1

5 Comme dans le cas 3, mais le sixième circuit est équipé d ’un compres­seur-extenseur

158(voir

l’Appendice)

- 68,0 39 200 - 44,0

6 Dans l ’hypothèse d’une communi­cation mondiale défavorable (voir la fig. 1 pour plus de détails)

10 000 - 50,0 81 500 - 40,9

7 Comme dans le cas 6, mais le bruit dû aux quatrième et sixième cir­cuits est passé de 10 000 pW à 25 000 pW

25 000 - 46,0 129 300 - 38,9

8 Comme dans le cas 6, mais le bruit dû aux quatrième et sixième cir­cuits est passé de 10 000 pW à 63 100 pW

63 100 - 42,0 250 800 - 26,0

9 Comme dans le cas 7, mais les qua­trième et sixième circuits sont équipés de compresseurs-exten­seurs

34(voir

l’Appendice)

- 74,7 49 700 - 43,0

10 Comme dans le cas 8, mais les qua­trième et sixième circuits sont équipés de compresseurs-exten­seurs

158(voir

l ’Appendice)

- 68,0 50 100 - 43,0

L ’aspect particulier du problème ici traité est qu’il s ’agit de fixer pour le bruit de circuit sur n ’importe lequel des circuits constituant une communication, une limite au-dessus de laquelle il serait souhaitable d ’installer des compresseurs-extenseurs. Il est clair que l ’installation de com ­presseurs-extenseurs, lorsqu’elle n ’est pas nécessaire, est non seulement contraire à une saine économ ie mais peut effectivement nuire à la qualité de transmission.

(Annexe D)

BRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS 53

Il est à noter que les limites de bruit considérées ci-dessous ne s’appliquent q u ’à la téléphonie; on n ’examine pas ici les limites pour d ’autres services comme la signalisation téléphonique, la transmission de données et la télégraphie harmonique.

Description de la méthode

Les objectifs fixés pour les projets de construction pour ce qui est du bruit de circuit présent dans divers types de matériel de ligne, doivent assurer une qualité de transmission satisfaisante si l ’on prend la moyenne sur tous les circuits d ’une artère donnée. Toutefois, dans la pratique, un petit nombre de circuits ne satisferont pas aux objectifs de bruit en vigueur. Ce peut être pour des raisons d ’ordre économique ou bien à cause du vieillissement des installations, de réparations, etc. Si le bruit de circuit dépasse seulement de peu le niveau souhaité, il est préférable d ’accepter la situation; s’il est nettement supérieur, cela vaut la peine d ’insérer un compresseur-extenseur sur le circuit. Il est possible de calculer le niveau maximum du bruit de circuit pour lequel il est encore préférable d ’accepter la situation et de ne pas installer de compresseur-extenseur; nous allons indiquer ci-après de quelle manière y arriver.

Les principes à appliquer pour évaluer la qualité de transmission d ’une catégorie donnée de communications téléphoniques sont définis dans l ’article cité sous la référence [1]; ils ont été suivis pour tous les calculs dont il sera question dans la présente annexe. Certains exemples de leur appli­cation sont donnés dans la référence [2]. Le résultat final est exprimé de façon quantitative sous forme d ’estimation du pourcentage de conversations « non satisfaisantes » échangées sur une communication de la catégorie considérée; dans ce contexte, on entend par conversation « non satisfaisante » celle qui incite à formuler l ’opinion « médiocre » ou « mauvaise ».

Catégories de communications

Deux groupes de communications ont été considérés, chacun d ’eux com prenant cinq cas. La figure 1 donne, pour le premier cas de chaque groupe, c ’est-à-dire pour les cas 1 et 6, des ren­seignements sur le nombre et les types de circuits, les valeurs d ’affaiblissement et d ’équivalent de référence, ainsi que les puissances de bruit. Les origines de ces dix cas (ou les modifications apportées aux cas considérés initialement) sont indiquées au tableau 1.

Affaiblissements et équivalents de référence

Le tableau 2 ci-dessous donne les valeurs X s et X R des équivalents de référence à l ’émission et à la réception, ainsi que les valeurs des affaiblissements des circuits de jonction Y s et Y R. (Ces valeurs ont été déduites du tableau 3 de l ’article cité en référence [1].)

T a b l e a u 2

E quivalen t de référence nom inal global

E quivalent de référence à l ’ém ission

X 8

E quivalent de référence à la réception

X r

A ffaiblissem ents des circuits de jonc tion

Y S = Y r

d b d b d b d b

2 8 9 0 3 ,52 4 8 - 1 2 ,5

Bruit de circuit parvenant aux abonnés

Le niveau du bruit de circuit qui parvient à l ’abonné ne dépend pas seulement des niveaux de bruit indiqués sur la figure 1 et au tableau 1 pour chacun des dix cas, mais aussi des affaiblissements et des équivalents de référence. Il est commode de rapporter au point P la valeur correspondant à la combinaison de tous les bruits de circuit, cette valeur étant presque indépendante de l ’équivalent de référence global nominal. Il est alors très simple de tenir compte de l ’affaiblissement à la réception et de l ’équivalent de référence à la réception, YR et X R.

(Annexe D)

54 BRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS

Réductions de qualité dues à d'autres causes que l'affaiblissement et le bruit

Il a été tenu compte dans la présente étude de 'l ’effet de la lim itation de la largeur de bande ou de la distorsion d ’affaiblissement en supposant, dans chacun des dix cas du tableau 1, une réduc­tion de qualité de 2 db (l’équivalent de référence global nominal étant de 32 db).

Il y a lieu d ’expliquer pourquoi il convient de tenir compte des effets défavorables d ’un compres­seur-extenseur lorsqu’on utilise un tel appareil alors que le bruit de circuit est d ’un niveau relati­vement faible.

Quand, en l’absence de compresseur-extenseur, le bruit de circuit est très élevé, par exemple supérieur à —30 dbmOp, la formule donnée en appendice pour exprimer l ’amélioration du bruit subjectif effectif peut être directement appliquée. Si le bruit de circuit est très faible, un compresseur- extenseur introduira une réduction de la qualité de la communication, car l ’effet d ’une certaine désadaptation du compresseur et de l ’extenseur s’ajoutera à celui de diverses distorsions linéaires et non linéaires. Il est difficile de déterminer l ’importance exacte de cet effet qui dépend, en tout cas, du type du compresseur-extenseur et de sa construction. Les résultats relatifs au compresseur- extenseur de l ’A dm inistration britannique décrit dans l ’article [3] donnent à penser que, sur un seul circuit équipé d ’un compresseur-extenseur, la réduction de qualité est de 1 à 1,5 db. On peut aussi raisonnablement supposer que, pour deux circuits connectés en tandem et dotés chacun d ’un compresseur-extenseur, la réduction de qualité atteindra une valeur double. En conséquence, les cas 4, 5, 9 et 10 ont été considérés chacun dans les deux hypothèses où

(1) la réduction de qualité est de 1 db par circuit muni d ’un compresseur-extenseur et faisant partie de la communication;

(2) la réduction de qualité est de 1,5 db par circuit muni d ’un compresseur-extenseur et faisant partie de la communication.

On a admis que les réductions de qualité dues aux effets considérés dans le présent paragraphe se cumulaient et que la réduction de qualité résultante pouvait, dans le calcul du pourcentage de communications « non satisfaisantes », être traitée comme si elle était seulement due à la limitation de la largeur de bande ou à la distorsion d ’affaiblissement.

Résumé des résultats des calculs

La figure 2 résume, sous forme de graphique, les résultats de ces calculs et donne les pourcen­tages de communications « non satisfaisantes » en fonction du niveau du bruit de circuit sur le sixième circuit (cas 1 à 5) ou sur les quatrième et sixième circuits (cas 6 à 10) de la partie inter­nationale de la communication. Les résultats sont représentés pour des valeurs d ’équivalent de référence global nominal de 24 et de 28 db. Des courbes du tracé voulu ont été établies ; chacune d ’elles relie des points relatifs à une même disposition des circuits. L ’intersection des courbes se rapportant à une même disposition des circuits, mais respectivement relatives à des cas où les cir­cuits sont munis ou non de compresseurs-extenseurs, donne le niveau de bruit de circuit pour lequel il convient théoriquement de modifier ou non l ’installation. Si on se fonde sur les estimations les plus pessimistes de la réduction de qualité que peuvent introduire les compresseurs-extenseurs (à savoir 1,5 db par circuit équipé d ’un compresseur-extenseur), on arrive aux valeurs suivantes:

Equivalent de référence global nom inal D isposition des circuitsN iveau du b ru it de circu it p o u r une

m êm e qualité de transm ission avec ou sans com presseur-extenseur

db dbmOp24 Figure 1 et Cas 1 à 5 - 45,628 Figure 1 et Cas 1 à 5 - 46,624 Figure 1 et Cas 6 à 10 - 44,528 Figure 1 et Cas 6 à 10 - 44,5

(Annexe D)

Pour

cent

age

de co

mm

unic

atio

ns

non

sati

sfai

sant

esBRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS 55

----------------- Communications sans compresseurs-extenseurs-------------------Communications avec compresseurs-extenseurs

En abscisses, niveau (en dbmOp) du bruit dû au 6e circuit (cas 1 à 5) ou aux 6e et 4e circuits (cas 6 à 10).

Un nombre entouré d ’un cercle (par exemple ®) indique le numéro du cas dans le tableau 1.

F ig u r e 2 . — Pourcentage de communications non satisfaisantes en fonction du niveau du bruit de circuit

(Annexe D)

Rédu

ctio

n de

quali

té po

ur

com

mun

icat

ion

mun

ie de

com

pres

seur

s-ex

tens

eurs

56 BRUIT DE CIRCUIT ET COMPRESSEURS-EXTENSEURS

Conclusions

Compte tenu de ce que les compresseurs-extenseurs présentent encore d ’autres caractéristiques peu souhaitables en dehors de celles que nous venons d ’indiquer (par exemple, ils accentuent l ’effet des variations d ’affaiblissement des circuits, peuvent causer des perturbations en cas d ’utili­sation des circuits pour la signalisation téléphonique, la transmission de données, la télégraphie, etc.), on estime que l ’installation d ’un compresseur-extenseur sur un circuit ne se justifie que si le bruit de circuit dépasse une valeur d ’environ —44 dbmOp. On propose donc la règle suivante:

« Si le niveau moyen horaire de la puissance psophométrique du bruit de ligne sur un circuit international de longueur sensiblement supérieure à 2500 km (par exemple, 5000 km au minimum) est inférieur à —44 dbmOp, aucun compresseur-extenseur n ’est nécessaire. Si le niveau de puissance du bruit est supérieur à —44 dbmOp, il convient d ’installer un compresseur-extenseur. »

Si le bruit de circuit (sans compresseur-extenseur) est très élevé, le circuit peut convenir pour le service téléphonique après installation d ’un compresseur-extenseur mais, cet appareil n ’apportant %ucun avantage pour la signalisation téléphonique, le niveau de bruit peut être si élevé que le circuit ne conviendra pas pour ce service. Il est proposé, à titre provisoire, de fixer à environ —33 dbmOp la limite supérieure de la puissance totale du bruit de circuit, ce qui devrait laisser une marge par rapport à la limite appliquée pour les projets d ’équipements de signalisation internationale. Il est donc proposé de compléter la règle formulée ci-dessus par une disposition ainsi conçue :

« Il est proposé, à titre provisoire, que, si le niveau de puissance du bru it de ligne dépasse —33 dbmOp, le circuit ne soit pas utilisé pour constituer 1 ’une des parties d ’une chaîne de six circuits, même s’il est muni d ’un compresseur-extenseur. »

BIBLIOGRAPHIE

[1] Richards, D. L.: Transmission performance assessment for téléphoné network planning. Proc. I.E.E.Volume III, No. 5, mai 1964.

[2] Annexe B (ci-dessus) : Effet de certains niveaux de bruit de circuit sur les pourcentages de communicationsnon satisfaisantes.

[3] Thomson, D.: A compandor using junction transistors. Proc. I.E.E. 1959, 106B Suppl. 16, page 619.

A p p e n d ic e (à l ’Annexe D)

Niveau de bruit subjectif équivalent sur les circuits munis de compresseur-extenseurs

Ce niveau a été calculé de la manière suivante.Il est indiqué, dans l ’article cité en [1], que l ’amélioration obtenue par l ’installation d ’un

compresseur-extenseur est donnée par la formule :

27V _ 5JJ ■6 3 6

où S (dbmO) est la puissance moyenne des courants vocaux au cours d ’une conversation, rapportée à un point de niveau relatif zéro; N (dbmOp) est le niveau de bruit sur le même circuit non muni de compresseur-extenseur, rapporté à un point de niveau relatif zéro; U (dbmO), le niveau in ­changé, rapporté à un point de niveau relatif zéro.

Si on adm et que S — —18 et £ /= — 6, l ’amélioration du niveau de bruit subjectivement équi­valent est égale à 28,7 db pour les cas 4 et 9 et à 26, 0 db pour les cas 5 et 10. Ces valeurs réduisent le niveau des bruits de circuit de —46 et de —42 dbmOp respectivement, aux valeurs d ’effet subjectif équivalent de —74,7 et —68,0 dbmOp (34 et 158 pW).

(Annexe D)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 57

AN NEXE E

(Genève, 1964; citée dans l ’Avis P. 14)

EVALUATION DES EFFETS DE TEMPS DE PROPAGATION ÉLEVÉS ET DE SUPPRESSEURS D’ÉCHO SUR LES CONVERSATIONS TÉLÉPHONIQUES

(Contribution de la Délégation des Etats-Unis d ’Amérique)

I . I n t r o d u c t i o n

Des essais visant à déterminer les effets de la valeur du temps de propagation de groupe sur les conversations téléphoniques internationales ont été faits du 27 janvier au 24 avril 1964 en colla­boration avec les Administrations des téléphones de France et du Royaume-Uni, après en avoir- informé la Fédéral Communications Commission, la National Aeronautics and Space Adm inistra­tion et la Communications Satellite Corporation et en avoir recueilli les avis. A cette occasion, on a recueilli des données en interrogeant plus de 3000 usagers du téléphone à la fin de communi­cations entre New Y ork et Londres ou Paris em pruntant des circuits en câble sous-marin sur les­quels on avait ajouté des temps de propagation variés. Le présent rapport résume les résultats de ces interrogatoires ainsi que les conclusions les plus intéressantes d ’expériences poursuivies antérieure­ment par les Bell Téléphoné Laboratories avec les usagers de leur installation à postes supplémen­taires de M urray Hill (New Jersey). Le présent rapport a pour but de fournir les renseignements que l ’on croit être les plus intéressants à l ’heure actuelle pour juger de la dim inution de qualité subie par les communications téléphoniques du fait du temps de propagation.

- Les temps de propagation intéressants correspondent à une communication téléphonique s’étendant sur la moitié de la circonférence terrestre. Même si l ’on utilise des voies relativement directes établies à la surface de la terre, la valeur du temps de propagation aller-retour peut s’élever à 250 à 300 m s1. L ’emploi de répéteurs sur satellites augmentera très sensiblement la longueur des trajets. La valeur effective du temps de propagation dépendra des positions des stations terriennes par rapport au satellite à un mom ent donné et ne peut être simplement définie par l ’altitude de gravitation. A titre d ’exemple, on peut adm ettre un temps de propagation aller-retour moyen de 220 ms pour une orbite « moyenne » à 6000 miles (environ 9500 km) d ’altitude et de 520 ms pour un satellite « stationnaire » à 22 000 miles (environ 36000 km) d ’altitude. Ce sont là, actuellement,

T a b l e a u I

Temps de propagation typiques de diverses méthodes d'établissement d'une communication sur une distance < de 12000 miles (environ 19000 km) suivant l'arc de grand cercle

L a com m unication com prend

D istance en tre les extrém ités à terreTem ps de

p ropagation aller-retour

Partie te rrestre Partie p a r satellite

miles km miles km ms

Pas de satellite 12 000 19 000 _ _ 2401 bond altitude moyenne 7 500 12 000 4 500 7 200 3702 bonds altitude moyenne 3 000 4 800 9 000 14 500 5001 bond sat. station. 6 500 10 500 5 500 8 800 6502 bonds sat. station. 1 000 1 600 11 000 17 600 1060

1 Dans tout ce rapport, les valeurs du temps de propagation concernent le temps de propagation aller- retour entre les deux extrémités d ’une communication.

(Annexe E)

58 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

les orbites les plus intéressantes. Le tableau I indique les temps de propagation que l ’on peut ren­contrer sur une communication de 12 000 miles (environ 19 000 km) avec cinq combinaisons de circuits possibles. Ce tableau indique les gammes de temps de propagation les plus intéressantes pour l ’organisation de ces expériences et facilitera l ’interprétation des résultats obtenus.

Si l ’attention se porte sur le temps de propagation correspondant à ces communications, il faut cependant tenir compte du fait que la possibilité d ’acceptation dépend des effets conjugués de nom ­breux facteurs. Il y a l ’effet même du temps de propagation, qui allonge les temps de réponse, augmente les cas où les deux interlocuteurs parlent simultanément et ralentit l ’échange d ’infor­mation. La présence indispensable d ’un suppresseur d ’écho introduit des effets d ’interaction dépendant de l ’aptitude à interrompre, de la valeur de l ’écho résiduel et de la mutilation de la parole due aux interruptions. L ’importance des effets dépend dans une très grande mesure de la dynamique des conversations particulières. La nécessité de procéder à une évaluation sur des con­versations réelles dans des conditions de circuit aussi réalistes que possible a abouti tou t d ’abord à concevoir une expérience intéressant les usagers normaux de l ’installation à postes supplémentaires de M urray Hill, puis à faire porter l ’expérience sur les usagers de circuits en câble sous-marin. La signification de cette dernière expérience apparaît plus grande si l ’on considère l ’importance de l ’échantillon d ’usagers et le réalisme des conditions d ’essai; elle sera étudiée en premier lieu.

II. E x p é r i e n c e s u r c â b l e s o u s - m a r i n

a) Description de Vexpérience

Deux circuits en câble sans TASI entre New Y ork et Paris et deux autres entre W hite Plains et Londres ont été munis de suppresseurs d ’écho spéciaux et leur temps de propagation a été augmenté. Les suppresseurs d ’écho spéciaux ont été utilisés pour remplacer ceux du type 1A — et 6A à Londres — normalement utilisés sur ces circuits. Des éléments à retard Echo-Vox ont été installés sur la voie de départ de New Y ork comme l ’indique la figure 1. Q uatre valeurs, soit 90 ms, 300 ms, 600 ms et 800 ms, ont été utilisées pour le temps de propagation aller-retour to tal L

F i g u r e 1 . — Emplacements des suppresseurs d’écho et introduction du temps de propagation

1 La valeur minimum de 90 ms correspond à la somme de 70 ms (temps de propagation aller-retour du câble) et de 20 ms, qui correspond au temps de propagation minimum introduit par l’Echo-Vox. Ces Echo-Vox ont été utilisés pour toutes les conversations, y compris les conversations de contrôle à temps de propagation minimum.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 59

Deux suppresseurs d ’écho expérimentaux, appelés types B et L et des suppresseurs d ’écho britanniques 6A modifiés ont été utilisés sur les circuits entre W hite Plains et Londres ; les suppres­seurs d ’écho B, L et Bell System 1A modifié ont été utilisés sur les deux circuits entre New Y ork et Paris. Ces suppresseurs d ’écho ont été utilisés alternativement sur les circuits, de manière à éviter dans les résultats une préférence systématique pour certains circuits.

Ces quatre circuits présentaient essentiellement les mêmes caractéristiques de transmission, telles que largeur de bande, bruit et affaiblissement. Les points à 3 db de la largeur de bande se situaient à environ 300 Hz et 3100 Hz. Le niveau de bruit moyen était environ 42 dbrnc au point de niveau relatif zéro L Des indicatifs d ’accès spéciaux ont été attribués à ces circuits qui ont été utilisés comme circuits de premier choix pour les communications ém anant de New Y ork à desti­nation de Londres et de Paris entre 9 heures et 14 heures (heure de New York) pendant les jours ouvrables. Le trafic em pruntant ces circuits était représentatif du trafic total enregistré au cours des heures d ’expérience.

Les opératrices, qui utilisaient ces circuits, n ’étaient pas averties de la présence des suppresseurs d ’écho et du temps de propagation modifié; elles n ’ont reçu aucune instruction particulière, excep­tion faite de celles qui étaient liées à l ’emploi de circuits à indicatifs spéciaux. Outre les renseigne­ments norm aux relatifs à l ’identification des abonnés, la durée de la communication, etc., les opératrices indiquaient sur les tickets l ’indicatif d ’accès utilisé.

. Les abonnés qui avaient utilisé ces circuits étaient rappelés et interrogés par un personnel spécialement formé à cet effet à New York, à Londres et à Paris, aussitôt que possible après la fin de la communication. En règle générale, ces entretiens duraient moins de 10 minutes. La forme générale du questionnaire est indiquée sur la figure 2 ci-après. On s’est efforcé au maximum d ’utiliser les mêmes formules ou des formules équivalentes, ainsi que les mêmes techniques à New York, à Londres et à Paris. En ce qui concerne les données présentées dans le présent docu­ment, aucun participant n ’a été interrogé plusieurs fois. Ceux qui posaient les questions n ’avaient aucune connaissance des conditions du circuit utilisé.

La qualité de transmission de chaque communication a été vérifiée et des mesures au v.u. mètre, pour les interlocuteurs de départ et d ’arrivée, ont été faites par du personnel des Etats-Unis. Chaque jour, avant la période expérimentale, le bruit et l ’affaiblissement des circuits ont été mesurés. Les circuits sont demeurés stables pendant toute la durée de l ’expérience et n ’ont nécessité que de rares réglages.

1 « dbrnc » signifie « dbm » (db par rapport au bruit dé référence de — 90 dbm), mesurés avec un appareil de mesure de bruit Western Electric 3A avec pondération C pour la téléphonie.

(Annexe E)

60 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

Questions posées aux abonnés ayant participé aux expériences sur les circuits en câbles sous-marinsentre New York et Paris ou Londres

1. Appel de l ’Administration des téléphones. Nous faisons une enquête sur la qualité de nos communications avec l ’outre-mer. Pouvez-vous répondre à quelques brèves questions?

2. Nos fiches indiquent que vous venez de demander/recevoir une communica­tion à destination de Londres/Paris/à partir de New York il y a un instant. Est-ce exact?

3. Vous-même, ou la personne avec laquelle vous vous êtes entretenu, avez-vous eu des difficultés pour parler ou pour entendre au cours de cette conversation? (En cas de difficultés, faire préciser et noter les termes — distinguer le deman­deur et le demandé.)

4. Selon vous, lequel de ces quatre termes décrit le mieux la qualité de votre conversation: excellente, bonne, assez bonne, ou médiocre? 1

5. Combien de fois par mois ou par an échangez-vous des conversations télé­phoniques avec une personne résidant à Londres/Paris/New Y ork? (En cas de première communication, passer à la question n° 7.)

6. Pour vos communications habituelles avec Londres/Paris/New York, lequel de ces quatre termes décrit le mieux la qualité de la communication : excellente, bonne, assez bonne ou médiocre?

7. Avez-vous d ’autres observations à formuler au sujet du service téléphonique avec l ’outre-mer?

ouiNON

OUINON

AUCUNEDIFFICULTÉ

QUELQUE

DIFFICULTÉ

EXCELLENTE BONNE

ASSEZ BONNE MÉDIOCRE

PAR MOIS PAR AN

EXCELLENTE BONNE

ASSEZ BONNE MÉDIOCRE

OUINON

F ig u r e 2

b) Description des suppresseurs d'écho

On trouvera dans le tableau II les valeurs des paramètres pertinents des suppresseurs d ’écho utilisés.

Des quatre suppresseurs d ’écho utilisés, les types 6A modifié et 1A sont très semblables. Tous deux combinent la commande de suppression à une action différentielle sur un circuit 2. Dans ces conditions, un interlocuteur à voix puissante ne peut annuler la suppression par un interlocuteur à voix faible avant la fin du temps de maintien du suppresseur. La modification apportée au type 1A consistait à améliorer sa sensibilité de 10 db à 1000 Hz et à augmenter l ’affaiblissement de suppression. Le type 6A modifié présentait une nouvelle caractéristique sensibilité/fréquence. L ’Administration britannique a observé que cette modification provoquait la suppression pour des sons vocaux de niveau plus faible, sans augmenter le niveau de bruit en exploitation.

1 Note du Secrétariat du C.C.I.T.T. — On a utilisé, pour traduire les mêmes mots anglais, les termes français définis à la page 595 du toms V du Livre Rouge pour une échelle à cinq notes. L’échelle utilisée ici ne comprend que quatre notes.

2 Pour une description plus complète des suppresseurs des types 1A modifié et B, voir la référence [1] cités à la fin du présent rapport.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 61

Le suppresseur d ’écho du type L se distingue par son action au cours des périodes pendant lesquelles les deux interlocuteurs parlent simultanément. Si ce phénomène se produit, la suppression est immédiatement interrompue et un affaiblissement de 6 db est inséré sur les deux voies d ’émission et de réception pour diminuer l ’écho, lequel n ’est plus supprimé. Le temps de maintien du circuit d ’intervention est de 30 ms environ. Ce suppresseur présente encore une caractéristique particulière: l ’effet d ’hystérésis présent dans les circuits de suppression et d ’intervention. Le niveau du signal nécessaire pour provoquer la libération du mode de suppression est d ’environ 9 db inférieur au niveau nécessaire prour provoquer son action.

Le suppresseur d ’écho expérimental du type B est similaire à celui du type L en ce que la suppres­sion est immédiatement interrompue lorsque les deux interlocuteurs parlent simultanément. Il présente cependant une caractéristique particulière : long temps de maintien d ’intervention (200 ms) et insertion d ’un compresseur des courants vocaux pendant que les deux interlocuteurs parlent simultanément, de manière à diminuer l ’écho.

T a b l e a u II

Caractéristiques des suppresseurs d'écho (valeurs nominales ou valeurs typiques mesurées)

1A 6A B L

Suppression

Niveau de fonctionnement ° - 41 - 26 - 31 - 32Niveau de libération a - 44 - 29 - 33 - 41Temps de fonctionnementb 10 4 8 1Temps de maintien 50 50 50 30Largeur de bande Maximum à 1000 Hz, Maximum à 3500 Hz, Uniforme Uniforme

20 db de moins augmentation de 7 db pour toute pour touteà 500 et 2000 Hz de 1000 à 2000 Hz la bande

vocalela bande

vocaleIntervention

Niveau de fonctionnement - 41 - 26 - 26 - 36Niveau de libération - 44 - 29 - 27 - 41Temps de fonctionnement 50 e 50e 10 1Temps de maintien 20 50 200 30

Largeur de bande Comme dans le cas de la suppression

Affaiblissement lorsque les deux interlocuteurs parlent en même temps

1A Aucun6A AucunB Affaiblissement de 6 db sur la voie d’émission.

Compresseur de courants vocaux sur la voie de réception avec affaiblissement de 0 dbpour un signal de —40 dbm et de 18 db pour un signal de 0 dbm au point de niveaurelatif zéro.

L Affaiblissement de 6 db sur les deux voies d’émission et de réception.

«Toutes ces valeurs sont exprimées par le niveau de puissance, en dbm, d’un signal à 1000 Hz au point de niveau relatif zéro.

b Tous les temps sont exprimés en ms et mesurés à l ’aide d’un signal à 1000 Hz d’un niveau supérieur de 3 db au niveau de fonctionnement.

« En présence d’un signal de suppression sur la voie de réception, il n ’y a pas d’interve.ntion avant l’expi­ration du temps de maintien.

(Annexe' E)

62 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

c) Résultats

Généralités. — Les mesures primaires de l ’effet subjectif du temps de propagation sont indiquées par les réponses aux questions 3 et 4 de la figure 2, portant sur la difficulté à parler ou à entendre et sur l ’évaluation de la qualité. Ces questions ont été posées dans quatre « villes » différentes, savoir ceux qui recevaient des communications à Paris et à Londres et ceux qui demandaient ces communi­cations à New Y ork pour Paris ou pour Londres; ceux qui utilisaient des circuits avec l ’un des quatre suppresseurs d ’écho différents: 1A, 6A, B et L ; et ceux qui avaient été mis en présence de l ’une des quatre valeurs différentes du temps de propagation : 90,300,600 et 800 ms. Une soixantaine d ’interrogatoires ont ainsi pu être faits pour chaque combinaison de ville, de suppresseur d ’écho et de temps de propagation. Au total, environ 3000 personnes ont été interrogées.

Pourcentage ayant indiqué des difficultés. — On trouvera sur la figure 3 l ’indication des réponses à la question 3, sous forme du pourcentage des personnes interrogées, par rapport au nombre total de réponses, qui ont signalé des difficultés. Chaque point de cette figure correspond à environ 750 interrogatoires 1. Les résultats correspondant à toutes les villes et à tous les suppresseurs d ’écho ont été combinés pour chaque valeur de temps de propagation. La figure 3 indique que les difficultés d ’élocution et d ’écoute s’accroissent avec le temps de propagation et que la pente de cette fonction augmente aux temps de propagation les plus élevés.

%

Temps de propagation aller-retour

F ig u r e 3 . — Pourcentage des personnes interrogées ayant fait état de difficultés - Résultats combinés pourles villes et les suppresseurs d’écho

1 Sur environ 3000 personnes interrogées et ayant répondu, environ 300 cas correspondent à des situa­tions dans lesquelles les deux interlocuteurs ont pu être interrogés et ont fait état de difficultés, 500 à des cas correspondant à des situations dans lesquelles les deux interlocuteurs ont pu être interrogés et l’un d’eux seulement a signalé des difficultés, 100 à des cas où les deux interlocuteurs ont pu être interrogés et dans lesquels aucun n ’a signalé de difficulté, tandis que 1200 correspondent à des cas où seul l’un des deux interlocuteurs a pu être interrogé.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 63

%

Temps de propagation aller-retour

F i g u r e 4 . — Pourcentage des personnes interrogées ayant fait état de difficultés - Comparaison entre les suppresseurs d’écho - Résultats combinés pour les villes

La figure 4 indique la ventilation de ce pourcentage pour chaque suppresseur d ’écho. Si l ’on considère que les valeurs indiquées sur la figure 3 correspondent à la moyenne véritable pour l ’en­semble des communications, toutes les valeurs indiquées sur la figure 4, sauf une, tom bent entre les limites de confiance à 95 % par rapport à cette moyenne. Il en résulte qu’il convient d ’interpréter avec précaution les différences entre suppresseurs d ’écho, car on peut concevoir q u ’elles résultent du hasard de l ’échantillonnage. On m ontrera ultérieurement qu ’il existe une différence plus significative entre les suppresseurs d ’écho utilisés et qui porte sur les types précis de difficultés qu ’ils provoquent.

Combinées pour les divers suppresseurs d ’écho, les différences entre villes sont faibles, irrégu­lières et sans grande signification. La similitude des résultats dans chaque ville, selon la valeur du temps de propagation, n ’est pas seulement valable pour le pourcentage de difficultés signalées mais aussi pour l ’évaluation de la qualité (question 4). E tant donné que le lieu de l ’interrogatoire est sans importance, les données provenant de toutes les villes ont été combinées aux fins de l ’analyse des renseignements obtenus.

Evaluation de la qualité. — La figure. 5 indique l ’évaluation de la qualité de transm ission en fonction du temps de propagation (question 4). Les données obtenues avec tous les suppresseurs d ’écho ont été combinées. Le pourcentage de communications « excellentes » décroît de façon

(Annexe E)

64 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

quasi linéaire en fonction du temps de propagation, tandis que les pourcentages d ’opinions « médiocre » ou « assez bon » suivent étroitement la courbe du pourcentage de difficultés (figure 3).

°/S

Temps de propagation aller-retour

F i g u r e 5 . — Evaluation de la qualité des communications - Résultats combinés pour les villes et les suppresseurs d’écho

Dans la figure 6, on trouve la courbe du pourcentage des communications évaluées comme médiocres ou assez bonnes en réponse à la question 4, pour chaque type de suppresseur d ’écho pris séparément. Cette courbe a une forme analogue à celle du pourcentage des difficultés signalées de la figure 4. Comme pour la figure 4, il serait possible d ’attribuer au hasard les différences entre suppresseurs d ’écho mais, considérés simultanément, les résultats obtenus sur les deux figures pour des temps de propagation de 600 et de 800 ms suggèrent nettement que les suppresseurs d ’écho des types B et L provoquent passablement moins de difficultés que ceux des types 1A et 6A.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 65

Temps de propagation aller-retour

F i g u r e 6 . — Pourcentage des personnes interrogées qui ont estimé que les communications étaient médiocres ou assez bonnes - Comparaison entre les types de suppresseurs d’écho - Résultats combinés pour les villes

0 90 300 600 800 msTemps de propagation aller-retour

F i g u r e 7 . — Opinion moyenne exprimée sur les communications - Résultats combinés pour les villes etles suppresseurs d’écho

(Annexe E)

66 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

Note moyenne d'opinion. — La note moyenne d ’opinion correspondant aux interrogatoires des usagers est indiquée sur la figure 7 pour l ’ensemble des suppresseurs d ’écho et sur la figure 8 pour chaque suppresseur pris séparément. Cette opinion est la moyenne pondérée des réponses données à la question 4: « excellent » correspond à la note 4, « bon » à la note 3, « assez bon » à la no te 2 et « médiocre » à la note 1. Comme on pouvait le prévoir, cette courbe permet, dans l ’ensemble, d ’aboutir aux mêmes conclusions que les courbes « médiocre plus assez bon » de la figure 5, mais elles sont disposées en sens inverse et dans un intervalle moins étendu.

co•a

oaa>

Temps de propagation aller-retour

F i g u r e 8 . — Opinion moyenne exprimée sur les communications - Comparaison entre les suppresseurs d’écho - Résultats combinés pour les différentes villes

Intervention des usagers. — Comme pour toutes les communications à destination de l ’outre­mer, les utilisateurs des circuits expérimentaux pouvaient demander un autre circuit en faisant scintiller la lampe d ’appel de l ’opératrice d ’outre-mer. Le pourcentage d ’interventions est passé de moins de 1 % pour le temps de propagation de 90 ms à 4 % environ lorsque le temps de propa­gation atteignait 800 ms. Le petit nombre de ces interventions fait q u ’une ventilation en fonction des conditions expérimentales ne serait pas justifiée.

Commentaires. — Les personnes qui ont répondu « oui » à la question 3 ont également donné une description des difficultés qu ’elles avaient rencontrées. Sur la base des termes exacts employés par les usagers pour décrire ces difficultés, il n ’est pas toujours facile de les classer. Une commission composée de trois personnes venant du Bell System, de la N ational Aeronautics and Space Admi­nistration et de la Communications Satellite Corporation, et n ’ayant pas connaissance des sup­presseurs d ’écho et du temps de propagation sur lesquels portaient ces commentaires, les a classés en 18 types différents. Le pourcentage, par type, du nombre total de ces commentaires est indiqué sur la figure 9. Le cas échéant, plusieurs types de commentaires pouvaient résulter de la réponse d ’une seule personne.

Les commentaires faits par les usagers sont également divisés selon qu ’ils signalaient leurs propres difficultés (extrémité de départ) ou celles qui avaient été signalées par leurs interlocuteurs (extrémité d ’arrivée).

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 67

Commentaires sur l'extrémité de départ Coupures :

Coupure Coupure intermittente

Coupure au début de la conversation Coupure à la fin de la conversation

Difficulté à intervenir

Faible volumeEvanouissements :

Evanouissement Evanouissement intermittent

Faible volume au début de la conversation Faible volume par intermittence

Bruits :Bruit

Diaphonie

Echo

Temps de propagation

Distorsion

Coupure du circuit

Non classé

Favorable

Commentaires sur l'extrémité d'arrivée

Coupures Evanouissements

Faible volume Bruits Echo

Coupure du circuit Non classé

22 %

'/////////////////////A A

CC I T T - 39 71,6 %

10

Pourcentage15 20

F i g u r e 9 . — Pourcentage de l ’ensemble des observations formulées selon leur type

Le rapport entre les commentaires et les suppresseurs d ’écho utilisés est indiqué sur la figure 10. Les types de commentaires sont ceux qui sont indiqués sur la figure 9. Quatre points sont indiqués en face de chaque commentaire, un pour chaque valeur du temps de propagation. Ces points représentent le pourcentage d 'interrogatoires dans lesquels il était répondu « oui » à la question 3 et dans lesquels il y avait un commentaire du type indiqué, exception faite des commentaires favorables. Dans tous les cas sauf un, ces derniers provenaient d ’interrogatoires ne signalant aucune difficulté.

U n certain nombre d ’éléments ressortent immédiatement de la figure 10. T out d ’abord, en général, le nom bre de commentaires favorables diminue en fonction du temps de propagation; deuxièmement, les commentaires au sujet de coupures augmentent généralement en nom bre avec le temps de propagation; troisièmement, le nom bre des commentaires relatifs à l ’écho ou au temps de propagation est trop faible pour que l ’on puisse signaler des tendances à leur égard.

(Annexe E)

68 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

Les autres types de commentaires ne manifestent pas de tendance nette. Il y a une nette différence entre le nom bre de commentaires sur des coupures selon que l ’on utilisait des suppresseurs d ’écho du type B ou des autres types1. On estime que ceci est dû à la différence entre les temps de maintien pour l ’intervention et à l ’insertion du compresseur de courants vocaux au cours des périodes pendant lesquelles les deux interlocuteurs parlent simultanément. Bien que les commentaires sur des coupures soient moins nombreux pour le suppresseur d ’écho du type B, le nombre to tal des autres types de commentaires est un peu plus élevé avec ce suppresseur d ’écho q u ’avec les autres types.

C = Coupures V = Faible volume F = Evanouissements N = Bruit et diaphonie

F i g u r e 1 0 . — Types de commentaires formulés, classés en fonction des suppresseurs d’écho utilisésRésultats combinés pour les villes

Résumé des résultats. — Bien que les mesures de réaction subjective au temps de propagation n ’aient pas toutes été examinées en détail, il est possible de tirer quelques conclusions préliminaires:

1) Il ne semble y avoir aucune valeur du temps de propagation qui établisse une distinction claire entre un service acceptable et un service inacceptable. Il semble plutôt que toutes les mesures de diminution de la qualité de transmission augmentent régulièrement en fonction du temps de propagation et que le taux d ’augmentation croît également en fonction du temps de propagation.

1 L’importance relative des diverses catégories de commentaires n ’a pas été établie.

E = EchoD = Temps de propagation M = Distorsion T = Coupure du circuit

U = Non classé O = Extrémité d ’arrivée

(tous types)G = Favorable

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 69

2) A mesure que le temps de propagation augmente, les commentaires formulés par les usagers indiquent une différence dans les effets exercés sur la conversation par les divers suppres­seurs d ’écho.

3) Les suppresseurs d ’écho expérimentaux L et B ont m ontré des avantages pour les temps de propagation les plus longs, mais aucun type de suppresseur n ’a m ontré un avantage réel sur les autres pour l ’ensemble des temps de propagation sur lesquels portait l ’expérience.

III. E x p é r i e n c e f a i t e a v e c l ’i n s t a l l a t i o n a p o s t e s s u p p l é m e n t a i r e s d e M u r r a y H i l l

a) Description de Vexpérience

U n appareil de contrôle et de simulation du service appelé Sibyl est installé au laboratoire de M urray Hill; il permet d ’insérer des conditions d ’essai sur des communications téléphoniques, par ailleurs normales, établies par l ’intermédiaire de l ’installation à postes supplémentaires de M urray Hill [2]. Toutes les lignes dépendant de l ’installation à postes supplémentaires peuvent être prises au répartiteur local et acheminées sur cet appareil. Dans le cas des expériences portan t sur le temps de propagation, l ’écho et les suppresseurs d ’écho, l ’appareil de simulation approprié a été introduit sur une communication à la fois dans la salle d ’expériences de Sibyl. Cette insertion était faite de manière à éviter de donner à ceux qui participaient à l ’expérience une indication leur perm ettant de conclure qu ’une certaine communication était acheminée de manière spéciale. Le m ontage de l ’appareil de simulation, y compris les termineurs, les suppresseurs d ’écho et les éléments augmentant le temps de propagation est indiqué sur la figure 11. D ans l ’expérience décrite ci-dessous — l ’expérience 3 décrite par ailleurs par Riesz et Klemmer [3] — le suppresseur d ’écho utilisé était le suppresseur expérimental du type B décrit ci-dessus.

Les sujets qui participaient à l ’expérience avaient été informés q u ’un certain nom bre de leurs communications seraient acheminées sur un circuit expérimental. Ils avaient été avisés que s ’ils estimaient que le circuit qu ’ils utilisaient n ’était pas « satisfaisant » pour la conversation normale, ils pouvaient composer le chiffre « 4 » sans qu’il leur soit nécessaire de raccrocher ou de couper la communication; le circuit norm al serait alors rétabli.

Au total, 56 personnes ont participé à la totalité de l ’expérience et sont mentionnées dans les résultats dont il est fait état ci-dessous. Après une semaine d ’essais avec un temps de propagation de 50 ms, ce groupe a été scindé en quatre sous-groupes d ’importance à peu près égale et présentant un taux moyen de communications équivalent; ces sous-groupes ont été exposés à la séquence de temps de propagation indiquée sur le tableau III. Selon cette séquence, les participants d ’un sous- groupe n ’ont jamais été exposés à un temps de propagation plus élevé que celui qui était assigné de la cinquième à la quatorzième semaine. On évitait ainsi toute interaction qui eût pu augmenter le taux de refus aux temps de propagation moins élevés.

T a b l e a u III

Séquence des temps de propagation pour chaque sous-groupe (les nombres du tableau sont les temps de propagation aller-retour, exprimés en millisecondes)

Semaines d ’expérience

Sous-groupe 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16

1 50 6002 50 2003 50 200 4004 50 200 600

(Annexe E)

(Annexe E)

oo

- 2 dbr - 5,5 dbr 5 dbr— ► (Ouest en est)

(est en ouest) | -«—- 2 , 5 d b r - 5,5 dbr - 5,5 dbr -2 dbr CCITT-41

F ig u r e 11. — Simulateur de circuit par satellite montrant la méthode d’introduction du temps de propagation et des suppresseurs d’échoLe niveau aux bornes à deux fils des termineurs est désigné arbitrairement comme niveau relatif —2 db. Les niveaux aux autres points

utilisent la même référence. L’affaiblissement total entre points de commutation est égal à 4,5 db.

TEMPS

DE PRO

PAGATIO

N (É

TA

TS-U

NIS)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS) 71

b) Résultats

Les résultats principaux de cette expérience sont reportés sur la figure 12, sur laquelle le taux de refus est exprimé en fonction du temps de propagation. D ans la courbe en tra it plein, les points 50, 200 et 400 ms comprennent seulement les données des sous-groupes 1, 2 et 3 respectivement. Les résultats recueillis pour les semaines 5 à 16 sur les sous-groupes 1 et 4 ont été combinés pour obtenir le point correspondant à 600 ms. Le taux de refus augmente de façon quasi linéaire de 2% pour un temps de propagation de 200 ms à 14% pour un temps de propagation de 600 ms.

Les sous-groupes combinés 1 et 4 ont participé à l ’expérience pendant une semaine supplémen­taire pendant laquelle ils ont été exposés à des temps de propagation de 200, 600 et 1200 ms; les ré­sultats obtenus sont indiqués sur la courbe en pointillé de la figure 12. Le taux de refus de 34% obtenu pour le temps de propagation de 1200 ms correspond bien à l ’extrapolation linéaire de la courbe en trait plein; cependant, les taux de refus correspondant aux temps de propagation de 200 et de 600 ms ont augmenté.

J 8ii.’S

(U 4>

T3 S

ctf a H ’O

200 6 00 6 0 0 8 0 0 1000 1200 1600 m s

Temps de propagation aller-retour exprimé en millisecondes

Chaque point représente des groupes distincts de 12 à 25 personnes, exception faite du fait que le groupe correspondant à 50 ms (groupe 1) a ensuite été exposé à un temps de propagation de 600 ms et vient s’ajouter au groupe qui avait, à l’origine, été désigné pour cette valeur du temps de propagation (groupe 4). La ligne en trait pointillé indique les résultats obtenus en exposant ce groupe mixte (1 et 4) à des temps de propa­gation variables pendant une semaine. Chaque point de la ligne en trait plein représente de 376 à 774 com­munications. Chaque point de la ligne en pointillé correspond à un nombre de communications variant de 53 à 68.

F ig u r e 12. — Taux de refus en fonction du temps de propagation

Même avant qu ’un effet d ’interaction des temps de propagation ne soit in troduit au cours de la dernière semaine de l ’expérience, le taux de refus tendait à augmenter à mesure que l ’expé­rience se prolongeait. Les données recueillies sont reportées sur la figure 13 en fonction des semaines d ’expérience avec des courbes distinctes pour les temps de propagation de 200, 400 et 600 ms. Le premier point de chaque courbe représente les deux premières semaines pendant lesquelles chaque sous-groupe parvenait à son temps de propagation maximum, et ainsi de suite.

(Annexe E)

72 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

Semaines d’expérience

Les données correspondant à chaque groupe sont combinées à partir du début des semaines auxquelles ils parviennent au temps de propagation maximum auquel ils ont été exposés (200,400, 600 ms). La semaine additionnelle de temps de propagation mélangés, jusqu’à la valeur maximale de 1200 ms, n ’est pas ajoutée sur cette figure. Chaque point correspond à un nombre de communications variant de 47 à 163.

F i g u r e 13. — Taux de refus exprimé en fonction des semaines au temps de propagation maximum

La courbe correspondant au temps de propagation de 600 ms est tout à fait erratique, mais donne à penser que les usagers tendent à moins tolérer les effets du temps de propagation à mesure q u ’ils en acquièrent l ’expérience. Aussi peu concluants que soient ces résultats, ils permettent de mettre en question l ’emploi de résultats fondés sur une seule exposition de sujets non informés pour prévoir la possibilité d ’acceptation à long terme de temps de propagation élevés.

Il est intéressant d ’observer, bien que cela ne soit pas particulièrement surprenant, que les taux de refus obtenus au cours de cette expérience sont beaucoup plus élevés que celui des interventions des abonnés auprès des opératrices, observé au cours des expériences portant sur les usagers du câble sous-marin. Le processus de refus est plus simple et donne des avantages parfaitement connus des participants à l ’expérience. D ’autre part, le pourcentage de refus est égal à la moitié environ des réponses signalant des difficultés dans l ’expérience avec le câble sous-marin. On peut donc en conclure qu ’il n ’y a pas eu rejet autom atique des communications toutes les fois que les parti­cipants rencontraient des difficultés sur une communication em pruntant l ’installation à postes supplémentaires, ce qui concorde bien avec le résultat des interrogatoires des usagers de cette installation immédiatement après un échantillon de communications. Près de la moitié de ceux qui n ’avaient pas refusé une communication expérimentale avec un temps de propagation de 600 ms avaient observé quelque chose d ’anormal, écho, hachures, bruit, volume faible ou temps de propa­gation.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

IV. L i m i t a t i o n s e t a p p l i c a t i o n s

Lors de la préparation et de l ’exécution des deux expériences portant sur les usagers du câble sous-marin et sur ceux de l ’installation à postes supplémentaires de M urray Hill, on n ’a négligé aucun effort pour obtenir des résultats tout à la fois réalistes et impartiaux. Cependant, chacune de ces expériences présente ses faiblesses propres et il est indispensable de les reconnaître avant d ’inter­préter et d ’appliquer les résultats.

U n élément im portant de l ’expérience sur les usagers de l ’installation à postes supplémentaires était qu ’il n ’était commode de recueillir des données que sur un faible échantillon d ’usagers. De plus, ces usagers n ’étaient pas exposés à des paramètres de transmission im portants variant dans l ’intervalle que l ’on peut prévoir sur des communications internationales véritables. C ’est ainsi que les affaiblissements d ’équilibrage avaient été uniformément réglés à la valeur de 12 db, valeur inférieure d ’un écart type à la moyenne que l ’on s’attend à rencontrer aux Etats-Unis. Le bruit était négligeable et l ’affaiblissement, entre les participants qui parlaient et les suppresseurs d ’écho, — était asymétrique. Ces mêmes conditions de transmission peuvent être effectivement rencontrées dans la réalité, mais les conditions expérimentales représentaient une situation plus critique que la situation normale. Ce fait, ainsi que la facilité relative avec laquelle les com muni­cations pouvaient être refusées pour obtenir une très bonne communication locale, permet de douter de la possibilité d ’appliquer les résultats obtenus aux communications avec l ’outre-mer.

L ’expérience portant sur les usagers des circuits en câble sous-marin a été conçue en vue d ’obtenir des données en provenance d ’un im portant échantillon d ’usagers à l ’occasion de conver­sations réelles avec l ’outre-mer, ce qui permettait de surmonter les limitations majeures de l ’expé­rience portant sur les usagers de l ’installation à postes supplémentaires. Pour autant que l ’on sache, ces renseignement sont les plus im portants et les plus réalistes de ceux qui ont été obtenus jusqu’ici. Néanmoins, cette expérience, elle aussi, présente ses limites qu’il convient de reconnaître. Ainsi qu’il est expliqué dans la description de l ’expérience, la réaction d ’un usager a été déterminée par des questions qui n ’étaient posées qu’après que ce dernier a été exposé une fois seulement à l ’une quelconque des conditions expérimentales. E tant donné le nombre restreint de circuits par satellites simulés que l ’on pouvait utiliser, il n ’était guère possible qu’un nombre im portant d ’abon­nés se familiarisent avec l ’emploi de temps de propagation élevé grâce à plusieurs expériences. On a également estimé q u ’il aurait été peu indiqué d ’informer le public qu’un certain nom bre de communications avec l ’outre-mer n ’étaient pas desservies de la même manière que les autres. En conséquence, du point de vue des usagers, la situation était totalement différente de celle qui se présentait dans le cas de l ’expérience de M urray Hill et différera également aussi totalem ent de celle qui prévaudra lorsque les abonnés sauront que les câbles et les circuits par satellite — ces derniers avec temps de propagation élevé — pourront être utilisés pour acheminer leurs com muni­cations téléphoniques.

D ans ces deux expériences, la norme essentielle de comparaison dont disposaient les usagers était un circuit de haute qualité, une communication pratiquement normale dans une installation à postes supplémentaires ou une liaison par câble sous-marin entre deux agglomérations importantes. L ’emploi de cette com paraison est conforme à l ’objectif du C.C.I.T.T. visant à améliorer la qualité de transmission dans le service téléphonique international. Néanmoins, les données obtenues grâce à ces deux expériences ne permettent pas de prévoir directement le taux relatif d ’acceptation par les usagers lorsque la seule solution de rechange qui leur sera offerte à un circuit à temps de pro­pagation élevé sera un circuit de qualité à d ’autres égards inférieure, par exemple, un circuit radio- téléphonique sur ondes décamétriques.

Dans l ’avenir, il faut prévoir une complication qui se posera lors de la mise en service de circuits à temps de propagation élevé: c ’est la nécessité des circuits de prolongement à partir des centres têtes de ligne si l ’on veut desservir une proportion importante du trafic commercial total. D ans les conditions d ’exploitation actuelles, ces circuits de prolongement com prennent fréquem­ment des couples additionnels de suppresseurs d ’écho. L ’on sait qu ’il n ’est pas souhaitable d ’avoir des couples de suppresseurs d ’écho en tandem avec des temps de propagation norm aux; on prévoit que leurs effets indésirables augmenteront lorsque des temps de propagation accrus interviendront.

(Annexe E)

74 TEMPS DE PROPAGATION (ÉTATS-UNIS)

Cette complication a été évitée lors des expériences signalées ci-dessus et, à ce jour, aucune donnée ne permet de prévoir ce que deviendra la possibilité d ’accepter un circuit. On peut formuler les mêmes observations en ce qui concerne des combinaisons mixtes de suppresseurs d ’écho et de caractéristiques non uniformes des circuits de prolongement nationaux, qui peuvent se présenter lorsque les circuits terminaux sont sous l ’autorité de diverses Administrations.

En résumé, on estime que les données actuelles ne suffisent pas tout à fait pour prévoir avec certitude la tolérance des usagers lorsqu’un grand nombre de circuits par satellites avec temps de propagation élevé seront mis en service sur des artères équipées parallèlement de circuits en câble sous-marin. D e nouvelles expériences devraient être tentées pour évaluer l ’influence des autres facteurs. Entre-temps, les données obtenues perm ettront de préciser les gammes de temps de propagation dont l ’effet peut être négligé ou, au contraire, est intolérable. Les Administrations et les Exploitations privées examineront ces données en regard d ’autres caractéristiques de la qualité de transmission, de considérations d ’ordre économique et de la nécessité de disposer de voies différentes pour desservir des relations déterminées en choisissant entre plusieurs plans.

BIBLIOGRAPHIE

[1] B r a d y , P. T. et H e l d e r , G. K . : Echo suppressor design in téléphoné communications. B.S.T.J. 42, novembre 1963, pages 2893-2918.

[2 ] I r v i n , H. D.: Sibyl: a laboratory for simulation studies of man-machineSystems. 1 9 5 8 , Procès-verbal de la Convention de Wescon de VI.R.E., 4e partie.— : Studying to-morrow’s communications — to-day. Bell Laboratories Record, novembre 1958.

[3] R i e s z , R. R. et K l e m m e r , E. T. : Subjective évaluation of delay and échos uppressors in téléphoné com­munications. B.S.T.J., novembre 1963, pages 2919-2941.

(Annexe E)

TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl) 75

ANNEXE F

(Genève, 1964; citée dans l ’Avis P. 14)

QUALITÉ DE TRANSM ISSION DES COM M UNICATIONS TÉLÉPH O N IQ U ES PRÉSENTANT DES TEM PS DE PROPAGATION ÉLEVÉS

(Résultats d ’essais effectués en exploitation réelle par l’Administration du Royaume-Uni)

SOMMAIRE

1. Introduction.

2. Résultats d ’essais en exploitation réelle.2.1. Communications entre le Royaume-Uni et l’Australie.

2.1.1. Choix des communications.2.1.2. Observations.2.1.3. Résultats.2.1.4. Commentaires sur les résultats obtenus.

2.2. Conversations de New York à Londres.2.2.1. Dispositions techniques prises pour ces essais.2.2.2. Observations faites par les observatrices de contrôle.2.2.3. Commentaires sur les résultats obtenus.

3. Bibliographie.

1 . I n t r o d u c t i o n

Sur certaines communications téléphoniques mondiales par câble sous-marin et dans certains systèmes de communication par satellites projetés, les temps de propagation moyens dans un seul sens seront sensiblement supérieurs à 150 ms. Les facteurs ci-après risquent de diminuer la qualité des conversations échangées sur ces communications :

a) le temps de propagation lui-même, qui peut bouleverser l ’alternance norm ale du tempsde parole et du temps d ’écoute;

b) l ’écho, imparfaitement supprimé par les suppresseurs d ’écho, qui peut être gênant pour lapersonne qui parle;

c) la m utilation de la parole due au fonctionnement des suppresseurs d ’écho, qui provoquedes interruptions inutiles et qui peut être gênante pour la personne qui écoute.

Ces trois facteurs sont étudiés actuellement en laboratoire, aussi bien distinctement que con­jointement, lorsqu’ils sont associés à diverses valeurs d ’affaiblissement, de niveau de bruit, de distor­sions et d ’affaiblissements d ’adaptation. Les résultats obtenus jusqu’ici m ontrent que, même en l ’absence des facteurs décrits en b) et c), un temps de propagation moyen dans un seul sens de 250 ms peut déjà être aisément détecté lors d ’une conversation par de nombreux couples d ’inter­locuteurs. La confusion qui se produit dépend, pour une large part, de la nature de la conversation et des caractéristiques personnelles des interlocuteurs. D ans certaines conditions de laboratoire et avec un temps de propagation moyen dans un seul sens de 250 ms, une confusion s’est produite en moyenne toutes les deux minutes, et la fréquence d ’apparition augmentait à peu près en fonction du temps de propagation. Des renseignements supplémentaires sont indiqués dans la référence [5].

Les facteurs définis ci-dessus viendront naturellement s’ajouter aux valeurs d ’affaiblissement, de bruit et de distorsion qui se produisent normalement, et leur présence est particulièrement im portante dans l ’étude des effets du facteur b). Les travaux effectués récemment sur la suppression obtenue au moyen de suppresseurs d ’écho ont montré que la perceptibilité de l ’écho imparfaitement

(Annexe F)

76 TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl)

supprimée, lorsque le temps de propagation moyen dans un seul sens dépasse 150 ms environ, est liée à la quantité E qui est définie comme étant la valeur de l ’affaiblissement d ’adaptation additionnel (le même à toutes les fréquences) juste nécessaire pour rendre imperceptible un écho imparfaitement supprimé. E est donnée par l ’expression:

E = T N — N + K s — b — w (1)

où Tn est le niveau maximum de bruit blanc dans la voie téléphonique tout juste insuffisant pour faire fonctionner le suppresseur d ’écho en l ’absence de tout signal dans le sens opposé;

N est le niveau de bruit qui existe effectivement dans le circuit et qui est perçu par la personne qui parle. Les quantités TN et N sont exprimées toutes deux en db par rapport à 1 mW et rapportées aux points respectifs de niveau relatif zéro ; on applique la pondération psophométrique. Si le bruit de salle n ’est pas d ’un niveau raisonnablement faible, il faudra peut-être prévoir une marge à cet effet;

Ks est un nombre appelé «coefficient de suppression» qui dépend des caractéristiques du suppresseur d ’écho (y compris la caractéristique de sensibilité en fonction de la fréquence de la voie de commande et le temps de fonctionnement et, dans une certaine mesure, du niveau des courants vocaux. Dans les suppresseurs d ’écho du type 6A de l ’Administration britannique (qui sont conformes aux dispositions de l ’Avis G. 151 du C.C.I.T.T.) K s est d ’environ 10 db pour le niveau de courant vocal le plus défavorable;

b est l ’affaiblissement d ’adaptation dont on a pris la moyenne de façon convenable dans la bande de fréquences (les valeurs situées entre 2500 Hz et la limite supérieure de la bande de fré­quences transmise par la voie sont particulièrement importantes);

w est l ’affaiblissement à 800 Hz du circuit où les suppresseurs d ’écho sont insérés; w est mesuré entre extrémités à deux fils du circuit.

Si l ’on applique l ’expression (1) aux conditions qui régnent généralement en pratique, on constatera qu’il se produira de nombreux cas où l ’on pourra détecter aisément un écho imparfai­tement supprimé. Il va sans dire qu ’un écho perceptible ne présente pas nécessairement des incon­vénients mais, lorsque E atteint 20 db, il est probable q u ’une large proportion d ’usagers trouve­ront la communication mauvaise. Certaines expériences ont m ontré que K s peut être réduit (ce qui améliore la suppression d ’écho) en adoptant, pour les voies de commande, une caractéristique de fréquence plus uniforme ou qui augmenterait même légèrement avec la fréquence.

U n observateur qui surveille les conversations sur des circuits de laboratoire équipés de suppres­seurs d ’écho perçoit très nettem ent les mutilations dont le nombre peut atteindre 8 par minute (pour la transmission de la parole dans les deux sens); les personnes qui prennent part à la conver­sation semblent, par contre, se rendre moins bien compte de ces mutilations, car il est très probable que la plupart d ’entre elles se produisent pendant qu’une personne parle et ne prête pas attention aux sons qui parviennent à son oreille. Malgré cela, il est certain que les mutilations dues au sup­presseur d ’écho peuvent être détectées aisément en pratique lorsque le temps de propagation dans un seul sens est de l ’ordre de 150 ms ou plus et, en outre, ces mutilations peuvent aggraver sensible­ment les difficultés éprouvées par les usagers.

Il n ’est guère possible, sur les commünications téléphoniques telles qu ’elles sont en pratique, de rendre complètement imperceptibles les facteurs décrits en b) et c), sauf si Ton utilise un trajet entièrement distinct pour chaque sens d ’une conversation entre deux usagers. Le problème qui se pose consiste à trouver la meilleure solution de compromis possible entre les effets de ces deux facteurs, car une amélioration du facteur b) aura, dans une large mesure, pour effet d ’aggraver le facteur c) et vice versa. Malheureusement, l ’importance relative de ces deux facteurs ne saurait être déterminée aisément à l ’aide d ’essais de laboratoire uniquement et il faudra procéder à des études en exploitation réelle. Il est certain que les conditions dans lesquelles ces essais seront effectués doivent être choisies très soigneusement, car on risque d ’obtenir des résultats erronés si ces conditions sont trop différentes de celles dans lesquelles on désire prévoir la qualité obtenue. Les essais en exploitation réelle effectués jusqu’ici par l ’Adm inistration britannique sont analysés séparément ci-après.

(Annexe F)

TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl) 77

2 . R é s u l t a t s d ’e s s a i s e n e x p l o i t a t i o n r é e l l e

2.1 Communications entre le Royaume-Uni et VAustralie

Ces essais, faits en collaboration avec l ’Overseas Télécommunications Commission (Australie) et l ’Australian Post Office, ont débuté le 3 janvier 1964 sur le trafic échangé entre Londres et Sydney et Londres et Melbourne. Trois conditions d ’essai ont été appliquées à chacun des circuits nos 19, 20 et 21 (établis sur un seul groupe primaire); elles ont été attribuées différemment à chaque circuit d ’un jour à l ’autre pour que toute différence entre les circuits ne fausse pas la com paraison entre les conditions d ’essai. Ces conditions étaient:

A. Circuit avec suppresseurs d ’écho normaux, temps de propagation dans un seul sens d ’environ 130 ms;

B. Circuit dont les suppresseurs d ’écho norm aux avaient été remplacés à chaque extrémité par des suppresseurs modifiés ayant un seuil de sensibilité plus élevé et des caractéristiques différentes pour la voie de commande ;

C. Comme sous B, mais avec un temps de propagation additionnel de 200 ms dans chaque sens (en sorte que la valeur moyenne du temps de propagation dans chaque sens était d ’en­viron 330 ms).

2 .1 .1 Choix des communicationsLes communications étaient choisies de la manière suivante au départ du Royaume-Uni:Tous les demandeurs de conversations avec l ’Australie étaient d ’abord reliés à une opératrice

d ’enregistrement qui notait sur un ticket les détails de la communication demandée, y compris le numéro du demandé et l ’heure à laquelle la communication était demandée. Avant d ’annoncer au demandeur qu’il serait rappelé, l ’opératrice d ’enregistrement vérifiait auprès d ’une opératrice d ’assignation des temps qu ’une «com m unication lib re» existait à l ’heure demandée. A u cas où il n ’y avait pas de « communication libre », l ’opératrice d ’enregistrement convenait d ’une autre heure avec le demandeur.

Les tickets étaient alors transmis à la surveillante de la Section australienne, qui transm ettait à la surveillante chargée de l ’observation tous les tickets correspondant à des communications provenant de la zone de Londres et destinés à des abonnés de Sydney ou de M elbourne. La sur­veillante chargée de l ’observation affectait les communications aux trois circuits spéciaux mention­nés ci-dessus et notait sur les tickets les indicatifs d ’accès appropriés et, le cas échéant, l ’indicatif spécial de la zone de Sydney pour obtenir certains acheminements déterminés en Australie.

L ’expérience a également porté sur des communications en provenance de l ’Australie, qui ont été traitées d ’une manière analogue.

2.1.2 ObservationsLes observations suivantes ont été faites:a) Contrôle en cours de conversation par un personnel spécialement formé qui prenait note des

demandes de répétition, des commentaires défavorables (ou autres) sur la qualité de la transmission, des confusions dues à la longueur du temps de propagation et d ’autres renseignements pertinents et finalement formulait une opinion sur la qualité générale de la communication selon les caté­gories « excellente », « bonne », « assez bonne », « médiocre » ou « mauvaise ». Ces observations étaient faites à Londres et à Sydney.

b) des mesures techniques portant sur le niveau des courants vocaux (les deux directions étant mesurées à Londres et à Sydney), les niveaux de bruit et des enregistrements à l ’aide d ’un enregis­treur à pistes multiples qui permettaient d ’étudier les échos, la mutilation et la structure des con­versations; il était notam m ent possible d ’étudier les apparitions de confusions dues à la longueur du temps de propagation et l ’emplacement exact des mutilations.

A Londres, les observatrices chargées du contrôle faisaient partie d ’une équipe de six sur­veillantes adjointes (personnel d ’exploitation) affectées de manière non systématique à chacun des

(Annexe F)

78 TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNI)

trois circuits d ’essai, des changements d ’affectation étant effectués plusieurs fois par jour à inter­valles appropriés selon la procédure normale d ’exploitation. A Sydney, les observatrices faisaient partie du personnel spécialisé dans l ’évaluation de la qualité des circuits à destination de l ’outre­mer. Ces observatrices enregistraient leurs observations sur des feuilles spécialement préparées conformément aux instructions reçues et indiquaient à l ’aide de clés l ’apparition de certains phénomènes déterminés. Elles disposaient également de clés leur perm ettant éventuellement de supprimer le temps de propagation additionnel si elles estimaient qu ’une confusion trop grave en résultait.

A la suite de chaque conversation sur l ’un des circuits d ’essai l ’opératrice directrice transm ettait le ticket à l ’observatrice chargée du contrôle intéressée, qui reportait les renseignements relatifs à cette communication sur la feuille de rapport. Il était ainsi possible d ’identifier la communication en fonction du circuit utilisé et de l ’heure à laquelle elle avait commencé. L ’observatrice chargée du contrôle n ’avait pas connaissance des conditions d ’essai particulières appliquées à chaque cir­cuit. L ’attribution des trois conditions d ’essai aux trois circuits utilisés était modifiée chaque jour à 14 heures (heure de Greenwich) conformément à un plan expérimental en carré latin.

2.1.3 RésultatsLa période allant du 3 au 15 janvier a été consacrée à vérifier l ’équipement d ’observation et à

acquérir l ’expérience des essais. Les essais proprem ent dits se sont déroulés du 16 janvier au 14 février; un certain nombre de modifications ont alors été apportées au dispositif d ’essai et on en a profité pour procéder à la relève d ’un certain nombre de dérangements des suppresseurs d ’écho. Cette période est désignée comme étant la période 1 ; au cours de cette période, 424 communications ont été traitées par les observatrices chargées du contrôle, 327 d ’entre elles étant également soumises aux observations techniques. Les essais ont été repris le 9 mars et poursuivis jusqu’au 25 mars, date à laquelle une interruption a été marquée pendant la période de Pâques. On avait prévu de reprendre les essais aussitôt après les congés, mais deux dérangements du câble ont empêché leur reprise jusqu’au 13 avril. Le 22 avril, un certain nombre de modifications ont été apportées aux suppres­seurs d ’écho à Sydney pour diminuer leur tendance aux dérangements; on considère cette dernière date comme correspondant à la fin de la période 2 des essais, qui avait commencé le 9 mars. Au cours de cette période, 439 communications ont été traitées par les observatrices chargées du contrôle et, sur ce nombre, 269 ont également été soumises aux observations techniques. La période du 22 avril au 26 mai (période 3) a été consacrée à de nouveaux essais visant à déterminer si les modifications apportées aux suppresseurs d ’écho avaient une influence sur les résultats. U n dérange­ment survenu au câble a interrom pu cette série d ’essais du 30 avril au 13 mai.

Dans les tableaux ci-dessous, les conditions et les périodes d ’essais sont mentionnées selon les indications données ci-dessus.

(Annexe F)

TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl) 79

T a b l e a u 1

Opinions des observatrices chargées du contrôle(a) à Londres

Condition d ’essai . . . A B C

P é r io d e ........................ 1 2 3 1 2 3 1 2 3

Nombre de communi­cations .................... 161 149 80 155 165 86 108 123 53

Opinion :Excellent.................... 15 5 0 12 3 5 3 3 1B o n ........................... 110 107 59 103 122 59 56 64 27Assez b o n ................ 30 36 17 33 32 18 40 40 15M é d io c re ................ 5 1 3 6 5 3 ' 8 9 7M auvais.................... 1 0 1 1 3 1 1 7 3

Note moyenne1 . . . . 2,83 2,77 2,68 2,77 2,71 2,74 2,48 2,38 2,30

%B+ AB+ méd. -1- mauv. 90,7 96,6 100,0 92,3 98,8 94,2 97,2 97,2 98,1%AB+méd.+mauv. . . 22 25 26 26 24 26 45 46 47%méd.+mauv................ 3,7 0,7 5,0 4,5 4,8 4,7 8,3 13,1 18,9%mauv............................ 0,6 0 1,3 0,7 1,8 1,2 0,9 5,7 5,7

(b) à Sydney

Condition d ’essai . . . A B C

P é r io d e ....................... 1 2 3 1 2 3 1 2 3

Nombre de communi­cations .................... 125 114 97 139 121 72 97 110 45

Opinion :

E x c e lle n t................ 4 8 2 2 5 3 0 2 4B o n ........................... 101 93 74 107 95 58 52 71 24Assez b o n ................ 16 9 19 24 19 10 39 28 16M é d io c re ................ 4 3 2 6 1 1 3 3 1M auvais................... 0 1 0 0 1 0 3 6 0

Note moyenne1 . . . . 2,84 2,91 2,78 2,76 2,84 2,88 2,44 2,55 2,69

%B + AB+méd.+ mauv. 97,4 93,0 97,9 98,6 95,9 95,8 100,0 98,2 91,1%AB+méd. + mauv. . . 13 11 22 22 17 15 46 34 38%méd. + mauv................ 2,6 3,5 2,1 4,3 1,6 1,4 6,2 8,2 2,2%mauv............................ 0 0,9 0 0 0,8 0 3,1 5,4 0

1 Les notes moyennes ont été calculées en affectant les diverses catégories d ’opinions « excellent », « bon », « assez bon », « médiocre » et « mauvais » des coefficients de pondération 4, 3,2 ,1 et 0 respectivement et en prenant la moyenne arithmétique.

(Annexe F)

T a b l e a u 2

80 TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl)

Incidence des répétitions, confusions et multiations

Phénomène Répétitions 1 Confusions 2 Mutilations 3

Condition d ’essai A B C A B C A B C

Période 2 2 2 1 1 1 2 2 2

Toutes les communications (six premières minutes ou moins) Nombre de communications . Phénomènes par six minutes .

1511,04

1651,33

1231,85

900,14

810,13

630,33

9111,8

9210,1

7713,3

Communications de plus de six minutesNombre de communications . Phénomènes par six minutes .

891,01

941,26

521,69

Non comptées 4211,7

5510,6

2911,3

1 Par les deux interlocuteurs. — 2 L ’ensemble de la conversation étant pris en considération. — 3 D es paroles prononcées par l ’interlocuteur du Royaume-Uni.

T a b l e a u 3

Répartition de la durée des conversations (pourcentage de communications durant au moins T minutes)

Période 2

Condition d’essai A B C

T = 1

%100

%100

%100

2 98 98 983 95 93 944 76 74 685 68 63 566 60 58 447 47 45 368 38 35 279 33 30 22

10 25 24 1811 21 17 1512 18 16 1113 17 12 1014 16 11 815 14 10 7

2.1.4 Commentaires sur les résultats obtenusSi l ’on considère les pourcentages d ’opinion «A B + m éd .+ m au v .» , les résultats donnés dans

les tableaux l(a) et l(b) m ontrent que les observatrices de contrôle de Londres et celle de Sydney ont obtenu des résultats quelque peu différents. Les résultats pour les trois périodes 1, 2 et 3 ne

(Annexe F)

TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl) 81

présentent que des différences négligeables, en ce qui concerne les observatrices de Londres et ces différences, bien qu’un peu plus grandes, ne sont pas im portantes au point de vue statistique dans le cas des observatrices de Sydney. Ceci permet de mettre en commun les résultats des trois périodes, ce qui donne le tableau suivant pour les critères « assez b o n + médiocre+ mauvais » et « médiocre 4- mauvais ».

Condition d ’essai

A B C

%AB+méd.+mauv. Londres 24 25 46Sydney 16 19 39

%méd.+mauv. Londres 2,8 4,7 12,3Sydney 3,0 2,7 6,4

Il ressort nettement de ce tableau que le temps de propagation plus élevé de la condition d ’essai C diminue gravement la qualité de transmission. L ’amélioration attendue de la modification des suppresseurs d ’écho (comparaison de la condition B et de la condition A) ne s’est pas produite; ceci pourrait bien résulter du fait, établi après coup, que la modification a augmenté la probabilité de dérangements des suppresseurs. On peut tirer les mêmes conclusions si l ’on considère le compte des répétitions indiqué sur le tableau 2.

Le nombre de confusions indiqué dans le tableau 2 augmente nettement lorsque le temps de propagation est plus élevé (condition C) mais il est nettement moins élevé que celui qui avait été constaté lors des expériences poursuivies en laboratoire dont il est question au paragraphe 1. On peut adm ettre que cet effet n ’est pas une cause essentielle de difficultés.

L ’apparition de mutilations est fréquente mais, au cours de ces essais, on n ’en a observé que la moitié environ du nom bre relevé au cours des expériences de laboratoire. On a également constaté que le nom bre de mutilations n ’augmente pas de façon significative avec l ’augm entation du temps de propagation mais que le dérangement qu ’elles causent pourrait augmenter du fait q u ’aug­mente le temps qui sépare, pour le sujet, la parole qui les provoque et les m utilations proprem ent dites. De ce fait, on les observerait plus nettement.

Si l ’on se reporte au tableau 3, on constate que la durée des conversations pour lesquelles le temps de propagation est le plus long tend à diminuer, la durée d ’une conversation médiane dans la condition C étant inférieure de 18 % environ à celle des conversations dans les conditions A ou B. Il paraît très vraisemblable que les abonnés interrompent plus rapidement leurs conversations lorsqu’ils rencontrent des conditions de circuit plus difficile.

Pour l ’ensemble des communications, les répétitions sont légèrement plus fréquentes que si l ’on considère seulement les conversations de durée supérieure à 6 minutes, ce qui tendrait à indiquer qu’il y en a relativement plus au cours des conversations brèves que pendant les longues. On a déjà relevé cet effet au cours de précédentes études sur les répétitions et on croit qu ’il est dû au fait que les abonnés se familiarisent avec les conditions du circuit. Cet effet n ’est pas observable dans une mesure significative pour les mutilations.

2.2 Conversations de New York à LondresCes essais avaient surtout pour but d ’obtenir des renseignements, fondés sur des interrogatoires

d ’usagers, aux difficultés correspondant à l ’emploi de circuits à temps de propagation élevé. Ils ont été faits par l ’A.T.T. Co. en collaboration avec l ’Administration britannique et l ’Administration française des P.T.T. Les résultats des interrogatoires sont donnés ailleurs et l ’on n ’examine ici que les résultats des observations de contrôle.

(Annexe F)

82 TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNI)

U ne expérience pilote fut entreprise le 27 janvier 1964 avec des temps de propagation moyens dans un seul sens pouvant atteindre 600 ms. Les résultats obtenus ont amené à décider une enquête plus détaillée avec des temps de propagation moyens dans un seul sens ne dépassant pas 400 ms. Ces essais se sont poursuivis du 10 février au 24 avril et ont porté sur environ 1600 communications. D ans la présente annexe, on étudiera seulement les conversations demandées aux Etats-Unis à destination du Royaume-Uni; les résultats complets des essais figurent dans la référence [3].

2.2.1 Dispositions techniques prises pour ces essaisCes essais ont été faits sur deux circuits New York-Londres (par White Plains), sans TASI,

acheminés sur le câble TAT3. Trois suppresseurs d ’écho différents ont été utilisés, le changement de l ’un à l ’autre se faisant chaque jour. Ces suppresseurs étaient du type B (décrit comme type B-H dans le document de référence [9]), du type L (autre suppresseur d ’écho expérimental) et du type britannique 6A modifié par changement de la réponse en fréquence des voies de commande pour présenter un maximum à 3500 Hz, le niveau s’élevant d ’environ 7 db de 1000 Hz à 2000 Hz.

Le temps de propagation avait été augmenté par adjonction d ’un retard additionnel à White Plains, les valeurs du temps de propagation moyen total dans un seul sens étant respectivement de 45 ms (valeur normale plus le délai minimum du dispositif utilisé), 150 ms, 300 ms et 400 ms; les passages de l ’une à l ’autre de ces valeurs étaient effectués chaque jour. L ’expérience a uniquement porté sur des communications en provenance de New York et aboutissant dans la zone de Londres.

2.2.2 Observations faites par les observatrices de contrôleA Londres, on a utilisé le personnel spécialement formé mentionné dans les essais décrits au

paragraphe 2.1.2. La méthode était exactement la même, ce personnel étant occupé sur les circuits à destination de l ’Australie le matin et le soir et sur les circuits à destination des Etats-Unis dans l ’après-midi.

La figure 1 m ontre les opinions exprimées par les observatrices chargées du contrôle. Les courbes(a), (b), (c) et (d) correspondent respectivement au pourcentage des réponses : « mauvais », « mé­diocre ou mauvais », « assez bon ou médiocre ou mauvais » et « bon ou assez bon ou médiocre ou mauvais ». Les résultats obtenus pour les essais entre le Royaume-Uni et l ’Australie ont également été portés sur des courbes aux fins de comparaison.

Le taux de demandes de répétition est le suivant:

T a b l e a u 4

Demande de répétition dans les conversations entre New York et Londres

Temps de propagation, ms 45 150 300 400

Toutes les communications, six premières minutes (ou moins)Nombre de conversations 191 191 178 189Nombre de répétitions par six minutes 0,47 0,49 0,56 0,78

Communications d'une durée de six minutes au moins, six premières minutes Nombre de conversations 122 128 122 119Nombre de répétitions par six minutes 0,47 0,40 0,52 0,66

Contrairement au cas des conversations à destination de l ’Australie (tableau 3), les communi­cations transantiantiques n ’ont pas tendance à diminuer de durée en fonction de l ’augmentation du temps de propagation; d ’autre part, la répartition des durées est différente, la communication médiane sensiblement plus longue. Le tableau 5 donne la distribution statistique des résultats groupés pour tous les suppresseurs d ’écho.

(Annexe F)

TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNi) 83

°/o

Temps de propagation (dans un sens)

X = Etats-Unis — Royaume-UniO = Royaume-Uni — Australie, A )0 = Royaume-Uni Australie, BA = Royaume-Uni — Australie, C j

F ig u r e . 1. — O pinions des observatrices de contrôle

2.2.3 Commentaires sur les résultats obtenusLes résultats des essais faits entre le Royaume-Uni et l ’Australie ont été portés avec ceux des

essais transatlantiques sur la figure 1, les deux séries d ’essais ayant été effectuées avec la même équipe d ’observatrices. Les résultats m ontrent une qualité moins bonne pour un temps de propa­gation de 330 ms sur les circuits entre le Royaume-Uni et l ’Australie que sur les circuits transatlan-

(Annexe F)

84 TEMPS DE PROPAGATION (ROYAUME-UNl)

T a b l e a u 5

Distribution des durées des communications entre New York et Londres (pourcentages de communications ayant une durée d’au moins T minutes)

Temps de propagation, ms 45 150 300 400

T = 1

%

100

%

100

%

100

%

1002 96 99 97 973 90 95 90 904 84 88 82 815 74 78 75 736 64 67 69 647 56 60 59 568 47 56 54 489 40 52 48 41

10 36 46 43 3811 30 40 36 3312 28 34 31 2813 26 29 27 2514 23 26 25 2215 18 23 22 20

tiques pour le même temps de propagation; pour un temps de propagation de 130 ms, les diffé­rences sont moins marquées. Cet effet se fait également sentir dans la comparaison entre les résul­tats relatifs aux répétitions dans les tableaux 2 et 4. Les conditions caractérisant les circuits entre le Royaume-Uni et l ’Australie diffèrent sur plusieurs points de celles des circuits transatlantiques; par exemple, les suppresseurs d ’écho sont différents et il est probable que le type de trafic ainsi que les habitudes des usagers diffèrent également. Dans ces conditions, il est difficile de tirer des con­clusions catégoriques en ce qui concerne les différences de qualité des circuits sur les deux trajets étudiés. Il est aussi impossible de déterminer si l ’existence d ’autres circuits, caractérisés par un temps de propagation inférieur, sur le trajet transatlantique a donné aux usagers de ce trajet une plus grande sensibilité aux effets d ’un temps de propagation augmenté.

Les résultats obtenus dans le cas des observatrices chargées du contrôle montrent, tant pour les opinions exprimées que pour le compte des répétitions, une amélioration apparente pour les essais avec temps de propagation de 150 ms, par rapport aux essais avec temps de propagation de 45 ms; on pense que cela est dû à la manière systématique de répartir les conditions d ’essai sur les circuits, selon laquelle l ’attribution à un circuit d ’un temps de propagation de 400 ms était toujours associée à celle d ’un temps de propagation de 45 ms sur un autre. De ce fait, les observa­trices ont peut-être été amenées à être plus sévères en jugeant les circuits dont le temps de propa­gation était plus court et à l ’être moins pour des temps de propagation plus longs, après les avoir expérimentés tous deux le même jour.

3. B ibliographie

[1] Expérience au sujet de la relation entre le temps de propagation dans une communication par satellite et l’affaiblissement tolérable de l’écho, contribution du Japon (partie II de l’Annexe 2 à la Ques­tion 6/XII, 3e partie du présent ouvrage).

[2] Tolérance des abonnés à de très longs temps de propagation. Contribution de l’Italie, Annexe 4 à la Question 6/XII.

[3] Evaluation des effets de temps de propagation élevés et de suppresseurs d ’écho sur les conversations téléphoniques. Contribution des Etats-Unis d ’Amérique, Annexe E ci-dessus.

[4] Ancien Avis G.114, tome III du Livre Rouge du C.C.I.T.T., 1961, page 11.[5] R i c h a r d s , D. L.: Conversation Performance of Speech Links Subject to Long Propagation Times.

International Conférence on Satellite Communication, novembre 1962. Inst. Elec. Engrs., page 247.

(Annexe F)

RÉSEAU NATIONAL (ARGENTINE, AUSTRALIE) 85

[6] R i c h a r d s , D. L. : Theoretical Study of the Functioning of Echo-suppressors. Teleteknik, édition anglaise, 7, 1963, n° 2, page 71.

[7] A n d r e w s , F. T. : The effects of Long Delays and Echo Suppressors on Téléphoné Communications. Ibid., page 75.

[8] E m l i n g , J. W., M it c h e l l , D.: The Effects of Time Delay and Echoes on Téléphoné Conversations. Bell Syst. Tech. J. 42, 1963, page 2869 (et Bell Monograph 4675).

[9] B r a d y , P. T., H e l d e r , G. K. : Echo Suppressor Design in Téléphoné Communications. Ibid., page 2893 (et Bell Monograph 4675).

[10] R ie s z , P.R. and K l e m m e r , E.T. : Subjective Evaluation of Delay and Echo Suppressors in Téléphoné Communications. Ibid., page 2919.

[11] G a r d n e r , M. B. and N e l s o n , J. R.: Combating Echo in Speech Circuits with Long Delay. J. Acoust. Sec. Amer. 35, 1963, page 1762.

[12] W i l l i a m s , H.: Overall Survey of Transmission-performance Planning. Proc. Inst. Elec. Engrs., 111, 1964, page 727.

[13] R i c h a r d s , D. L. : Transmission Performance Assessment for Téléphoné Network Planning. Ibid., page 931.

A N NEXE 4

(modifiée à Genève, 1964; citée dans l ’Avis P.21)

M ÉTH OD ES A PPLIQ U ÉES PAR DIVERSES ADM INISTRATIONS AUX RÉSEAUX URBAINS ET AUX RÉSEAUX INTERURBAINS A L ’INTÉRIEU R

D ’UN PAYS PO U R ASSURER UNE QUALITÉ SATISFAISANTE AUX COM M UNICATIONS NATIONALES

(étant entendu que la recommandation du C.C.I.T.T. relative aux équivalents de référence est satisfaite pour les communications internationales)

I. Argentine (République) IX. Pays BasII. Australie X. République fédérale d ’Allemagne

III. Canada et Etats-Unis d ’Amérique XI. Royaume-UniIV. Finlande XII. SingapourV. France XIII. Suède

VI. Italie XIV. SuisseVII. Japon XV. Tchécoslovaquie

VIII. Norvège

I. Contribution de l ’A dministration argentine

L ’Argentine participant aux travaux du C.C.I.T.T., ses réseaux satisferont aux normes fixées par ce Comité afin de pouvoir être interconnectés avec ceux des autres pays; ils seront adaptés aux conditions géographiques et économiques nationales.

Les conditions de stabilité des systèmes qui constituent le réseau détermineront finalement l ’affaiblissement maximum effectif entre deux abonnés. Une analyse préliminaire, sur la base des équipements normaux, indique que cet affaiblissement maximum ne dépassera pas 32 db pour les abonnés les plus éloignés, les prescriptions du C.C.I.F. relatives aux affaiblissements de connexion, de réflexion, d ’adaptation, etc. étant respectées.

II. Contribution de l ’A dministration australienne

1. IntroductionLe plan de transmission décrit ci-après a été décidé récemment à la suite d ’une révision du

plan antérieur. Cette révision a été faite pour les raisons suivantes:

(Annexe 4)

86 RÉSEAU NATIONAL (AUSTRALIE)

a) L ’Administration australienne a décidé d ’adopter le système de com mutation automatique crossbar pour les centraux locaux, ce système remplaçant un système dans lequel des commutateurs pas à pas équipaient les centraux terminaux et des commutateurs rotatifs à moteurs équipaient les centraux interurbains semi-automatiques. Dans les installations nouvelles, la com mutation inter­urbaine sera normalement « de quatre fils à quatre fils », mais la com mutation en deux fils sera utilisée dans quelque cas. Jusqu’ici, les méthodes de commutation « tail eating » en quatre fils, ou en deux fils, ont été employées.

b) Il a été décidé d ’étudier la nécessité de tenir compte de l ’effet d ’écho pour l ’abonné qui parle. Le réseau australien se compose presque uniquement de circuits à grande vitesse et, par le passé, il n ’a jam ais été tenu compte de l ’écho dans le plan de transmission et l ’on n ’a pas ren­contré de difficulté de ce fait. Cependant, l ’étude des pratiques d ’autres Administrations, notam ­m ent celles de l ’American Telegraph & Téléphoné Co., décrites dans des documents publiés en 1953, a fait ressortir une moindre qualité vis-à-vis de l ’écho par rapport à ces normes.

Les modifications par rapport au plan antérieur et les raisons qui sont à la base de l ’adoption des conceptions nouvelles sont brièvement indiquées dans le paragraphe 3.

2. Plan de transmission

2.1 Le plan de transmission est basé sur un système de référence appelé «E ta lon de trans­mission globale », qui consiste en deux postes téléphoniques avec lignes d ’abonné et ponts d ’ali­mentation, réunis par un affaiblisseur ayant une impédance de 600 ohms et un affaiblissement de 15 db. Ce système est représenté sur la figure 1. Le plan du réseau est conçu de telle manière que la qualité de la transmission n ’est inférieure à celle du système de référence que pour un très faible pourcentage des communications et qu ’elle est nettement supérieure à celle du système de référence pour la plupart d ’entre elles. Toutefois on engage peu de dépenses pour aboutir à ce dernier résultat.

Aux fins de la planification, le réseau est divisé en trois parties :a) le réseau des lignes locales (reliant les abonnés aux centraux locaux);b) les réseaux de circuits de jonction dans les grandes villes;c) le réseau à grande distance.

2.2 Réseau des lignes locales

Le réseau de lignes locales est formé des lignes qui relient les postes d ’abonné aux centraux locaux. Il est conçu de manière que la qualité de transmission soit au moins égale à celle de la section de ligne locale du système de référence. Les postes téléphoniques du système de référence sont d ’un type moins efficace que ceux qui sont actuellement acquis et les limites de résistance plus élevées qui sont actuellement appliquées pour les lignes tiennent compte de cette efficacité supérieure. Ces limites ne sont cependant pas aussi élevées qu ’il serait possible avec un réseau ne com prenant pratiquement que des postes téléphoniques du type nouveau, compte tenu de la nécessité de la compatibilité, et il est prévu de reviser ces limites à l ’avenir.

Pour les types de câbles couramment utilisés, les limites en vigueur sont les suivantes:

Type de câble Limite de résistance (ohms)

Distance(km)

4 livres par mile (0,4 mm) 0,080'fi.F/mile 1150 4,23

6,5 livres par mile (0,51 mm) 0,072 pF/mile • 920 5,5

10 livres par mile (0,63 mm) 0,072 [xF/mile 770 7,05

20 livres par mile (0,90 mm) 0,072 p.F/mile 610 11,3

(Annexe 4)

(Annexe 4)

4,56 km) de 500 Q, 10 livres par mile (conducteurs de 0,635 mm)R = 176 Q/mile en boucleC= 0,072 jj-F/mile

4,56 km) de 500 Q, 10 livres par mile (conducteurs de 0,635 mm)R = 176 n/mile en boucleC= 0,072 pF/mile

Note 1. — L ’indication « poste 13 IL 27 » se réfère à un poste du type à combiné présentant les élé­ments de transmission suivants:

Capsule microphonique n° 13Récepteur ILBobine d’induction anti-effet local n° 27

F ig u r e 1. — (Australie)

oo- J

RÉSEAU NATIO

NAL (A

UST

RA

LIE

)

88 RÉSEAU NATIONAL (AUSTRALIE)

A noter également une limite de signalisation de 1000 ohms, qui constitue le facteur déter­m inant dans le cas des câbles de 4 livres et de 6,5 livres.

2.3 Réseaux de circuits de jonctionDes plans de transmission particuliers sont établis pour chacun des réseaux de circuits de

jonction des grandes villes (réseaux métropolitains) plutôt que d ’appliquer les règles plus générales adoptées pour le réseau à grande distance dans son ensemble. Dans les zones autres que celles des grandes villes, le plan du réseau interurbain couvre tous les circuits, y compris les circuits de jonction.

Le plan d ’un réseau métropolitain de circuits de jonction doit essentiellement satisfaire aux conditions suivantes:

a) l ’affaiblissement entre deux centraux quelconques du réseau ne doit pas dépasser 15 db, y compris les affaiblissements des centraux intermédiaires;

b) l ’affaiblissement total entre l ’un quelconque des centraux du réseau et le central interurbain (qui est un central interurbain principal), ne doit pas dépasser 7,5 db, y compris les affaiblisse­ments des centraux intermédiaires et celui du central interurbain;

c) l ’affaiblissement des circuits de jonction directs entre centraux, c ’est-à-dire des circuits de jonction qui ne peuvent être commutés que vers les abonnés dans chaque central terminal, ne doit pas dépasser 12 db.

Les valeurs de 15 db et de 7,5 db ci-dessus ne sont pas divisées pour en affecter une partie déterminée à chaque catégorie particulière d ’acheminement, m ais 'les tolérances pour chaque faisceau de circuits de jonction sont déterminées en tenant compte du réseau dans son ensemble et en répartissant l ’affaiblissement total admissible entre les divers faisceaux selon le plan le plus économique, en fonction de la longueur de chaque faisceau. Les pertes de transmission sont calculées sur la base de l ’affaiblissement à 1,6 kH z pour les câbles non chargés et à 1 kHz pour les câbles chargés. La plupart des circuits de jonction sont en câble chargé à 88 mH avec espace­ment de 6000 pieds (1,83 km). Dans la pratique, il n ’est pas prévu de tolérance pour les pertes dues à la désadaptation d ’impédance.

En pratique, l ’affaiblissement admissible entre un central tandem et un central terminal varie d ’environ 3 db à 5,5 db; entre un central tandem et un autre central tandem, de 1 db à 6 db; et entre le central interurbain et un central tandem, de 1 db à 3 db. Toutefois, avec l ’équipement de central qui sera fourni à l ’avenir, il est prévu d ’assurer des liaisons directes entre le central interurbain et tous les centraux terminaux. Ces liaisons directes sont notamment désirables pour simplifier les dispositifs d ’insertion de compléments de ligne pour la stabilité, car les circuits de jonction vers les centraux tandem présentent généralement un affaiblissement inférieur à 3 db.

2.4 Réseau des lignes interurbaines

Les centraux interurbains sont classés selon leur position dans le plan de commutation en:a) centre interurbain principal;

b) centre interurbain primaire;c) centre secondaire;d) centre interurbain « inférieur »;e) central terminal.

Le plan se fonde sur l ’emploi de circuits à quatre fils à petit affaiblissement entre centres interurbains principaux, centres primaires et centres secondaires. En règle générale, des circuits à quatre fils à petit affaiblissement sont également prévus entre centres interurbains « inférieurs » et centres de commutation de catégorie supérieure, sauf dans le cas décrit ci-dessous. L ’affaiblis­sement des circuits provenant de centraux de n ’importe quelle classe et se term inant à un centre terminal peut atteindre 6,5 db (6 db pour l ’affaiblissement en ligne, plus 0,5 db par transformateur d ’adaptation le cas échéant).

(Annexe 4)

(Annexe 4)

Centre de commutation interurbain

Note. — Le complément de ligne n ’est indispensable que si l’affaiblissement au centre de commutation est inférieur à 3 db.

F i g u r e 2. — Affaiblissement de circuits et de compléments de ligne dans les centraux terminaux(Australie) oo

vo

RÉSEAU NATIO

NAL (A

UST

RA

LIE

)

90 RÉSEAU NATIONAL (AUSTRALIE)

Les circuits à quatre fils à petit affaiblissement assurant l ’interconnexion entre centres des catégories supérieures sont exploités avec un affaiblissement nul en position de transit, avec les exceptions suivantes :

a) Les circuits entre centres interurbains principaux situés dans des états limitrophes sont exploités en position de transit à l ’affaiblissement nominal de 0,5 db. La longueur de ces circuits varie de 800 à 1000 km, sauf dans les deux cas particuliers où l ’on se propose d ’utiliser des suppresseurs d ’écho. Entre états non limitrophes, les affaiblissements sont plus importants, avec un maximum de 1,5 db, sauf lorsqu’il est prévu d ’employer des suppresseurs d ’écho avec un affaiblissement de 0,5 db;

b) Des suppresseurs d ’écho ne sont envisagés que pour les circuits les plus longs, de Perth et Darwin aux autres centres interurbains principaux. La longueur de ces circuits varie de 2500 à 5500 km ;

c) Les autres circuits à quatre fils à petit affaiblissement, reliant des centres interurbains principaux à des centres de rang inférieur, seront exploités avec un affaiblissement de 0,5 db lorsque leur longueur sera comprise entre 550 et 1200 km et de 1 db lorsque leur longueur dépassera 1200 km.

Les circuits interurbains entre centres terminaux et centres de com mutation de rang immédia­tement supérieur peuvent présenter, des affaiblissements de 6,5 db.

Lorsque la tolérance maximum de 6,5 db n ’est pas nécessaire entre un centre interurbain « inférieur » et l ’un quelconque de ses centraux terminaux, des circuits à deux fils peuvent le relier au centre de com mutation de la catégorie immédiatement supérieure, à condition que l ’affaiblisse­m ent total des deux circuits n ’excède pas 6,5 db.

Lorsque des liaisons directes sont aménagées entre centraux terminaux, la valeur limite de l ’affaiblissement est de 12 db. Dans les autres cas de circuits directs à forte utilisation, les affaiblisse­ments des circuits peuvent être tels que l ’affaiblissement total, d ’un central terminal à un autre, ne dépasse pas 15 db, y compris une tolérance de 0,5 db pour chaque point de com mutation inter­médiaire.

L ’affaiblissement minimum entre centraux terminaux, y compris les centraux locaux associés aux centres de com mutation interurbains, est de 6 db pour les communications com portant des circuits à quatre fils. Il est assuré par la mise en circuit de compléments de ligne, pour la stabilité, de 3 db au termineur ou par l ’inclusion de circuits présentant un affaiblissement minimum de 3db entre le termineur et les lignes d ’abonné.

Cette exigence est satisfaite par l ’inclusion de compléments de ligne aux termineurs reliant le central interurbain à quatre fils au central local à deux fils. Ces compléments sont en circuit pour toutes les communications suivant cette voie, y compris celles entre abonnés du central local à deux fils qui prennent fin au central à quatre fils.

Dans ce dernier cas, c ’est-à-dire pour les communications entre abonnés et circuits à deux fils, la présence de compléments de ligne n ’est ni nécessaire ni souhaitable. L ’équipement actuel de com­m utation pas à pas permet d ’éviter cet inconvénient en séparant commutateurs et faisceaux de circuits. Avec l ’équipement crossbar, les facilités perm ettant de mettre le complément de ligne hors circuit sont par trop onéreuses et cet affaiblissement est toléré, car seul le trafic de débordement des circuits interurbains directs à deux fils souffre de cet affaiblissement additionnel. Ces dispositions sont illustrées par la figure 2 ci-contre.

L ’impédance nominale présentée aux bornes de ligne des termineurs des circuits à affaiblisse­m ent nul est de 600 ohms.

Les circuits à quatre fils à affaiblissement nul sont ramenés à cet affaiblissement nul entre les points à deux fils des circuits; l ’affaiblissement nominal de 6 db s’obtient grâce à des compléments de ligne de 3 db entre commutateurs et termineurs, grâce à quoi la valeur du niveau relatif aux bornes à deux fils du termineur atteint — 3 db pour chaque sens de transmission. Les niveaux rela­tifs aux divers points de com mutation sont indiqués sur la figure 3. Ces niveaux tiennent compte des tolérances d ’affaiblissement de 1 db pour les équipements des centraux.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (AUSTRALIE) 91

Affaiblissement du complément de ligne 8 db Affaiblissement des équipements 1 db

Remarque. — Les niveaux indiqués correspondent à des circuits à quatre fils ayant un affaiblissement nul en position de transit. Au cas où, par exemple, il y aurait un affaiblissement de 0,5 db, il serait incorporé au circuit à quatre fils.

F i g u r e 3. — Niveaux relatifs aux points de commutation des centres interurbains (Australie)

3. Modifications par rapport au plan antérieur

Le nouveau plan qui vient d ’être décrit est très semblable à celui qui a été utilisé pendant long­temps et qui est encore généralement appliqué. La com mutation des circuits en quatre fils était faite par l ’intermédiaire de connexions « tail-eating » aux centraux interurbains semi-automatiques, ou par l ’intermédiaire de connexions en deux fils. Des compléments de ligne commutables de 3 db reliés aux bornes « ligne » et « équilibreur » du termineur servent à la fois aux fins de m aintien des niveaux dans les connexions « tail-eating » et de maintien de la stabilité. Dans le cas de prolonge­ment en deux fils vers des abonnés, les compléments de ligne sont en circuit, mais ils sont supprimés lorsque des circuits interurbains ou des circuits de jonction d ’affaiblissement supérieur à 3 db sont connectés.

Cependant, dans la pratique, des difficultés surgissent pour réaliser toutes les exigences corres­pondant aux conditions de com mutation en deux fils et, dans les installations récentes, des disposi­tions ont été prises pour incorporer des compléments de ligne dans la voie qui traverse le central en séparant les faisceaux interurbains en groupes nécessitant des compléments de ligne et en faisceaux n ’en nécessitant pas. Ces compléments de ligne doivent être incorporés de manière à pouvoir être mis hors circuit pendant la signalisation, lorsqu’ils modifient les limites de résistance de la ligne pour la signalisation.

Pour déterminer les facilités devant être assurées par le système de com mutation crossbar, il a été envisagé d ’abandonner l ’emploi des compléments de ligne aux fins de stabilité en exploitant les circuits à quatre fils à un gain inférieur dans la section purement à quatre fils du circuit, afin d ’avoir un affaiblissement suffisant entre les deux bornes à deux fils pour assurer une stabilité suffisante. Il s’agirait alors d ’assurer un affaiblissement de 4 db entre bornes à deux fils avec un seul circuit à quatre fils, affaiblissement qui augmenterait avec le nom bre de circuits ((affaiblissement= (3 + « ) db, où n est le nombre de circuits) ou de 7 db, quel que soit le nombre de circuits. La disposi­tion à 4 db présente l ’avantage d ’assurer un affaiblissement inférieur sur les com munications (les plus nombreuses) com portant un petit nombre de circuits et une marge de stabilité relative­m ent uniforme pour un nom bre de circuits variable.

On parvient à un affaiblissement de 7 db en réglant à zéro l ’affaiblissement entre bornes de com m utation en quatre fils, les termineurs assurant l ’affaiblissement. Cette m éthode présente l ’avantage de ne pas nécessiter de compléments de ligne dans les connexions de quatre fils à quatre fils et de simplifier encore les dispositifs de commutation.

Cependant, ces deux méthodes diminuent la valeur de l ’affaiblissement qui peut être attribué aux circuits term inaux à deux fils pour une limite d ’affaiblissement global donné. Il en résulte une augmentation du coût de ces circuits et, si l ’on peut adm ettre que des amplificateurs à fréquence

(Annexe 4)

92 RÉSEAU NATIONAL (AUSTRALIE)

vocale à transistors peuvent être ajoutés le cas échéant pour un coût relativement modique, parce que, notamment, ils peuvent être incorporés au termineur nécessaire pour une véritable com mu­tation en quatre fils, le coût supplémentaire qui en résulte permet de douter de la valeur pratique de cette solution pour une application généralisée.

4. Limitation des échos

L ’Administration australienne n ’a jam ais employé de suppresseurs d ’écho et n ’a pas enregistré de plainte de ses abonnés de ce fait. Le réseau australien est, et a toujours été, composé presque entièrement de circuits à grande vitesse et très rares sont les communications de plus de 4300 km. Cependant, des communications de 9000 km sont possibles et la lim itation des échos est indispen­sable pour avoir en ce cas une conversation satisfaisante, le retard des échos pouvant s’élever à quelque 100 millisecondes.

La présence de suppresseurs d ’écho est donc souhaitable pour les communications les plus longues, car il serait nécessaire de prévoir un affaiblissement excessif pour assurer des conditions satisfaisantes du point de vue de l ’écho dans ces cas, mais, pour une grande partie du réseau, il a été décidé d ’ajouter un affaiblissement comme indiqué aux paragraphes 2.4 a) et c). Cet affaiblis­sement ne suffit pas à assurer les conditions désirables du point de vue de l ’écho, mais il est prévu que cette déficience ne sera pas grave et on préfère cela plutôt que d ’augmenter encore l ’affaiblis­sement. Cette question est étudiée en détail dans la référence [2].

5. Compensation d'impédance

Le maintien de conditions de stabilité et d ’écho suffisantes suppose que l ’impédance présentée par les circuits à deux fils des centraux terminaux assure un affaiblissement d ’adaptation d ’une valeur analogue à celui qu ’assure la mise en circuit de compléments de ligne de 3 db. On sait que cette condition n ’est pas remplie à l ’heure actuelle par le réseau australien, où un grand nombre de circuits à deux fils sont établis sur des paires chargées en câble, avec bobines de 88 m H espacées de 1,83 km et terminées par des sections finales de 0,91 km. Des transformateurs d ’adaptation présentant un rapport d ’impédance de 2/1 sont indispensables au point de connexion au réseau interurbain, mais un système de compensation destiné à améliorer l ’affaiblissement d ’adaptation aux extrémités de la bande des fréquences vocales sera aussi probablement nécessaire.

BIBLIOGRAPHIE

[1] H u n t l e y , H. R.: Transmission Design of Intertoll Trunks. B.S.T.J. XXXII, 5 septembre 1953,page 1024.

[2] K i t c h e n n , R. G. : Stability and Echo in Trunk Networks. Télécommunication Journal o f Australia.Volume 13, n° 1, juin 1961, page 49.

(Annexe 4)

RÉSEAU NORD-AMÉRICAIN 93

I I I . C o n t r i b u t i o n d e l a T é l é p h o n é A s s o c i a t i o n o f C a n a d a

e t d e l ’A m e r i c a n T é l é p h o n é a n d T e l e g r a p h C o m p a n y

Pratique nord-américaine pour les conditions de transmission d'un réseau national

Le présent texte décrit sommairement les pratiques actuellement suivies sur le continent nord-américain. On mentionne spécialement leurs principales différences avec les pratiques suivies en matière de transmission dans d ’autres continents.

A titre d ’orientation générale, les principales différences entre la pratique américaine et les autres sont:

1. la qualité de transmission n ’est pas exprimée sous la forme d ’« équivalents de référence »;2. dans les projets de transmission, l ’idée d ’une ligne d ’abonné limite est abandonnée; et3. la qualité de transmission de la « ligne et du poste d ’abonné » d ’une part et celle des autres

parties d ’une communication d ’autre part sont sensiblement indépendantes.

Principes de transmission

Le principe fondamental consiste à fournir à l ’abonné le type de transmission q u ’il juge satisfaisant. Les méthodes adoptées pour y parvenir ont changé de temps à autre mais, fondamen­talement, cette méthode adoptée pour aborder les projets de transmission se fonde non pas sur ce que l ’abonné peut tolérer, mais sur ce qu ’il préfère.

Le principe général appliqué dans les études sur les objectifs de transmission consiste à assurer une qualité de service que les abonnés considèrent comme b o n n e pour 9 5 % des communica­tions au moins, a s s e z b o n n e pour 5 % des communications au maximum et m é d i o c r e dans un pourcentage négligeable de cas dus à la présence de dérangements spécifiques. Les directives nécessaires pour atteindre ces objectifs sont définies grâce à des essais au cours desquels les groupes de sujets échantillons sont priés d ’apprécier une série de conditions où la qualité de transm is­sion est réduite en les classant comme b o n n e s , a s s e z b o n n e s o u m é d i o c r e s . Ces résultats d ’essais subjectifs ont commencé à exercer une influence sur l ’étude du réseau de l ’Amérique du N ord et ils ont été utilisés pour évaluer la qualité actuelle. A titre d ’exemple, il a été dém ontré que l ’objectif général en service n ’avait pas encore été pleinement atteint en ce qui concerne le volume à la réception.

Les principes selon lesquels il convient de répartir les affaiblissements admissibles entre les diverses parties d ’une communication ont varié avec le temps. C ’est ainsi qu’à une époque, une valeur était assignée à la section «ligne d ’abonné et circuit de jonc tion» ; on faisait des études approfondies dans des cas particuliers pour déterminer la division la plus économique de cette valeur entre lignes d ’abonné et circuits de jonction.

La méthode générale pour les projets de transmission décrite ci-dessous est fondée sur:a) de grandes améliorations dans l ’efficacité des postes d ’abonné ;b) la diminution du coût des moyens de transmission entre centraux locaux et pour les com mu­

nications à grande distance; etc) l ’étude simultanée du coût et de la durée d ’utilisation des divers circuits et lignes.

Lignes d'abonné

1. Les dimensions des conducteurs de ligne sont prévues d ’après le principe d ’employer le minimum de cuivre nécessaire pour satisfaire aux limites de résistance en courant continu imposées par les exigences des organes de signalisation du central au point de vue de la signalisation, des impulsions de num érotation et de la supervision.

Pour les types de systèmes de com mutation les plus largement employés, on obtient un fonc­tionnement satisfaisant avec une résistance en boucle (vers l ’extérieur du central) allant ju squ ’à 1200 ou 1300 ohms, ce qui est approximativement équivalent aux longueurs de ligne indiquées dans le tableau suivant:

(Annexe 4)

94 RÉSEAU NORD-AMÉRICAIN

Longueur de la paire pieds mètres

Calibre Diamètre(mm)

Livre par mile de conducteur

15 000 4 560 26 0,40 4,124 000 7 300 24 0,51 6,538 000 11 500 22 0,64 10,3

2. Afin de diminuer la dispersion de la qualité de transmission entre les lignes d ’abonné les plus longues et les lignes moyennes, on insère des bobines de charge, en général de 88 millihenrys, tous les 6000 pieds (environ 1830 mètres) sur toutes les lignes de longueur supérieure à 18 000 pieds (5,5 kilomètres).

3. Egalement dans le but de diminuer la dispersion de la qualité de transmission entre les lignes d ’abonné les plus longues et la moyenne, des postes modernes du type à haute efficacité sont attribués aux lignes de longueur supérieure à 10 000 pieds (3,05 km) et l ’on attribue aux lignes plus courtes soit un appareil de ce type, soit un appareil de type plus ancien. Cette méthode de répartition des appareils par zones assure l ’utilisation la plus efficace des deux types de postes téléphoniques ayant une qualité de transmission sensiblement différente. Cette répartition ne serait pas nécessaire si l ’on n ’utilisait que les appareils à haute efficacité.

4. Le nombre des branchements en dérivation (lignes partagées) est maintenu au minimum et leur longueur est généralement limitée à 6000 pieds (1,8 km).

Le matériel de réseau local ayant été construit sur cette base, les communications entre deux postes téléphoniques quelconques reliés au même central seraient classées comme b o n n e s , en ce qui concerne le volume, par la quasi-totalité des abonnés et seraient donc en accord avec l ’objectif général.

Cette méthode simplifie certainement la technique de façon considérable1. Evidemment, il pourrait être nécessaire de la modifier en fonction des changements apportés aux systèmes de com mutation, aux appareils téléphoniques et aux exigences de la signalisation ou pour tenir compte des désirs des abonnés en matière d ’amélioration du service. Sa mise au point a nécessité des essais portant sur divers types de zones de central et relatifs à la longueur et à la distribution de lignes d ’abonné, à la comparaison de la qualité de transmission effective avec celle des méthodes antérieurement utilisées, à l ’évaluation des affaiblissements admissibles pour les circuits de jonction. Cette évaluation a lourdement pesé sur la tendance à adopter de très faibles affaiblissements sur les autres sections et, plus précisément, sur la généralisation de l ’emploi de systèmes à courants porteurs pour les lignes de courte longueur.

Circuits de jonction directs ou en tandem

Ces circuits assurent les liaisons entre deux centraux locaux. Que la liaison consiste en un seul circuit direct ou en deux circuits connectés en tandem, l ’objectif d ’affaiblissement à 1000 Hz est de 4 db en moyenne avec un affaiblissement maximum de 6 db (voir la figure 4). Pour plus de clarté les centraux locaux (terminaux) ont été indiqués comme se trouvant dans deux zones régionales différentes. Les mêmes objectifs sont valables quel que soit l ’emplacement des centraux, q u ’ils se trouvent dans des zones différentes, dans une zone urbaine à plusieurs centraux ou dans une zone étendue de très grande ville. Il convient de prendre note du faible écart admissible entre la moyenne et le maximum.

1 Voir: Simplified Transmission Engineering in Exchange Cable Plant Design. Communication and Electronics (A.I.E.E.), novembre 1954. — Transmission Economies. Telephony, 23 août 1958. — Subscriber Loop Design. Téléphoné Engineer and Management, 15 septembre 1961.

(Annexe 4)

RÉSEAU NORD-AMÉRICAIN 95

Class 1 offices Centre de la classe 1

Circuit interurbain Max. 1,5 db

Class 2 offices Centres de la classe 2

Circuit interurbain Max. 1,5 db

Class 3 offices Centres de la classe 3

Circuit interurbain Max. 1,5 db

Class 4 offices Centres de la classe 4

Circuit de jonction 2 à 4 db

Class 5 offices Centre de la classe 5

Final route Voie finaleHigh usage route Voie à utilisation élevée

C.C.I.T.T. 49Ave = Average (moyenne)X = subscriber (abonné)EO = End Office (centre terminal = central local) T = Tandem Office (central tandem)

TC = Toll Center (central interurbain)PC = Primary Center (centre de la classe 3) SC = Sectional Center (centre de la classe 2) RC = Régional Center (centre de la classe 1)

F i g u r e 4 . — (Amérique du Nord)

(Annexe 4)

96 RÉSEAU NORD-AMÉRICAIN

Circuits locaux

Ces circuits relient les centraux locaux aux centres de com mutation interurbains. Ils sont exploités avec des affaiblissements compris entre 2 et 4 db. L ’objectif est d ’assurer rm affaiblisse­m ent égal à « l ’équivalent en transit » augmenté de 2 db, avec un maximum de 4 db. L ’équivalent en transit (via net loss = V.N.L.) est défini comme étant, en db, l ’affaiblissement le plus petit auquel il est désirable d ’exploiter un circuit interurbain, compte tenu des limitations dues à l ’écho, à la diaphonie, au bruit et à l ’amorçage. Connaissant les divers types de lignes qui interviennent, il a été possible de déterminer l ’« équivalent en transit » (V.N.L.) pour chaque type en fonction de la longueur L U n équivalent minimum de 2 db est nécessaire (assuré par l ’insertion d ’un affaiblisseur résistif pour les circuits courts) pour garantir la stabilité de l ’ensemble de la chaîne de circuits.

Circuits interurbains

Ce sont les circuits entre centres de com mutation du réseau continental à grande distance. Les affaiblissements des circuits des faisceaux de dernier choix sont les équivalents en transit (V.N.L.), c ’est-à-dire le plus petit affaiblissement admissible dans chaque cas, du point de vue de l ’écho, de l ’amorçage et de la diaphonie. Une autre condition, à savoir un maximum de 1,5 db, est imposée afin de permettre d ’obtenir un petit affaiblissement; on utilise des circuits à grande vitesse de propagation. Pour les circuits interrégionaux des voies à utilisation élevée (voir figure 4), on admet un affaiblissement maximum de 2,5 db.

On peut donc constater que pour l ’affaiblissement moyen d ’une chaîne de circuits entre deux centraux locaux, l ’objectif est de 4 db environ si cette chaîne emprunte des circuits de jonction directs ou en tandem ; il est passablement plus élevé si la chaîne emprunte des circuits interurbains et dépend alors du nombre de circuits. 83% des communications em pruntent un seul circuit interurbain; 15 % en em pruntent deux; les autres 2% correspondent à des communications em prun­tan t trois circuits interurbains ou davantage.

Discussion

Ainsi qu ’il a été indiqué, en Amérique du Nord, on a largement séparé le plan de transmission des lignes et des postes d ’abonné de celui des circuits interurbains et chacun est tel que le principe des « équivalents de référence » nationaux à l ’émission et à la réception actuellement utilisé par le C.C.I.T.T. n ’est pas appliqué. Bien que cette dernière méthode ait été autrefois appliquée en Am érique du N ord, elle a été abandonnée lorsque le progrès des appareils téléphoniques en a diminué la valeur. Par exemple, on a constaté que l ’amélioration de qualité très nette due à l ’intro­duction d ’une réponse en fréquence sensiblement plate dans les appareils téléphoniques ne se reflétait pas dans les mesures d ’équivalent de référence par équilibrage de volumes sonores. P our obvier à cet inconvénient, on a appliqué une méthode basée sur l ’« équivalent de transmission effective », permettant de faire des comparaisons entre les diverses lignes d ’abonné et les divers postes d ’abonné, sur la base du taux des répétitions demandées par les abonnés au cours de conver­sations normales.

On a alors fixé des objectifs d ’équivalent de transmission effective pour les lignes d ’abonné, e t les données rapportant les équivalents de transmission effective à la constitution des lignes et aux postes d ’abonné ont été utilisées à des fins pratiques de planification. La méthode par défini­tion de la résistance de la ligne d ’abonné, décrite ci-dessus (voir paragraphe 1) et qui est la méthode actuellement appliquée, a été mise au point ultérieurement comme étant plus simple et plus com­mode pour rester dans les limites de l ’équivalent de transmission effective tou t en respectant les lim itations imposées par la signalisation en boucle.

L ’évaluation de la qualité de transmission sur la base des répétitions est devenue une méthode de mesure peu sensible et il est difficile de rattacher les équivalents de transmission effective aux équivalents de référence de par la nature des premiers. Sur le continent Nord-Américain, il semble

1 Pour une étude détaillée de l’équivalent en transit, voir: Transmission Design of Intertoll Téléphoné Trunks. Bell System Technical Journal, septembre 1953.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (FINLANDE) 97

pratique d ’en revenir au principe des évaluations de force des sons, car les appareils téléphoniques, ainsi que les circuits de jonction, présentent actuellement une qualité élevée et uniforme. La cons­truction des circuits de jonction est m aintenant rapportée à l ’affaiblissement à 1000 Hz, cette valeur assurant une mesure adéquate de l ’influence des matériels modernes sur la qualité de trans­mission. U n système électroacoustique de spécification1, qui mesure objectivement l ’affaiblissement de la force des sons, est actuellement à l ’étude afin de placer l ’évaluation des lignes et postes d ’abonné sur une base objective analogue. On s’attend à pouvoir établir une relation entre les indices de cette spécification et les équivalents de référence, en adm ettant dans les deux cas l ’emploi d ’appareils téléphoniques analogues de haute qualité. On reconnaît que cette relation ne tiendra pas compte des différences de qualité dues à l ’effet local, à la réponse en fréquence et à des facteurs analogues que les systèmes fondamentaux de spécification n ’apprécient pas.

IV — C o n t r i b u t i o n d e l a C o m p a g n i e d e s t é l é p h o n e s d ’H e l s i n k i ( F i n l a n d e )

Selon le nouveau plan de transmission, la somme des équivalents de référence des systèmes nationaux serait égale à 2,4 N + 1 ,4 N = 3 ,8 N. Une partie de cette somme devrait être attribuée aux lignes nationales et aux centraux situés entre l ’extrémité du circuit international et le central urbain. Dans les conditions qui existent actuellement en Finlande, il faut évaluer cette partie à environ 1,15 N , en sorte que la somme des équivalents de référence du système d ’abonné à l ’émission et à la réception sera 3,8 N — 2,3 N = 1,5 N.

Pour maintenir à un niveau raisonnable le coût de la construction du réseau de lignes d ’abonné, il est nécessaire que les postes d ’abonné aient une efficacité suffisante. De même, il faut tenir compte des exigences imposées à cette efficacité par le m ontant total de l ’affaiblissement.

Dans une certaine mesure, les inconvénients qui résultent d ’une haute efficacité du poste d ’abonné peuvent être évités par la régulation automatique de l ’efficacité, comme c ’est par exemple le cas pour nos nouveaux postes téléphoniques. Il est ainsi possible, notamment, de diminuer le risque que présenterait un équivalent de référence trop faible entre deux abonnés quelconques. N ous étudierons plus spécialement cette question, ainsi que celle de l ’affaiblissement maximum admissible, dans les alinéas suivants.

Pour caractériser l ’équivalent de référence d ’une communication locale, les valeurs combinées de l ’équivalent de référence du poste d ’abonné et de la ligne d ’abonné, à l ’émission et à la réception, sont représentées sur la figure 5 en fonction de la longueur de la ligne d ’abonné, en adm ettant que l ’on utilise un poste à régulation automatique. Dans cette figure, les équivalents de référence croissants sont portés vers le haut de la figure à l ’émission et vers le bas de la figure 5 à la réception. Compte tenu des variations des propriétés du poste d ’abonné, l ’équivalent de référence varie d ’une manière correspondant aux zones hachurées sur cette figure. L ’équivalent de référence entre deux abonnés est représenté par la distance verticale qui sépare des points situés dans ces zones.

La valeur de l ’équivalent de référence maximum gmax (figure 5) a été évaluée ci-dessus à 1,5 N ; elle peut être divisée en trois parties, à savoir: un équivalent de référence minimum entre les deux abonnés qmin et l ’équivalent de référence du poste et de la ligne d ’abonné à l ’émission et à la réception. Sur la figure 5, ces deux parties sont représentées par les zones hachurées.

A en croire notre expérience des postes d ’abonné à régulation automatique, l ’écart type de l ’équivalent de référence combiné du poste et de la ligne d ’abonné, dans le sens de la réception, peut être évalué à 0,15 N pour les longueurs de la ligne d ’abonné que l ’on peut employer. Cette valeur tient compte des effets de l ’imperfection de la régulation. D e même, l ’écart type à l ’émission peut être évalué à 0,25 N. On admet une distribution normale.

En adm ettant que les valeurs relatives d ’affaiblissement admissibles à l’émission et à la récep­tion dans un réseau local peuvent subir un dépassement dont la probabilité s’élève à 5 % et que le poste téléphonique est dimensionné de la façon la plus avantageuse possible, l ’équivalent de

1 Voir: A Revised Téléphoné Transmission Rating Plan. Bell System Technical Journal, mai 1955.

(Annexe 4)

Equivalent de référence à l’émission

98 RÉSEAU NATIONAL (FINLANDE)

1 1 1 1 1 m

'WÊiÊÊÊÊÊÊiÊIjjPWÊÊÊÊÊÊÊÊÊC.C.I.T.T 48

Longueur de la ligne d’abonné

Equivalent de référence à la réception

F i g u r e 5. — (F in land e)

référence moyen des communications locales sera qm = 1,5 N — (0,25 N + 0,4 N) = 0,85 N (figure 5). r____________

L ’écart type pour les communications locales peut être évalué à J/0,152 + 0,252 N = 0,29 N . En conséquence, dans 12% des communications locales, l ’équivalent de référence peut être con­sidéré comme étant inférieur à 0,5 N et, dans 2% des cas, comme étant inférieur à 0,25 N.

Les valeurs de l ’écart type ci-dessus supposent une régulation automatique relativement efficace si l ’on veut établir des lignes d ’abonné ayant la longueur maximum (résistance en boucle de 1000 ohm s). Pour ces évaluations de l ’écart type, on n ’a pas tenu compte de l ’effet du vieillissement des capsules, au sujet duquel nous n ’avons aucune expérience.

Il est certain que le nouveau plan de transmission oblige à imposer des conditions de tolérance relativement strictes à l ’efficacité des postes d ’abonné, comme aux propriétés de la régulation automatique, dans la mesure où l ’on s ’efforce de parvenir à un équivalent de référence ayant la plus faible valeur possible entre deux abonnés quelconques. Selon les évaluations ci-dessus, cet équi­valent de référence peut souvent être nettement inférieur à la valeur que l ’on considère comme la plus avantageuse. E tant donné qu ’il est aujourd’hui possible d ’avoir des capsules suffisamment efficaces, on peut considérer que la possibilité de réaliser le nouveau plan de transmission à l ’aide de postes plus efficaces dépend essentiellement de la possibilité de m aintenir l ’écart type du système d ’abonné à une faible valeur ou, en d ’autres termes, de la mesure dans laquelle varient les propriétés des capsules et de l ’efficacité du fonctionnement de la régulation automatique.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (FRANCE) 99

V. Co ntribution de l’A dm inistration française

1. GénéralitésLe nouveau plan de transmission adopté par l ’Adm inistration française tient com pte des avis

du C.C.I.T.T. relatifs au service téléphonique international et en particulier de l ’Avis G . l l l (ou P .l l ) qui fixe des valeurs limites pour l ’équivalent de référence nominal des systèmes émetteur et récepteur nationaux.

En ce qui concerne les communications nationales, les règles suivantes ont été admises :1) L ’équivalent de référence total devrait être inférieur à 4,15 N pour 90% des communications

qui peuvent être établies entre deux abonnés quelconques du réseau;2) L ’équivalent de référence total ne devrait dépasser que très exceptionnellement la valeur

de 4,60 N ;3) Les valeurs nominales des équivalents à 800 Hz des différents circuits com posant la chaîne à

quatre fils doivent être choisies de telle sorte que la stabilité de la chaîne reste assurée pour une variation négative de l ’affaiblissement total égale à trois fois l ’écart type.

Par définition on appelle:— système terminal l ’ensemble formé par l ’installation de l ’abonné, la ligne d ’abonné, le (ou

les centre(s) local(aux), le (ou les) circuit(s) local(aux) et le centre de groupement.— chaîne interurbaine l ’ensemble constitué par les circuits interurbains et les centres de transit

situés entre les deux centres de groupement.La figure 6 donne à titre d ’exemple le schéma d ’une communication interurbaine, décomposée

en ses trois parties constitutives.Le nouveau plan définit séparément les valeurs nominales de l ’équivalent de référence pour la

chaîne interurbaine et pour le système terminal (à l ’émission et à la réception).

Système terminal A Chaîne interurbaine comportant Système terminal Btrois circuits interurbains

j iLi gne Ci rcui t j______________ M w [ Li gne

i— i d ’abonné i— , local <— 1 I— , d ’abonné |— iv-Q —a p - „ -p - --------------- Ch'Ai ' a n r r J ' - m -■ K 1 • < r r : a i ______ a t>A bonné A CL CGi lCG Abonné BI

C.C.I.T.T. 50

CL = centre local CT4 = centre de transit équipé d ’unCG = centre de groupement commutateur à quatre fils

F i g u r e 6. — (France)

2. Equivalent de référence de la chaîne interurbaineIl a été admis que l ’équivalent de référence de la chaîne interurbaine était égal à la somme

des équivalents à 800 Hz des différents circuits augmentée, éventuellement, de l ’affaiblissement de traversée des centres de transit équipés de commutateurs à deux fils (CT2).

Les valeurs suivantes ont été retenues :1) L ’affaiblissement nominal d ’une chaîne de circuits interconnectés en quatre fils, mesuré

entre l ’entrée et la sortie en deux fils, est égal à:4 + 0,5 n dN

n désignant le nombre de circuits interurbains de la chaîne à quatre fils (en pratique n est compris entre 1 et 6).

2) Les circuits interurbains commutés en deux fils à leurs extrémités sont réglés à l ’équivalent 3 dN (circuits à quatre fils) ou 5 dN (circuits à deux fils).

3) L ’équivalent à 800 Hz d ’un circuit, reliant deux centres de groupement et n ’assurant pas de transit, ne doit pas dépasser 1 néper.

4) L ’affaiblissement de traversée d ’un CT2 est supposé égal à 15 cN.

(Annexe 4)

100 RÉSEAU NATIONAL (FRANCE)

Les différents types de chaînes interurbaines qui ont été envisagées sont représentés sur la figure 7. Lorsque des commutateurs à quatre fils seront installés dans tous les centres de transit régionaux et dans les centres de transit départementaux les plus im portants du point de vue du trafic, seuls les cas Ax, A2 et A3 seront à prendre en considération. Pendant la phase transitoire il convient d ’envisager également les cas A4, A5 et A6.

L ’écart type des variations de l ’équivalent d ’un circuit est supposé égal à 12 cN pour les circuits établis sur groupes primaires munis de régulateurs automatiques et à 17 cN pour les autres circuits.

Chaîne à quatre fils, la plus longue comportant n

Phase définitive

6 circuits

A i------- X — ------- X — --------- X ---------- ------ X -------------- X -----------------

CGC T 4

9%C T 4

AC T 4 C T 4 C T 4

a 2 ACG C T 2

9\CG

CG

X -CG CG

Phase transitoire

CG C T2 CT2 CG

X -CG CT2

CT4

- X -CT2

- XCG

XrCG CT2

CT4 CT4

- XCG

C.C.I.T.T. 51CG = centre de groupementCT2 = centre de transit équipé d’un commutateur à deux filsCT4 = centre de transit équipé d’un commutateur à quatre fils

F i g u r e 7 . — Chaînes in terurbaines (F rance)

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (FRANCE) 101

3. Equivalents de référence, à l'émission et à la réception, du système terminal

L ’équivalent de référence du système terminal est obtenu en ajoutant l’équivalent à 800 Hz du ou des circuits locaux, l ’affaiblissement de traversée des centres (autres que le centre alim entant l ’installation de l’abonné) et l ’équivalent de référence du système d ’abonné. Cette dernière valeur est donnée par un abaque décrit en appendice.

Les règles de planification des réseaux locaux tendent à fixer à 1,6 N à l ’émission et à 0,6 N à la réception la valeur nominale maximum de l ’équivalent de référence du système terminal. Cette valeur ne peut être atteinte que par les abonnés les plus défavorisés du groupement.

De plus, on a estimé à ± 2 dN les variations possibles de l ’équivalent de référence du système terminal (à l ’émission ou à la réception) autour de sa valeur nominale, dues:

— aux dispersions et aux variations dans le temps de l ’efficacité des capsules microphoniques et réceptrices,

— et aux variations de la tension de batterie.Il conviendrait éventuellement de tenir compte des variations de l ’équivalent à 800 H z des

circuits locaux amplifiés.

4. Résultats d'ensemble

Pour vérifier que la règle des 4,15 N s’applique à 90% des communications, il est apparu nécessaire d ’étudier un modèle statistique du réseau. Les données de base sont en cours de rassem­blement et des renseignements détaillés pourront être fournis ultérieurement.

Par contre, il est relativement facile de vérifier que, dans la quasi-totalité des communications possibles, l ’équivalent de référence reste inférieur à 4,6 N.

Le tableau I indique, pour chacun des cas précédemment retenus, une évaluation maximale de l ’équivalent de référence de la communication. Les hypothèses de ce calcul sont énoncées ci-dessous :

a) On a supposé que chacun des deux abonnés se classe parmi les abonnés les plus défavorisés de son groupement (équivalent de référence nominal du système terminal égal à 1,6 N à l ’émission et à 0,6 N à la réception).

T a b l e a u I

Type de chaîne

interurbaine

Equivalent de référence (en N)

Nominal de la chaîne

interurbaine

Nominal maximum du système terminal

NominalTotal

Total (variations positives

incluses)

Emission Réception a= 0 ,12 N 0=0,17 N

A x = 3) 0,55 1,6 0,6 2,75 3,57 3,75

A x (n = 5) 0,65 1,6 0,6 2,85 3,79 4,01

A x (n = 6) 0,70 1,6 0,6 2,90 3,90 4,14

a 2 1,15 1,6 0,6 3,35 4,09 4,23

A3 1 1,6 0,6 3,20 3,84 3,94

A 4 1,60 1,6 0,6 3,80 4,62 4,80

a 5 1,80 1,6 0,6 4 4,88 5,08

^6 1,20 1,6 0,6 3,40 4,28 4,48

(Annexe 4)

102 RÉSEAU NATIONAL (FRANCE)

b) On a majoré chacune des ces deux valeurs de 0,2 N ce qui représente la variation maximale de l ’équivalent dans le sens défavorable.

c) On a estimé à 2à][n (<r = 0,12 ou 0,17 N) la variation positive de l ’affaiblissement d ’une chaîne de n circuits interurbains (probabilité de dépassement de 2 % pour une loi de distri­bution gaussienne des équivalents autour de la valeur moyenne).

Il est clair que ce procédé de calcul de l ’équivalent de référence d ’une communication est très pessimiste et que la probabilité de dépassement est quasiment nulle.

On peut voir que la condition des 4,60 N est tenue avec une marge confortable dans le cas des configurations relatives à la phase définitive d ’application du nouveau plan. Par contre on note certains dépassements pour les cas A4 et A5 qui correspondent aux tous débuts de la phase transitoire.

A p p e n d i c e

(à la contribution de l ’Adm inistration française)

Equivalent de référence d'un système d'abonné

La méthode de calcul sera développée dans le cas de l’utilisation d ’un poste BCI-U43 mais elle peut s ’appliquer également aux différents postes d ’abonné, en particulier au nouveau poste S63.

Les équivalents de référence des différents éléments constitutifs du système d ’abonné, représenté sur la figure 8, sont calculés au moyen de formules simples déduites des résultats des mesures de téléphonométrie subjective. Exprimés en népers, ces équivalents sont respectivement:

0,08 pour le pont d ’alimentation0,8

1000(x -\- x a) ohms pour la ligne et la résistance additionnelle du poste

4,45 — 0,9 loge 7mA pour le poste BCI-U43, à l ’émission (sans résistance additionnelle)—0,3 pour le même poste, à la réception

L ’équivalent de référence du système a été obtenu en ajoutant les équivalents de référence de ses différents éléments, soit :

48 000 , 0,8e = 4,45 — 0,9 loge

r — —0,3 -j-

360 —|— x -J- x a 0,8

+

1000Poste

1000

(x -j- Xa) 0,08

Ligne

(x -f- x a) -j- 0,08

Pont

r . ” - r . . . . . . T ! . . . . . . . i

160

100 200 j

111

x /2! . — H 1 48 V ,

I x /2 1

150

150

C.C.I.T.T. 52F i g u r e 8 . — Systèm e d ’abonné avec poste B C I-U 4 3 . V a leurs en ohms

des résistances en courant continu (F rance)

La figure 9 représente les variations de ces deux équivalents en fonction de la variable x + x a c ’est-à-dire de la résistance de ligne augmentée éventuellement de la résistance additionnelle du poste. On obtient ainsi, de façon simple, les équivalents, à l ’émission et à la réception, de tout

(Annexe 4)

système d ’abonné, que la ligne soit homogène ou hétérogène. Si la variable d ’entrée est l ’équivalent disponible, l ’abaque indique la résistance de ligne maximum autorisée.

La simplicité de cet abaque résulte essentiellement de la formule adoptée pour l ’équivalent de référence de la ligne qui fait dépendre cette grandeur de la seule valeur de la résistance de ligne.

e r (N)

RÉSEAU NATIONAL (ITALIE) 103

F i g u r e 9 . — Abaque pour le calcul d ’un système d ’abonné (F rance)

VI. C o n t r i b u t i o n d e l ’A d m i n i s t r a t i o n i t a l i e n n e

Introduction

Le plan de transmission dans le réseau téléphonique italien fait partie du « Plan régulateur téléphonique national » (P.R.T.N .) qui a été élaboré dans le but de donner au réseau italien une configuration rationnelle et à jou r avec les principes de la technique moderne.

La planification prévoit la division du réseau en trois parties :a) le réseau du district (en étoile) com prenant les lignes qui sont reliées à un «cen tre de

district » (CD);

b) le réseau secondaire (en étoile) com prenant les lignes de connexion entre CD et « centres de com partim ent» (CC);

c) le réseau primaire (à mailles) reliant les CC entre eux.Le territoire national a été divisé en 220 districts groupés en 21 compartiments, dont les centres

CC sont généralement les chefs-lieux de région. Parmi ceux-ci, Rom a et Milano, qui sont de même agencés comme centres internationaux de transit, sont appelés « centres nationaux » (CN).

Chaque district est divisé en secteurs, et les secteurs en réseaux locaux. Cette répartition a été conçue afin de concentrer respectivement:

le trafic ayant un intérêt exclusivement local, dans les secteurs;

le trafic concernant des zones influencées par des raisons géographiques, des rapports commer­ciaux, etc. dans les districts;

le trafic essentiellement régional, dans les compartiments.

(Annexe 4)

104 RÉSEAU NATIONAL (JAPON)

Les centres de com partiment constituent les centres nodaux de triage du trafic à moyenne et à grande distance (entre compartiments différents).

Plan de transmission

Le réseau interurbain autom atique italien est actuellement en voie d ’établissement d ’après le plan de répartition des affaiblissements ci-après :

a) l ’équivalent nominal (à 800 Hz) entre deux centres de district ne doit pas dépasser 0,8 N, y compris les affaiblissements des circuits intermédiaires éventuels en transit;

b) l ’équivalent nominal du circuit reliant le poste téléphonique au centre de district ne doit pas dépasser 1,1 N ;

c) l ’affaiblissement à 800 Hz des centraux automatiques (CC non considérés) ne doit pas dépasser au to tal 0,5 N ;

d) la somme des équivalents de référence, à l ’émission et à la réception, des postes d ’abonné ne doit pas dépasser 0,7 N.

En ajoutant une variation d ’équivalent moyenne de ^ 0,3 N pour la chaîne des circuits des­servant deux CD, on parvient à un affaiblissement de 4,5 N , inférieur à la limite de 4,6 N recom­mandée par le C.C.I.T.T.

Cependant il faut observer que la valeur de 4,5 N n ’est atteinte que pour un pourcentage moindre de cas, car il est difficile qu ’on aboutisse à une concomitance de valeurs maximales dans l ’ensemble d ’une même liaison.

Les circuits du réseau primaire sont tous à quatre fils, principalement du type à courants por­teurs. Dans les centres de compartiment, les circuits sont reliés entre eux par des sélecteurs pour circuits à quatre fils; leur interconnexion avec les circuits du réseau secondaire ou de district (qui peuvent être à deux ou quatre fils, tandis que la pratique moderne est orientée vers la constitution de circuits à quatre fils à courants porteurs) est de même effectuée en quatre fils. Cela contribue, de façon appropriée, à améliorer la transmission, en particulier dans les cas où il s’avère nécessaire d ’utiliser une voie de détournement; c ’est la méthode indiquée dans le tome VI du Livre Rouge, page 180, lettre b).

BIBLIOGRAPHIE

[1 ] Piano Regolatore Telefonico Nazionale. Gazzetta Ufficiale, 3 0 décembre 1 9 5 7 , n. 3 2 1 .

[2 ] F o r n o , A.: Servizio Telefonico in Italia. Association nationale des ingénieurs et architectes italiens, Milano, 1 7 -2 0 juin 1 9 6 2 .

VII. C o n t r ib u t io n d e l a N ip p o n T e le g r a p h a n d

T é lé p h o n é P u b l ic C o r p o r a t io n (J a p o n )

1. La qualité de transmission entre deux abonnés est évaluée au moyen des A .E.N. (affaiblisse­ments équivalents pour la netteté) nominaux.

2. En ce qui concerne la qualité de transmission, l ’objectif recherché est que toute communi­cation entre deux abonnés quelconques du Japon présente une qualité de transmission, exprimée en A .E.N., meilleure que 49 décibels.

3. A partir de cet objectif, chaque circuit interurbain et chaque ligne d ’abonné se voit attribuer, conformément aux procédures décrites ci-après, une qualité de transmission. Cependant, pour des raisons économiques, la valeur d ’affaiblissement assignée aux lignes d ’abonné peut être dépassée pour 10% des abonnés rattachés à un central.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (NORVÈGE) 105

4. La qualité de transmission de 49 décibels est ainsi répartie:Poste d ’abonné 10,1 dbRéduction de qualité de transmission due à la lim itation de la bande 0,5 dbRéduction de qualité de transmission due aux bruits de circuit 2,9 dbVariation de niveau 4,6 dbPerte due à la réduction du courant d ’alimentation 1,0 dbAffaiblissement admissible 29,9 db à 30 db

5. L ’affaiblissement admissible est réparti entre les diverses catégories de ligne ainsi que l ’indique la figure 10.

Ab. B.T C.I. C.D. C.R. C.R. C.R. C.D. CI. B.T. A.b.

7 i—l 1----------- ----------- ---------- -----------1 L n V

10 db ^ r 5 d b » Odb ^ 0 db O db 3 0 db ^ 5 d b ^

A

10 db

15 db 0 db , 15 db

30 db

C.C.I.T.T. S uNote. — Dans tous les centraux régionaux et de district, des commutateurs en quatre fils doivent

être installés pour réaliser le plan de transmission ci-dessus.

F i g u r e 10. — (Japon)

6. La qualité de transmission d ’un central s’exprime également en A.E.N. Elle com porte non seulement l ’affaiblissement dû à l ’équipement et aux câblages du central mais aussi les pertes par réflexion et les bruits.

Exprimée en A.E.N., la qualité de transmission maximale admissible se répartit ainsi selon les centraux:

I db pour un central local dans les zones à plusieurs centraux;0,5 db pour un central local dans les zones à central unique.Ces valeurs ont été déterminées en fonction de la situation de fait des centraux existants.

VIII. — C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n n o r v é g ie n n e

Le réseau principal sera un réseau mixte en étoile et à mailles avec cinq types différents de centraux (voir la figure 11). (Des lignes directes sont établies si elles se révèlent avantageuses.)

La com mutation directe en quatre fils sera mise en œuvre dans les parties centrales du réseau. Celui-ci est établi sur la base du principe des affaiblissements répartis, avec un affaiblissement de 0,4 N aux extrémités et 0,1 N pour chaque section.

II est avantageux, aux points de vue technique et économique, d ’utiliser des câbles aériens à gaine de plastique au lieu de lignes en fils aériens pour desservir les abonnés situés à de grandes distances du central local. Pour cette raison, la planification future du réseau se fera sur la base de l ’attribution, au réseau local, d ’un équivalent de valeur plus grande que dans le passé.

Ce résultat sera obtenu grâce à la mise en service d ’un grand nombre de centres de com m uta­tion en quatre fils, à l ’emploi de répéteurs à résistance négative sur les lignes interurbaines à deux fils, grâce également à la pupinisation des lignes d ’abonné de grande longueur et à la mise en service de postes téléphoniques à transistors.

(Annexe 4)

106 RÉSEAU NATIONAL (PAYS-BAS)

Voie de dernier choixVoie directe à utilisation élevée

F ig u r e 11. — (N orvège)

IX. — C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n n é e r la n d a i s e

En établissant le plan d ’affaiblissement national, l ’Administration néerlandaise est partie des principes ci-après :

1) L ’affaiblissement total d ’abonné à abonné (non compris les postes téléphoniques) ne doit pas dépasser 30 db.

2) Cet affaiblissement de 30 db doit être réparti aussi économiquement que possible sur les diverses parties du réseau.

Remarques explicatives

Pour la qualité de transmission et l ’affaiblissement on observe les normes globales ci-après:

10 db: trop forte audition (indésirable);10-20 db: excellente audition (mais trop coûteuse pour une application générale);20-30 db: bonne audition;30-40 db: audition insuffisante;> 40 db : conversation presque impossible ou absolument impossible.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (PAYS-BAS) 107

Répartition des affaiblissements

En ce qui concerne la répartition de l ’affaiblissement, le réseau néerlandais se subdivise en:réseaux inter-régionaux (entre les régions) ;réseaux primaires (entre central régional et les centraux nodaux);réseaux secondaires (entre central nodal et les réseaux urbains);réseaux urbains.Le réseau urbain présente le rendement de trafic le plus bas à cause du fait q u ’il faut prévoir

une paire de fils pour chaque raccordement d ’abonné individuellement.D ans tous les cas, la solution la plus économique sera de tolérer dans ce dernier réseau un

affaiblissement aussi fort que possible. Ceci implique évidemment qu ’il y aura moins d ’affaiblis­sement disponible pour les autres réseaux, ce qui veut dire un affaiblissement très réduit pour les réseaux inter-régionaux.

D ans le plan d ’affaiblissement actuel, les affaiblissements maximaux tolérables sont les suivants :réseau inter-régional 0 dbréseau primaire 0 dbréseau secondaire 3 dbréseau local 5 dbL ’affaiblissement maximum total entre deux abonnés est alors de 27 db (y compris l ’affaiblis­

sement des centraux téléphoniques et la perte du courant d ’alimentation microphonique).

Qualité de transmission dans un réseau urbain

A cause de l ’affaiblissement interurbain réduit (voir ci-dessus), il est actuellement possible dans les réseaux urbains de tolérer un affaiblissement de 5 db à 1600 Hz entre le central de raccor­dement et le poste d ’abonné.

Cet affaiblissement de 5 db peut être assuré par l ’utilisation de câbles non pupinisés d ’une longueur de 5 km et avec des conducteurs d ’un diamètre de 0,5 mm, à condition que le circuit soit terminé par un appareil téléphonique du type normalisé. D e par son impédance inductive, cet appareil exerce une influence favorable sur l ’affaiblissement. Bien que l’affaiblissement carac­téristique d ’un câble de 5 km de longueur (à 1600 Hz) s’élève à environ 7,3 db, il suffit de tenir com pte d ’un affaiblissement de 5 db en cas d ’emploi d ’un poste téléphonique normalisé.

La résistance tolérable des paires mesurées en boucle est de 1000 ohms au maximum.En établissant le plan des réseaux de câbles urbains, il suffit donc d ’observer les deux règles

ci-après:a) une résistance en boucle de 1000 ohms;b) une longueur de câble de 5 km.Il est possible de satisfaire à ces normes en employant des câbles avec des conducteurs d ’un

diamètre de 0,5 mm. Autrefois les circuits interurbains réclamaient une partie im portante de l ’affaiblissement total disponible. D e ce fait, on ne pouvait alors tolérer qu ’un affaiblissement moins fort qu’actuellement, ce qui a conduit à l ’utilisation de câbles de faible longueur et à la création d ’un grand nom bre de centraux urbains desservant chacun une zone peu étendue.

Par conséquent, dans 1500 cas seulement (sur un nombre total d ’un million de raccordements principaux) la longueur susmentionnée de 5 km est dépassée. D ans ces cas exceptionnels, des mesures spéciales s’imposent (par exemple l ’utilisation de câbles avec des conducteurs d ’un plus grand diamètre).

Parfois la création d ’un plus grand nom bre de centraux satellites donnera la solution désirée. Par analogie avec le réseau des câbles interurbains, le réseau d ’interconnexion entre les centraux

satellites, et celui reliant ces centraux aux centraux interurbains, devront satisfaire aux normes ci-après:

central satellite-central satellite: 6 db au maximum à 1600 Hz; central satellite-central interurbain: 3 db au maximum à 1600 Hz.Le plus souvent les câbles d ’interconnexion sont pupinisés.

(Annexe 4)

108 RÉSEAU NATIONAL (RÉP. FED. D ’ALLEMAGNE)

Le diamètre des conducteurs est en général de 0,8 mm, l ’inductance propre des bobines est de 65 m H et le pas de pupinisation de 3 km. D e façon générale, il semble utile d ’établir les caracté­ristiques de transmission d ’un central téléphonique en spécifiant les points ci-après:

1. L ’affaiblissement en fonction de la fréquence.2. La diaphonie, à savoir:

2.1 entre des appareils voisins;2.2 dans le câblage entre les bâtis;2.3 dans le câblage entre les sélecteurs;2.4 entre les bancs de contacts ;2.5 entre deux liaisons complètes qui peuvent être estimées s ’influencer de la façon la plus

défavorable.

3. La symétrie par rapport à la terre (également à des fréquences inférieures à celles de la bande vocale, en vue du ronflement en provenance du réseau d ’énergie) :3.1 pour chaque appareil individuellement (entrée et sortie);3.2 pour l ’ensemble des appareils nécessaires pour l ’établissement d ’une liaison complète

(entrée et sortie).4. Bruit et ronflement.5. Claquements.6. Niveaux de signalisation.

X. C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n d e l a R é p u b liq u e f é d é r a l e d ’A l l e m a g n e

Le réseau interurbain de téléphonie automatique de la République fédérale d ’Allemagne a encore fait, entre-temps, l ’objet d ’extensions d ’après le plan des affaiblissements publié à la page 189 du tome V du Livre Rouge. Les nouvelles désignations des centres de com mutation sont indiquées sur la figure 12.

Le réseau de trafic à grande distance ne comprend plus que des circuits à quatre fils, qui sont reliés entre eux par des sélecteurs pour circuits à quatre fils dans les centres tertiaires (ZYSt) et les centres secondaires (HVSt). Les circuits qui relient les centres secondaires (HVSt) et les centres primaires (KVSt) sont aussi presque exclusivement des circuits à quatre fils, mais en plus des centres primaires (KYSt) avec sélecteurs pour circuits à quatre fils, il y a aussi des centres primaires (KVSt) avec sélecteurs pour circuits à deux fils. Lors d ’une interconnexion en quatre fils dans un centre primaire (KVSt), tous les circuits à deux fils qui le relient au central local (EVSt) sont pourvus d ’un termineur. L ’équilibrage est adapté dans chaque termineur au circuit considéré. L ’affaiblisse­m ent de 4 dN du termineur peut être supprimé par mise hors circuit de lignes d ’affaiblissement de 4 dN à l ’extrémité du circuit à quatre fils à connecter (interconnexion avec compensation de 1 ’ affaiblissement).

Toutes les valeurs d ’affaiblissement indiquées sur la figure 12 sont des valeurs d ’affaiblissement de section et se rapportent aux points d ’interconnexion aux contacts des sélecteurs. En plus des valeurs nominales de l ’affaiblissement, on trouve sur la figure aussi les variations d ’affaiblissement qui seraient produites en tenant compte d ’une variation d ’affaiblissement de + 2 dN pour chaque circuit avec répéteurs et addition quadratique des variations de l ’affaiblissement de tous les circuits d ’une chaîne de circuits. La valeur maximum de l ’équivalent (y compris ces variations d ’affai­blissement) entre deux centraux locaux (EVSt) est 2,2 népers. E tant donné que tous les circuits interurbains à quatre fils sont interconnectés avec un affaiblissement d ’insertion de 0 néper et que le centre tertiaire avec lignes internationales (ZVSti) est atteint de chaque centre primaire (KVSt) par tout au plus trois circuits, le plan allemand des affaiblissements correspond aussi aux nouvelles recommandations du C.C.I.T.T. relatives à un nouveau plan d ’interconnexion international.

L ’équivalent de référence maximum à l ’émission et à la réception d ’une ligne d ’abonné est respectivement de 1,2 néper et 0,2 néper par rapport au central local (EVSt). Pour les postes supplé-

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (RÉP. FED. D ’ALLEMAGNE)

Circuits internationaux

109

EVSt EV St EVSt

Circuit à deux fils

T33oj<U«Jsa(4

esao'5b*83aS«msa(4

EVSt

C.C.I.T.T. 56

Circuit à quatre fils

EVSt Central local KVSt Centre primaire HVSt Centre secondaire

ZVSt Centre tertiaireZVSti Centre tertiaire avec lignes internationales

F i g u r e 12. — P la n des affaiblissem ents pour le réseau in teru rba in de téléphonie autom atique (R épublique fédéra le d ’A llem agne)

mentaires, ces valeurs peuvent être dépassées de 0,3 néper. E tant donné que l ’affaiblissement de la section entre un central local (EVSt) et un point d ’interconnexion à quatre fils de la chaîne de circuits interurbains est de 0,9 néper, on obtient pour l ’équivalent de référence national maximum à l ’émission et à la réception une valeur respective de 2,4 népers et 1,4 néper, ce qui correspond à l ’Avis P . l l pour l ’équivalent de référence national à l ’émission et à la réception.

Le réseau de circuits représenté sur la figure 12 sera encore complété par un réseau de circuits directs. Des circuits directs entre les centres de com mutation seront établis dans tous les cas où un trafic téléphonique suffisant justifiera la mise à disposition de faisceaux de circuits particuliers. La valeur maximum de l ’équivalent de 2,2 népers entre centraux locaux (EVSt) ne sera pas dépassée non plus pour les communications téléphoniques établies sur ces circuits directs.

(Annexe 4)

110 RÉSEAU NATIONAL (RÉP. FED. D ’ALLEMAGNE)

L ’Adm inistration fédérale allemande envisage d ’établir, à côté des recommandations existantes du C.C.I.T.T., les valeurs de référence suivantes pour le comportement en technique de trans­mission de nouveaux équipements dans des centraux urbains et pour les lignes d ’abonné reliées de manière fixe à ceux-ci :

a) L ’affaiblissement d ’insertion d ’un central urbain (pont d ’alimentation compris) ne devrait pas dépasser une valeur de 15 cN à 800 Hz.

b) L ’affaiblissement diaphonique entre deux circuits ne devrait pas être inférieur à 8 népers.c) L ’affaiblissement de symétrie des équipements techniques de commutation doit être en

position de conversation, d ’au moins 5 népers dans les limites de la bande de transmission de 300 à 3400 Hz.

d) La tension psophom étrique entre les deux fils ne doit pas, au point de répartition du central, dépasser une valeur de 0,35 mV (pondérée avec filtre A) en cas de lignes extérieures déconnectées et d ’une terminaison de la ligne intérieure sur 600 ohms.

e) La résistance de boucle maximum de lignes d ’abonné, postes téléphoniques compris, peut atteindre 1500 ohms.

f) Comme limite inférieure pour la résistance d ’isolement de lignes d ’abonné, on peut admettre 20 kilo-ohms et pour les lignes reliant des centraux d ’une localité 50 kilo-ohms.

g) Pour les circuits de jonction une valeur de 15 Veff est admissible pour la tension alternative induite sans interruption dans le sens longitudinal. On doit s’efforcer d ’atteindre une valeur de 20 Veff dans le cas d ’une fréquence de la tension alternative inductrice de 162/3 et 50 Hz. En cas de pointes de courte durée (inférieures à 400 ms), qui dépassent une valeur de 40 Veff, des com muni­cations existantes ne peuvent pas être libérées et aucune fausse occupation ou aucun faux comptage ne peuvent avoir lieu.

Une valeur permanente de 65 Veff est admissible pour la tension induite sur les lignes d ’abonné en cas d ’influence par des tensions alternatives parasites.

h) Les variations admissibles de la tension d ’alimentation de 60 volts sont comprises entre + 6 V et —3 V. En cas de défaillance du secteur, la tension peut baisser ju squ’à 54 V pendant moins de 1 seconde sans que des communications en cours soient coupées.

Classement par groupes des capsules microphoniques et des capsules réceptrices

L ’équivalent de référence de l ’appareil téléphonique dépend beaucoup de l ’efficacité de la capsule microphonique et de la capsule réceptrice. L ’efficacité de la capsule microphonique dépend aussi de l ’intensité du courant d ’alimentation. Il peut se présenter ici de fortes différences non seulement entre les différentes fabrications, mais aussi entre les capsules de la même fabrication; ces différences peuvent atteindre 1 N, ou même plus de 1 N en cas de mauvaise fabrication. Même en cas de bonne fabrication, on doit laisser au fabricant une plus grande tolérance si la fabrication doit rester économique. Il est donc facile de concevoir que l ’on groupe les capsules d ’après leur efficacité et que l ’on utilise les capsules les plus efficaces pour les longues lignes d ’abonné et les capsules les moins efficaces pour les lignes courtes.

On constate que, ju squ’à une valeur de résistance de ligne de 500 ohms, l ’équivalent de réfé­rence est essentiellement déterminé par la résistance en courant continu, quel que soit le diamètre des conducteurs. Si la résistance est de plus de 500 ohms, l ’influence de la capacité du câble se manifeste davantage. Néanmoins, étant donné que, dans les cas où la résistance de ligne est supé­rieure à 500 ohms, on emploie uniformément des conducteurs ayant le même diamètre, il existe de manière générale une relation univoque entre la résistance en courant continu et l ’équivalent de référence, c ’est-à-dire que l ’on peut caractériser l ’équivalent de référence d ’une ligne d ’abonné par sa résistance en courant continu. L ’augmentation d ’affaiblissement due à la ligne d ’abonné est plus grande à l ’émission q u ’à la réception, parce que les pertes d ’alimentation viennent s ’ajouter à l ’affaiblissement de la ligne. L ’augmentation de l ’équivalent de référence due à la ligne d ’abonné correspond approximativement à l ’équivalent de la ligne d ’abonné mesuré à 1300 Hz, ce qui

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (RÉP. FED. D ’ALLEMAGNE) 111

concorde de manière satisfaisante avec les résultats de la mesure d ’A.E.N. sur câbles non chargés, pour laquelle on a fixé comme fréquence de comparaison 1300 à 1700 Hz.

Il est possible de compenser l ’équivalent de référence d ’un système local par groupement correspondant des lignes ainsi que des capsules des microphones et des récepteurs. On obtient ainsi une forte diminution des variations de l ’affaiblissement. U n groupement des capsules m icropho­niques par échelons de 0,4 N et des capsules réceptrices par échelons de 0,3 N est suffisant en pratique. On obtient ainsi la coordination des groupes de lignes et de capsules indiquée dans le tableau ci-après.

Groupe de lignes avec résistance to ta le en ohm s 0 à 250 250 à 500 500 à 750

Capsule microphoniqueE.R.E.1 (népers)...............................

Capsule réceptriceE.R.R. (n ép e rs) ...............................

Système localE.R.E. (népers) ................................E.R.R. (n ép e rs) ...............................

Groupe I 0 ,9 à 0 ,5

Groupe I 0 à - 0 , 3

0 ,5 à 1 ,2 5 - 0 , 3 à + 0 , 2

Groupe II 0 ,5 à 0 ,1

Groupe II - 0 , 3 à - 0 , 6

0 ,5 à 1 ,2 5 - 0 , 4 à + 0 , 2 .

Groupe III < 0 ,1

Groupe III - 0 , 6 à - 0 , 9

< 1 ,2 5 - 0 , 4 à + 0 , 2

1 E.R. = Equivalent de référence. E = Emission.R = Réception.

Avec ce groupement, on obtient les résultats suivants: pour un système local, c ’est-à-dire depuis l ’appareil téléphonique jusqu’au central urbain, celui-ci compris, l ’équivalent de référence à l ’émission est compris entre 0,5 N et au maximum 1,25 N (en moyenne 0,9 N ) et l ’équivalent de référence à la réception entre —0,4 N et au maximum 0,2 N (en moyenne —0,1 N). Ces valeurs concordent bien avec les résultats des mesures effectuées sur les systèmes locaux allemands au Laboratoire du C.C.I.T.T., à savoir 1,25 N pour l ’équivalent de référence à l ’émission et —0,2 N pour l ’équivalent de référence à la réception. La variation de l ’équivalent de référence, à l ’émission et à la réception, d ’un système local est donc encore relativement grande, même avec une com pen­sation de l ’affaiblissement, et elle est, dans la plupart des cas, plus grande que la différence entre la valeur d ’A.E.N. et la valeur d ’équivalent de référence.

E tant donné que la capsule microphonique et la capsule réceptrice des appareils téléphoniques sont toutes deux faciles à changer, la m éthode basée sur la compensation de l ’affaiblissement peut être facilement appliquée en pratique sans personnel et frais supplémentaires. Les capsules micro­phoniques et réceptrices sont, avant leur emploi, mesurées à l ’appareil pour la mesure objective de l ’équivalent de référence de l ’Adm inistration fédérale allemande et munies du chiffre de groupe correspondant à leur efficacité. Outre l ’équivalent de référence, on y mesure aussi les autres fac­teurs qui influencent la netteté. L ’employé qui relève les dérangements a sur lui des capsules microphoniques et réceptrices des différents groupes de qualité et monte dans l ’appareil télépho­nique de l ’abonné les capsules du groupe de qualité qui correspond à la résistance totale de la ligne d ’abonné.

Il est recommandé de vérifier tous les deux ans la qualité des capsules des microphones et des récepteurs.

Si l ’on n ’admet qu ’une petite tolérance pour l ’équivalent de référence des capsules micropho- niques et réceptrices, on peut obtenir aussi de manière économique une compensation de l ’affai­blissement du système local en graduant le diamètre des conducteurs d ’après la longueur de la ligne d ’abonné.

(Annexe 4)

112 RÉSEAU NATIONAL (ROYAUME-UNi)

XI. C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n d u R o y a u m e -U n i

Limites appliquées dans les réseaux urbains et interurbains nationaux

Par suite des essais subjectifs auxquels l ’Administration du Royaume-Uni a procédé il y a quelques années, il a été décidé q u ’entre les centres de secteur (minor exchanges), l ’affaiblissement à 800 H z ne devrait pas dépaser 20 db L Les pertes dues aux commutations et aux réflexions sont

indique la voie primaire indique la voie auxiliaire

F i g u r e 13. — Nouveau plan de transmission et de commutation du réseau interurbain (Royaume-Uni)

Notes1. Affaiblissement nominal du central. Il est de 0 db aux centraux locaux terminaux car l’affaiblisse­

ment du central est compris dans la limite prévue pour la ligne et le poste de l’abonné.2. Affaiblissement nominal du circuit.3. Si l’un ou l’autre des circuits partant des centres de groupement est amplifié, il est réglé à un

affaiblissement nominal de 3 db.

1 dans l’hypothèse où il n ’y a pas distorsion d’affaiblissement importante. S’il s’agit de câbles à fré- quances vocales non chargés, on considère, pour la planification, l’affaiblissement à 1600 Hz.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (SINGAPOUR) 113

comprises dans cette limite. L ’équivalent de référence de deux lignes et postes d ’abonné présentant les conditions limites, couramment utilisés dans les réseaux locaux du Royaume-Uni, est de 13 db (en additionnant les équivalents de référence à l ’émission et à la réception qui ont été mesurés séparément). On peut donc attribuer à l ’équivalent de référence d ’une communication nationale une valeur maximum totale de 33 db (N .B.: Pour la planification de son réseau, l ’Adm inistration du Royaume-Uni n ’a pas eu recours au concept d ’« équivalent de référence », bien que celui-ci soit utile pour décrire un réseau).

La figure 13 m ontre comment l ’affaiblissement de 20 db entre les centres de secteur se trouve réparti entre les différentes catégories de circuits. Il est évidemment souhaitable de pouvoir imputer la plus forte proportion possible de cet affaiblissement au réseau des circuits locaux (centres de secteur-centres de groupement), car dans ce réseau, qui n ’est pas équipé de répéteurs, une réduction de l ’affaiblissement de même 1 db entraînerait une forte dépense, et il est bon que l ’on puisse en imputer la plus faible proportion possible au réseau interurbain qui, dans sa majeure partie, est équipé de répéteurs, où l ’on doit, de toute façon, prévoir des amplificateurs et où il coûte très peu de prévoir un gain supplémentaire. L ’affaiblissement d ’équilibrage q u ’il est possible d ’assurer au termineur du circuit interurbain, au centre de groupement où se fait la com m utation en deux fils, introduit toutefois une certaine limite. Pour éviter un programme onéreux de correction des impédances dans tous les centres de groupement du pays, et aussi pour éviter d ’avoir à utiliser des suppresseurs d ’écho, l ’affaiblissement du réseau interurbain, mesuré entre extrémités à deux fils, a été fixé à 7 db. Cet affaiblissement est indépendant du nombre de circuits interurbains et évite donc d ’avoir à commuter des compléments de ligne. L ’affaiblissement de chacun des deux circuits locaux intervenant dans une communication de complexité maximum doit, selon les plans, être de 4,5 db, ce qui correspond à une longueur de câble chargé à fréquences vocales, sans répéteurs, d ’environ 19 km (12 miles) (charge 88 m H à 1,83 km d ’espacement, fils de cuivre de 0,9 mm de diamètre).

Il reste ainsi 4 db pour les pertes par réflexion ou dues aux commutations, dont 3 db sont représentés sur la figure 13, comme les pertes par com mutation dans deux centres dégroupem ent. Sur les câbles non chargés, aux fréquences vocales les plus élevées, les pertes par réflexion sont appréciables, car il y a désadaptation d ’impédance au point de com mutation en deux fils. Il n ’y a pas de pertes de transmission importantes par réflexion ou par com mutation dans le réseau inter­urbain car, comme on l ’a indiqué, la com mutation se fait en quatre fils et la plupart des circuits sont établis sur des systèmes à courants porteurs, présentant par construction l ’impédance voulue au point de com mutation aux fréquences vocales.

On se référera utilement d ’une façon générale à l ’article indiqué ci-après:

T o b in , W. J. E. et S t r a t t o n , J. : A new switching and transmission plan for the inland trunk network.P.O.E.E.J. Volume 53, partie 2, juillet 1960.

Limites appliquées dans les centraux locaux

Le principe fondamental est que la qualité de transmission de tout abonné relié par une ligne d ’abonné à un central local soit égale ou supérieure à celle d ’un étalon représenté par un assemblage donné d ’un poste d ’abonné, d ’une ligne d ’abonné et d ’un pont d ’alimentation de central. La con­ception du réseau urbain est telle que la majorité des abonnés jouit d ’une qualité de transmission bien supérieure au minimum.

L ’étalon de qualité minimale et la méthode de détermination des valeurs relatives de la qualité de transmission pour l ’émission et pour la réception sont décrites en détail dans l ’Annexe 1 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge.

XII. C o n t r ib u t io n d e S in g a p o u r (S in g a p o r e T é lé p h o n é B o a r d )

Normes du C .C.I.F.; affaiblissement maximum des circuits de jonction: 8 db; valeur maximum pour les lignes locales à l ’émission et à la réception, respectivement: 10 et 5 db.

(Annexe 4)

114 RÉSEAU NATIONAL (SUÈDE)

XIII. C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n su é d o is e

N otre plan de transmission national pour un réseau téléphonique entièrement automatique a été établi sur la base des principales considérations ci-après:

1. L ’équivalent de référence pour les appareils actuellement en service est de 3 + 2 dN à l ’émis­sion et de —5 ± 2 dN à la réception.

2. Division du pays en zones desservies par des centraux, en zones de numérotage et en zones d ’acheminement en transit.

Remarque. — Les appareils téléphoniques fabriqués actuellement ont des équivalents de référence de 1+2 dN à l’émission et de —6+ 2 dN à la réception. A l’avenir on compte utiliser ces valeurs.

3. Le réseau des lignes existantes, notam m ent les lignes à grande distance et les câbles plus courts qui étaient déjà en service dans les zones à service automatique lors de l ’établissement du plan. A cet égard, notre position de départ pour la préparation de l ’automatisation du service inter­urbain était défavorable, car les installations existantes dont nous devions tenir compte dans cer­taines décisions étaient relativement importantes. Ces installations comprenaient principalement des câbles pupinisés, mais on avait déjà mis en chantier la construction d ’un système à courants porteurs en câbles et on postula que ce type de système prédominerait lors des futures extensions du réseau de lignes interurbaines.

4. Les équipements existants dans les centraux automatiques. Ces équipements étaient déjà en service, lors de l ’établissement du plan, dans de nombreux centres de zone de numérotage et dans de nombreux centraux auxiliaires, tous du type à deux fils. En revanche, les ingénieurs chargés de la conception des centres de transit pour le service interurbain automatique bénéficaient d ’une liberté de réalisation totale en ce qui concernait les caractéristiques techniques de la transmission.

Bien entendu, l ’un des buts poursuivis dans l ’établissement d ’un réseau automatique national était de satisfaire, pour toutes les communications nationales et internationales, à la recommanda­tion du C.C.I.T.T. relative à l ’obtention d ’un équivalent de 4,6 népers et de réaliser, si possible, une valeur encore plus petite (voir à ce sujet l ’article de G. Swedenborg « A survey of the develop­ment of téléphoné apparatus from the speech transmission aspect » paru dans l ’édition en langue anglaise de Tele, N° 1/1963). Pour réaliser cet objectif avec des dépenses raisonnables, il convient d ’utiliser des amplifications aussi grandes que possibles, sous réserve des limites imposées par les échos et par l ’amorçage d ’oscillations. La solution adoptée à ce sujet est décrite par B. Bjurel,H .O. Bjôrk et E. Waldelius dans un autre article publié dans le même numéro de Tele\ « Technical viewpoints respecting autom atization of the trunk traffic », p. 21-24. On trouvera ci-dessous un résumé des principales caractéristiques de ce plan de transmission:

a) On a recours à la com m utation en quatre fils avec compléments de ligne dans les centres de com mutation dont dépendent les centres de zones de numérotage (N A C =num bering area centres).

b) Afin d ’obtenir les conditions de niveau les plus simples possibles, on fait en sorte que tous les circuits d ’une chaîne N AC-NAC aient un affaiblissement nommai nul en service de transit. On y ajoute 0,3 ou 0,5 néper à chaque point terminal suivant les caractéristiques des circuits com­posants, en sorte que, dans le cas le plus défavorable, l ’affaiblissement nominal total NAC-NAC sera de 1,0 néper (0,6 néper seulement dans le cas d ’un système à courants porteurs).

c) L ’affaiblissement en ligne dans le sens de l ’abonné vers le N A C ne doit pas dépasser 1,5 néper, y compris la perte de courant d ’alimentation (1,2 néper dans le sens NAC-abonné). Il y a ainsi addition des affaiblissements du réseau urbain et du réseau interurbain ; les valeurs respectives de ces affaiblissements sont fixées, dans chaque cas, sur la base de considérations économiques. D e cette manière il est possible, par exemple, de réaliser des économies dans le réseau urbain lorsque le central urbain et le N A C sont séparés par une petite distance.

d) Compte tenu des tolérances applicables à la qualité des postes téléphoniques d ’une part, des variations de l ’affaiblissement en ligne en fonction du temps d ’autre part, la valeur maximum de l ’équivalent de référence pour les communications nationales sera d ’environ 4 népers. Cependant,

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (SUISSE) 115

dans la m ajorité des cas, les conditions de transmission pour les communications interurbaines seront beaucoup plus favorables. Quoi qu ’il en soit, il est souhaitable d ’améliorer encore les choses, en particulier dans le service international où il n ’est guère aisé de satisfaire aux recommandations du C.C.I.T.T. concernant l ’équivalent du réseau national à l ’émission.

Remarque. — L ’Administration suédoise est disposée à introduire l’équivalent de référence global de 4,15 népers dès que cette valeur sera acceptée par le C.C.I.T.T., sous réserve que les valeurs choisies d ’équivalent de référence à l’émission et à la réception soient respectivement 2,4 et 1,4 népers.

Qualité de transmission des centraux urbains

1. L ’affaiblissement maximum admissible dans un central urbain, mesuré entre les jacks de mesure du répartiteur général, pour les lignes d ’arrivée et de départ est de 2 dN à 300 H z et de 1 dN dans la gamme de 800 à 3000 Hz.

2. L ’affaiblissement diaphonique minimum admissible entre deux communications quelconques dans un central urbain est représenté par le graphique de la figure 14.

Figure 14

[L ’affaiblissement diaphonique est mesuré entre les jacks de mesure du répartiteur général, lés circuits étant terminés sur une résistance de 600 ohms.

L ’affaiblissement diaphonique entre divers dispositifs du central doit être calculé de telle sorte que l ’on obtienne les valeurs ci-dessus pour l ’ensemble du central. Cela implique, en règle générale, que l ’affaiblissement diaphonique entre des dispositifs du central doit être supérieur d ’environ 1 N aux valeurs indiquées sur le graphique.

XIV. Contribution de l ’Administration suisse

Les caractéristiques de transmission des installations de lignes aériennes et souterraines desréseaux locaux et régionaux, y compris les câbles intercentraux, les appareils e t les centraux qui ysont intercalés, doivent remplir des conditions bien déterminées pour:

l ’équivalent;la distorsion d ’affaiblissement; les courants de sélection et d ’alimentation; la diaphonie; la tension de bruit.

(Annexe 4)

116 RÉSEAU NATIONAL (SUISSE)

Le plan d ’affaiblissement, représenté par le schéma de la figure 15, est le fondement des «Instructions pour la planification des réseaux locaux et régionaux en fonction de la qualité de la transmission »; les valeurs maximales des équivalents pour 800 Hz y sont indiquées. L a répar­tition de l ’affaiblissement sur les réseaux locaux et régionaux se fait selon des critères économiques.

Communication internationale

F i g u r e 15 . — Répartition de l ’équivalent pour les liaisons interurbaines, régionales et locales (Suisse)(valeurs maximales en népers pour 800 Hz)

Légende

m C N I

Central interurbain 0,1 N

<S> CN

Centre tête de ligne internationale

Central nodal interurbain avec cen­tral terminal interurbain et central principal de groupe de réseaux

Central terminal interurbain avec central principal de groupe de ré­seaux

Central nodal

• CT Central terminal

O c . c q . s c Central local, de quartier et sous-central

----------------- Ligne interurbaine

— Ligne régionale

— Ligne intercentrale

— - Ligne d’abonné

En principe, la résistance maximale de la ligne d ’abonné est de 700 ohms. Par ailleurs, la distorsion d ’affaiblissement (bande de fréquences 300-3400 H z par rapport à l’équivalent à 800 Hz) de la part de chaque réseau local ne doit pas dépasser 0,5 N dans une communication interurbaine ou entre deux réseaux régionaux. Si cette condition ne peut pas être remplie, les lignes d ’abonné doivent être légèrement pupinisées.

L ’affaiblissement paradiaphonique doit être, en principe, supérieur à 8,5 N pour une fréquence de 1600 Hz.

Pour ne pas étendre l ’exposé, nous renonçons à indiquer d ’autres détails concernant la distor­sion d ’affaiblissement, les courants de sélection et d ’alimentation, la diaphonie et la tension de bruit.

(Annexe 4)

RÉSEAU NATIONAL (SUISSE) 117

Tableau comparatif Emission Réception

A Central interurbain ± bornes du poste d ’abonné d’un centre nodal ou terminal de ce réseau régional: équivalent max. pour 100 %/80% des abonnés de chaque réseau local 1,4/1,1 N 1,4/1,1 N

B Central interurbain ± bornes du poste d ’abonné du réseau local de ce central:équivalent max. pour 100% des abonnés de ce réseau 1,1 N 1,1 N

C Equivalent de référence du poste d’abonné (courant d ’alimenta­tion min. sans ligne d’abonné) 0,4 N ON

D Influence de la distorsion d’affaiblissement de la ligne d’abonné et pertes par défauts d ’adaptation 0,2 N 0,2 N

E Affaiblissement du central interurbain ou du central international 0,1 N 0,1 N

F Ligne interurbaine 0,8 N

Equivalents de référence

Communication interurbaine nationale entre deux abonnés de réseaux régionaux:

Recommandation du C.C.I.T.T.1S ACDEF 4,6/4,0 N

4,6 N

Communication interurbaine nationale entre deux ' abonnés des réseaux locaux de ces centraux interurbains:

Recommandation du C.C.I.T.T.1S BCDEF 4,0 N

4,6 N

Communication internationale pour un abonné du groupe A:

Recommandation du C.C.I.T.T.2 ACDE 2,1/1,8 N

2,1 N1,7/1,4 N

1,5 N

Communication internationale pour un abonné du groupe B :

Recommandation du C.C.I.T.T.S BCDE 1,8 N

2,1 N1.4 N1.5 N

1 Même recommandation que pour une communication internationale.

Dans le tableau précédent, des valeurs d ’équivalent de référence apparaissant dans des cas défavorables d ’exploitation sont comparées aux recommandations du C.C.I.T.T. L ’équivalent de référence maximum d ’une communication interurbaine nationale pourrait donc atteindre la valeur de 4,6 N.

Toutefois, dans un réseau local d ’une zone régionale, 80% des raccordements d ’abonné ont un affaiblissement inférieur, et 100% des raccordements d ’abonné du réseau local d ’un central interurbain ont un affaiblissement inférieur à 4 N.

Des communications locales ou régionales donnent des affaiblissements sensiblement inférieurs. Des statistiques indiquent que les valeurs limites ne sont atteintes que rarement. Pour les com mu­nications internationales, les conditions d ’affaiblissement sont encore plus favorables.

Ce plan des affaiblissements a été élaboré en tenant compte du réseau téléphonique existant, de considérations techniques et économiques ainsi que des possibilités d ’amélioration. U ne amélio­ration, qui est en voie d ’exécution, consiste dans la prolongation des liaisons à quatre fils à travers les centraux interurbains. D e cette façon, il sera possible, en com pensant l ’affaiblissement, de maintenir l ’équivalent de 0,8 ±0,1 N jusqu’aux centraux nodaux et terminaux raccordés directement aux centraux interurbains. Le gain ainsi obtenu augmente la qualité de transmission.

Des mesures semblables sont étudiées pour les réseaux locaux des centraux interurbains. Par ailleurs, un nouvel appareil téléphonique avec réglage autom atique de l ’efficacité, pouvant

(Annexe 4)

118 RÉSEAU NATIONAL (TCHÉCOSLOVAQUIE)

réduire partiellement l ’affaiblissement de la ligne d ’abonné, est projeté. Ces améliorations permet­traient de respecter aussi les valeurs du nouveau plan de transmission à l ’étude actuellement au C.C.I.T.T.

XV. Contribution de l ’Administration tchécoslovaque

Le plan de transmission dans le réseau téléphonique national a été élaboré sur les principes suivants:

a) l ’équivalent de la ligne pour une communication interurbaine doit représenter 3,6 N au maximum (figure 16);

b) les équivalents relatifs du microphone et du récepteur doivent être à l ’heure actuelle de 6 et 0 dN. Pendant le développement ultérieur on compte avec un équivalent relatif du microphone de 3 dN et du récepteur de —3 dN ;

c) la communication dans le central nodal est réalisée comme communication à deux fils, la communication sortant du central nodal dans un niveau interurbain plus élevé est réalisée en ligne à quatre fils;

d) les lignes à quatre fils métalliques seront connectées dans l ’avenir (si possible) en quatre fils.La qualité d ’une communication téléphonique est évaluée selon le degré de clarté, de sonorité

(de l ’intensité acoustique) et de fiabilité (sûreté) d ’une communication établie. La qualité finale de transmission est donnée par les conditions suivantes :

— la bande téléphonique doit être transmise dans l ’étendue de 300 jusqu’à 3400 Hz;— la force électromotrice psophométrique sur un circuit téléphonique ne doit pas dépasser,

pendant la mesure à l ’aide d ’un psophomètre, la valeur de 2 mV en un point de niveau relatif —0,8 N ;

— les ponts d ’alimentation pour une communication urbaine ne doivent pas entraîner un affaiblissement supérieur à 15 cN.

C U CN C l C T P C T P C T P CT C N CU

0 , 7 N 0 , 6 5 N 0 ,8 5 N 0 , 7 N

m a x . 11,55 N 0 : 0 , 5 N

1

m a x .

f

1 ,5 5 N

________________________________________________________ m a x . 3 . 6 N__________■ ___________________________________________

C.C.I.T.T. 6)

CU = Central urbain CT = Central de transitCN = Central nodal CTP = Central de transit principal

F i g u r e 16. — Equivalent de référence entre deux abonnés (Tchécoslovaquie)

(Annexe 4)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 119

A NNEXE G

(Genève, 1964; citée dans l ’Avis P.51)

BOUCHE ARTIFICIELLE U TILISÉE PAR L ’A DM INISTRATION SU ÉD O ISE

R enseignements et données techniques fournis par l ’Administration suédoise

Réalisation de la bouche artificielle

La bouche artificielle se compose des éléments essentiels suivants:— un générateur de pression (bouche et tête artificielles);— un amplificateur de puissance, à gain variable.D ans le circuit de l ’amplificateur sont insérés des réseaux correcteurs afin de compenser les

distorsions linéaires du générateur de pression.Cet ensemble peut être relié à un générateur de son complexe (à spectre pondéré ou non) ou

à un oscillateur.La figure 1 représente les parties essentielles de la chaîne de transmission. Cet équipement

complet est réalisé sous la forme d ’éléments fixés sur un châssis, la tête artificielle étant indépen­dante. Celle-ci peut être placée sur un support spécial perm ettant de lui donner une inclinaison appropriée de façon que, lors de la mesure d ’un système émetteur, le combiné du poste télépho­nique en essai se trouve placé dans la position spécifiée (voir l ’Avis P.45, B, c, page 71 du tome V du Livre Rouge).

Filtre « voix artificielle»

(rythme 0 à 10 par seconde)

F i g u r e 1. — Schéma simplifié de la bouche artificielle de l ’Administration suédoise

(Annexe G)

120 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

1. Générateur de pression (bouche et tête artificielles)

La bouche artificielle est obtenue à partir d ’un haut-parleur placé à l ’intérieur d ’une cavité dont l ’orifice de sortie constitue les lèvres artificielles; celles-ci simulent la forme, le profil et les dimensions des lèvres naturelles. La bouche artificielle constitue ainsi un émetteur acoustique susceptible de produire un son complexe ou une onde sinusoïdale devant un microphone. Une des propriétés fondamentales d ’une bouche artificielle étant que les caractéristiques du champ acoustique qu’elle crée soient comparables à celles du champ sonore engendré par une bouche humaine, principalement à de faibles distances des lèvres, le nez et le menton de la tête humaine ont été imités dans le profil de la tête artificielle. La tête elle-même est réalisée en métal léger, dont la surface a été recouverte par une pellicule en matière plastique élastique afin que l’absorption de surface soit comparable à celle de la tête humaine. La représentation schéma­tique de la tête artificielle est donnée dans la figure 2.

F i g u r e 2 . — Bouche et tête artificielles de l’Administration suédoise (représentation schématique)

La source sonore est obtenue à partir du haut-parleur. Le cône du haut-parleur est en relation avec l ’orifice de sortie (lèvres artificielles) par l’intermédiaire d ’une cavité en forme d ’entonnoir dans laquelle sont placés des écrans (ou grilles) en toiles fines de nylon perm ettant d ’obtenir un affaiblissement acoustique déterminé. La forme des cavités ainsi que leur affaiblissement acous­tique ont été déterminés empiriquement afin d ’obtenir, devant les lèvres artificielles, une caracté­ristique de « pression », à tension constante, indépendante (dans une certaine mesure) de la fré­quence. Les corrections complémentaires perm ettant d ’obtenir une courbe de réponse en pression indépendante de la fréquence (tolérances ± 2,5 db de 100 à 6000 Hz) sont obtenues au moyen de réseaux correcteurs électriques appropriés insérés dans l ’amplificateur de puissance. La cavité, située à l’arrière du cône du haut-parleur, est remplie avec une matière plastique mousse. La caractéristique « pression-fréquence », à tension constante à l ’entrée du haut-parleur, la pression étant mesurée en un point situé dans l ’axe de l ’orifice de sortie, à une distance de 2 cm, est donnée dans la figure 3a.

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 121

F i g u r e 3 . — Courbes caractéristiques « efficacité-fréquence », à tension constante à l’entrée

2. Amplificateur de puissance

L ’entrée de l ’amplificateur (impédance d ’entrée 27 000 ohms) peut être reliée à une source de son complexe (bruit blanc ou bruit pondéré) ou à un oscillateur. La sortie est connectée directe­ment à l’entrée du haut-parleur (impédance 20 ohms). Quatre réseaux correcteurs corrigent les irrégularités de la courbe de réponse du générateur de pression. Le transform ateur de sortie de l’amplificateur est accordé afin d ’apporter une certaine augm entation du gain aux hautes fré­quences; à l’entrée un réseau en T apporte un affaiblissement déterminé aux fréquences voisines de 300 Hz.

La caractéristique « gain-fréquence » de l’amplificateur est illustrée par la courbe de la figure 3b. A l ’aide d ’un potentiomètre, le gain de l ’amplificateur peut être réglé à la demande. Le gain de l ’amplificateur étant réglé à sa valeur maximum, il est possible d ’obtenir à 2 cm des lèvres artificielles une pression acoustique de 10 baryes sans introduire de distorsions de non- linéarité importantes, c ’est-à-dire que le coefficient de distorsion de non-linéarité est inférieur à 1 % pour toute la gamme des fréquences utiles. Pour la même condition de réglage du gain, en augm entant la tension à l ’entrée de l ’amplificateur, il est possible d ’obtenir des pressions beau­coup plus élevées de l ’ordre de 100 baryes; dans ce cas, le coefficient de distorsion de non-linéarité est de l ’ordre de 3 % (à l ’exception de la fréquence 2000 Hz, pour laquelle k = 8 %).

(Annexe G)

122 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

3. Générateur de bruit et filtres

U n générateur, dont le spectre est continu et uniforme (bruit blanc), peut être appliqué, direc­tement ou par l ’intermédiaire de filtres particuliers, à l ’entrée de l ’amplificateur de puissance. Un filtre désigné par « filtre de voix » permet d ’obtenir un signal sonore dont la composition spectrale correspond à celle de la voix humaine moyenne. Un deuxième filtre, dont la caractéristique « affaiblissement-fréquence » croît de 3 db par octave, permet, au cours de l ’analyse spectrale d ’un bruit blanc, d ’obtenir un niveau constant d ’énergie dans chaque bande élémentaire d ’un filtre à octave ou fraction d ’octave. Les courbes caractéristiques « affaiblissement-fréquence » sont respectivement représentées par les figures 4a et 4b.

2 0 50 100 2 0 0 5 0 0 1 000 2 0 0 0 5 0 0 0 1 0 0 0 0 2 0 0 0 0

a) Donnant le spectre de la voix artificielle

F i g u r e 4 . — Courbes caractéristiques « affaiblissement-fréquence » des filtres

4. Modulateur-générateur d'impulsions

L ’expérience m ontre que, si l ’on désire avoir des résultats en bon accord avec ceux obtenus à partir d ’essais avec la voix humaine, il est nécessaire, non seulement de disposer d ’une voix artifi­cielle, mais aussi de réaliser une émission discontinue afin de rendre plus complète l ’analogie de la voix artificielle avec la voix humaine. A cet effet, un modulateur-générateur d ’impulsions permet d ’obtenir une modulation à rythme réglable de 1 à 10 par seconde.

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 123

La fonction du modulateur est d ’interrom pre périodiquement le signal, ce qui produit une série d ’impulsions rectangulaires. Cette fonction est obtenue à l’aide d ’un affaiblissement réglé électroniquement par une onde carrée symétrique produite par un m ultivibrateur à oscillations libres. On obtient ainsi une émission rythmée, comparable à l ’émission de syllabes au cours de dénonciation normale de paroles.

Ainsi cet ensemble d ’appareils réalise une bouche artificielle perm ettant aisément d ’obtenir la « puissance vocale normale pour les mesures téléphonométriques ». Elle a été conçue pour une gamme de fréquences s’étendant de 100 à 6000 Hz.

Les figures 5a et 5b donnent les courbes caractéristiques «efficacité-fréquence» de l’ensemble amplificateur/bouche artificielle relevées en des points situés dans l ’axe, respectivement à 2 et à 4 cm de distance des lèvres artificielles, la tension appliquée à l ’entrée de l ’amplificateur étant indépendante de la fréquence.

a) En un point situé à une distance de 2 cm des lèvres artificielles

Figure 5. — Courbes caractéristiques « efficacité-fréquence » de l ’ensemble amplificateur et bouche artificielle, à tension constante à l ’entrée de l’amplificateur de puissance

(valeurs relatives — fréquence de référence 400 Hz)

(Annexe G)

124 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

A p p e n d i c e

Mesures effectuées par le Laboratoire du C.C.I.T.T.

Le Laboratoire du C.C.I.T.T. a procédé aux mesures dont les résultats sont mentionnés ci-après. Les mesures ont été effectuées dans la chambre à parois absorbantes du Laboratoire.

La position équivalente des lèvres a été considérée directement à la sortie de l ’orifice de la bouche artificielle (voir le point 1 ci-dessus).

Le schéma de principe du montage expérimental est représenté par la figure 6.

VX = E Z e = 21KD. V2 V3

F i g u r e 6

L ’angle d ’incidence du microphone était de 0°, c ’est-à-dire que le plan de son diaphragme était parallèle aux plans d ’onde; ainsi la caractéristique « efficacité-fréquence » en champ libre de ce type de microphone 4131 est sensiblement indépendante de la fréquence dans toute la bande des fréquences utiles de 100 à 10 000 Hz.

Résultats des mesures

Les tableaux 1 à 6, ainsi que les courbes des figures 7 à 12, m ontrent les propriétés de la bouche artificielle.

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 125

T a b l e a u 1

Valeurs caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche artificielle de l'Administration suédoise pour une pression de 5 baryes à 1000 Hz à une distance de 5 cm

(db par rapport à 1 volt)

Hz v 1 v , y*.V aleurs de V3

rapportées à 1000 Hz

1 0 0 - 3 0 , 6 - 4 ,9 - 3 9 , 0 - 5 ,32 0 0 - 5 ,2 - 3 6 , 7 - 3 ,03 0 0 - 3 ,9 - 3 6 , 9 - 3 ,24 0 0 - 3 ,2 - 3 5 , 9 - 2 ,25 0 0 - 3 ,3 - 3 5 , 4 - 1 ,76 0 0 - 4 ,3 - 3 4 , 7 - 1 ,07 0 0 - 6 ,0 - 3 4 , 8 - 1 ,18 0 0 - 8 ,9 - 3 5 , 3 - 1 ,69 0 0 - 1 0 , 7 - 3 4 , 8 - 1 ,1

1 0 0 0 - 3 0 , 6 - 1 1 , 5 - 3 3 , 7 0

1 2 0 0 - 1 2 , 5 - 3 5 , 8 - 2 ,11 5 0 0 - 7 ,7 - 3 6 , 2 - 2 ,51 8 0 0 + 0 ,5 - 3 2 , 7 + 1 ,02 0 0 0 + 2 ,5 - 3 5 , 8 - 2 ,12 5 0 0 - 1 ,0 - 3 2 , 8 + 0 ,93 0 0 0 - 6 ,7 - 3 7 , 0 - 3 ,33 5 0 0 + 3 ,9 - 3 6 , 7 - 3 ,04 0 0 0 + 4 ,6 - 3 4 , 9 - 1 ,24 5 0 0 + 4 ,4 - 3 3 , 6 + 0 ,15 0 0 0 - 3 0 , 6 + 6 ,2 - 3 5 , 9 - 2 ,26 0 0 0 - 3 0 , 5 + 6 ,9 - 3 4 , 9 - 1 ,27 0 0 0 - 3 0 , 4 + 0 ,4 - 4 6 , 4 - 1 2 , 78 0 0 0 - 3 0 , 3 - 1 ,4 - 6 3 , 6 - 2 9 , 9

1 0 0 0 0 - 3 0 , 2 - 3 ,2 - 6 6 , 7 - 3 3 , 0

(Annexe G)

126 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

T a b l e a u 2

Valeurs caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche artificielle de VAdministration suédoise pour une pression de 15 baryes à 1000 Hz, à une distance de 5 cm

(db par rapport à 1 volt)

Hz Vi v*Valeurs de Vs

rapportées à 1000 Hz

100 -30 ,6 + 5,1 -29,1 - 5,4200 + 4,8 -27 ,2 - 3,5300 + 6,1 -27,1 - 3,4400 + 6,8 -25,9 - 2,2500 - + 6,7 -25,3 - 1,6600 + 5,7 -24,7 - 1,0700 + 4,0 -24,7 - 1,0800 + 1,1 -24,9 - 1,2900 - 0,7 -24,7 - 1,0

1000 -30,6 - 1,5 -23 ,7 . 0

1200 - 2,5 -25,6 - 1,91500 . . . + 2,3 -26,1 - 2,41800 + 10,5 -23,9 - 0,22000 + 12,5 -25,7 - 2,02500 + 9,0 -22,6 + 1,13000 + 3,3 -27,2 - 3,53500 + 13,9 -28,0 - 4,34000 + 14,6 -24,8 - 1,14500 + 14,4 -24,2 - 0,55000 -30 ,6 + 16,2 -26,0 - 2,36000 -30,5 - + 16,9 -27 ,4 - - 3,77000 -30 ,4 - + 10,4 -38,4 -14,78000 -30,3 + 8,6 -54,3 - -30 ,6

10000 -30,2 + 6,8 -56,7 - -33 ,0

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 127

T a b l e a u 3

Valeurs caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche artificielle de VAdministration suédoise pour une pression de 1,5 barye à 1000 Hz, à une distance de 5 cm

(db par rapport à 1 volt)

Hz Vi v2 VsValeurs de V3

rapportées à 1000 Hz

100 -30 ,6 -14 ,9 -51 ,7 - 8,0200 -15 ,2 -46 ,2 - 2,5300 -13 ,9 -47,1 - 2,4400 -13 ,2 -46,1 - 2,4500 -13,3 -45 ,6 - 1,9600 -14,3 -44,8 - 1,1700 -16 ,0 -44 ,7 - i,o800 -18,9 -45 ,2 - 1,5900 -20 ,7 -44 ,9 - 1,2

1000 -30 ,6 -21,5 -43 ,7 0

1200 -22,5 -45 ,7 - 2,01500 -17 ,7 -46 ,4 - 2,71800 - 9,5 -42 ,4 + 1,32000 - 7,5 -45,7 - 2,02500 -11 ,0 -42,9 “t- 0,83000 -16 ,7 -46,8 - 3,13500 - 6,1 -46 ,4 - 2,74000 - 5,4 -44 ,7 - 1,04500 - 5,6 -43 ,4 + 0,35000 -30,6 - 3,8 -45 ,9 - 2,26000 -30,5 - 3,1 -44 ,6 - 0,97000 -30 ,4 - 9,6 -55,9 -12 ,28000 -30,3 -11 ,4 -73 ,6 -29 ,9

10000 -30 ,2 -13,2 -76 ,4 -32 ,7

T a b l e a u 4

Variation, en fonction de la distance, de la pression acoustique dans l'axe de la bouche artificiellede l'Administration suédoise

(distance d cm) (point de référence 5 cm) (5 baryes à 1000 Hz)

Hz 5 cm 2 cm 4 cm 10 cm 20 cm 33,5 cm 60 cm 100 cm

100 0 +7,6 + 1,0 -7 ,2 -13,8 -15 ,2 -23 ,0 -27 ,3200 — +7,5 +2,1 -6 ,3 -12 ,6 -15 ,4 -23 ,6 -28 ,4500 — +7,3 +2,1 -6 ,2 -12 ,4 -15 ,2 -22 ,9 -27 ,2

1000 — +7,1 +2,0 -5 ,8 -11,9 -15 ,6 -21 ,4 -25,12000 — +6,8 +2,1 -5 ,8 -12,1 -15 ,4 -21 ,4 -26,13000 — +6,4 +2,0 -4 ,7 -10,1 -12,8 -19 ,3 -23 ,84000 — +5,9 + 1,6 -5 ,6 -11 ,6 -14 ,4 -20 ,2 -25 ,35000 +5}7 +2,5 -4 ,9 - 9,6 -13,1 -18 ,7 -23 ,7

(Annexe G)

128 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

c/s

Figure 7a. — Courbe caractéristique « efficacité-fréquence » de la bouche artificielle de l ’Administration suédoise (pour une pression de 5 baryes à 1000 Hz à une distance de 5 cm) relevée avec un enregistreur

Brüel et Kjaer

d b + 15

+ 10 + 5

0- S “ 10 - 1 5

-20 - 2 5

- 3 0

- 3 5100 2 00 300 400 5 6 7 8 9 1000 2000 3000 U 5 6 7 8 9 1 0 0 0 0

c/s

Figure 7b. — Courbes caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche artificielle de l’Administration suédoise (pour une pression de 5 baryes à une distance de 5 cm comme point de référence) mesurées

respectivement aux distances de 2 et 4 cm des lèvres artificielles

CCITT - 68

*

—t —

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 129

C/S

F i g u r e 8. — Courbes caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche a rtific ie lle de l ’A dm in is tra tion suédoise (pour des pressions de 5 baryes, 15 baryes e t 1 ,5 barye à 1000 H z à une distance de 5 cm ) relevées

avec un enregistreur B rü e l e t K ja e r

F i g u r e 9. — Courbes caractéristiques « efficacité-fréquence » de la bouche a rtific ie lle de l ’A dm in istra tion suédoise (pour une pression de 5 baryes à 1000 H z , à une distance de 5 cm com me po in t de référence)

mesurées respectivement a u x distances 2 , 5 , 10, 2 0 , 33 ,5 , 6 0 et 100 cm des lèvres artific ie lles

F i g u r e 10. — V a ria tio n , en fonction de la distance, de la pression acoustique dans l ’axe de la bouche a rtific ie lle de l ’A dm in is tra tion suédoise à la fréquence 1000 H z

(point de référence à une distance de 5 cm)

(Annexe G)

- - — T a b l e a u 5

Valeurs caractéristiques pour la détermination du diagramme polaire horizontal à une distance de 5 cm de la bouche artificielle de VAdministration suédoise

(angle par rapport à l’axe de la bouche = ± a)(valeurs en db rapportées au point défini par a = 0°)

130 BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE)

Hz

oc = ± 30° a = ± 60° a = ± 9 0 °

+ - moyenne + — moyenne + — moyenne

1 0 0 + 0 , 2 - 0 , 4 - 0 , 1 + 0 , 5 + 0 , 1 + 0 , 3 + 0 , 6 + 0 , 6 + 0 , 62 0 0 0 + 0 , 3 + 0 , 1 + 0 , 5 + 0 , 7 + 0 , 6 + 0 , 8 + 0 , 8 + 0 , 85 0 0 - 0 , 1 + 0 , 2 0 + 0 , 5 + 0 , 5 + 0 , 5 + 0 , 5 + 0 , 6 + 0 , 5

1 0 0 0 0 + 0 , 3 + 0 , 1 + 0 , 4 + 0 , 5 + 0 , 4 + 0 , 5 + 0 , 5 + 0 , 52 0 0 0 - 0 , 3 0 - 0 , 1 - 0 , 1 - 0 , 1 - 0 , 1 - 0 , 3 - 0 , 6 - 0 , 43 0 0 0 0 + 0 , 3 + 0 , 1 - 0 , 4 - 0 , 3 - 0 , 3 - 0 , 6 - 0 , 9 - 0 , 74 0 0 0 - 0 , 5 0 - 0 , 2 - 1 , 3 - 0 , 8 - 1 , 0 - 2 , 5 - 2 , 2 - 2 , 35 0 0 0 + 0 ,1 - 0 , 1 0 - 0 , 7 - 1 , 8 - 1 , 2 - 3 , 0 - 5 , 1 - 4 , 0

3000 Hz 5000 Hz

CCI TT- 71

F i g u r e 11. — D ia g ram m e p o la ire horizonta l de la bouche a rtific ie lle de l ’A dm in istra tion suédoise

5 0 0 Hz(f o u . 100 à 1000 Hz)

(Annexe G)

BOUCHE ARTIFICIELLE (SUÈDE) 131

T a b l e a u 6

Valeurs caractéristiques pour la détermination du diagramme polaire vertical à une distance de 5 cm de la bouche artificielle de VAdministration suédoise

(angle par rapport à Taxe de la bouche = ± P)(valeurs en db rapportées au point défini par p = 0°)

Hz3 = ± 30° 3 = ± 60° 3 = ± 90°

+ — moyenne + — moyenne + — moyenne

100 +0,9 +0,8 +0,8 -0 ,2 +0,5 +0,1 -0,7 +0,2 -0 ,2200 -0,1 +0,5 +0,2 -0,8 +0,3 +0,2 -1,1 -0 ,2 -0 ,6500 -o ,i +0,3 +0,1 -0,8 +0,2 +0,3 -1 ,2 -0,3 -0 ,7

1000 +0,1 +0,4 +0,2 -0,5 +0,2 -0,1 -1 ,0 -0 ,5 -0 ,72000 -0,1 +0,3 +0,1 -0,8 -0 ,2 -0,5 -1 ,0 -1 ,3 -1,13000 -0,4 +0,6 +0,1 -1 ,6 0 -0,8 -2 ,2 -2 ,6 -2 ,44000 -1 ,4 +0,6 -0 ,4 -2,5 +0,5 -1 ,0 -2,5 -2 ,0 -2 ,25000 -0 ,2 +0,1 0 - u -0,8 -1 ,0 -1 ,6 -3,1 -2,3

-----------100 Hz ----------- 3000 Hz 5° 0 0 HzC C I T T - 72

F i g u r e 12. — D ia g ram m e po la ire v ertica l de la bouche a rtific ie lle de l ’A d m in is tra tio n suédoise

(Annexe G)

132 MESURE OBJECTIVE DES ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE (TCHÉCOSLOVAQUIE)

ANNEXE H

(Genève, 1964; citée dans l’Avis P.62)

« TÉLÉPH O N O M ÈTRE PORTATIF » U TILISÉ PAR L ’ADM INISTRATION TCHÉCOSLOVAQUE PO U R LA M ESURE OBJECTIVE

DES ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE

Pour mesurer l ’équivalent de référence des postes d ’abonné, l’Administration des télécom­munications et l’industrie téléphonique de Tchécoslovaquie utilisent deux types d ’appareils téléphonométriques conçus et réalisés dans ce pays. Pour les mesures précises, on utilise un équi­pement com portant un générateur de fréquences vocales, une bouche artificielle, une oreille artificielle, un instrument de mesure de l ’équivalent de référence et un enregistreur de la courbe de réponse aux fréquences vocales. Cet équipement ne diffère pas dans l ’essentiel des équipe­ments analogues utilisés d ’une part par l ’Administration fédérale allemande et d ’autre part par l’Administration suisse et décrits respectivement dans les Annexes 28 et 29 du tome V du Livre Rouge.

Pour des mesures plus simples de l ’équivalent de référence à l ’émission et à la réception d ’appareils téléphoniques, on utilise en Tchécoslovaquie un téléphonomètre portatif monté dans un coffret dont les dimensions sont 28, 21,5, 12,5 cm et le poids de 6,5 kg.

La simulation de la voix humaine est obtenue à partir d ’un signal de bruit composé de deux parties, chacune d ’elles étant émise alternativement à une cadence rapide; une partie du signal a un spectre contenant la bande des fréquences inférieures à 1 kHz et l ’autre la bande des fré­quences supérieures à 1 kHz. Une source ém ettant ce signal, par rapport à une source émettant un spectre de bruit uniforme dans toute la bande des fréquences, présente l ’avantage de permettre d ’évaluer la qualité de transmission des transducteurs électroacoustiques (montés dans l’appareil téléphonique) dans deux bandes de fréquences, qui contribuent presque également à la valeur de l ’équivalent de référence résultant. Un autre avantage de cette conception est que l’efficacité des capsules microphoniques ne change pas au cours de la mesure.

Pour la mesure de microphones, le signal, après amplification, est reproduit par la bouche artificielle et la tension électrique, recueillie aux bornes de l’appareil téléphonique, est transmise par l ’intermédiaire d ’un pont d ’alimentation à l ’entrée de l’instrument de mesure de l ’équivalent de référence.

Dans le cas de la mesure d ’écouteurs, la tension électrique provenant du générateur de bruit est appliquée à l ’appareil téléphonique soumis aux mesures. La pression acoustique, développée par le récepteur, est recueillie par l ’oreille artificielle. La tension recueillie à la sortie de l ’oreille arti­ficielle, après amplification appropriée, est appliquée à l ’entrée de l ’instrument de mesure de l ’équivalent de référence.

Sur la face avant du téléphonomètre portatif sont fixés l ’instrument indicateur (microampère­mètre), le commutateur principal et deux commutateurs au moyen desquels on peut choisir les montages correspondant à toutes les fonctions de l ’appareil: mesures, étalonnage et vérification de la batterie.

L ’interconnexion des différents organes du téléphonomètre au cours de la mesure est repré­sentée sur la figure 1.

Le simulateur de voix comprend un générateur de bruit blanc, un séparateur de fréquences et un com m utateur électronique. Le signal de sortie du générateur de bruit est séparé en deux bandes de fréquences par le séparateur de fréquences, la fréquence de séparation étant de 1 kHz. Le com mutateur électronique met alternativement en circuit ces deux bandes, environ 15 fois par seconde.

La bouche artificielle a une forme cylindrique avec un diamètre d ’environ 10 cm. Le diamètre de l’orifice de sortie est de 2,5 cm. Le générateur de son proprement dit est constitué par un haut- parleur placé à l ’intérieur de la bouche artificielle. Les pointes de résonance de la courbe dé réponse

(Annexe H)

MESURE OBJECTIVE DES ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE (TCHÉCOSLOVAQUIE) 133

1 = Oreille artificielle2 = Amplificateur de l’oreille artificielle3 = Simulateur de voix4 = Bouche artificielle5 = Amplificateur de la bouche artificielle6 = Instrument de mesure de l’équivalent de

référence

7 =

mb =

ub =

Résistances pures de 150 ohms

Pont d ’alimentationCommutateur principalBornes pour le branchement d ’un appareiltéléphonique à batterie localeBornes pour le branchement d’un appareiltéléphonique à batterie centrale

F i g u r e 1. — Schém a de principe de la chaîne de transm ission du téléphonom ètre p o rta t if(Tchécoslovaquie)

en fréquence de la bouche artificielle sont atténuées par l ’impédance acoustique; cette courbe de réponse est à nouveau corrigée dans l ’amplificateur de la bouche artificielle, afin que l ’écart maximum dans la bande de fréquences de 250 à 4000 Hz ne dépasse pas ± 3,5 db. Avant le com ­mencement des mesures, la bouche artificielle doit être raccordée au téléphonomètre. Une fois en position définitive, l ’orifice de sortie de la bouche artificielle et l ’oreille artificielle ont une position qui est conforme aux dimensions de la tête européenne normale.

(Annexe H)

134 MESURE OBJECTIVE DES ÉQUIVALENTS DE RÉFÉRENCE (TCHÉCOSLOVAQUIE)

La forme de l’oreille artificielle est conforme à celle qui a été recommandée lors de la XVIIe Assemblée plénière du C .C.I.F., Genève (voir l ’Avis P.51, tome V du Livre Rouge). A l’intérieur est placé un écouteur électromagnétique faisant office de microphone. La courbe caractéristique «efficacité-fréquence» est modifiée par contre-réaction dans l ’amplificateur de l’oreille artificielle. Celle-ci est placée de façon permanente dans le coffret du téléphonomètre. Un étrier de fixation est utilisé pour appliquer le combiné à l ’oreille artificielle.

La partie de l ’équipement utilisée pour l ’évaluation de l’équivalent de référence comprend deux étages d ’amplification et un redresseur à éléments à cuproxyde, un condensateur et un micro­ampèremètre constituant le circuit de lecture. Le même ampèremètre est utilisé comme voltmètre à basse fréquence pour le réglage de la tension correcte (285 mV) à la sortie du générateur du simulateur de voix artificielle et pour l ’essai des différents organes de l ’équipement.

La partie électronique du téléphonomètre est construite en circuits imprimés et utilise des transistors et des diodes de fabrication tchécoslovaque.

L ’alimentation est constituée par une batterie à quatre éléments (tension totale 6 volts) placée à l ’intérieur de l ’appareil. Cette source intérieure est utilisée pour , les mesures chez les abonnés, pour la maintenance, etc. Lors de l ’utilisation continue de l ’équipement en un endroit bien déter­miné, on recommande d ’utiliser une source d ’alimentation externe de 6 volts. L ’application d ’une source d ’alimentation externe avec polarité correcte est indiquée par une lampe témoin.

Caractéristiques techniques

Caractéristiques générales dimensions poidsalimentation

Précision

Simulateur de voix artificielle tension de sortie impédance d ’entrée

Bouche artificielle avec amplificateur courbe de réponse (en fréquence) gain en tension puissance électrique maximum de sortie

Oreille artificielle avec amplificateur volume de l ’oreille artificielle gain en tension de l ’amplificateur à 200 Hz impédance de sortie

Instrument de mesure de l'équivalent de référence impédance d ’entrée gamme

12.5 x 21,5 x 28 cm (5 x 8,5 x 11 pouces)6.5 kg (14 lbs)Quatre éléments de 1,5 volt satisfaisant à la norme tchécoslovaque CSN 364171 ± 2,5 db

de 250 à 4000 H z: ± 3,5 db environ 12 db 50 mW

environ 4 cm3 environ 80 db 600 ohms ± 1 0 %

environ 10 000 ohms ou 600 ohms ± 1 0 % + 15 à - 6 db

285 mV600 ohms ± 1 0 %

(Annexe H)

TROISIÈME PARTIE

QUESTIONS RELATIVES A LA QUALITÉ DE TRANSMISSION TÉLÉPHONIQUE ET AUX RÉSEAUX LOCAUX

CONFIÉES A LA COMMISSION D ’ÉTUDES XII EN 1964-1968

Question 1/XH — Equivalents de référence des systèmes nationaux dans le nouveau plan de transmission

(suite de la Question 1 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

a) Quel est le pourcentage de communications internationales pour lesquelles il semble possible de satisfaire aux limites de 24 dN et 14 dN pour les équivalents de référence nationaux?

Remarque. — Un pourcentage minimum de 95% a été recommandé à titre provisoire dans l’Avis P .ll .

b) Comment convient-il de tenir compte des variations en fonction du temps de l ’équi­valent des circuits nationaux (autres que les circuits à quatre fils interconnectés en quatre fils à la chaîne internationale), ainsi que du vieillissement des microphones et des récep­teurs téléphoniques?

Remarque. — L’annexe ci-après donne les résultats d ’une étude effectuée par l ’Administration suédoise au sujet du vieillissement des microphones et des récepteurs.

c) Quelle est la valeur minimale1 à recommander pour l ’équivalent de référence nominal du système émetteur national?

d) Quelles sont les valeurs maximales et minimales à recommander pour l ’équivalent de référence nominal d’une liaison comprenant un poste d’opératrice?

ANNEXE

(à la Question 1/XH)

Effets du vieillissement sur les microphones et les récepteurs(Contribution de l ’Adm inistration suédoise)

L ’Adm inistration suédoise a procédé à une enquête sur la qualité de transmission de 946 postes téléphoniques en exploitation. Ces postes étaient utilisés depuis plus ou moins longtemps, les plus

1 II est entendu que la documentation recueillie par la Commission XVI au sujet des équivalents de référence minimaux fera partie de la documentation de la Commission XII en 1964-1968.

(1/XII, Ann.)

136 QUESTIONS COM XII

anciens ayant été mis en service en 1953, année au cours de laquelle le modèle actuellement utilisé (BC 560) a été introduit. Ces postes ont été choisis sur un ensemble de 3000 postes de l ’aggloméra­tion de Nynâshamn, qui ont été remplacés par des postes à boutons poussoirs.

Ces postes ont été choisis selon les principes suivants :

a) ils devaient être du type BC 560;b) le poste, le microphone, le récepteur ou le cadran ne devaient pas avoir été remplacés;c) il devait être possible de déterminer l ’âge des postes.Cependant, dans la pratique, il a parfois été difficile d ’observer toutes ces conditions. Tout

d ’abord, un tiers environ des postes étaient équipés de combinés d ’un type plus ancien (dits de la classe II) dont les microphones et les récepteurs avaient des qualités différentes de celles du modèle actuel (classe I). Deuxièmement, la condition b) n ’a pas été remplie dans certains cas, d ’où cer­taines difficultés pour évaluer l ’âge des microphones, la date de fabrication n ’ayant été inscrite q u ’à partir du mois de janvier 1961.

Dans tous les cas, les équivalents de référence à l ’émission et à la réception ont été mesurés à l ’aide de l ’appareil Siemens O.B.D.M. La résistance microphonique a également été mesurée. La courbe caractéristique en fonction de la fréquence des microphones et des récepteurs a été enregistrée pour 100 appareils et la résistance microphonique de 30 microphones à charbon a été mesurée en fonction du courant con tinu . On a également fait un certain nombre de mesures des propriétés des cadrans, mais celles-ci n ’entrent pas dans le cadre du présent rapport.

Les résultats de cette enquête sont clairement indiqués dans les figures 1 à 9. Les valeurs de l ’équivalent de référence à l ’émission indiquées sont corrigées, compte tenu de la différence entre les valeurs de mesure subjective et objective que l ’on a constatée pour les combinés utilisés.

KO

100

P

50

° 2 ,0 1.5 1.0 0.5 0 N

E. R. émission

F i g u r e 1. — D is trib u tio n de l ’équivalent de référence à l ’émission pour 9 46 postes téléphoniques usagés(classe I e t classe H )

La figure 1 indique la distribution de l ’équivalent de référence à l ’émission pour tous les postes mesurés, tandis que la figure 2 indique seulement cette distribution pour les postes équipés du microphone moderne du type FL 5213 (classe I). La courbe de la figure 3 correspond à l ’intégrale de la fonction de la figure 2. La variation au cours du temps est indiquée sur la figure 4.

1 C.C.I.- t. n

(1/XII, Ann.)

QUESTIONS COM XII 137

La figure 5 m ontre la distribution de l ’équivalent de référence à la réception pour l ’ensemble des appareils, cette distribution étant indiquée seulement pour les postes équipés d ’un récepteur moderne (classe I) sur la figure 6. La figure 7 indique la variation au cours du temps. Enfin, la figure 8 indique la distribution de la résistance en courant continu des microphones F L 5213 et la figure 9 la variation correspondante au cours du temps.

FL 5213 neuf (1953)

f" r C.CJ.1 T 75I Ll-------U -------L l-------L l-------1-1------ L_l------ U ------- L l— —U ------ LJ-------LJ-------l j ------ i l ■ J u ------- LJ-------11 1 1 1

2.0 1.5 1.0 0.5 0 N

E.R. émission

F i g u r e 2. — D is trib u tio n de l ’équivalent de référence à l ’émission pour 606 postes téléphoniques usagés(classe I ; m icrophone type F L 5213 )

Pour faciliter l ’étude des résultats présentés sur ces diagrammes, on a établi le tableau suivant qui indique les valeurs moyennes, mesurées à diverses époques, de l’équivalent de référence et de la résistance microphonique pour les appareils téléphoniques neufs (A) et pour les appareils usagés qui font l ’objet de la présente étude (B).

A B

1953 1963Classe I

Classe I Classe II (Classe I)

Emission...........................R écep tion ........................Résistance microphonique

+ 3 dN - 5 dN

350 ohms

+ 2 dN + 1 dN

350 ohms

+ 1 dN - 6 dN

350 ohms

+ 4 dN - 6 dN

460 ohms

Les tolérances sont de ± 2 dN pour la classe I et de ± 4 dN pour la classe II. En ce qui concerne la colonne B, l’écart type est de 3,5 dN à l’émission; il est quelque peu inférieur à la réception; il est égal à 145 ohms pour la résistance.

Les diverses valeurs nominales à l ’émission sont indiquées sur la figure 3. On peut ainsi constater que, pour 38 % des microphones, l ’équivalent de référence est p ire que ce qui était admis pour les appareils neufs en 1953; 65% des postes se situent en dehors des limites de tolérance de 1963, ce qui s’explique en partie par l ’amélioration régulière de ce type de microphone au cours des 10 ans considérés, comme l’indique le tableau ci-dessus (la valeur moyenne a changé de 2 dN).

(1/XII, Ann.)

138 QUESTIONS COM XII

FL 5213 neuf (1963)

E.R. émission

F ig u r e 3. — Distribution cumulative correspondant à la distribution de la figure 2

La figure 4 m ontre comment l ’équivalent de référence à l ’émission varie selon l ’âge du micro­phone. L ’échelle indique l ’année de fabrication. Au cours des dix dernières années, on observe une diminution de qualité de 7 cN par an et l’on atteint un plateau au bout de quatre ans. Le déplace­ment marqué de la courbe aux environs de 1957 correspond vraisemblablement à une modification du type des grains de charbon en 1956. Cependant, le nombre de microphones de cette période qui ont fait l ’objet de mesures est trop faible pour qu’un changement brusque apparaisse clairement Il convient également de noter l ’accroissement de la distance entre les quartiles en fonction du temps.

1954 1955 1956 1957 1958 1959 1960 1961 1962 a

Figure 4. — Equivalent de référence à l’émission de 606 postes téléphoniques usagés (classe I) en fonction de l’année de fabrication du microphone (type FL 5213)

Les lignes en trait interrompu correspondent aux quartiles (25 % et 75 % de la distribution cumulative). Remarque. — Le type des grains de charbon a été modifié en 1956.

(1/XII, Ann.)

QUESTIONS COM XII 139

rh- r 1 C.C UT. 780 -— --------------- = = - 1--L1----11 11 11 u ---- L1---- L1----u ----L1---- u ----u Ll-----LJ— u --- LJ---- u ------------LJ---u — LJ----u ---- LJ lJ LJ LJ—J J ------ 1------ 1-----

2.0 1,5 10 15 0 - 05 -1 0 N

E.R. réception

Figure 5. — Distribution de l ’équivalent de référence à la réception pour 946 postes téléphoniques usagés(classes I et H)

E.R. réception

Figure 6. — Distribution de l’équivalent de référence à la réception pour 582 appareils téléphoniques usagés (classe I; récepteurs de constructions diverses)

(1/XII, Ann.)

140 QUESTIONS COM XII

0,4

W - 02

-0.6

Figure 7. — Equivalent de référence à la réception de 582 postes téléphoniques usagés (classe I) en fonctionde l’année de fabrication du récepteur

(Les extrémités des traits correspondent aux quartiles)

150

I

1

50

—

-

—

" 1r C.C.1.1r.T. si500 1500 2000 A

Résistance microphonique F ig u r e 8. — Distribution de la résistance de 606 microphones à charbon usagés (type FL 5213)

(1/XII, Ann.)

QUESTIONS COM XII 141

La résistance m icrophonique (mesurée dans des conditions de parole normales) présente une altération plus continue en fonction du temps bien que la diminution de qualité soit également plus rapide au début (fig. 9). Les fluctuations autour de la courbe moyenne (qui a été tracée à vue d ’œil) ne sont pas erratiques mais peuvent être déduites des variations correspondantes dans la qualité de fabrication des microphones, comme l ’ont bien m ontré nos statistiques d ’essais de récep­tion. La dispersion augmente avec le temps, comme dans le cas de l ’efficacité.

L ’équivalent de référence à la réception ne montre pas de détérioration appréciable avec le temps. Les variations observées au cours des dernières années peuvent être imputées à des variations dans la fabrication. Avant 1957, un autre type de récepteur était utilisé. Lorsqu’on est passé à un type nouveau, on a essayé différents modèles, ce qui explique la dispersion particulièrement im por­tante que l ’on observe à cette date.

En se reportant à la figure 5, on constate que la distribution de l’équivalent de référence pour tous les récepteurs correspond à la superposition des distributions de la classe I et de la classe II. Pour 21 % des récepteurs de la classe I, l ’équivalent de référence est pire que la limite de 1953, ce qui est essentiellement dû à des dérangements dans les récepteurs des types les plus anciens.

En résumé, on peut dire que cette enquête a montré que si l ’on considère seulement les valeurs moyennes, il n ’y a pratiquem ent pas de changement en fonction du temps dans les propriétés à la réception, tandis que l’on observe une tendance à la diminution régulière de la qualité des postes téléphoniques à l ’émission. D ans les deux cas, on constate que les propriétés d ’un nombre de transducteurs relativement faible ont considérablement empiré. En conséquence, l ’asymétrie de la distribution augmente avec le temps, avec une « queue » vers des valeurs d ’équivalent de référence plus élevées, sans que la valeur moyenne de la distribution augmente beaucoup. En même temps, les défaillances les plus graves sont éliminées par réparation dès qu’elles sont signalées par un abonné. Il convient également de tenir compte du fait que l’amélioration continuelle de la qualité de transmission des appareils téléphoniques rend très difficile d ’isoler avec précision les effets éventuels du vieillissement.

Figure 9. — Variation de la résistance microphonique en fonction de l ’année de fabricationdes microphones

(1/XII, Ann.)

142 QUESTIONS COM X n

Question 2/XII — Mesure et limites de l ’équivalent de référence de l’effet local

(suite de la Question 2 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

a) Quelle est la méthode que votre Administration utilise pour étudier et mesurer les propriétés antilocales des postes d’abonné pour la parole et le bruit de salle?

b) D ’après cette méthode, quelle gamme de valeurs considérez-vous comme satisfai­santes pour la sensibilité de la voie d’effet local des postes d’abonné?

Remarque 1. — Tout en laissant aux Administrations la liberté de choisir la méthode expérimentale,on pense que l’appréciation de l ’effet produit par le dispositif antilocal du poste d’abonné devrait en prin­cipe être basée sur les opinions. Les essais d ’opinion devraient être effectués dans une salle normale en présence d’un bruit de salle de 50 db (spectre de Hoth). On peut éventuellement utiliser plusieurs valeurs du bruit de salle et indiquer la variation des résultats en fonction du bruit de salle. La courbe des poids du sonomètre utilisé pour mesurer le niveau de bruit de salle devrait également être indiquée.

Les Administrations sont invitées à annexer, à leur éventuelle contribution, la description détailléedes instructions données aux sujets ayant participé aux essais d ’opinion.

Remarque 2. — Il est recommandé aux Administrations d ’exprimer les résultats en fonction de para­mètres caractérisant la voie d ’effet local et la voie de transmission; ces paramètres, exprimés en décibels, seraient obtenus par des comparaisons basées sur la force des sons et seraient rapportés à la liaison acous­tique correspondant à un mètre en espace libre.

Remarque 3. — L’Annexe 1 ci-après donne des renseignements, fournis par des Administrations, sur la méthode de mesure qu’elles utilisent et la gamme de valeurs qu’elles considèrent comme satisfaisante pour la sensibilité de la voie d’effet local des postes d ’abonné.

A titre d’information complémentaire, l’Annexe 2 décrit le principe de la méthode expérimentale utilisée par l’Administration italienne.

AN NEX E 1

(à la Question 2/XII)

Certaines Administrations emploient des méthodes particulières pour caractériser les propriétés antilocales de leurs postes d ’abonné; elles ont fourni les renseignements suivants sur la gamme de valeurs qu’elles considèrent comme satisfaisante pour la sensibilité de la voie d ’effet local des postes d ’abonné.

L ’American Téléphoné and Telegraph Company, sur la base de divers essais, estime que l ’affai­blissement de la voie d ’effet local doit, au tant que possible, être compris entre 8 et 15 db, cet affaiblissement étant mesuré au moyen du système E.A.R.S.

L ’Administration polonaise mesure l ’affaiblissement électrique entre les bornes du m icrophone et celle du récepteur, les bornes de ligne du poste téléphonique étant bouclées sur une ligne arti­ficielle normalisée. Elle considère un affaiblissement de l ’effet local de 2 népers comme une valeur minimum.

L ’Administration de la République fédérale d ’Allemagne a trouvé, d ’après des essais d ’opinion, qu’il y avait intérêt à augmenter l ’équivalent de référence de l’effet local, mais qu’il était inutile de dépasser environ 18 db.

L ’Administration du Royaume-Uni a procédé à divers essais et en a conclu que l ’efficacité de la voie d ’effet local ne doit pas dépasser environ + 25 db, cette efficacité étant exprimée par rapport à 1 mètre d ’air et que dans la m ajorité des communications, elle devrait être inférieure à cette valeur d ’au moins quelques décibels.

(2/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 143

ANNEXE 2

(à la Question 2/XII)

Essais basés sur les opinions effectués par l ’Administration italienne pour déterminer l ’influence de l ’effet local

(Voir le tom e V du Livre Rouge, pages 540-542.)

Question 3 /XII — Mesure de l’effet perturbateur de bruits impulsifs

(suite de la Question 3 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

Quelles méthodes et quels appareils doit-on recommander pour mesurer objectivement une grandeur représentative de l ’effet perturbateur subjectif (sur la qualité de transmission téléphonique) d’une série d’impulsions brèves rapprochées l ’une de l ’autre et de faible amplitude apparaissant dans un réseau local : cas de perturbations produites par le service télex sur une communication téléphonique ; cas de bruits dus au fonctionnement normal des équipements de commutation; cas de perturbations dues à l ’existence d ’installations de commutation défectueuses?

Remarque 1. — L’étude de cette question devrait être entreprise, en particulier, en explorant les deux voies suivantes:

a) comment éviter la surcharge du psophomètre si on l’emploie comme instrument de mesure?b) comment appliquer en téléphonie la méthode du C.I.S.P.R.? (voir en particulier l ’Appendice 2 à

l’Annexe 3).Remarque 2. — Les Administrations sont invitées à effectuer des essais basés sur les opinions des

usagers. A titre d ’exemple, une méthode est décrite dans l’Annexe 4.Les essais devraient être effectués:1. avec le type d’impulsion à décroissance exponentielle avec une constante de temps de 0,1 ms

et 1 ms;2. pour les fréquences de répétition 10, 100, 300, 500, 700 impulsions par minute;3. pour une valeur de l’équivalent de référence de la liaison complète de (20), 30, (40) db.On devrait fournir les indications suivantes sur les résultats de ces essais:a) les courbes donnant le produit: fréquence de répétition x intensité x -jr- en fonction de la fré­

quence, avec comme paramètre les notes moyennes 3, 2 et 1,5; 60b) la force électromotrice psophométrique correspondant aux indications du psophomètre spécifié

par le C.C.I.T.T., pour les crêtes du bruit impulsif, en fonction de la fréquence et pour les notes moyennes 3, 2 et 1,5(l’attention des Administrations est attirée sur le fait que l ’inertie de l’appareil indicateur du pso­phomètre a une influence sur la corrélation entre ces indications et la note moyenne, pour les fréquences de répétition des impulsions inférieures à 150 par minute);

c) l’indication de l’appareil spécifié par le C.I.S.P.R. pour les notes moyennes 3, 2 et 1,5 (des spéci­fications de l’appareil sont données dans l’Annexe 5).

Remarque 3. — A titre de renseignements, les Annexes 1 à 4 donnent des résultats d ’essais, basés sur les opinions d ’usagers typiques du téléphone, effectués par diverses Administrations.

Remarque 4. — L’Annexe 5 donne les spécifications de l ’appareil recommandé, par le Comité inter­national spécial des Perturbations radioélectriques (C.I.S.P.R.), pour mesurer des impulsions ou des séries d ’impulsions.

Remarque 5. — L’Annexe 6 indique l’importance du facteur de surcharge de l ’appareil de mesure, lorsqu’on cherche à mesurer correctement un bruit impulsif.

Remarque 6. — La mesure des bruits impulsifs pour la transmission de données fait l’objet de la Question 7/C.

Remarque 7. — L’Annexe 7 décrit un appareil étudié par l ’Administration australienne en vue de mesurer à la fois le bruit soutenu et le bruit impulsif.

(Question 3/XII)

144 QUESTIONS COM XII

ANNEXE 1

(à la Question 3/XII)

Mesure de l ’effet perturbateur des impulsions brèves (clics)

(Contribution de l’Administration japonaise)

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 543-547.)

ANNEXE 2

(à la Question 3/XII)

Contribution de l ’Administration fédérale allemande

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 547-555.)

ANNEXE 3

(à la Question 3/XII))

Mesure de l ’effet perturbateur des bruits impulsifs

(Contribution de la Société Siemens und Halske A.G.)

(Voir le tom e V du Livre Rouge, pages 555-563.)

ANNEXE 4

(à la Question 3/XII)

Contribution de l ’Administration tchécoslovaque

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 563-571.)

A NNEXE 5

(à la Question 3/XII)

Extraits de la spécification de l ’appareillage de mesure C .I.S.P.R .pour les fréquences comprises entre 0,15 et 30 M H z

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 572-576.)

(3/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 145

ANNEXE 6

(à la Question 3/XII)

Nouvelle contribution de l ’Administration de la République fédérale d’Allemagne

Dans la mesure de l ’effet perturbateur de bruits impulsifs, il convient de tenir compte de ce que la valeur maximum de la tension instantanée peut être beaucoup plus élevée que la valeur de crête d ’une tension sinusoïdale de même valeur efficace. Il existe, par conséquent, un risque que, lors de la mesure de tels bruits, le psophomètre soit surchargé, bien que la déviation de l’aiguille n ’ait pas du tout atteint la fin de l ’échelle. L ’usager du psophomètre ne peut pas rem arquer cette surcharge.

La Commission d ’études X II du C.C.I.T.T. a, pour cette raison, posé la question : « Com ment éviter la surcharge du psophomètre au cours des mesures? », et l ’on fait rem arquer à ce sujet ce qui suit:

Comme le montre notre expérience, la réserve de surcharge de 2,5 fois prescrite dans la spéci­fication du C.C.I.T.T. pour le psophomètre (Livre Rouge, tome V, page 129) n ’est de loin pas suffi­sante. Pour cette raison, nous avons introduit un nouveau psophomètre avec un facteur de surcharge d ’environ 25 (correspondant à 28 db, valable pour des mesures de la valeur efficace). La durée d ’intégration du psophomètre est restée inchangée.

ANNEXE 7

(à la Question 3/XII)

Mesure de l ’effet perturbateur de bruits impulsifs

(Contribution de l ’Administration australienne)

1. Considérations générales sur les problèmes du bruit, de la diaphonie et des perturbations

Au cours des dix dernières années, l ’Administration australienne a consacré de nom breux travaux à la mesure du bruit. Les travaux vont se poursuivre mais, sur la base des résultats déjà obtenus, on peut donner les indications qui suivent.

Lorsqu’on considère les valeurs du bruit, de la diaphonie et des perturbations admissibles sur un circuit (qu’il s’agisse d ’un circuit à courant porteur, d ’un circuit à fréquences vocales ou d ’une ligne d ’abonné), il faut tenir compte non seulement des perturbations dans la bande des fréquences vocales mais également des perturbations aux fréquences supérieures et inféreures à cette bande. Ces dernières perturbations peuvent empêcher une exploitation satisfaisante sur l ’ensemble d ’une chaîne de circuits en tandem, même si chacun des circuits considérés isolément a un fonctionne­m ent satisfaisant.

A cette fin, on a trouvé convenable de considérer le bruit (dans ce contexte, dans le m ot « bruit » sont inclus la diaphonie, les bruits impulsifs et tous les autres types de perturbations) dans les trois bandes de fréquences suivantes :

a) Bruit aux très basses fréquences, 30 à 150 Hz par exemple. Ce bruit peut provenir de l ’ali­mentation en courant continu des centraux et autres types d ’équipement, des perturbations in tro­duites par les systèmes de distribution du courant électrique et de traction et d ’un grand nom bre d ’autres sources. Lorsque des circuits présentant un bruit à basse fréquence trop élevé sont reliés à des circuits à courants porteurs, le bruit à basse fréquence peut empêcher les équipements à courants porteurs de fonctionner correctement (notamment par perturbation sur les voies pilotes et sur les voies de signalisation hors bande, la fréquence de ces voies étant normalement située à moins de 150 Hz de la porteuse).

(3/XII, Ann. 7)

146 QUESTIONS COM XII

b) Bruit aux fréquences élevées, de l’ordre de 5 kHz à 250 ou 500 kHz par exemple. Ce bruit peut provenir d ’un grand nombre de sources telles que des émissions de radiodiffusion sur ondes hectométriques, des appareils industriels de types très divers et, enfin — et ce n ’est pas la cause la moins im portante — d ’une grande diversité de voies de « diaphonie » à l ’intérieur des stations : diaphonie en ligne telle que la diaphonie introduite par la ligne haute fréquence d ’un système à multiplexage par répartition en fréquence ou par répartition dans le temps (système de courte longueur) dans les lignes normales à fréquences vocales du réseau des lignes d ’abonné et des cir­cuits de jonction. Lorsque des circuits présentant un bruit à haute fréquence trop élevé sont reliés à des circuits à courants porteurs, le bruit à haute fréquence peut pénétrer dans les filtres à l’entrée du modulateur et apparaître (par un processus de « fuite » et/ou par un processus de modulation parasite) à la sortie du modulateur. Ceux de ces produits qui, à la sortie du modulateur, ont dès fréquences situées à l ’intérieur de la bande transmise traversent le filtre passe-bande du modulateur et apparaissent finalement à l ’extrémité éloignée sous la forme de bruit à fréquence vocale.

c) Bruit aux fréquences vocales, qui peut perturber tous les types de communication.Dans ces trois bandes de fréquences, le bruit peut se présenter sous la forme d ’un signal «en

régime permanent » (ondes sinusoïdales ou bruit blanc par exemple) ou sous la forme de bruits impulsifs (clics). Ce dernier type est celui qui provoque normalement un fonctionnement erratique des circuits de transmission de données, des circuits pour télégraphie harmonique, des voies de signalisation hord bande et de la signalisation à grande vitesse entre enregistreurs.

D ans ces trois bandes, le bruit peut être mesuré, à n ’importe quel moment, avec un seul appa­reil. Cet appareil doit com porter un réseau pondérateur associé à un indicateur approprié tel qu ’un instrument indicateur et/ou un com pteur de bruits impulsifs. On trouvera ci-dessous nos proposi­tions concernant le réseau pondérateur et l ’indicateur.

2. Caractéristiques de pondération

On a constaté dans la pratique que le niveau admissible pour le bruit à basse fréquence et pour le bruit à haute fréquence (tels qu’ils sont décrits aux alinéas 1 a) et lb) ci-dessus) était déterminé par les caractéristiques de l ’équipement à courants porteurs plutôt que par ses effets sur l ’usager. En se fondant sur un grand nom bre de mesures portant sur des équipements à courants porteurs de bonne conception moderne, l ’Adm inistration australienne a établi une courbe de pondération ayant des caractéristiques telles qu’on peut vérifier par une seule mesure que le bruit dans chacune des trois bandes se situe dans des limites satisfaisantes.

Les caractéristiques de pondération du réseau coïncident avec la pondération psophométrique dans la bande de 150 à 4700 Hz. Au-dessus et au-dessous de cette bande, la caractéristique de pondération doit être approximativement complémentaire des caractéristiques appropriées de l’équipement à courants porteurs, ce qui donne la pondération suivante:

30-150 Hz = 29,0 db (la pondération psophométrique du C.C.I.T.T. à 150 Hz est de 29,0 db)4,7-(250)-500 kH z = 29,4 db (la pondération psophométrique du C.C.I.T.T. à 4,7 kHz est de

29,4 db).Le schéma d ’un réseau présentant des caractéristiques très proches des caractéristiques idéales

est reproduit dans l ’appendice à la présente annexe; il est proposé que les caractéristiques de pondé­ration désirées soient définies comme étant celles de ce réseau.

L ’Administration australienne utilise ces caractéristiques de pondération pour spécifier les conditions à respecter pour le bruit et pour la diaphonie.

La courbe de pondération proposée serait utilisée pour évaluer la qualité (au point de vue du bruit) de circuits qui peuvent être prolongés par des voies à courants porteurs ou interconnectés avec de telles voies. La proposition visant à utiliser ce type de pondération n ’implique pas que le psophomètre actuel du C.C.I.T.T. ne puisse être utilisé pour la mesure de la qualité au point de vue du bruit, telle qu’elle apparaît aux abonnés; en fait, la courbe de pondération proposée pour les nouveaux appareils a été choisie de manière à concorder autant que possible avec la courbe

(3/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 147

de pondération du C.C.I.T.T., de manière à assurer le maximum de corrélation entre les indications des deux appareils.

3. Dispositif indicateur

Les études visant à déterminer le type le plus approprié de dispositif indicateur (et/ou com pteur d ’impulsions) ne sont pas encore achevées. Cependant, les considérations ci-dessous indiquent ce que nous pensons actuellement en ce domaine.

Il est souhaitable que le dispositif indicateur puisse indiquer le niveau du bruit de fond (c’est- à-dire le niveau de bruit prédom inant qui existe pendant la plus grande partie de la durée de la mesure) et indiquer, par exemple sur un compteur, combien de fois le bruit impulsif dépasse un niveau prédéterminé.

L ’instrument indicateur que l ’on envisage à l ’heure actuelle aurait des propriétés analogues à celles d ’un indicateur de crête pour transmissions radiophoniques (par exemple l ’indicateur de crête employé au Royaume-Uni et décrit dans l ’Annexe 49 du tome III du Livre Rouge du C .C.I.T .T.) ayant une constante de temps de 2,5 ms à la charge. Cependant, pour la détermination du bruit impulsif, cet appareil devrait être équipé d ’un deuxième dispositif de sortie actionnant un com pteur qui indiquerait combien de fois le bruit impulsif dépasse un niveau prédéterminé (il semble que cette deuxième sortie serait analogue, dans sa conception, au com pteur d ’impulsions W estern Electric Type 6A décrit dans le numéro de mars 1963 des Bell Laboratories Records). Si l ’on veut pou­voir faire des mesures satisfaisantes avec les bruits impulsifs qui, par exemple, perturbent les trans­missions de données à grande vitesse sur circuits téléphoniques, il conviendrait que la constante de temps à la charge du dispositif de sortie qui entraîne le com pteur d ’impulsions soit de l ’ordre de 0,25 ms (au Heu de 2,5 ms pour le dispositif de sortie qui entraîne l ’instrument indicateur).

La constante de temps à la décharge pour la sortie vers le compteur d ’impulsions devrait être suffisamment courte, de l ’ordre de 0,5 seconde par exemple, si l ’on veut assurer une bonne sépara­tion entre impulsions successives. La constante de temps à la décharge pour la sortie vers l ’instru­m ent indicateur devrait être suffisamment longue, de l ’ordre de 2 secondes par exemple, pour que l’indication puisse être raisonnablement indépendante des propriétés balistiques de l ’instrum ent indicateur, à condition d ’utüiser un instrum ent à action rapide.

4. Objectifs pour le bruit

Avec l ’appareil de mesure du bruit décrit ci-dessus, les objectifs pour le bruit seraient les mêmes que ceux qui sont actuellement recommandés si l’on utiHse le psophomètre du C.C.I.T.T. Le niveau de fonctionnement du com pteur d ’impulsions serait, par exemple, réglé à 30 db au-dessus de la limite pour le bruit soutenu et le taux maximum du comptage d ’impulsions pourrait être fixé, par exemple, à 30 impulsions pour une demi-heure quelconque.

5. Conclusion

Le psophomètre actuel du C.C.I.T.T. n ’a pas été conçu pour la mesure de bruits impulsifs, alors que l’instrument proposé peut mesurer aussi bien le bruit impulsif que le bruit soutenu.

La caractéristique de pondération a été prévue de manière à répondre aux besoins des réseaux téléphoniques actuels com portant une forte proportion de voies à courants porteurs.

D ans la mesure où il peut servir à mesurer simultanément le bruit impulsif et le bruit soutenu, cet appareil doit pouvoir servir à mesurer les types de bruit qui affectent les abonnés au téléphone, aussi bien que ceux qui affectent la télégraphie harmonique, la transmission de données et la signa- Hsation.

Il peut être intéressant de signaler que l ’appareil proposé faciliterait l ’emploi d ’instrum ents enregistreurs pour la lecture, puisque les constantes de temps dépendent de la section électrique de l ’appareil plutôt que du mouvement de la partie mécanique, comme c’est le cas pour le psopho­mètre. Ces enregistrements pourraient servir à l ’analyse statistique, conformément aux disposi­tions de l ’Avis G.222 du C.C.I.T.T.

(3/XII, Ann. 7)

148 QUESTIONS COM XII

A ppendice (à l ’Annexe 7)

Schéma d’un réseau pondérateur pour les mesures de bruit

A. Eléments des réseaux de réactance

1. Condensateurs

Q = 9,80 nF m/sC2 = 28,5 nF m/s C3 = 28,5 n F m/s

C4 = 0,327 ^F p.e. C5 = 0,103 (i.F p.e. C6 = 18,8 nF m/s

Cv ' C8

Co

53 nF m/s12,5 nF m/s 15,8 nF m/s

m /s = mica et/ou styroseal p.e. = polyester

(3/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 149

2. Bobines d'inductance

Inductance A m e du type ferroxcube

Entrefer(environ)

Spires/m H(environ)

N om bre de spires (environ)

C alibre des fils B e t S

Li 57 mH K3000-62 0,23 mm 60 461 31 d.e.L2 24 mH K3000-62 0,23 mm 60 304 29 d.e.^ 3 280 mH K3001-00 0,58 mm 51 860 31 d.e.U 46 mH K3000-62 0,23 mm 60 412 30 d.e.L ,5 32 mH K3000-62 0,23 mm 60 348 30 d.e.^ 6 770 mH K3001-00 0,58 mm 51 1420 33 d.e.

d.e. = émail double

Fréquence de résonance

LiII ( ci + c^2+ c ~) = 4’30 kHz L4//C 6 = 5,43 kHz

Tolérances

Condensateurs et bobines d ’inductance = ± 1 %Fréquences de résonance = ± 30 Hz

B. Fonctions de transfert

1. Fonction de transfert du réseau à affaiblissement variable

courant d ’entréeM O ) = ------------- — -----------—

courant de sortie

= Q 2 + 0 ,2 5 2 p 4- 0 ,0 7 1 ) Q 2 + 0 ,9 8 p + 0 , 9 9 ) Q 2 + 2 ,1 5 /? + 1 2 ) Q 2 + 2 ,6 4 p + 1 8 )

0 , 1 4 2 / j3 O 2 + 5 ,4 5 2) O 2 + 7 ,9 2)

formule dans laquelle p — j / / /0 et / 0 = l kHz

2. Fonction de transfert du réseau déphaseur

p 2 + 3 , 3 0 + 1 8 ,5 .

® ( P ) = p> - 3 ,3 1 p + 1 8 ,5 P C O m m e C" d e S S U S

Fréquence de résonance

f r = 4,30 kHz

Remarque. — La résistance variable de la section du réseau qui contient le réseau déphaseur devrait être réglée de telle manière que, à niveau de tension d’entrée constant de l’ensemble de l’appareil de mesure du bruit, il indique à 5,5 kHz 29,2 db de moins qu’à 800 Hz.

L 2//(C2 + C3) - 4,30 kHz

L5//C 8 : 7,90 kHz

(3/XII, Annex 7)

C. Valeurs mesurées de~T affaiblissement en tension pour l'ensemble du réseau de mesure du bruit

150 QUESTIONS COM XII

(Le réseau com porte un couplage R C avec R x C — 0,007 ohm x farad ainsi qu’il est indi­qué sur le schéma.)

f A A i / A A 1

Hz db db kHz db db

20 45,4 29,1 3,3 24,1 7,830 45,0 28,7 3,5 25,4 9,145 45,1 28,8 3,8 28,5 12,270 45,4 29,1 4,0 31,4 15,1

100 45,9 29,6 4,2 34,8 18,5120 45,9 29,6 4,4 38,6 22,3150 44,6 28,3 4,6 42,5 26,2170 42,0 25,7 4,7 44,2 27,9200 37,1 20,8 4,8 45,6 29,3250 30,6 14,3 5,0 46,2 29,9300 26,6 10,3 5,2 46,0 29,7350 24,2 7,9 5,5 45,5 29,2400 22,6 6,3 6,0 45,2 28,9500 20,3 4,0 6,5 45,4 29,1600 18,6 2,3 7,0 45,7 29,4700 17,3 1,0 8 46,0 29,7800 16,3 0 9 45,9 29,6900 15,7 -0 ,6 10 46,1 29,8

1000 15,5 -0 ,8 12 46,0 29,71100 15,5 -0 ,8 14 46,1 29,81200 15,7 -0 ,6 16 46,2 29,91300 16,1 -0 ,2 18 46,2 29,91400 16,5 0,2 20 46,2 29,91600 17,3 1,0 25 46,3 30,01800 18,2 1,9 30 46,3 30,02000 18,9 2,6 40 46,4 30,12200 19,5 3,2 50 46,4 30,12500 20,3 4,0 60 46,5 30,22700 21,0 4,7 80 46,6 30,33000 22,3 6,0 100 46,6 30,3

A 1 = affaiblissement par rapport à 800 Hz

Question 4 /XII — Effet de bruits de circuit sur la qualité de transmission

(suite de la Question 4 de la Commission d ’études XII, 1961-1964)

Quelles sont les familles de courbes donnant la réduction de qualité de transmission due au bruit de circuit en fonction de l ’indication du psophomètre normalisé par le C.C.I.T.T. et pour différentes valeurs de l ’équivalent de la chaîne des circuits interna­tionaux et interurbains utilisés?

Remarque 1. — Il conviendrait de poursuivre l’étude, notamment celle des points suivants:a) Recherche d’une méthode simple pour permettre de calculer, à partir des résultats obtenus avec un

certain type de poste téléphonique, les résultats qu’on obtiendrait avec un poste d’efficacité différente. On signale à ce propos l’article de F. Markman publié dans le n° 2, année 1960, de la revue Ericsson Technics. Il serait désirable que les Administrations qui proposeraient une telle méthode effectuent des essais afin d’en vérifier la validité.

(Question 4/XII)

QUESTIONS COM XII 151

b) Les Administrations qui ont effectué des essais d ’opinion sont priées d’indiquer les valeurs du volume des sons vocaux mesurées au cours de ces essais, si elles ont effectué de telles mesures.

Remarque 2. — L’Annexe 4 donne des renseignements sur la correspondance entre les indications du plus récent psophomètre américain (en dbm), du modèle précédent (en dba) et du psophomètre duC.C.I.T.T.

Remarque 3. — La méthode employée par l ’Administration du Royaume-Uni est décrite dans l’article suivant: R i c h a r d s , D. L. : Transmission performance assessment for téléphoné network planning.I.E.E. Proceedings, pages 931-940, mai 1964.

Observations de la 12e C.E. et Annexes 1 à 3. (Voir Livre Rouge, tome V, pages 576 à 600.)

A N NEXE 4

(à la Question 4/XII)

Contribution de l ’American Téléphoné and Telegraph Company

Les bases actuellement utilisées par l ’A.T. & T. Co. pour évaluer la réduction de qualité de transm ission due au bruit sont indiquées dans un article de D . A. Lewinski paru dans le numéro de m ars 1964 du Bell System Technical Journal [1], Dans cet article, le bruit est exprimé sous la forme des indications données par l ’appareil 3A actuellement utilisé aux Etats-Unis, avec pondéra­tion C pour la téléphonie. Cette pondération n ’étant pas la même que celle qui est liée à l ’emploi de l ’appareil 2B plus ancien ou à celui du psophomètre de 1951 du C .C .I.T .T ., la relation entre les mesures faites avec ces appareils est influencée par le spectre du bruit mesuré. Si l’on applique à chaque appareil un bruit blanc ayant une puissance de 1 mW dans la bande comprise entre 300 Hz et 3400 Hz, on obtient à la lecture les indications suivantes:

Appareil 3A (pondération C pour la téléphonie) . . . . . 88 dbrnAppareil 2B (pondération F IA ) ...............................................81,5 dbaPsophomètre du C.C.I.T.T. (pondération 1 9 5 1 ) ..................... —2,5 dbm

Compte tenu du fait que la relation sera différente pour d ’autres spectres de bruit, les facteurs de conversion suivants (valeurs arrondies) sont proposés pour qu’il soit possible de faire des com pa­raisons réelles :

Pondération 1951 P o n S L ^ C AppareH 2Bdu C.C.I.T.T. pour la téléphonie Pondéral,on FIA

0 dbm = 90 dbm = 84 dba—90 dbm = 0 dbrn = —6 dba—84 dbm = 6 dbm = 0 dba

Ces facteurs de conversion tiennent compte de l’effet de la différence entre les fréquences de référence utilisées (800 Hz pour le psophomètre du C.C.I.T.T. et 1000 Hz pour les appareils américains).

Des renseignements détaillés sur les psophom ètres actuellement utilisés aux Etats-Unis sont indiqués dans les références [2] et [3] ci-dessous.

(4/XII, Ann. 4)

152 QUESTIONS COM XII

BIBLIOGRAPHIE

[1] L e w in s k i , D. A. : A new objective for message circuit noise. Bell System Technical Journal, page 719, n° 43 (mars 1964).

[2] C o c h r a n , W. T. & L e w in s k i , D. A. : A new measuring set for message circuit noise. Bell System Technical Journal, page 911, n° 39 (juillet 1960).

[3] A ik e n s , A. J. & L e w in s k i , D. A.: Evaluation of message circuit noise. Bell System Technical Journal, page 879, n° 39 (juillet 1960).

Question 5/XII — Précision des déterminations subjectives d’équivalents de référence

(question nouvelle)

Considérant que la planification des communications téléphoniques nationales et internationales est basée sur des équivalents de référence qui ne peuvent être déterminés qu’avec une certaine précision,

et compte tenu du fait que la précision qu’on peut obtenir des mesures subjectives correspondantes est limitée par certains facteurs tels que

1. la stabilité de l’équipe d’opérateurs;2. les variations des postes téléphoniques et en particulier de leurs microphones à charbon;3. la méthode employée pour effectuer les comparaisons de la force des sons,

a) Quelle est la précision obtenue avec la méthode spécifiée à l ’heure actuelle?b) Peut-on améliorer la précision obtenue avec la méthode spécifiée à l ’heure actuelle,

en lui apportant des modifications convenables?Remarque 1. — Certains essais relatifs à cette question figurent dans le programme d’essais du Labo­

ratoire du C.C.I.T.T.Remarque 2. — L ’Annexe 6 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge décrit une méthode statistique

permettant d ’analyser les résultats de comparaisons de la force des sons et d’exprimer la précision des résultats obtenus.

Remarque 3. — L’Annexe 7 du tome V du Livre Rouge décrit une méthode d’exécution de mesures d’efficacité pour la force des sons qui pourrait être employée comme variante de la méthode actuelle.

Question 6/XU — Tolérance des abonnés aux échos et au temps de propagation

(suite de la question 6 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

a) D ’après les résultats d’essais d’opinion, quelle est la courbe moyenne indiquant la tolé­rance des abonnés aux échos, en cas d’emploi de postes téléphoniques de types modernes et quel est l ’écart type des variations de cette tolérance, pour des abonnés considérés indivi­duellement, par rapport à cette courbe moyenne?

Remarque. — En raison du rôle important que joue l’effet local des postes téléphoniques dans les conditions de perception des échos, cette question doit être étudiée en liaison avec la Question 2/XII.

b) Pour l ’emploi de la courbe de tolérance aux échos, comment doit-on calculer l ’affai­blissement d’équilibrage au point de vue de l ’écho, à partir de la courbe de variation de l ’affaiblissement d’équilibrage en fonction de la fréquence?

c) Quelle est la valeur maximum du temps de propagation pour laquelle des suppres­seurs d ’écho répondant aux spécifications énoncées dans l ’Avis G.151 (tome III du Livre Rouge) donneraient satisfaction? Pour l ’étude de cette question, il conviendra d ’envisager les effets de tous les facteurs pertinents qui peuvent intervenir, par exemple les affaiblisse­

(Question 6/XII)

QUESTIONS COM XII 153

ments de transmission, les affaiblissements d’équilibrage, les niveaux de bruit de circuit et les types de postes et de lignes d’abonné.

d) Quelle qualité de transmission peut-on attendre de communications téléphoniques présentant des temps de propagation de l ’ordre de 150 ms ou plus? Les paramètres de transmission suivants risquent d’influer sur la qualité de transmission et il convient d’étudier les valeurs de ces paramètres entre les limites appropriées:

1. Présence de plusieurs circuits interconnectés comportant chacun une paire distincte de suppresseurs d’écho. Il convient d’étudier les cas de suppresseurs de type sem­blable et de suppresseurs de type différents sur les divers circuits;

2. Présence d’un retard appréciable aux extrémités;3. Affaiblissement des circuits de prolongement à deux fils, à chaque extrémité de la

chaîne à quatre fils de la communication;4. Affaiblissement d’équilibrage de valeurs diverses et caractéristiques affaiblissement-

fréquence aux deux extrémités ;5. Niveau du bruit de circuit, y compris les effets de très faibles niveaux de bruit

obtenus au moyen de compresseurs-extenseurs;6. Présence de suppresseurs d’écho de types différents aux deux extrémités du circuit

international.Remarque. — L’Annexe 1 indique l’état de cette question en 1964.

A N NEXE 1

(à la Question 6/XII) ,

Observations de la Commission XII en 1964

Lorsqu’on étudie des communications téléphoniques présentant des temps de propagation toujours plus élevés, il se pose des problèmes particuliers pour certaines séries de valeurs du temps de propagation. Dans les conditions réelles qui sont celles des réseaux téléphoniques publics, les signaux vocaux sont réfléchis à l ’extrémité éloignée et renvoyés vers la personne qui parle; ils lui apparaîtront soit sous la forme d ’une augmentation de l ’effet local, soit sous forme d ’écho. Lorsque le temps de propagation est très faible, il est facile de donner une valeur suffisante à l ’affaiblisse­m ent qu ’il faut appliquer aux signaux réfléchis pour que ceux-ci ne causent pas de gêne. L ’Avis G. 121, B (tome III du Livre Rouge) traite de la valeur maximale du temps de propagation pour la­quelle cette solution peut être appliquée, tandis que la partie a) de la présente question a trait à la révision de ces valeurs. Pour pouvoir utiliser ces renseignements, il faut exprimer les affaiblisse­ments d ’équilibrage en fonction de la fréquence par un seul nombre pondéré de façon appropriée dans la bande des fréquences transmises; ce problème fait l ’objet de la partie b) de la présente question.

Si le temps de propagation dépasse la valeur mentionnée ci-dessus, il faut m unir les circuits de suppresseurs d ’écho; le type de suppresseurs décrit dans l ’Avis G. 151 donnera satisfaction jusqu’à une certaine valeur de temps de propagation q u ’il n ’est pas encore possible de déterminer; la partie c) de la présente question concerne la définition de cette valeur du temps de propagation. Selon des essais effectués récemment, la qualité de circuits équipés de types de suppresseurs d ’écho améliorés et présentant des temps de propagation de l ’ordre de 150 ms est pratiquem ent aussi bonne que celle de circuits par ailleurs identiques mais ne présentant que de très courts temps de propagation; la partie d) de la présente question prévoit l ’étude des problèmes posés par l ’emploi de communications pour lesquelles les temps de propagation sont de cet ordre ou plus longs.

(6/XII, Ann. 1)

154 QUESTIONS COM XII

D o c u m e n t a t io n d is p o n ib l e p o u r l ’é t u d e d e l a Q u e st io n 6/XII

Partie a. — Tolérance des abonnés à l'écho, pour des temps de propagation ne nécessitant pas l'emploi de suppresseurs d'écho

La Commission X II n ’étant pas encore en mesure de recommander l’emploi d ’une nouvelle courbe donnant l’affaiblissement minimum admissible de l’écho en fonction du temps de propa­gation, la Commission XVI peut donc continuer à utiliser provisoirement l ’« ancienne » courbe de l’American Téléphoné and Telegraph Company qui a servi de base à l ’Avis G. 121 (tome III du Livre Rouge).

La Commission X II dispose d ’un certain nombre de contributions qui font l ’objet de PAnnexe 2 ci-après.

Partie b. — Calcul de l'affaiblissement d'équilibrage au point de vue de l'écho

La Commission XII dispose d ’une contribution de N. V. Philips’ Telecommunicatie Industrie qui décrit une méthode de calcul de l ’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho. Cette contribution fait l ’objet de l ’Annexe 3 ci-après.

Parties c et d. — Tolérance des abonnés à des temps de propagation élevés, nécessitant l'emploi en service de suppresseurs d'écho, et à l'écho résiduel

L ’Avis P. 14 contient des limites provisoires pour le temps de propagation dans une com m uni­cation internationale. On trouvera des renseignements pour l ’étude de ces parties de la question dans les Annexes E et F (2e partie du présent ouvrage) et dans l ’Annexe 4 ci-après.

ANNEXE 2 (à la Question 6/XII)

Tolérance des abonnés à l’écho, pour des temps de propagation ne nécessitant pas l’emploi de suppresseurs d’écho

(renseignements fournis par diverses Administrations)

I . C o n t r ib u t io n d e l ’A m e r ic a n T élé ph o n é a n d T e l e g r a ph C o m p a n y

Deux séries de données sur la tolérance des observateurs à l ’écho ont été obtenues à l’aide d ’essais effectués à intervalles de plusieurs années ([1], [2]). Les résultats les plus im portants sont résumés dans le tableau suivant.

Les nouveaux résultats font apparaître une sensibilité à l ’écho plus grande que les anciens, que l’on continue à prendre comme base pour la détermination des affaiblissements des circuits dans le réseau téléphonique nord-américain. Il n ’y a pas d ’urgence réelle à modifier les règles techniques appliquées à l ’origine dans la conception des circuits, car celles-ci prévoient une marge plus que suffisante à l ’égard des faibles valeurs d ’affaiblissement d ’équilibrage term inal et à l ’égard des affaiblissements de la ligne d ’abonné et des circuits interurbains du côté de la personne qui parle.

La question des méthodes à adopter pour la détermination des affaiblissements des circuits fait actuellement l’objet d ’une étude générale dans laquelle on tient compte de renseignements récents sur les affaiblissements d ’équilibrage terminaux, les affaiblissements des lignes d ’abonné et des circuits tels qu’ils se produisent effectivement dans la pratique, et également sur les tolérances à l ’écho. U n point qui revêt une importance considérable sera l ’utilisation éventuelle de réseaux correcteurs pour améliorer les affaiblissements d ’équilibrage terminaux. Cependant, si l’on prend en considération tous les facteurs, il n ’y a pas lieu de prévoir une modification sensible des objectifs à réaliser quant aux affaiblissements des circuits téléphoniques.

(6/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 155

Temps de propagation aller-retour (en millisecondes)

Affaiblissement minimum admissible sur le parcours de l’écho

Ancien Nouveau

Observateurmoyen

Ecarttype

Observateurmoyen

Ecarttype

db db db db

0 M ) -2 ,0 )20 11,1 13,240 17,7 2,5 21,3 5,060 22,7 26,880 27,2 31,2

100 30,9 J 34,8 J

BIBLIOGRAPHIE

[1] C l a r k , A. B. & M a t h e s , R. C . : Echo suppressors for long terminal circuits. Bell Téléphoné Laboratories, Monographie 165 présentée à FA.I.E.E., juin 1925.

[2] P h il l ip s , G. M.: Echo and its effects on the téléphoné user. Bell Laboratories Record, 32, août 1954, pages 281-284.

IL C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in ist r a t io n ja po n a ise

1. Introduction

Le présent document relate des études concernant la relation entre le temps dé propagation et l ’affaiblissement de l ’écho nécessaire, dans des communications en langue japonaise. Les résul­tats obtenus mettent en évidence, d ’une part les valeurs pratiques de l ’affaiblissement de l ’écho au point de vue de la personne qui parle, d ’autre part les valeurs de cet affaiblissement pour lesquelles le phénomène d ’écho est à peine perceptible.

2. Essais effectués

La figure 1 donne le schéma de principe du montage réalisé pour les essais. Le dispositif destiné à simuler le temps de propagation était un enregistreur à bande magnétique (M TR), tandis qu’un affaiblisseur variable (ATT) servait à régler l ’affaiblissement de l ’écho. Le poste téléphonique utilisé était du modèle 4A, appareil autom atique de type norm al au Japon. Les essais ont eu lieu dans un bureau; les observateurs étaient 14 hommes ayant tous une ouïe normale.

M.T.R

F ig u r e 1. — Schéma de principe du montage réalisé pour les essais

(6/XII, Ann. 2)

156 QUESTIONS COM XII

Plusieurs valeurs du temps de propagation comprises entre 50 et 600 ms furent retenues. Pour chacune d ’elles, on demandait à un des observateurs de régler l ’affaiblisseur selon ses propres sensations auditives, ce qui permettait de déterminer la valeur de l ’affaiblissement de l ’écho pour laquelle l’écho était soit imperceptible, soit perceptible, mais non gênant pour l ’observateur considéré. Afin de réduire autant que possible les causes de variations dues aux appareils télé­phoniques, les sujets devaient répéter la même expérience avec quatre postes téléphoniques diffé­rents. Les caractéristiques d ’un microphone téléphonique variant lorsqu’on déplace l ’appareil, on éliminait cet effet en faisant circuler un courant approprié à travers ce microphone.

3. Résultats expérimentaux

On se reportera à la figure 2.

Courbe A: écho perceptible, mais non gênant Courbe B: écho tout juste perceptible

F ig u r e 2 . — Affaiblissement de l ’écho en fonction du temps de propagation (Japon)

La courbe A se rapporte au cas où les échos deviennent tout juste insupportables pour les obser­vateurs; les courbes en tirets qui l ’entourent font connaître l ’écart type selon les observateurs.

La courbe B représente de même l’affaiblissement moyen de l ’écho pour lequel, pour chaque valeur du temps de propagation, l’écho est juste perceptible.

Jusqu’à 100 ms, les ordonnées augmentent rapidement, puis ensuite plus lentement et la dis­persion des valeurs mesurées présente une répartition à peu près normale, dont l ’écart type est de 5 db.

En partant de la courbe A qui donne la valeur moyenne de l ’affaiblissement de l ’écho et l’écart type, on peut calculer la valeur nécessaire de l ’affaiblissement de l ’écho pour une qualité de service donnée au point de vue de l ’écho. En retranchant de cette valeur l ’affaiblissement d ’adaptation en deux fils à l ’extrémité éloignée, on peut calculer la valeur de l ’affaiblissement que doit introduire le suppresseur d ’écho.

4. Conclusion

Lorsque des communications en japonais sont écoulées dans les conditions exposées ci-dessus, un affaiblissement de l ’écho de l ’ordre de 37 db est nécessaire pour que 86% des personnes qui parlent perçoivent l ’écho mais ne le considèrent pas comme gênant, la durée de propagation aller et retour étant de l ’ordre de 100 ms pour une communication avec un satellite de la terre à faible altitude par exemple. Pour une communication avec un satellite stationnaire, le temps de propaga­tion aller et retour étant de l’ordre de 600 ms, l ’affaiblissement devrait être d ’environ 48 db.

(6/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 157

Les résultats des essais effectués par l ’Administration britannique ont été publiés (référence bibliographique [3]); la figure 3 donne sous forme graphique un résumé des conclusions les plus importantes.

Les appareils téléphoniques utilisés étaient du type BPO300, d ’usage très répandu au mom ent des essais (1956-58). L ’affaiblissement sur le trajet des courants d ’écho était exprimé au moyen de l ’affaiblissement en boucle au-delà du central local de l ’abonné qui parlait; cet affaiblissement est indiqué par l ’échelle de gauche de la figure 3. L ’échelle de droite donne la valeur de l ’équivalent de référence en boucle de la personne qui parle jusqu’à son central local puis en boucle suivant le trajet des courants d ’écho et retour à l ’abonné par son central local. En toute rigueur, ce sont évidemment les valeurs de l’échelle de droite que l ’on devrait utiliser pour comparer ces résultats à ceux obtenus avec d ’autres types de postes téléphoniques ayant des équivalents de référence différents tan t à l ’émission qu ’à la réception. Pour les besoins de la comparaison, on a néanmoins superposé aux résultats de l ’Administration britannique les deux courbes extraites des références bibliographiques [1] et [2] et on a utilisé l ’échelle de gauche parce que les équivalents de référence appropriés n ’étaient pas connus.

On verra sur la figure 3 que la valeur médiane d ’affaiblissement pour laquelle des sujets non exercés sont gênés par l ’écho est inférieure de 26 db à la valeur médiane pour laquelle une équipe d ’observateurs expérimentés peut tout juste déceler la présence de l ’écho. La dispersion des valeurs de la tolérance à l’effet de gêne, pour les sujets non exercés, correspondait à un écart type de 10 db

III. C o n t r ib u t io n d e l ’A d m in is t r a t io n b r i t a n n iq u e

2 •/«

5 °/o

//

/ .

10*/o

20 «fe

V\

r *50 «fe

/ y / s S %

• • 's

CC1TT - es

m

Temps de propagation aller-retour

x Résultats publiés par les Bell Téléphoné Laboratories • Avis actuel du C.C.I.T.T.

----------- 2% , 5%, 10%, 20%, 50% = valeur médiane et autres percentiles correspondant à un effetde gêne dû à l’écho, pour des sujets non exercés (écart type = 1 0 db).

--------------- seuii médian de détection pour une équipe d ’observateurs expérimentés.

Figure 3. — Relation entre l’affaiblissement sur le trajet des courants d’écho et le temps de propagation aller-retour pour plusieurs pourcentages de sujets pour lesquels l’effet d’écho serait gênant (Royaume-Uni)

(6/XII, Ann, 2)

158 QUESTIONS COM XII

et cela a permis d ’exprimer les autres valeurs de percentiles indiquées sur la figure; la dispersion du seuil de perceptibilité, pour l’équipe expérimentée, était beaucoup plus faible et correspondait à un très petit nombre de décibels.

On trouvera dans la référence bibliographique [3] des renseignements sur l ’effet que l ’on obtient en faisant varier le niveau d ’effet local de l’appareil téléphonique utilisé par la personne qui parle. Certains résultats indiqués dans cette publication sont exprimés en « sensibilité d ’air à air, en db par rapport à un trajet d ’un mètre dans l ’air » aux fins de comparaison avec d ’autres résultats, on peut admettre que 0 db sur cette base correspond à un équivalent de référence to tal de l ’ordre de 30 à 33 db.

BIBLIOGRAPHIE

[1] P h il l ip s , G. M.: Echo and its effects on the téléphoné user. Bell Laboratories Record, 1954,32, p. 281.[2] Livre Vert du C.C.I.F., 1956, tome III, Annexes, p. 8-9.[3] R i c h a r d s , D. L. & B u c k , G. A.: Téléphoné echo tests. Proc. Inst. Elec. Engrs., 1960, 107, Partie B,

p. 553.

ANNEXE 3

(à la Question 6/XII)

Pondération de l ’affaiblissement d’équilibrage au point de vue de l ’écho(Contribution de N. V. Philips’ Telecommunicatie Industrie)

1. Généralités

Etant donné une ligne à deux fils d ’impédance Z et un équilibreur d ’impédance W, l’affaiblisse­ment d ’équilibrage aR au termineur est généralement fonction de la fréquence, selon la formule:

W + ZaR ( / ) = 20 log

W - Zdb (1)

Le critère de stabilité est la valeur minimale de la somme de l’affaiblissement d ’équilibrage et de l ’affaiblissement du circuit dans la boucle à quatre fils.

Cette valeur minimale ne donne pas une mesure représentative de l ’effet gênant dû à l ’écho. Il faut tenir compte de la répartition énergétique du signal téléphonique dans la bande de fréquences ainsi que d ’une pondération pour l ’effet auditif des composantes perturbatrices aux diverses fré­quences. Il serait utile de pouvoir incorporer ces deux effets dans une seule fonction de pondération qui permettrait, à partir d ’une valeur donnée de aR ( / ) , d ’obtenir la valeur pondérée aRW de l ’af­faiblissement d ’équilibrage.

On trouvera dans l ’Avis G. 121 une application de cet affaiblissement d ’équilibrage pondéré. La courbe figurant à la page 15 du tome III du Livre Rouge donne le minimum admissible de l ’équivalent pour une chaîne de circuits sans suppresseurs d ’écho, en fonction du temps de propa­gation.

D ’après l’Annexe 1, page 325 du tom e III, la valeur admise de l ’affaiblissement d ’équilibrage (11 db) est exprimée en valeur moyenne pondérée du rapport de puissance dans toute la bande de 500-2500Hz.

Le sens de cette pondération est indiqué à la page 33 de la contribution COM XVI — N° 18 de 1961-1964, dans les termes suivants:

« Dans la réponse faite en 1960 à la question qui a précédé la Question 1 /X V I1, on envisa­geait la possibilité de définir ultérieurement l’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho au moyen d ’un psophomètre et d ’un générateur ayant un spectre de puissance bien défini. Si des Administrations désirent effectuer des mesures en appliquant une telle définition,

1 Texte reproduit dans le Livre Rouge, tome III, page 501.

(6/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 159

il serait désirable qu ’elles emploient le signal téléphonique conventionnel déjà recommandépar le C.C.I.T.T. pour d ’autres applications et défini dans la N ote de l’Avis G .222, paragraphe5.2 (Livre Rouge, tome III, page 52 et figure 14, page 51). »Remarque. — Ces pondérations sont voisines de celles qui sont utilisées par la Téléphoné Association

o f Canada dans la contribution COM XII — N° 30 de 1961-1964.

2. QuestionLa question se pose de savoir si la Commission d ’études X II peut ou non accepter cette défini­

tion de la valeur pondérée de l’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho.Ce point pourrait peut-être être examiné dans le cadre des Questions 19/XII et 6/XII.a) Comme les effets d ’écho ne se produisent que sur de longues chaînes de circuits, utilisant

la bande de 300 Hz à 3400 H z, il est logique de limiter à cette bande l ’étude de l’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho.

On examinera au paragraphe 5 la possibilité de réduire cette bande à 500-2500 Hz.b) La répartition spectrale énergétique en fonction de la fréquence ne dépend pas seulement

de la voix humaine, mais aussi de la réponse en fréquence du poste d ’abonné et des lignes d ’abonné.Compte tenu des larges tolérances s’appliquant aux postes et aux lignes, il y a lieu, du point

de vue des applications pratiques, d ’adopter une répartition conventionnelle.La courbe spectrale énergétique du signal téléphonique conventionnel, figurant à la page 51 du

tome III du Livre Rouge, semble utile à cet égard.c) Il s ’agit de savoir si le réseau pondérateur du psophomètre, destiné à pondérer l ’effet auditif

des composantes perturbatrices aux diverses fréquences, donne également une pondération cor­recte pour les composantes d ’un écho.

d) La force d ’un son perçue à un niveau normal de conversation est fonction de p*l* ou p */«, p étant la pression acoustique; toutefois, à des niveaux plus faibles, comme on peut le présum er dans le cas des échos, cette relation devient p ou p 2. La pression acoustique étant proportionnelle à la tension V, cette dernière formule (p 2) donne une impression de force du son proportionnelle à V 2 ou à la puissance, qui est bien la grandeur mesurée au psophomètre.

1

I

f , - r 2 » i ( 0

CCI TT - 87

F igure 13. Fonction de pondération

En attendant de connaître le point de vue de la Commission d ’études XH sur la question formulée au paragraphe 2 ci-dessus, nous avons défini une fonction de pondération aw ( / ) qui permet de calculer d ’une manière simple la valeur pondérée aRW de l ’affaiblissement d ’équili­brage au point de vue de l ’écho lorsqu’on connaît l ’affaiblissement d ’équilibrage aR ( / ) , en fonc­tio n de la fréquence.

On indique ci-après comment on a établi cette fonction de pondération, à partir de la définition de la page 501 du tome III du Livre Rouge, et l ’on donne une application, à titre d ’exemple.

(6/XII, Ann. 3)

160 QUESTIONS COM XII'

3.1 DéfinitionOn peut, à partir des mesures envisagées dans la contribution COM XVI-N0 18 de 1961-1964,

définir une fonction de pondération.Les impédances Z et W sont montées en pont (voir la figure 1) et l ’on a

Vi20 log = aR db

Ce pont reçoit des bruits du générateur G, du filtre passe-bande F (Jt — / 2 Hz) et du réseau pondérateur Ev avec un affaiblissement ax ( /) .

L ’ensemble du réseau pondérateur E2, avec un affaiblissement a2 ( / ) , et du voltmètre M constitue le psophomètre.

On admet que la tension du bruit et la sensibilité du psophomètre pendant l ’étalonnage à Z = o o o u Z = 0 (aR — 0) sont réglées de telle manière que le voltmètre M indique une valeur arbitraire ccQ db. En position de mesure, l’impédance Z étant insérée dans le pont, l’indication du . voltmètre sera ramenée à oq db.

La valeur pondérée de l ’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho, exprimée en valeur moyenne pondérée du rapport de puissance dans la bande f x — / 2, est maintenant obtenue par la formule simple:

aRw = % - «i db (2)

On peut calculer à partir de la figure 1 les deux valeurs aQ et a1 et donc, à partir de celles-ci, ÜRW-

La puissance du bruit après F est donnée par:

* = 2 2 0 R

La bande de fréquences f x — f 2 est divisée en un nombre n de petites bandes égales Afi avec

Af = f *.z ân

Dans l ’une de ces petites bandes ( A /)/, la tension V3 du voltmètre est égale à

V3i = V0 ■ 10-°>05 + «*) i

La valeur oq indiquée au voltmètre est proportionnelle au logarithme de la puissance moyenne, c ’est-à-dire que

a. = io log — — y — a / = io log — ^ m ^0,1 (ai + as + aR)i— n ;=i

p n

et pour aR = 0, on a: <x„ = 10 log “ Y 10-0’1 (a‘ + ül)in i=i

nY ÎO0-1 + aD i

aRW = «o - ax = - 1 0 log --------------------------- (3)£ {a, + «O*

i = l

Nous introduisons m aintenant la fonction de pondération aw ( / ) , qui est exclusivement fonc­tion de ax et a2, de telle manière que:

nY io 0,1 = i

j= i

e t qui est donnée par les formules (4) e t (5) :

(6/XII, Ann. 3)

10~®4 (fli i10-°, 1 aWi --------------------- ^

^ a1 a i1=1

n

awi = «1/ + <22i + 10 log X 10-0’1 (£!l + fl2)i db (5)/=i

On peut maintenant simplifier la formule (3) en y substituant la formule (4) et l ’on obtient:

n

aRw = - 1 0 log X 10-0’1 {a,li+ °wù db (6)i= 1

3.2 Calcul de awi

D ’après la page 51 du Livre Rouge, tome III, on peut définir le facteur de pondération a1 ( / ) comme suit:

100 < / < 500 ax = 1 4 , 3 log —/

500 < / < 1000 a1 = 0/

1000 < / < 3000 a1 = 33,5 log

QUESTIONS COM XII 161

3000 < / < 5000 ax = 64 log

1000

/1700

Les valeurs du poids psophométrique a2( f) sont données aux pages 54 et 55 du tome III du Livre Rouge.

A partir de ces données, on a calculé la fonction de pondération awi (voir le tableau 1). On a divisé la bande de 500 à 2500 Hz en n = 10 bandes de A / = 200 Hz.

Les dix fréquences centrales/} de chacune de ces bandes sont par conséquent 600.. .2400 Hz.10

D ’après la quatrième colonne, on constatera que X 10-0’1 (ûl + a‘z)i = 4,00i=i

La fonction de pondération aw , calculée d ’après la formule (5), devient ainsi simplement:

Q\y = ûj a2 -f- 6 db (7)et est indiquée dans la cinquième colonne.

T a b l e a u 1

/ «i o2 jo~o>i (°i + a«) aw

600 0 2,0 0,63 8,0800 0 0 1,00 6,0

1000 0 -1 ,0 1,26 5,01200 2,7 0 0,54 8,71400 5,0 0,9 0,25 11,91600 6,9 1,7 0,14 14,61800 8,6 2,4 0,08 17,02000 10,2 3,0 0,05 19,22200 11,6 3,5 0,03 21,12400 12,8 4,0 0,02

4,0022,8

(6/XII, Ann. 3)

162 QUESTIONS COM XII

4. Application

Pour donner un exemple d ’application de la méthode décrite ci-dessus, on a calculé la valeur pondérée aRw de l ’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho pour un cas où l ’on connaissait la valeur de l ’affaiblissement d ’équilibrage aR en fonction de la fréquence (correspon­dant au cas A x mentionné dans l ’Annexe 4 à la Question 19/XII).

f a w aRj 0—0,1 (aji + a w )

6 0 0 8 ,0 1 6 ,5 3 ,5 4 - 1 0 - 38 0 0 6 ,0 14 ,8 8 ,3 5 »

1 0 0 0 5 ,0 13 ,1 1 5 ,5 0 »1 2 0 0 8 ,7 1 1 ,7 9 ,1 2 »1 4 0 0 1 1 ,9 1 0 ,3 6 ,0 3 »1 6 0 0 1 4 ,6 9 ,1 4 ,2 8 »1 8 0 0 1 7 ,0 8 ,3 2 ,9 5 »2 0 0 0 1 9 ,2 7 ,5 2 ,1 4 »2 2 0 0 2 1 ,1 7 ,0 1 ,5 5 »2 4 0 0 2 2 ,8 6 ,5 1 ,1 7 »

5 4 , 6 3 - 1 0 - 3

10£ lQ -o .1 (,as + * i r > i = 5 4 j 6 3 . 1 0 -3

î=i

aRW = - 1 0 log 54,63 «lO"3 = 12,6 db

5. Choix des limites de bande

Le tableau 1 a été établi pour la bande de 500 à 2500 Hz. Afin de dém ontrer le bien-fondé de ces limites, on a calculé une autre fonction de pondération a V ( / ) pour la bande de 300 à 3300 Hz.

On a ainsi constaté que les fréquences situées entre 300 et 500 Hz et 2500 et 3300 H z ne comptent que pour 4% . On peut ainsi s’attendre à ce que l ’affaiblissement d ’équibbrage dans ces bandes ait généralement peu d ’influence sur la valeur pondérée aRW de l ’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho.

Pour le prouver, on a de nouveau calculé la valeur pondérée de l ’affaiblissement d ’équÜibrage au point de vue de l ’écho pour la même valeur de aR ( / ) mentionnée dans l ’application du para­graphe 4 ci-dessus, mais en l ’exprimant cette fois en valeur moyenne pondérée du rapport de puis­sance dans la bande de 300 à 3300 Hz; la différence avec la bande de 500 à 2500 Hz ne dépasse pas 0,04 db (12,62 - 12,58 db).

Dans des cas extrêmement défavorables à cet égard, *où la valeur de l ’affaiblissement d ’équili­brage décroît de 8 db entre 500 et 300 Hz et entre 2500 et 3300 Hz, la différence entre les deux limites de bande demeure réduite à quelques dixièmes de décibels.

Ces légères différences m ontrent donc que le choix entre les deux bandes considérées peut être opéré par convention.

Si la valeur pondérée de l ’affaiblissement d ’équilibrage au point de vue de l ’écho est définie comme la valeur moyenne pondérée du rapport de puissance dans toute la bande de 500 à 2500 Hz, elle est donnée par la formule (6) et la fonction de pondération aw par le tableau 1.

(6/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 163

ANNEXE 4

(à la Question 6/XII)

Tolérance des abonnés à de très longs temps de propagation(Contribution de l’Administration italienne)

Première série d'essais

On a effectué une série d’essais d’opinion pour des circuits internationaux, employant des postes téléphoniques de type moderne, gênés par des temps de propagation (égaux dans les deux sens) de 0,3 seconde et de 0,6 seconde. Dans le but de mettre en évidence l’effet du temps de propagation, on a essayé les mêmes circuits, mais avec un temps de propagation négligeable.

Le montage d’essai adopté, qui est indiqué dans la figure 1, représente une communication internationale typique, dont la chaîne des circuits à quatre fils a un équivalent fixe de 7 db (côté deux fils des termineurs).

Point de niveau relatif zéro

--------------------------------------------------- 7 db

oooo

Z - m m - Z 2 - J - ,

1 = appareil téléphonique2 = maquette d ’alimentation3 = affaiblisses réglable

4 = term ines5 = équilibres du termineur

SE = ligne à retard

F ig u r e 1 . — Montage pour la première série d’essais

Dans le schéma de la figure 1, on a désigné par SE un appareil réalisé particulièrement dans ce but, cet appareil étant essentiellement (voir figure 2) un enregistreur-reproductes s s bande magnétique fermée en boucle. Il a deux voies, c’est-à-dire deux séries de circuits d’effacement (E), d’enregistrement (R) et de reproduction (P) fonctionnant tous simultanément.

En agissant s s la distance entre les têtes magnétiques P et R, on obtient entre e et « et entre e' et u' deux lignes à retard réglable.

Dans le schéma d’essai susdit, on expérimente donc les effets d’un temps de propagation dans les deux sens de la conversation. Les essais ont été effectués sans bruit de salle.

Un soin particulier a été voué à l’équilibrage des termineurs dans le but de produire seulement l’effet d’un long temps de propagation et non pas des effets secondaires d’écho. Les conditions qu’on a fait varier au cours des essais ont été les suivantes:

(6/XII, Ann. 4)

m

u* e 1

QUESTIONS CO\t XII

C.C.I.T.T. 89

F i g u r e 2 . — Ligne à retard à deux voies

1. On a donné à l ’équivalent de référence de la liaison complète (en réglant les affaiblisseurs 3 de la figure 1) les valeurs + 20, + 30 et + 40 db.

2. On a donné au temps de propagation les valeurs 0, 0,3 seconde et 0,6 seconde. Les résultats obtenus sont reproduits dans la figure 3 qui permet de conclure q u ’il est possible d ’obtenir sur un circuit à grand temps de propagation la même qualité moyenne que sur un circuit avec temps de propagation nul, en réduisant convenablement l ’équivalent de référence.

Comme on l ’observe sur la figure 3, cette réduction peut être considérée comme ayant une valeur à peu près comprise entre 10 db et 3 db.

(6/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 165

1 temps de propagation dans un sens: nul2 temps de propagation dans un sens: 0,3 seconde

Note moyenne 3 temps de propagation dans un sens : 0,6 seconde

Equivalent de référenceF ig u r e 3

Deuxième série d ’essais

On a poursuivi les essais sur des communications gênées par des temps de propagation très élevés, dont on a indiqué ci-dessus les premiers résultats, dans le but de mettre en évidence le trouble engendré dans la conversation par le temps de propagation en lui-même, c ’est-à-dire dans des conditions dans lesquelles l ’effet secondaire dû à l ’écho était réduit à un minimum négligeable à l ’aide d ’un équilibrage très soigné du termineur.

Les essais dont on va indiquer les résultats ont été effectués sur les conversations réelles échan­gées d ’un poste téléphonique fixe avec l ’extérieur, dans le déroulement norm al du travail de l ’usager de ce poste.

Le retard (égal dans les deux sens de conversation) était obtenu en remplaçant la liaison terminale à deux fils entre l ’appareil et le central autom atique privé par une liaison à quatre fils avec term i­neur, dans laquelle on avait branché un enregistreur sur ruban magnétique à deux voies capable de produire le temps de propagation désiré, dans les deux sens de conversation (voir figure 2).

Le montage d ’essai adopté est indiqué dans la figure 4.Au début de la conversation aucune inform ation n ’était donnée au deuxième usager en ligne

au sujet du caractère expérimental du circuit.

P = poste d ’abonné E = équilibreur du termineurSE = ligne à retard B = bureau automatique privéT = termineur L = ligne d’abonné

F igure 4, — Montage pour la deuxième série d’essais

(6/XII, Ann. 4)

166 QUESTIONS COM XII

Temps de propagation dans un sens

Figure 5

Au cours de la conversation, l ’usager du poste fixe prenait note des répétitions et des empêche­ments qui s’ensuivaient pendant la conversation.

Au terme de la conversation, l ’usager du poste fixe dem andait au deuxième usager son opinion sur la qualité du circuit, qui devait être exprimée par le choix d ’un des deux avis « b o n » ou « mauvais ».

Les retards employés (égaux dans les deux sens de la conversation) ont été 0,1 s, 0,3 s, 0,5 s, 0,7 s.

Les résultats obtenus pour 20 conversations, avec chaque valeur du retard appliquée d ’une façon aléatoire, sont indiqués dans la figure 5, sous la forme du taux de répétition (nombre de répé­titions pendant 100 secondes) en fonction du retard et sous la forme du pourcentage d ’usagers non satisfaits en fonction du retard.

Ces résultats m ontrent qu ’une remarquable intolérance au retard survient assez brusquement pour des retards qui dépassent 0,4 à 0,5 seconde.

(6/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 167

Question 7/XII — Détermination de la qualité de transmission à partir de mesures objectives

(suite de la Question 7 de la Commission d'études X II , 1961-1964)

a) Quel critère doit-on adopter pour déterminer si divers systèmes ont une qualité de transmission égale?

b) Quelle méthode pratique, basée sur des mesures objectives, doit-on spécifier pour la détermination de la qualité de transmission des systèmes téléphoniques locaux?

Remarque 1. — L ’Annexe 1 ci-après donne des directives sur la méthode à suivre pour l’étude de cette question.

Remarque 2. — L’Annexe 2 donne une méthode de calcul de la qualité de transmission téléphonique, par la théorie de l’information, à partir des résultats de mesures objectives.

Remarque 3. — L’Annexe 31 (2e partie du tome V du Livre Rouge) décrit une méthode de mesure objective de la netteté, dite « méthode de tonalité », étudiée par l’Administration de l ’U.R.S.S.

A N NEX E 1

(à la Question 7/XII)

Directives pour l ’étude de la Question 7/XII

1. La condition primordiale à exiger d ’une méthode de mesure de la qualité d ’une liaison téléphonique est qu’elle donne des résultats conformes à l ’expérience d ’un usager quelconque qui se sert du téléphone dans le cours ordinaire de ses affaires; une autre condition à dem ander à cette méthode est qu’elle soit simple et pratique.

2. Il existe quatre catégories de mesures à envisager dans le cadre de cette question.a) Evaluation de grandeurs analogues à la force des sons faite avec des personnes qui parlent,

qui écoutent et qui conversent;b) Evaluation de la qualité (c’est-à-dire y compris les effets du bruit, de la distorsion, de

l’effet local, de l ’écho, etc.) faite avec des personnes qui parlent, qui écoutent et qui conversent;

c) Mesure de grandeurs analogues à la force des sons faite avec des instruments, y compris des voix, des bouches et des oreilles artificielles;

d) Mesure de la qualité (c’est-à-dire y compris les effets du bruit, de la distorsion, etc.) faite avec des instruments com prenant des voix, des bouches et oreilles artificielles.

Les principaux avantages des mesures des catégories c) et d) sont: rapidité, précision et faibles dépenses.

3. La seule méthode du type a), acceptée par le C.C.I.T.T., est celle des équivalents de réfé­rence; elle ne satisfait peut-être pas aussi bien q u ’il le serait désirable à la première condition exprimée en 1. Parmi les questions qui méritent attention figurent celles d ’une distance de conver­sation et d ’une puissance vocale qui se rapprochent de la réalité.

4. Comme il semble probable que des méthodes du type c) remplaceront les méthodes du type a), il convient de faire des études très poussées dans ce sens ; ceci fait l ’objet de la Question 15/XH. A cet effet, il faut avoir des réponses satisfaisantes aux Questions 8/XII et 12/XII.

5. Comme il semble probable que des méthodes du type d) remplaceront les méthodes du type b) à certains points de vue, il serait utile de recueillir des informations sur les méthodes du type d) qui sont les meilleures et les plus répandues.

(7/XII, Ann. 1)

168 QUESTIONS COM XII

ANNEXE 2

(à la Question 7/XII)

Calcul de la qualité de transmission téléphonique par la théorie de l ’information

par J. L alou, conseiller au C.C.I.T.T.

Sommaire

Principaux symboles employés1. Principe de la méthode de calcul2. Application à la voix humaine et au système auditif

2.1 Détermination de la fonction Y2.2 Relation entre le coefficient de surtension et la bande critique2.3 Détermination de l’espacement optimum des fréquences des signaux2.4 Détermination de la durée t et de la fonction de pondération2.5 Formules finales

3. Méthode pour la planification des réseaux3.1 Principe3.2 Exemple d’application3.3 Application à la téléphonie internationale

, 3.4 Méthodes de mesure4. Comparaison à des théories ou résultats existants

4.1 Calcul de l’information4.2 Relation entre l’indice d’information et les résultats d ’essais d’opinion4.3 Comparaison entre la présente théorie et les méthodes de calcul de la netteté ou de l’équivalent

5. Conclusions5.1 Résultats acquis5.2 Etudes à poursuivre5.3 Généralisations possibles

Appendice 1 — Exemple de calcul de JAppendice 2 — Comparaison avec des théories antérieures pour le calcul de la netteté, de la sonie et de

l’équivalent de référence1. Généralités2. Fonctions de pondération en fonction de la fréquence3. Fonction W(x) utilisée pour les calculs de netteté4. Fonctions de x utilisées pour le calcul de la sonie et de l’équivalent de référence

4.1 Sonie4.2 Equivalent de référence objectif4.3 Equivalent de référence4.4 Calcul de x0

5. Comparaison des diverses fonctions de x6. Conclusion

de référence

Bibliographie

P r i n c i p a u x s y m b o l e s e m p l o y é s

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 169

Ci, C ( / ) = coefficient de pondération dans la bande A f ou d /

^ f i = f i f i - 1 ^ fi+1 fi

E =

e = efficacité d ’un système émetteur, en db par rapport à 1 mY/barye (ou 1 V/millibar)F = bande de fréquences occupée par un bruit, en Hz/ = fréquence variable, en Hzf = fréquence centrale du filtre de rang i, en HzH = inform ation (entropie négative), en bitsI = capacité d ’une voie, en bits par secondeJ = indice d ’inform ation, en décibels

K = largeur de bande critique, en HzL = inductance propre d ’un circuit résonnant électrique, en henrysl = niveau du bruit de circuit, en dbmls = puissance spectrale du bruit de circuit, à l ’entrée de l ’oreillem = nom bre de filtres du récepteur

N = j B ns ( f ) d U

N = puissance moyenne (dans le temps) du bruitN s = puissance spectrale moyenne du bruit dans une bande de 1 Hz, ou seuil d ’audibilité

pour un son à spectre continu n = note moyenne des opinionsns = 1 0 log10 N sv = exposant intervenant dans l ’expression de la sonie5 = 2 0 a

/ WPn = puissance acoustique de référence I 10~16 — -

\ cm2

p = probabilité d ’un symbole, parm i — symboles équiprobablesP

Q — coefficient de surtension d ’un résonateurq = équivalent de référence objectif

R =L/(/)dc/Ri = résistance d ’un circuit résonnant électrique, en ohmsr = efficacité d ’un système récepteur, en db par rapport à 1 barye/mV (ou 1 millibar/V)S = puissance moyenne du signal utileS 'i ~ puissance moyenne du signal perturbateur dans la voie iS s = puissance spectrale du signal utile, dans une bande de 1 Hz^ = 1 0 log10 SsT, t = durées de transmission (en secondes)x = constante de tempsU ( / ) = fonction de pondérationUi = tension électrique, à la fréquence/}V (x) = sonie (force subjective du son, en sones)v (x) = 10 log10 V(x)

(7/XII, Ann. 2)

170 QUESTIONS COM XII

je = 1 0 log10 Xr , ( / - / , ) = yi ( / )y ( f ) = fonction caractérisant la sélectivité d ’un filtreZ = impédance d ’un circuit résonnant électrique6) = 2 Tzf

1. Principe de la méthode de calcul

On calcule généralement la capacité d ’une voie en présence de bruit, c ’est-à-dire le flux d ’infor­m ation maximum qu ’elle peut transm ettre avec un taux d ’erreur arbitrairement petit par la for­mule [1]:

7 = 5108, ( l + - |:) (D

En com parant cette formule à la formule générale [2]

77 = log, ~ (2)

où l ’on prend pour — le nom bre de symboles équiprobables transmis par seconde, on peut écrire: P

1 = logjj 1 + — N1)1

1 S— est alors le nombre de combinaisons d ’un code à B moments et 1 + — valences.P NOn peut imaginer que l’on transm ette B impulsions par seconde, ayant chacune une durée

1 ST = — et 1 + — amplitudes discernables à la réception en présence du bruit, de sorte qu’on peut

B n

admettre, avec une probabilité d ’erreur arbitrairement petite, que la puissance du signal, en l ’absence de bruit, aurait l ’une des valeurs 0, 2 N , 4 N . . . 2 S , dont la moyenne est bien égale à S.

Cette interprétation physique est très suggestive quand il s’agit réellement de transm ettre des impulsions — par exemple pour la transmission de données — mais, si on veut l ’appliquer à la téléphonie, elle ne fait pas apparaître de relation claire avec les propriétés de la voix et de l ’oreille humaines. Considérons donc un système de transmission fictif com prenant :

a) un générateur capable d ’émettre des ondes sinusoïdales à m fréquences f x. . . f i . . . f m et à niveau variable;

b) le système de transmission électroacoustique à étudier;c) un récepteur contenant m filtres ayant pour fréquences centrales f x. . . f i . . . f m.On peut considérer ce système comme formé de m voies en parallèle. Tant que celles-ci restent

indépendantes, on peut calculer la capacité de la voie i par une formule analogue à (1)

7f = i log, ( l +%■'

OÙSi est la puissance moyenne du signal à la fréquence y},U est le temps nécessaire pour que ce signal atteigne une amplitude suffisante pour être mesuré (et pour qu ’en même temps le signal précédent soit retom bé à une amplitude négligeable),Ni est la puissance moyenne du bruit de fond total recueilli par le filtre.

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 171

Si la sélectivité du filtre est caractérisée par une fonction yt ( /) , proportionnelle à la puissance reçue à la fréquence/ et égale à 1 p o u r/ = f , on aura:

N i = j b Ns ( f ) yt ( / ) d /

Pour augmenter la capacité totale, on est amené à employer un grand nom bre de fréquences telles que f ; les filtres ayant une sélectivité finie, il se produit alors des perturbations entre les signaux transmis dans des voies voisines. Si la sélectivité du filtre est suffisante et si la puissance des signaux ne varie pas brusquement en fonction de la fréquence, le signal Si ne pourra être perturbé que par les deux signaux adjacents. La puissance moyenne totale du signal perturbateur est alors :

S ' i = S i- 1 y ( f i_ l) + S i + 1 y ( f i+i)Si l ’on pose S'i = X Ni, ce signal a pour valeur de crête 2 X Ni et peut m asquer les X valeurs

\ N, N i )Comme on a0, 2Ni, . . . 2 Çk — 1) Ni de Si, ce qui réduit la valeur de 7/ à — log2

Utenu compte des perturbations mutuelles entre voies, la capacité totale est 7 = S lu

Si l ’on adm et en outre que les fréquences et les niveaux varient progressivement et que les fréquences f . . . sont très rapprochées, on a sensiblement

fi — f i - l ~ f i + l s ' - ‘ + s , + t = s ,

et si Y ( — A f ) = F (A/ ) , on peut écrire la capacité totale sous la forme :

17 = E — loga

i= i n(3)

2. Application à la voix humaine et au système auditif

Pour aller plus loin, il faut préciser les caractéristiques des filtres. Nous allons poursuivre le calcul dans le cas d ’un récepteur contenant des résonateurs simples, qui semble représenter assez bien les propriétés de sélectivité du système auditif hum ain1. On supposera qu’un générateur possé­dant certaines propriétés statistiques de la voix humaine excite ce récepteur par l ’intermédiaire du système de transmission considéré.

Ce qui suit ne doit en aucune façon être considéré comme une théorie du mécanisme de l ’audi­tion. On com parera seulement le résultat final du calcul aux résultats des méthodes classiques d ’évaluation de la qualité de transmission.

2.1 Détermination de la fonction YDes mesures et des calculs effectués à trois fréquences [3] ont m ontré que les propriétés sélec­

tives du système auditif correspondent avec une exactitude suffisante à celles d ’un ensemble de résonateurs simples, accordés sur les fréquences à recevoir.

Sans chercher à préciser le mode de fonctionnement d ’un tel résonateur, on peut lui faire corres­pondre son analogue électrique, caractérisé par les paramètres Ri, L , C et qui a pour impédance

Z — Ri + j (L —À)1 La>i

En posant: 2 i z f — w; = - et Q = ----- , on obtient:S fL C Ri

y i f ) = ---------------— — (4)i + ô 2 ( W ) '

1 Ce système comprend l’oreille, avec les parties du système nerveux qui interviennent dans l’audi­tion (y compris les centres cérébraux). Nous considérerons toujours sa réponse globale.

(7/XII, Ann. 2)

172 QUESTIONS COM XII

Posons -y = 1 + a, on a:Ji

Y ( «) =1

1 + G2 [1 + « - (1 + a ) '1]2

Si a est petit devant l ’unité, on peut écrire:

1

(5)

Y(a) =1 + G2 (2a - a2 + a 3 . . ,)2

et, quel que soit l ’ordre de grandeur de Qa, on peut négliger a2 et les termes d ’ordre supérieur devant 2a dans la parenthèse. On a ainsi une expression approchée:

Y(Qa) =1

1 + 4 Q2 a2(6)

qui est seulement fonction de la variable £ = 2 Qa et où Q n ’apparaît plus comme paramètre, donc une courbe de sélectivité unique en unités réduites.

A titre d ’exemple, la courbe en trait plein de la figure 1 représente Y (Ç), d ’après la formule (5), pour la valeur typique G = 25 et la courbe en tirets la formule approchée (6). On voit que l’écart entre ces courbes est très faible pour toutes les valeurs de £ pour lesquelles Y a une valeur appréciable.

Y ( <*) = B=i: ( ! _ _ ! _ )

(G = 25) u = l

1y © - 1 + P

F ig u r e 1. — Courbe de sélectivité

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XÜ 173

2.2 Relation entre le coefficient de surtension et la bande critiqueOn peut calculer le coefficient de surtension Q à partir de la valeur mesurée de la largeur de

bande critique K. F letcher ([4], chap. 10) a défini celle-ci par les deux propriétés suivantes:Si un bruit à spectre uniforme dans la bande de fréquences F et nul hors de cette bande masque

un son pur dont la fréquence est située au milieu de cette bande, la puissance du son masqué est égale à la puissance du bruit intégrée dans une bande de largeur:

F s i F < KK si F > K.

Or, si f x et / 2 sont les limites de la bande F, cette puissance a pour expression, conformém ent à l ’équation (4) :

f*A'N s

d fN =

/, 1 + ô 2U /

Ns étant constant, la largeur de bande dans laquelle les composantes spectrales du bruit s’ajoutent

en puissance est En rem arquant que d / = f i dct = dÇ, on peut utiliser l ’expression appro-N s 1Q

chée:

d’où

comme \ = — Ç2,

N _ f i f 5, d£Ns 2Q J ç,.l + £2

£ - £ « < * 5 . <7>

FSi Ç2 est petit, on peut remplacer arctg £2 par sa partie principale, soit Ç2 = 2 Q —-

2 fN

et I on trouve: —— «a FN s

ce qui montre, d ’après la première propriété de la bande critique, que le niveau du son pur masqué

est bien égal

grande, soit:

— Nest bien égal à N. D ’après la deuxième propriété, K doit être la limite de —- lorsque F devient

N s

fi TT

* 4 2 (8)Ce raisonnement n ’est pas rigoureux parce que, lorsque Q a devient très grand, a ne peut pas

rester petit devant l ’unité. En fait, arctg £ tend si rapidement vers la limite — que, pour les valeurs2

usuelles de Q , on peut négliger l’erreur due à cette approximation.La figure 2 représente les valeurs de K trouvées par divers auteurs. Ces valeurs sont assez

différentes, mais leurs variations en fonction de la fréquence ont la même allure générale. Les formules finales auxquelles on aboutira plus loin sont telles que, si l ’on multiplie par un facteur constant les valeurs de Q aux diverses fréquences, l ’inform ation totale est elle-même multipliée par un facteur constant — ce qui est peu im portant en pratique. Le choix de l ’un ou l ’autre de ces ensembles de valeurs pour K ne risque donc pas d ’introduire d ’erreur grave.

(7/XII, Ann. 2)

174 QUESTIONS COM XII

db + K

----------------- Fletcher [4], p. 101, applicable à l ’écoute avec une seule oreille, d’après [5]----------------- Zwicker, Flottorp et Stevens [6]

Valeurs mesurées par Lehmann [7] avec des bandes de bruit d’une octave, niveau du bruit non filtré (40 db + )

(70 db x )

F ig u r e 2. — L a rg e u r de bande critiqu e (K ) en fonction de la fréquence d ’après divers auteurs

On a calculé les valeurs de Q correspondant, d ’après la formule (8), aux valeurs de K indiquées par Fletcher (fig. 2). Ces valeurs ont été portées sur la figure 3. On voit qu ’aux très basses fré­quences Q prend de très petites valeurs; par suite, l ’emploi de la formule approchée (6) et de la formule (8), qui en est déduite, n ’est guère justifié. Toutefois, ces très basses fréquences ne jouent qu’un très faible rôle dans l ’inform ation totale pour diverses raisons:

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 175

Q Ql

F ig u r e 3

— le coefficient de pondération tend vers zéro (voir le paragraphe 2.4);— la sensibilité de l ’oreille est faible;— en pratique, ces fréquences sont toujours fortement affaiblies par quelque partie du système

de transmission.

On peut donc considérer comme suffisamment exactes les valeurs de Q indiquées par la figure 3.En toute rigueur, la largeur de bande critique dépend du niveau des signaux [7]; toutefois, en

raison des divergences signalées ci-dessus entre les valeurs mesurées dans différents laboratoires, il n ’a pas semblé possible de tenir compte de cet effet.

2.3 Détermination de Vespacement optimum des fréquences des signaux

La voix humaine ne peut pas émettre simultanément un grand nombre de fréquences indé­pendantes. Néanmoins, comme nous cherchons à évaluer l ’inform ation maximale qui pourrait être transmise au système auditif par une source sonore présentant certaines des caractéristiques de la voix, nous pouvons chercher à déterminer A f i pour avoir un maximum de l ’expression (3). Il est entendu que le spectre de la source considérée doit correspondre à la même répartition de puissance que la courbe spectrale moyenne de la voix hum aine; on adm ettra donc que, pour chaque son pur de fréquence f , encadré par une bande libre A fi, on a Si = Ss • A fi. Pour chaque fréquence i, U est fixé et il s’agit de rendre aussi grand que possible le logarithme, qui est généralement voisin

S-de log» — [1 — 2 Y (Afi)] . Si l’on introduit les puissances spectrales, Si = S s • A /, et pourvu queL Ni JQ soit assez grand (filtre très sélectif) et qu ’il n ’y ait pas de composantes du bruit à d ’autres fré­quences qui soient très supérieures à N s, on a Ni = N s K.

(7/XII, Ann. 2)

176 QUESTIONS COM XII

D ’autre part, il semble avantageux de resserrer les fréquences dans les régions de grande sélectivité ( Q élevé). Cette condition sera remplie si l ’on prend pour tous les A f la même

A /valeur de £ — 2 Q — . D ’ailleurs, le nombre total m de fréquences est inversement proportionnel

fà la valeur commune choisie pour £ (les valeurs de Qi étant fixées).

On est donc ramené à choisir Ç de façon à rendre aussi grand que possible

ou

en posant

— log2 f — — (1 - 2 y (A /)]A/ Lw» K

— [ l ° g 2 + l 0 g 2 UI l k N s

1 + Ç2

On doit toujours prendre £ > 1, pour que l ’inform ation transmise à chaque fréquence ne soit pas nulle et cette quantité d ’inform ation croît avec Ç. La courbe représentative de u (£), tracée sur la figure 1, présente un point d ’inflexion pour £ = ]/3, ensuite u croît plus lentement et tend vers

S sDes calculs numériques, effectués pour quelques valeurs de — que l ’on peut rencontrer en pra-

N stique, m ontrent q u ’un maximum est atteint pour une valeur de £ qui dépend quelque peu de Ss— , mais reste toujours de l ’ordre de 2. Lorsque £ devient suffisamment grand, log2 u est plus grandN sque le terme constant dans le terme entre crochets; la quantité dont on cherche le maximum se

com porte alors comme — log2 £ et par conséquent tend vers zéro.

Il semble donc raisonnable d ’adm ettre comme valeur voisine de l ’optimum Ç — 2, ou2n 2

encore £, = — qui correspond à A / = — K.3 3

La valeur correspondante de y est 0,2. On peut donc remplacer la formule (3) par :m .j / g \

/ = Z - l o g 2 1 + 0 , 4 - f (9)1=1 U \ J\s /

Si l ’on pose: Q = —-— , on peut écrire U à fi

m 10/ = £ C,-—— log10 (1 + 0,4 X ) A f i (10)

, = l 3 ,0 1

Les A fi remplissent exactement la bande de fréquences totale B, sans vide ni recouvrement;pourvu qu ’ils soient petits, on peut donc remplacer l ’expression précédente par l ’intégrale

I = j C ( / ) 10 log10 (1 + 0,4 X ) d f (11)’10B

2.4 Détermination de la durée t et de la fonction de pondération

Cette détermination se ramène à celle de 1/ et A f , ou de U et Qi. Comme Q a déjà été déterminé ci-dessus, il reste à déterminer //.

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 177

Les phénomènes transitoires dans le circuit résonnant électrique équivalent sont déterminés par

la fonction exp / — \ , autrement dit la constante de temps de ce circuit est\ 2 L J .

2 L 2 Q Q 1T = -----= = ----- = -----

Ri t tt f i 2 K3

U doit être de l ’ordre de grandeur de t , soit U — (jlt. On voit que Ci est une constante, C,- = —, ceP

résultat étant indépendant de Q. En particulier, si Q est très grand, les circuits résonnants se ra p ­prochent de filtres parfaits ayant une largeur de bande K ; si dans la formule (10) on remplace l ’espacement A f par K, le coefficient 0,4 doit être remplacé par 1 pour le filtre parfait, on doit alors

retrouver la formule (1), ce qui est bien le cas si U = — . On doit donc avoir U = 2 t ,• et l ’on peutK

tirer d ’une mesure de U une valeur de Q :

Q1 = — fi ti (12)2

Or Pumphrey et Gold [8] ont déterminé Q à partir des propriétés de l ’oreille en régime tran­sitoire, ce qui revient à calculer Qx, et ont trouvé des valeurs beaucoup plus grandes que les valeurs obtenues à partir des bandes critiques, comme on le voit sur la figure 3. C ’est donc qu ’un phéno­mène, autre que les phénomènes transitoires dans les résonateurs, intervient dans le système auditif pour augmenter ti.

On doit alors considérer Q1 comme une détermination de ti, le vrai coefficient de surtension étant

T^fi Q = —

2 K

En éliminant f i et U entre les expressions de Ci, Q et Qv on trouve

3 QCi = — —

2 Qx

En comprenant dans la fonction de pondération le coefficient numérique 0,33 (dû à l ’introduc­tion de décibels au lieu des logarithmes de base 2), on a

C ( / ) = 0,5 — (13)Ôi

C ’est cette formule qui a été appliquée en prenant pour Q les valeurs (fig. 3 ci-dessus) déduites des bandes critiques indiquées par Fletcher et pour Q3 les valeurs mesurées par Pumphrey et Gold[8]. Les points de la figure 3 représentent ces dernières valeurs; on voit qu’elles sont assez disper­sées. Elles n ’ont d ’ailleurs été obtenues qu’avec deux sujets, dont l ’un n ’a donné de valeurs q u ’à 10 kH z; ces dernières valeurs (représentées par les signes • ) ont été éliminées, car, pour juger de l ’allure générale de la variation de Qx, il a semblé préférable d ’utiliser les résultats du même sujet à toutes les fréquences.

L ’hypothèse la plus simple qu ’on puisse faire pour expliquer la différence entre Qx et Q est de supposer qu ’un retard constant d est introduit (probablement par le système nerveux), on aurait alors

Qt = 2 — + d

d ’oùv: d f

Qx = Q + —2

(7/XII, Ann. 2)

178 QUESTIONS COM XII

Une telle relation représente d ’une façon assez médiocre les résultats expérimentaux. On a utilisé la courbe tracée à vue sur la figure 3, entre les points représentatifs des résultats d ’expé­rience; il serait désirable de disposer de résultats plus précis.

Au moyen de la formule (13) on a calculé les valeurs de C ( f ) représentées sur la figure 3. On en a déduit par intégration graphique les valeurs des figures 4a et 4b

fj C ( / ) d / = 700 U( f ) (14)o

en ayant posé par convention U (10 000) = 1

Figure 4a. — U ( / ) avec échelle linéaire des fréquences

+ Points calculés

Figure 4b. — U ( f ) avec une échelle logarithmique des fréquences au-dessus de 1000 Hz

(7/X II, A nn. 2)

QUESTIONS COM XII 179

2.5 Formules finales

D ’après (11) et (14), la capacité 1 d ’une voie téléphonique est

7 = 7 0 0 / (15)

où le coefficient numérique est le produit de 1/3 (facteur de conversion des décibels en logarithmesde base 2) par 2100 Hz, que l ’on peut considérer comme la « largeur équivalente » de toute labande des fréquences audibles; ce coefficient n ’est d ’ailleurs pas connu avec une grande précision; / , que nous appellerons « indice d ’inform ation », s’exprime en décibels et a pour expression:

J = j z ( f ) d U (16)

où l ’intégrale est étendue à la bande des fréquences audibles;U ( / ) est donné par la courbe de la figure 4 (a ou b) ; à chaque fréquence on a:

z = 10 log10 (1 + 0,4 X ) (17)

La figure 5 représente la variation de z en fonction de x, x étant l ’écart entre signal et bruit ou (en l’absence de bruit) le niveau du signal au-dessus du seuil d ’audibilité dans la bande considérée.

Dès que x est supérieur à environ 15 db, on a:

z = x — 4 db (18)

*10 0 10 20 30 «0 50 60 70 80 x (db)

F i g u r e 5

L ’Appendice 1 donne un exemple d ’application pratique de ces formules et de ces courbes.

3 . Méthode pour la planification des réseaux

3 .1 Principe

Le problème fondamental, dans la planification des réseaux téléphoniques, consiste à attribuer aux différentes parties d ’une communication, telle que celle qui est représentée sur la figure 6a, des

(7/XII, Ann. 2)

180 QUESTIONS COM XII

/n ( d e s c i r c u i l s i n t e r n a t i o n a u x ) /„ ( d u r é s e a u n a t io n a l )

S y s tè m eé m e t t e u r

lo c a l

£ -*= 1-

C i r c u i t s à c r a n d c d is t a n c e

- C i r c u i t s à d e u x fils (y c o m p r i s les c i r c u i t s d e jo n c t io n ) ■

a) Communication téléphonique à grande distance

- mS y s tè m e

ré c c p te u r lo c a l

/ (4 )

m &a (3 ) ' r

✓

oQ — F iltr e XS y s tè m er é c e p te u r

S y s tè m eé m e t t e u r A f i a ib l is s c u r J

« L ig n e »

CC I T T - 7

b) Montage de laboratoire équivalent à a) (pour un sens de transmission)

Notes: (1) a2 = 7 + 0,5 n db s’il y a n circuits internationaux(2) o est le point de niveau relatif zéro pour le premier circuit international(3) a = ax + a2 + a3 (avec, si nécessaire, corrections pour les pertes par réflexions)(4) l correspond à la somme des puissances correspondant respectivement à /0 — a2

ln —

Figure 6. — Exemples considérés pour la méthode de planification

a3 et à

indices dont la somme donne l ’indice global de la communication. Comme les lois d ’addition des affaiblissements en ligne sont connues, on peut se borner à considérer le montage de laboratoire de la figure 6b.

Soient alors:s-, le niveau de puissance spectrale des sons vocaux à 1 m de la bouche de la personne qui parle; d = sm — sx (sm étant la puissance spectrale sur le microphone du système émetteur) ; e l ’efficacité du système émetteur local, en db par rapport à 1 mV/barye (ou 1 V/millibar); a l ’affaiblissement de la ligne;r l ’efficacité du système récepteur local, exprimée avec une unité correspondant à celle qui

est utiüsée pour e ;ns le niveau de puissance spectrale du bruit à l ’entrée de l ’oreille de la personne qui écoute. Pour la communication complète, à chaque fréquence on a :

x = + d + e — a + r — ns (19)et d ’après la formule (17)

z — s1 d + e — a -)- r — ns — y (20)

où y est un terme correctif qui, d ’après la formule (18), vaut 4 db quand x est assez grand.En intégrant dans toute la bande B où z a une valeur notable, on obtient :

J = S 1 + D + E - A + R - N - T (21)

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 181

où J est l ’indice d ’inform ation de la communication, donné par la formule (16)

S ^ j s ^ n d UB

et les autres grandeurs sont définies par des formules analogues.D ’après la formule (17) ou la figure 5, z est très petit dès que x < 0. On peut donc, sans erreur

appréciable, confondre la bande B avec la bande où x > 0. Dans une partie im portante de cette bande, x est assez grand (si J correspond à une qualité acceptable) et y vaut sensiblement 4 db ; dans le reste de cette bande, y peut seulement varier entre + 4 et —1,5 db. On peut donc s'attendre à ce que la moyenne de y dans toute la bande transmise soit d ’environ 2 à 3 db; dans la suite on adm ettra une moyenne de 2,5 db. On a alors:

T = 2,5 J U ( / ) d / db (22)B

Par conséquent, lorsque B est déterminée, r est une constante; il en est de même pour S 1 (limitée à B) ; si J0 est la valeur correspondant à la qualité de transmission minimale exigée d ’une com muni­cation, on doit avoir

D + E - A + R - N > J 0 - S 1 + T (23)

Le second membre étant une constante, cette inégalité définit une méthode de planification des réseaux.

On a donc défini des indices applicables à une partie de la communication — ou à l ’effet des bruits et du seuil d ’audibilité sur le système récepteur. Toutefois, les valeurs de ces indices dépendent de la bande B transmise par la communication complète. En fait, cette bande est essentiellement déterminée par les filtres des circuits à courants porteurs à grande distance. Aux limites de la bande des fréquences effectivement transmises (au sens du C.C.I.T.T.) par la chaîne des circuits à grande distance, a est supérieur d ’environ 9 db aux valeurs obtenues dans la partie centrale de cette bandeet croît rapidement vers les fréquences respectivement plus basses ou plus élevées que chacune deslimites. Cet effet de coupure est accentué vers les fréquences plus basses par l ’augm entation du niveau du bruit de salle qui passe entre le pavillon du récepteur et l ’oreille (ou, en l ’absence de bruit de salle, par le rapide relèvement du seuil d ’audibilité) et vers les fréquences plus élevées par la décroissance de sy et de e (voir l’allure du signal téléphonique conventionnel, Livre Rouge, tom e III page 51, ou plus précisément Livre Bleu, tome III, Avis G .227). En pratique, B sera donc très voi­sine de la bande des fréquences effectivement transmises par la chaîne des circuits à grande distance; comme cette bande fait l ’objet de recommandations ou d ’études en cours au C.C.I.T.T., il n ’y aura qu’un petit nombre de situations à considérer pour le calcul des indices des systèmes ém etteur et récepteur, en présence de bruits ayant les valeurs limites.

3.2 Exemple d'applicationOn a porté sur la figure 7, d ’après les renseignements fournis en [13], les courbes représentatives,

en fonction de la fréquence, des variables définies au paragraphe 3.1 pour a — 30 db au centre de la bande transmise et / = — 60 db. L ’échelle des abscisses de cette figure est proportionnelle à U ( / ) (échelle des ordonnées de la figure 4). Dans la liaison considérée, le filtre de ligne est celui du S.R.A.E.N. (Livre Rouge, tome V, page 67), pour lequel la bande des fréquences effectivement transmises s’étend d ’environ 200 à 3500 Hz. D ’après la figure 4, U (200) = 0,05 U (3500) = 0,67 c’est-à-dire que, si l ’on transm ettait parfaitement cette bande, un gain de 10 db dans toute la bande augmenterait J de 6,2 db; en com parant deux à deux les valeurs du tableau 4 de l ’Appendice 1 correspondant à une qualité acceptable, on trouve que ce gain augmente J, en moyenne, de 6,0 db. On obtiendra ce dernier résultat en divisant par 20 la somme des valeurs obtenues pour 12 fré­quences correspondant à des augmentations égales de U ( f ) dans la bande considérée. Ces fréquences sont indiquées dans les premières colonnes du tableau 1. Au moyen de ce tableau, on a calculé les indices suivants pour 1= —60 dbm et un affaiblissement en ligne de 30 db :

S = 3 3 ,2 E = 16,6 A = 18,4 R = - 16,6 N = 8,1 db

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182 QUESTIONS COM XII

Figure 7. — Exemple d’addition des composantes de x (0 db correspond à 1(H6 W/cm2)Les courbes numérotées représentent les niveaux à l’entrée (1) de la ligne, (2) du système récepteur,

(3) de l’oreille

T a b l e a u 1

Calcul d'indices d'information pour les diverses parties d'une communication Affaiblissement en ligne 30 db

Fréquence Spectre des sons vocaux

aumicrophone

Efficacitéà

l ’émission

Affaiblisse­ment de la ligne

Efficacité à la

réception

Valeur de ti, pour / =

N» Valeur ap­proximative — oo — 70 dbm — 60 dbm - 5 0 dbm

Hz Sm = S \- \~ d e a r ns n s ns ns1 250 67,3 19 34,5 -31,5 21 21 21 222 380 68 20,5 32 -27,5 15 15,5 16 213 540 66,5 21 31 -2 7 11 12 14,5 21,54 700 62 22,5 30 -2 6 6,5 7,5 14 235 880 58 26,7 30 -2 6 3 5,5 13 236 1060 55 31 30 -2 6 1 4,5 13 237 1280 52,5 35 30 -2 6 9,5 10,5 13,7 238 1530 50,3 34 30 -2 4 16 16,5 18,5 269 1840 48,5 35,3 30 -2 6 5,5 7,5 13 23

10 2220 47 34 30 -3 1 -4 ,5 -0 ,5 7,5 1811 2650 46 29,7 30 -29,5 - 4 1,5 9,5 1912 3200 43,5 23,5 30 -31,5 -2 ,5 0 8 • 18,5

Total 664,6 332,2 367,5 -332,0 77,5 101,5 161,7 261,0Total/20 S™ = 33,2 E = 16,6 A = 18,4 7? = — 16,6 N = 3,9 II C

f\ ©

OOII*

* II O

Tous les nombres qui figurent dans ce tableau (à l ’exception des deux premières colonnes) sont en décibels.

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QUESTIONS COM XII 183

D ’après les conventions faites, E est positif et R négatif (voir Livre Rouge, tome V, page 615); A est positif, puisqu’il s’agit d ’un affaiblissement et non d ’un gain. On a d ’ailleurs T = 2,5 x 0,6 =1,5 db d ’après la formule (22).

D ’autre part, S m correspond à une pression moyenne de 11 baryes ([13], para. 5.2.1) donc d = 21 + 9 ,5 = 30,5 db à toute fréquence (9,5 db étant l ’affaiblissement acoustique nom inal de l’A.R.A.E.N. à basse fréquence) et D = 0,6 d = 18,3 db.

On obtient donc par addition, d ’après la formule (21):J — 33,2 + 16,6 — 18,4 — 16,6 — 8,1 — 1,5 = 5,2 db alors que la valeur calculée dans l ’Appen­dice 1 pour la communication complète est J = 5,7 db.

Le tableau 2 donne la com paraison entre les valeurs de J obtenues par addition, et directement, pour toutes les valeurs de bruit considérées dans le tableau et pour trois valeurs d ’affaiblissement en ligne.

T a b l e a u 2

Com paraison entre les valeurs en db de J obtenues p a r addition des indices élém entaires e t les valeurs (en tre parenthèses) calculées pou r des com m unications com plètes dans l'A ppendice 1

l (dbm)

Affaiblissement en ligne (db)

10 20 30

— o o 2 1 ,4 ( 2 1 ,9 ) 1 5 ,4 ( 1 6 ,0 ) 9 ,4 (9 ,7 )

- 7 0 2 0 ,3 ( 2 0 ,6 ) 1 4 ,3 ( 1 4 ,3 ) 8 ,3 (8 ,4 5 )

- 6 0 1 7 ,2 (1 7 ,3 5 ) 1 1 ,2 ( 1 1 ,2 ) 5 ,2 (5 ,7 )

- 5 0 1 2 ,3 (1 2 ,0 ) 6 ,3 (6 ,6 ) 0 ,3 ( 2 ,1 4 )

On voit que l ’erreur d ’addition ne dépasse pas 0,6 db et reste donc inférieure à la somme des erreurs prévisibles dans les mesures ou les calculs numériques — sauf pour une condition qui correspond à une qualité de transmission inacceptable. En fait, la qualité de transmission minimale actuellement acceptée par le C.C.I.T.T. est atteinte, pour les postes téléphoniques considérés, dans la situation suivante :

un affaiblissement en ligne de 30 db, soit un équivalent de référence total de 36 db (Livre Rouge, tome V, page 583);l = — 60 dbm, valeur obtenue en supposant dans la figure 6a que a1 = a2 — a 3 = 10 db (pour satisfaire aux limites d ’équivalent de référence), l0 = — 43 dbmO (objectif recommandé pour une communication mondiale), ln — —53 dbm (soit 5000 pW, valeur plutôt forte).On a pour cette situation les indices d ’information suivants :

Système émetteur local D -f E = 34,9 dbAffaiblissement des circuits à deux fils et du termineur 10 + 3,5 db x 0,6 = - 8,1Système émetteur national + 27 db

Système récepteur local R — N — — 24,7Circuits à deux fils et term ineur — 8,1Système récepteur national — 33 db

Si l ’on s’impose, dans la planification des réseaux nationaux, de ne pas tom ber au-dessous des valeurs limites indiquées ci-dessus pour les indices d ’inform ation partiels et si les limites de bruit

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184 QUESTIONS COM XII

sont respectées1, l ’indice d ’inform ation d ’une communication quelconque sera supérieur ou égal à la valeur limite si la puissance vocale moyenne pour l ’ensemble des abonnés est celle qui a été admise; cette valeur limite de J vaut environ 5 à 6 db.

On peut donc employer l ’indice d ’inform ation pour la planification des réseaux à partir de valeurs globales limites, que I on peut répartir entre les parties constitutives d ’un réseau. La valeur de R — N considérée dans cet exemple suppose que la ligne d ’abonné a une longueur déterminée. Pour d ’autres longueurs, il ne suffit pas de tenir compte de la variation d ’efficacité; on doit aussi mesurer à nouveau l ’efficacité de la voie d ’effet local et vérifier s’il en résulte une augmentation de N.

3.3 Application à la téléphonie internationale

Tout ce qui vient d ’être dit sur l ’exemple du paragraphe 3.2 peut être étendu au cas de la télé­phonie internationale, en précisant la bande des fréquences transmises.

Si la bande nominale de 300 à 3400 Hz était parfaitement transmise, on aurait à introduire un facteur U (3400) — U (300) = 0,57. Par comparaison avec le cas du paragraphe 3.2, on peut s’attendre à trouver en pratique un facteur d ’environ 0,55 (soit un indice d ’information de 5,5 db par 10 db de gain sans distorsion dans cette bande). On doit alors, pour le calcul de / , diviser par 20 la somme des valeurs calculées à 11 fréquences également espacées entre 300 et 3400 Hz sur l ’échelle des abscisses de la figure 7; les fréquences n os 2 à 12 du tableau 1 satisfont sensiblement à cette condition 2.

L ’étude de la Question 1/XV permettra de préciser la bande transmise dans une communica­tion mondiale pouvant com porter des équipements de voies à 3 kHz et des équipements améliorés à 4 kHz.

3.4 Méthodes de mesure

Si l ’efficacité e du système ém etteur est déterminée dans le champ acoustique libre, d correspond au rapport entre la pression à l ’emplacement du microphone (en son absence) et la pression à 1 mètre

des lèvres, on a alors sensiblement, quelle que soit la fréquence: d = 20 log1n8 + 0,6

8 étant la distance (en cm) entre les lèvres de la personne qui parle et le diaphragme du microphone.

On peut aussi déterminer directement d + e, à chaque fréquence, avec une bouche artificielle étalonnée à 1 mètre de distance.

On doit prendre dans ces mesures toutes les précautions convenables pour qu ’un microphone à charbon soit dans les mêmes conditions de fonctionnement que lorsqu’il est excité par la voix.

Pour le système récepteur, on pourrait appliquer une méthode semi-subjective pour déterminer directement x. La méthode de mesure serait analogue à celle qui est décrite pour l ’application de la « méthode de tonalité » (Livre Rouge, tome V, page 520), bien que les calculs ultérieurs soient différents.

Quand une oreille artificielle aura été définie par le C.C.I.T.T., on pourra l ’employer pour mesurer r et le bruit transmis par l ’effet local. La mesure du bruit transmis entre l ’oreille et le pavil­lon du récepteur est plus délicate ([13], para. 4). On peut ensuite calculer l ’effet de masque des divers bruits sur une courbe typique de seuil d ’audibilité.

Au lieu de mesurer les efficacités à diverses fréquences et de les pondérer par le calcul, on pourrait construire un appareil, analogue aux appareils de mesure objective de l ’équivalent de référence, qui balaie la bande des fréquences transmises suivant cette loi de pondération. L ’instru­ment indicateur devrait alors donner une indication proportionnelle au logarithme de la tension

1 Dans ces conditions, il est impossible de rencontrer à la fois une valeur de / supérieure à —60 dbm et des affaiblissements voisins de la limite.

2 Si l’on veut changer la convention faite à propos de la formule (14), de telle sorte que J soit égal au gain sans distorsion dans la bande de 300 à 3400 Hz, il suffit de prendre la moyenne des valeurs pour ces 11 fréquences, ou plus simplement pour les 9 fréquences suivantes: 400, 600, 800, 1000, 1250, 1600, 2000, 2500 et 3150 Hz.

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QUESTIONS COM XII 185

mesurée à chaque fréquence (voir par exemple Livre d'Annexes au tome IV du Livre Vert du C.C.I.F., page 84), ou être précédé d ’un amplificateur logarithmique (voir par exemple Livre Rouge, tome V, pages 502-503). On peut concevoir l ’emploi d ’un tel appareil pour mesurer N, mais il devrait alors com porter un générateur qui introduise (au moins aux fréquences élevées) un bruit artificiel ayant la courbe spectrale du seuil d ’audibilité; en outre, il faudrait simuler l ’introduction de bruit entre le pavillon du récepteur et l ’oreille.

4. Comparaison à des théories ou résultats existants

4 .1 Calcul de Vinformation

L ’application directe des formules (1) ou (2) au calcul de la capacité d ’une voie téléphonique conduit à un paradoxe bien connu [9].

a) Si l ’on calcule l ’inform ation correspondant à la signification des phonèmes transmis, on trouve une valeur très faible, de l ’ordre de 50 bits par seconde. Ceci est confirmé par l ’expérience[10]. En fait, une telle méthode de calcul revient à considérer comme égales les quantités d ’infor­mation transmises par une voie téléphonique et une voie télégraphique qui transm ettent les mêmes mots. Un tel point de vue peut être utile dans l ’étude de « vocoders » ou de dispositifs analogues, mais il est très éloigné du concept de « qualité de transmission téléphonique ».

b) Si l ’on calcule l ’information correspondant aux caractéristiques physiques des signaux transmis, on trouve une valeur qui s’exprime en kilobits par seconde. On sait [11] que ce taux d ’inform ation varie dans le même sens que la qualité de transmission, évaluée par les procédés habituels; toutefois, on n ’avait pas encore établi de relation entre ces grandeurs. En outre, le calcul du taux d ’information présentait certaines difficultés. La formule (1) ne tient pas compte des distorsions du système de transmission, ni des variations de la sensibilité du système auditif en fonction de la fréquence. Pour faire un calcul plus précis, on est amené à tenir com pte de la sensibilité différentielle du système auditif, c ’est-à-dire des plus petites différences d ’amplitude ou de fréquence discernables [12] mais ces différences sont déterminées dans des expériences de labo­ratoire de durée assez longue et mal déterminée, de sorte qu ’on se trouve très éloigné des conditions normales d ’écoulement de l ’inform ation dans une conversation téléphonique. A titre de com pa­raison, nous avons trouvé au paragraphe 2.3 que l ’espacement optimum A/ des fréquences était égal aux deux tiers de la largeur de bande critique, soit environ 13 fois la différence minimum de

A /fréquence qui est perceptible ([4], p. 171). Pour Q = 10 à 20, — est de l’ordre d ’un demi-ton à un

fquart de ton. D ’autre part, les méthodes de calcul employées jusqu’ici ne tenaient pas com pte de l ’effet de masque entre différentes composantes du signal transmis.

4.2 Relation entre l'indice d'information et les résultats d'essais d'opinion

On a calculé l ’indice d ’inform ation pour un système formé de deux postes commerciaux (émetteur et récepteur) du type dont les caractéristiques objectives ont été mesurées par l ’Adminis­tration du Royaume-Uni, pour diverses valeurs de l ’affaiblissement en ligne et du bruit de circuit. En supposant que le même type de poste a été employé dans les essais d ’opinion effectués par cette Administration, on a porté sur la figure 8 la note moyenne pour les opinions exprimées (d’après la figure 3b, page 585 du tome V du Livre Rouge du C.C.I.T.T.) en fonction de l ’indice d ’inform a­tion calculé pour les mêmes conditions.

Si la corrélation entre ces deux variables est parfaite, tous les points doivent se trouver sur une même courbe. On a tracé sur la figure 8 une courbe logistique d ’équation simple qui passe, dans l ’ensemble, près des points qui correspondent à des niveaux de bruit modérés ( —60 dbm ou plus bas). Le point situé le plus à gauche, sur la partie de cette courbe qui a été tracée en trait plein, correspond aux limites d ’équivalent de référence et de bruit recommandées par le C.C.I.T.T. comme il est indiqué au paragraphe 3.2. Les quatre points correspondant à des niveaux de bruit plus élevés, avec un affaiblissement en ligne modéré (10 ou 20 db), sont tous au-dessus de cette courbe et s’alignent très bien sur une autre courbe logistique (tracée en trait mixte); il est probable

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186 QUESTIONS COM XII

0 5 10 15 20 25 J (db)

0,25 + exp ( ~ J N - 1,0) 0,25 + exp (-1 ,25 Jy - 1,1)

Niveau de bruit de circuit (dbm) : O —oo X —70 -\ 60 # —50 ■ —45

(Le nombre inscrit à côté de chaque point est l’affaiblissement de la ligne, en db)

Figure 8

que pour ces points la puissance vocale, dans les essais d ’opinion, était supérieure à la moyenne générale. On voit d ’ailleurs sur la figure 6a qu ’il faut une combinaison d ’affaiblissements tout à fait exceptionnelle pour obtenir de telles valeurs de /, si les objectifs du C.C.I.T.T. pour le bruit de circuit sont atteints.

Au contraire, les points correspondant à un affaiblissement de 30 db et à des niveaux de bruit élevés se trouvent sur le prolongement de la courbe en trait plein, ou au-dessous. Il est vraisem­blable que, dans ces conditions, l’effort nécessaire pour augmenter la puissance vocale devient conscient et que les usagers ont tendance à juger que la communication n ’est guère satisfaisante. De toute façon, ces points correspondent à une qualité de transmission inférieure à celle qui résulte des recommandations actuelles du C.C.I.T.T.

On est donc amené à conclure que, d ’après les données recueillies dans un pays sur un type d ’appareil téléphonique, il y a une bonne corrélation entre l ’indice d ’inform ation et la note moyenne des opinions lorsqu’on connaît la puissance vocale moyenne à l ’émission. Ce résultat est d ’autant plus remarquable que l’indice d ’inform ation a été calculé pour une voie de transmis­sion unilatérale et que les essais d ’opinion sont effectués au cours de conversations bilatérales. Toutefois, on a seulement tenu compte de facteurs (affaiblissement et bruit) qui affectent évidem­ment la transmission, même dans un seul sens. L ’effet de facteurs essentiellement liés à une conver­sation bilatérale (comme le temps de propagation et l ’écho) demanderait une autre étude.

Si ce résultat est vérifié pour d ’autres types de postes téléphoniques, l ’indice d ’information fournira une base commune et fixe perm ettant de comparer les résultats d ’essais d ’opinion effec­tués dans divers pays sur des postes différents et aussi d ’étudier l ’évolution des opinions des

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QUESTIONS COM XII 187

abonnés dans un pays lorsque la qualité de transmission couramment rencontrée dans le réseau téléphonique est améliorée avec les années.

On a porté en abscisses sur la figure 8 les valeurs de J calculées pour une communication complète; on obtiendrait une précision suffisante en pratique si l ’on calculait J par l ’addition des indices des diverses parties de la communication, comme il est indiqué au paragraphe 3.2. Si donc l ’on applique la méthode de planification décrite dans ce paragraphe pour les mêmes postes téléphoniques considérés ici, les valeurs de J donneront une image exacte de la qualité de trans­mission (jugée d ’après des essais d ’opinion) pour toutes les communications où les abonnés n ’ont pas besoin d ’élever la voix pour com battre un bruit de niveau exceptionnellement élevé.

Comme l ’indice d ’inform ation doit être calculé pour une puissance vocale donnée, il a paru raisonnable d ’étudier sa corrélation avec la note moyenne des opinions, mais celle-ci est liée par des relations connues (empiriques ou théoriques) aux pourcentages de sujets qui expriment cer­taines opinions {Livre Rouge du C.C.I.T.T., tome V, p. 589, 590, 599). Il est donc possible de calculer le « pourcentage d ’usagers satisfaits » qui correspond à chaque valeur de l ’indice d ’infor­mation. Les résultats de ces calculs sont représentés sur la figure 9.

(a) (b)

Figure 9. — Pourcentage d’usagers exprimant l’opinion « excellent » ou « bon », en fonction de l’indice d’information

Relation entre la note moyenne et les pourcentages selon(a) les résultats d’expériences faites au Royaume-Uni {Livre Rouge, tome V, p. 589),(b) une distribution binomiale des opinions {ibid., p. 599).

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188 QUESTIONS COM XII

4.3 Comparaison entre la présente théorie et les méthodes de calcul de la netteté ou de l'équiva­lent de référence

Une comparaison détaillée se trouve dans l ’Appendice 2. On en déduit que l ’indice d ’inform a­tion est nul en même temps que la netteté et, en général, croît en même temps que la qualité de transmission, évaluée au moyen des critères classiques. Cette conclusion est confirmée par les résultats du paragraphe 4.2.

5. Conclusions

5.1 Résultats acquisOn a défini un « indice d ’inform ation » qui possède les propriétés suivantes :a) Il est proportionnel au flux d ’inform ation transmis par le système électroacoustique consi­

déré, placé entre un générateur et un récepteur de signaux qui possèdent certaines propriétés statistiques de la voix humaine et du système auditif. On peut donc le calculer sans ambiguïté lorsqu’on connaît les caractéristiques physiques du système électroacoustique.

b) Pour un type de poste téléphonique utilisé dans un pays, l ’indice d ’inform ation présente une bonne corrélation avec les résultats d ’essais d ’opinion et peut donc être considéré comme un bon critère de la qualité de transmission que l ’on pourrait déterminer dans les conditions du service. Il serait souhaitable de vérifier s’il en est de même pour les autres postes qui ont été soumis à des essais d ’opinion.

c) Les relations que l ’on a trouvées entre l ’indice d ’information et diverses grandeurs caracté­risant la netteté ou l ’équivalent de référence montrent que, d ’une façon générale, l ’indice d ’infor­m ation varie dans le même sens que la qualité de transmission appréciée d ’après les critères classiques — chacun de ces derniers étant utilisé dans son domaine connu de validité.

d) En calculant l ’indice d ’inform ation pour un certain nombre de valeurs d ’affaiblissement, de bruit et de distorsion d ’affaiblissement, on peut déterminer avec une bonne précision comment il est possible d ’« échanger » un de ces facteurs contre un autre, la qualité de transmission du système considéré restant constante. On peut également évaluer exactement l’effet, sur la qualité de transmission, des variations simultanées de deux de ces facteurs, ou des trois. Pourvu que les résultats indiqués ci-dessus en b) soient confirmés, cette méthode est donc plus générale et plus sûre que la méthode empirique des « réductions de qualité de transmission ».

e) Comme le calcul basé sur la théorie de l ’information suppose l ’emploi d ’un codage optimum, le résultat caractérise le système de transmission et ne dépend en aucune façon de la langue utilisée, ni des diverses conventions qui sont nécessaires pour définir la netteté et l ’équiva­lent de référence. L ’indice d ’inform ation semble donc particulièrement utile pour caractériser la qualité de transmission dans le service téléphonique international.

f) On a défini, pour un système émetteur, une ligne ou un système récepteur considérés isolé­ment, des indices d ’inform ation qui s ’ajoutent pour donner, avec une précision satisfaisante en pratique, l ’indice de la communication complète. Il est donc possible d ’employer l ’indice d ’infor­m ation pour la planification des réseaux téléphoniques.

5.2 Etudes à poursuivre

a) Il serait souhaitable de disposer de valeurs sûres et acceptées de façon générale pour les données de caractère physiologique qui ont été utilisées : spectre de puissance de la voix humaine, seuils d ’audibilité, largeurs de bande critiques, durée d ’identification des signaux. Les commen­taires des membres de la Commission XII, sur les valeurs adoptées ici à titre provisoire, seront très utiles.

b) Il serait extrêmement utile que chacune des Administrations qui ont fait des essais d ’opi­nion mesure les caractéristiques objectives des appareils téléphoniques utilisés dans ces essais et fasse les calculs dont un exemple est donné dans l ’Appendice 1. Ceci perm ettrait d ’établir une rela­tion générale entre l ’indice d ’inform ation et les résultats d ’essais d ’opinion.

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QUESTIONS COM XII 189

5.3 Généralisations possibles

a) Le calcul a été développé dans le cas de l ’écoute avec une seule oreille et au moyen d ’un récepteur téléphonique. Il est évident que la théorie s’appliquerait aussi bien au cas de l ’écoute à l’air libre, avec les deux oreilles; il suffirait de modifier en conséquence certaines des données physiologiques.

b) Une composante de bruit à une fréquence peut être considérée comme équivalente à un bruit continu, réparti sur la bande critique autour de cette fréquence. Il est donc possible de cal­culer l ’effet d ’un bruit soutenu sur la qualité de transmission, quelle que soit la nature de ce bruit (bruit à spectre continu, bruit de redresseur, etc.). On pourrait développer pour l ’indice d ’inform a­tion une méthode parallèle à celle qui est exposée pour la sonie dans l ’article [23].

c) Quand on aura complètement éclairci la question de la durée nécessaire pour que le système auditif identifie les sons reçus, il doit être possible de généraliser la théorie pour tenir compte de bruits impulsifs ou d ’autres phénomènes transitoires.

d) La distorsion de non-linéarité fait apparaître de nombreuses composantes parasites, qui dépendent du niveau des composantes utiles du signal. La théorie reste applicable, à condition que l ’on sache calculer la valeur la plus probable des diverses composantes parasites qui peuvent affecter la réception de la composante utile à chaque fréquence — calcul qui présente par lui-même de grosses difficultés.

A p p e n d i c e 1

Exemple de calcul de J

On a calculé J pour les postes commerciaux dont les caractéristiques sont données dans l ’article [13] et pour diverses valeurs de l ’affaiblissement en ligne (avec un filtre 300-3400 Hz) et du niveau de bruit de circuit, en présence d ’un bruit de salle de 50 db.

Le tableau 3 m ontre la m éthode de calcul de x.

Colonnes du tableau 3:(1) numéro attribué à cette fréquence dans [13](3) tiré de la colonne C8 du tableau 15 de [13] et diminué de l ’affaiblissement en ligne (ici 30 db)(4) ns est le seuil d ’audibilité en présence du bruit de salle, tiré de B10 du tableau 141(5) = (3)—(4)(6) = (9)—lO db(7) addition en puissance de (4) et (6)(8) = (3)—(7)(9) tiré de B13 du tableau 14

(10) addition en puissance de (4) et (9); déjà calculé en B14 du tableau 14 pour —60 dbm(11) = (3)—(10), etc.

Pour chaque valeur de x, on porte la valeur de z (lue sur la figure 5) sur le graphique de la figure 10 où l ’échelle des abscisses est proportionnelle à U (f ) (échelle des ordonnées de la figure 4.) Les mêmes calculs ont été faits pour deux autres valeurs de l ’affaiblissement en ligne.

1 Tous les tableaux cités se trouvent dans l’article [13].

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(7/XII, Ann. 2)

'Oo

T a b l e a u 3

Feuille de calcul de x pour la détermination de J A ffaiblissem ent en ligne 3 0 d b

Fréquence Niveau du bruit de circuit à l ’entrée du système récepteur (dbm)

Sons vocauxà l ’entrée oo -7 0 - 6 0 - 5 0 -4 5 -

XTo \ / _ i de l ’oreilleIN° valeur

" , X " , X X h " , X " , X

(D (2) (3) (4) (5) (6) (7) . (8) (9) (10) (11) (12) (13) (14) (15) (16) (17)

Hz db db

1 9 8 - 1 0 33 - 4 3 - 2 9 3 3 - 4 3 - 1 9 33 - 4 3 - 9 33 - 4 3 - 4 33 - 4 32 2 3 6 1 8 2 3 - 5 - 9 2 3 - 5 1 2 3 - 5 11 ' 23 - 5 16 2 3 ,8 - 5 ,83 3 7 2 2 8 16 12 - 1 16 12 9 17 11 19 2 0 ,7 5 7 ,2 5 2 4 2 4 ,5 3 ,54 5 1 0 3 0 12 18 1 1 2 ,5 1 7 ,5 11 1 4 ,5 1 5 ,5 21 2 1 ,5 8 ,5 2 6 2 6 45 6 4 6 2 9 7 2 2 3 8 ,5 2 0 ,5 13 1 4 15 2 3 2 3 6 2 8 2 8 16 7 8 4 2 9 4 25 3 6 ,5 2 2 ,5 13 1 3 ,5 1 5 ,5 23 23 6 2 8 28 17 9 2 6 2 9 2 2 7 3 5 ,5 2 3 ,5 13 13 16 23 23 6 2 8 28 18 1 0 8 3 3 0 1 2 9 3 5 2 5 13 13 17 23 23 7 2 8 28 29 1 2 7 2 3 2 9 2 3 3 10 2 2 13 1 3 ,5 1 8 ,5 23 23 9 2 8 28 4

1 0 1 4 9 3 31 17 14 5 17 14 15 19 1 2 2 5 2 5 ,5 6 ,5 3 0 3 0 1

11 1 7 5 2 3 0 10 2 0 5 11 19 15 16 14 2 5 2 5 5 3 0 3 0 01 2 2 0 5 5 2 4 - 2 2 6 0 2 2 2 10 1 0 14 2 0 2 0 4 25 2 5 - 113 2 4 1 1 1 7 - 6 2 3 - 3 - 1 18 ’ 7 7 10 17 17 0 2 2 2 2 - 51 4 2 8 3 0 15 - 1 16 1 3 12 11 11 4 21 21 - 6 2 6 2 6 - 1 115 3 3 1 9 2 - 5 7 - 4 - 1 , 5 3 ,5 6 6 ,5 - 4 ,5 16 16 - 1 4 21 21 - 1 9

QUESTIO

NS COM

XII

QUESTIONS COM XII 191

Par intégration graphique des courbes de la figure 10 on obtient les valeurs de J indiquées dans le tableau 4.

d b

Fréquence

F ig u r e 10

T a b l e a u 4

Valeurs de J (en db) pour diverses valeurs de Vaffaiblissement en ligne a (en db) e t du niveau de bruit l (en dbm )

- o o - 7 0 -6 0 - 5 0 - 4 5

10 2 1 ,9 2 0 ,6 1 7 ,3 5 1 2 ,0 9 ,52 0 1 6 ,0 1 4 ,3 1 1 ,2 6 ,6 4 ,2 53 0 9 ,6 7 8 ,4 5 5 ,7 2 ,1 4 0 ,9 9

(7/XII, Ann. 2)

192 QUESTIONS COM XII

A p p e n d i c e 2

Comparaison avec les théories antérieures pour le calcul de la netteté, de la sonie et de l ’équivalent de référence1

1. Généralités

Pour effectuer des calculs de netteté, on passe par l ’intermédiaire d ’une grandeur A, telle que la netteté pour les bandes [13], [14], [15], [16] ou l ’indice de netteté [5] qui possède les deux pro­priétés suivantes :

a) c’est une fonction univoque de la netteté (pour les sons, pour les logatomes, etc.) mesurée dans des conditions déterminées;

b) on peut la calculer, pour un système dont on connaît les caractéristiques physiques, par une relation de la forme

A = j B u ' ( f ) W ( x ) d f (31)

où x est, soit l ’écart entre signal et bruit, soit le niveau du signal au-dessus du seuil d ’audi­bilité en l ’absence de bruit, ce qui correspond à la définition de cette variable donnée plus haut.Par convention, W(x) varie de 0 à 1 quand x parcourt tou t l ’intervalle de variation qui affecte la netteté d ’une façon appréciable et, si l ’on considère

/U( f ) = f U' ( / ) d /

o

sa valeur maximum (étendue à toute la bande des fréquences audibles) est égale à 1. Par conséquent, A varie de 0 à 1 quand la netteté varie de 0 à 100%.Une formule analogue est utilisée pour le calcul de l ’équivalent de référence [17].Or, la formule (31) est de la forme (16). On peut donc comparer les fonctions de / et les fonctions de x correspondant aux différentes théories.

2. Fonctions de pondération en fonction de la fréquence

La figure 11 représente diverses fonctions intégrales de pondération U(f) qui ont été proposées :1) au paragraphe 2.4 de la présente annexe;2) par Richards et Archbold, d ’après des considérations relevant de la théorie de l ’information,

pour des calculs de netteté;3) par French et Steinberg, d ’après des essais de netteté;4) et 5) par l ’A dm inistration italienne d ’après une théorie de l ’audition. La courbe (4) est

applicable aux calculs de netteté et la courbe (5) aux calculs d ’équivalent de référence.On voit que toutes ces courbes ont la même allure générale. Chacune peut être représentée

assez exactement par deux segments de droite, avec l ’échelle des fréquences adoptée sur la figure 11 (linéaire de 0 à 1000 Hz et logarithmique de 1000 à 10 000 Hz). Les différences que l ’on constate semblent provenir en grande partie de ce que, dans certaines courbes, on a négligé l ’influence des fréquences inférieures ou supérieures à certaines limites, plus ou moins arbitraires 2. Comme de telles fréquences subissent toujours un grand affaiblissement dans certaines parties du système de transmission, ces différences ne semblent pas im portantes en pratique pour la téléphonie.

1 Certains symboles littéraux employés dans cet appendice sont en contradiction avec ceux du corps de l’Annexe.

2 Par exemple, sur la figure 11, la courbe (6) a été calculée en limitant à la bande 250-7000 Hz les ordonnées de la courbe (1) et ramenant à 1,0 la valeur pour 7000 Hz. On peut comparer cette courbe à la courbe (3), qui est restreinte à la même bande.

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 193

U (f)

x 100

(1 ) ---------------- courbe proposée

(2) ---------------- Richards et Archbold [(13)]

x 1000 / ( H z )

(4) / a? d/lK

(5 ) — X — X — d /

[(18)], [(19)]

(1) restreinte à 250-7000 Hz( 3 ) ------------------French et Steinberg [(5)] ( 6 ) -----------

F i g u r e 11 . — Courbes intégrales de pondération en fonction de la fréquence

(7/XII, Ann. 2)

194 QUESTIONS COM XII

Les courbes de pondération utilisées par Fletcher et Galt [20] pour le calcul de la netteté et par Braun [17] pour le calcul de l ’équivalent de référence tiennent implicitement compte d ’autres facteurs et ne sont pas directement comparables aux courbes précédentes.

3. Fonction W ( x ) utilisée pour les calculs de netteté

Le «facteur W>> de French et Steinberg est exprimé en fonction d ’une grandeur H = Bs + p + K —$0 ([5], équation (11)). Avec nos notations:

5 , = 10 1og10^ - ” o

P0 est le seuil d ’audibilité pour un son pur, donc en l ’absence de bruit

P „ - ^ = 1 0 1 o g 10^“ 0

p est un facteur de crête égal à 12 db.On doit donc prendre x — H — 12 dbLa fonction P définie par Richards et Archbold [13] et le coefficient de perception Pk , employé

par l ’Administration de l ’U.R.S.S. [21], jouent le même rôle que le facteur W. Toutefois, ces grandeurs ne sont pas exprimées en fonction de la puissance moyenne des sons vocaux; on constate (voir la figure 12) qu ’elles sont très voisines si l ’on fait certaines corrections empiriques sur les abscisses de leurs courbes représentatives. Dans la suite, on ne considérera que le facteur W. La figure 13 représente la relation entre W et z, obtenue à partir des figures 5 et 12 en éliminant x.

1.0

0,9

0,8

0,7

0,6

0,5

0.4

0,3

q2

0.1

-/

/ / y

-

-

/-

/

f-

-

1/

-

:------- y CC ITT - 13

-20 -10 10 20 30 40 50 x [db]

F ig u r e 12. — Variation, en fonction de l’écart entre signal et bruit x, de diverses grandeurs utilisées pour les calculs de netteté

---------------- facteur W, d’après French et Steinberg [5] (abscisses diminuées de 12 db) — ------------- P d’après Richards et Archbold [13] (abscisses augmentées de 15 db)— X — X — Coefficient de perception Pk , d ’après l’Administration de l’U.R.S.S. [21] (abscisses

diminuées de 14 db)

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 195

F i g u r e 13

4. Fonctions de x utilisées pour le calcul de la sonie et de l'équivalent de référence

4.1 Sonie

Pour x > 40 db, celle-ci est donnée par l ’expression

K(jc) = 10f5(Je_40) (32)ou en décibels

v(x) = v (jc- 40) (33)

la valeur de v variant entre 0,25 et 0,50 suivant les au teu rs1. On a porté sur la figure 14 V(z) d ’après la figure 5 et d ’après la courbe de variation de V en fonction de x selon Fletcher ([4], p. 193), qui correspond à v = 0,33.

4.2 Equivalent de référence objectif

Braun a défini [22] par la formule

1 , V v + • • • + »/2v+ ...........+ «™2vq — — l n ------------------------------------------------------nepers (34)2 v (ux e~bf 2'/ + . . + («/ e~bi)2w + .......... +

une grandeur que nous appellerons « équivalent de référence objectif » d ’une ligne si les u% sontdes tensions électriques et qui s’appliquerait à un transducteur électroacoustique en faisant inter­venir, quand il y a lieu, des pressions acoustiques; dans cette formule bt est un affaiblissement, à la fréquence f , exprimé en népers.

Le num érateur-de cette expression représente la grandeur d ’une tension complexe mesurée avec un appareil à redresseur d ’exposant 2 v. Si 2 v est convenablement choisi (deux fois la valeur dev indiquée au paragraphe précédent et qui correspondait à des mesures de puissance) et si le niveau est assez élevé, on mesurera ainsi la sonie de la voix humaine à l’entrée de la ligne, pourvu que les u{ correspondent au spectre moyen de la voix et que les f soient convenablement espacées pour obtenir la loi appropriée de pondération en fonction de la fréquence.

Le dénominateur est la même grandeur, mesurée à la sortie de la ligne. Le facteur — a été2 v

choisi afin de trouver q — b, comme dans le cas de l ’équivalent de référence proprem ent dit, si tous les bt ont la même valeur égale à b.

1 En toute rigueur, cette expression n’est valable qu’à 1000 Hz, mais le terme correctif peut être incor­poré à la fonction de pondération en fonction de la fréquence.

(7/XII, Ann. 2)

0ÜËSTÎONS COM Xlt

Affaiblissement par rapport au S.F.E.R.T.

db 50 40 30 20 10 0

F ig u r e 14. — Contribution d’une bande étroite de fréquences

---------------- V à la sonie---------------- G à l ’équivalent de référence---------------- W à l’indice de netteté

(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 197

Des mesures effectuées à partir de cette formule ont donné [22] lorsqu’on employait l ’oreille humaine comme appareil de mesure, 2 v = 0,66, soit v = 0,33. La fonction V (x) est donc la même qu’au paragraphe précédent.

4.3 Equivalent de référence

L ’équivalent de référence proprem ent dit est défini comme un affaiblissement qui, inséré dans la ligne d ’un système de référence, abaisserait la sonie au niveau q u ’elle présente à la sortie du système à mesurer; l’affaiblissement correspondant dans une bande étroite de fréquences est donc .x0 — x , x 0 étant la valeur de x qui correspond, dans cette bande, à l ’équivalent de référence zéro.

Or, Braun a m ontré [17] que l ’on pouvait calculer l ’équivalent de référence à partir de la fonction « excitation » (Erregung) G dont il a mesuré les valeurs en fonction de ce que nous avons appelé x0—x. Ayant déterminé x 0 comme il est indiqué au paragraphe suivant, on a tracé sur la figure 14 la courbe de variation de G en fonction de x et de z. On voit qu ’elle est extrêmement voisine de la courbe représentative de V, si l ’on choisit les échelles des ordonnées de façon à faire coïncider deux points de ces courbes.

4.4 Calcul de x0

La pression sur le m icrophone de l ’A.R.A.E.N. est de 1 barye (soit 74 db par rapport à 2 • 10~4 barye) pour la « puissance vocale de référence pour l ’A.R.A.E.N. » soit un niveau de 70 db pour la « puissance vocale normale pour les mesures téléphonométriques ». Cette pression est déduite des indications du volumètre de l ’A .R .A .E.N .; la pression moyenne est un peu plus petite, le terme correctif est petit pour la phrase conventionnelle employée dans les mesures d ’équivalent de référence, probablem ent de l ’ordre de 3 db. Pour avoir la valeur de S s en ce point, il faut donc augmenter de 2 db l’ordonnée de la figure 2 de [5]. On doit en retrancher, à chaque fréquence, l’affaiblissement de l ’A .R.A.E.N. avec 30 db en ligne (Avis P.41) et ajouter 34 db (équivalent de référence de ce système — rapports techniques N os 220 et 257 du Laboratoire du C.C.I.T.T.) pour obtenir S s correspondant à l ’équivalent de référence zéro. N s est donné directement par la figure 5 de [5].

On voit que, pour toutes les fréquences les plus importantes, x 0 est presque constant et voisin de 73 db.

Fréquence (Hz) 100 200 300 500 800 1000 2000 3000 4000

Puissance spec­trale à 1 m de la bouche db /2-10-4 barye 32 35 36,5 36,5 32 29 19 13 9

Id. augmentée 36 db 68 71 72,5 72,5 68 65 55 49 45

Affaiblissementdel’A.R.A.E.N.(db) 9,5 9,5 9,5 9,5 9 8,5 5 2 2

(>Ss)0 db/2 • 10~4 barye 58,5 61,5 63 63 59 56,5 50 47 43

N s db/2 • 10 -4 barye +20 + 7 0 -1 0 -1 5 -1 7 -2 3 -2 9 -2 9

x0 (db) 38,5 54,5 63 73 74 73,5 73 76 72

(7/XII, Ann. 2)

198 QUESTIONS COM XII

5. Comparaison des diverses fonctions de x

Si l ’on fait varier x et z à partir de valeurs très basses, on fait sur les figures 13 et 14 les consta­tations suivantes.

Pour z = 0, W — 0, donc la netteté est nulle. Ensuite, x et z croissant, W croît régulièrement. Il vient un moment où W croît de plus en plus lentement et finit par tendre vers 1, tandis que z continue à croître régulièrement. Il s’agit là d ’un effet bien connu: lorsque les sons vocaux reçus ont atteint un certain niveau, on ne gagne pratiquement plus rien, au point de vue de la netteté, à augmenter encore ce niveau, bien qu’en fait la qualité de transmission continue à augmenter.

x et z continuant à croître, on entre dans la zone où l ’équivalent de référence donne de la qualité de transmission une image plus exacte que l ’A.E.N. ; on constate que la sonie et l ’excita­tion croissent régulièrement en fonction de z lorsque x est le niveau au-dessus du seuil d ’audibilité (en l ’absence de bruit). En outre, lorsque x0—x est compris entre environ 20 et 40 db (ce qui correspond aux valeurs usuelles d ’équivalent de référence pour un système complet), les courbes représentatives de E et G restent assez voisines de leurs tangentes en un point moyen pris comme référence (voir la figure 14). Ceci explique que, dans cette région, on puisse approximativement additionner les équivalents de référence, exprimés en décibels ou en népers.

S’il y a un bruit appréciable, z est toujours défini (x étant alors l ’écart entre signal et bruit) alors que l ’équivalent de référence ne suffit plus à caractériser la qualité de transmission.

En résumé, si la qualité de transmission est évaluée d ’après les critères classiques, chacun étant appliqué dans son domaine de validité connu par l ’expérience, on constate que la fonction de x qui caractérise la qualité de transmission dans une bande étroite de fréquences varie toujours dans le même sens que z. Cette conclusion a une portée assez générale, car W et G ont été déter­minées avec des appareils téléphoniques différents et des sujets parlant des langues différentes et la sonie a été déterminée dans des conditions d ’écoute assez différentes.

6. Conclusion

Comme les courbes de la figure 14 ne sont pas des droites et qu ’il faut tenir compte dans chaque cas de la distorsion d ’affaiblissement, il n ’existe pas de relation simple et générale entre l’indice d ’inform ation et la netteté ou l ’équivalent de référence — qui ne donnent d ’ailleurs que des évaluations imparfaites de la qualité de transmission. On peut cependant conclure que l ’indice d ’information est nul en même temps que la netteté et, en général, croît en même temps que la qualité de transmission.

BIBLIOGRAPHIE

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(7/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 199

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14] C o l l a r d , J.: A theoretical study of the articulation and intelligibility of a téléphoné circuit. Electrical Communication, Vol. 7, p. 168, janvier 1929.

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16] C o l l a r d , J.: Calcul de la netteté d ’un circuit téléphonique d ’après les constantes du circuit. C.C.I.F., Assemblée plénière de Bruxelles, 1930, p. 153.

17] B r a u n , K.: Die Bezugsdâmpfung und ihre Berechnung aus der Restdâmpfungskurve (Frequenzkurve) eines Übertragungssystems. T.F.T., Vol. 28, p. 311-318, août 1939.

18] S c h ia f f in o , P.: Sulla qualité délia trasmissione telefonica. Poste e telecomunicazioni, Vol. XIX, p. 16, janvier 1951.

19] Contribution de l’Administration italienne à l’étude des méthodes de mesure objectives de l ’équiva­lent de référence et de l’affaiblissement équivalent pour la netteté. Tome I, p. 660-680, Genève, 1956.

20] F l e t c h e r , H. et G a l t , R.H .: The perception of speech and its relation to telephony. J.A.S.A., Vol. 22, mars 1950, p. 89 (reproduit dans [4], chap. 15-17).

21] Méthode de tonalité étudiée par l’Administration de l’U.R.S.S. pour la détermination de la netteté. Tome I, p. 652-660, Genève, 1956, ou Tome V, p. 516-524, New Delhi, 1960.

22] B r a u n , K. : Theoretische und experimentelle Untersuchung der Bezugsdâmpfung und der Lautstârke, T.F.T., Vol. 29, p. 31-37, n° 2, 1940.

23] G l eiss , N. et P e t t e r s s o n , G. A.: Development of the psophometer, Tele, p. 61-70, n° 2, 1960.

Bell System Technical Journal Journal o f the Acoustical Society o f America Proceedings o f the Institution o f Electrical Engineers Telegraphen-, Fernsprech-, Funk- und Fernseh-Technik Tomes du Livre Rouge du C.C.I.T.T.

Question 8/XII — Mesure de l’efficacité d’un microphone ou d’un récepteur

(suite de la Question 8 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

L ’allure de la courbe caractérisant l ’efficacité (aux diverses fréquences) d ’un système émetteur dépend beaucoup de la bouche artificielle employée, mais aussi de la méthode de mesure utilisée.

Egalement l ’allure de la courbe caractérisant l ’efficacité (aux diverses fréquences) d ’un système récepteur dépend de l ’oreille artificielle employée, mais aussi de la méthode de mesure utilisée.

Q uelles m éthodes de m esure do it-on recom m ander p o u r tracer ces courbes et quelle p récision do it-on recom m ander p o u r ces m esures?

Remarque 1. — A titre d’information, l’annexe ci-après indique les principales conditions expérimen­tales qu’il serait bon de prendre en considération lorsqu’on relève la caractéristique « efficacité-fréquence » d ’un système émetteur comprenant un microphone à charbon.

Remarque 2. — Les méthodes décrites dans les Annexes 27 à 31 (2e partie du tome V du Livre Rouge) devraient être appliquées aussi à d’autres systèmes téléphoniques que ceux auxquels elles ont été appliquées.

Remarque 3. — Dans le cadre de l’étude de la Question 12/XII, la Commission d ’études XII a établi un programme d’essais à effectuer au laboratoire du C.C.I.T.T. avec diverses bouches et oreilles artificielles (voir l’Annexe 2 à la Question 12/XII).

B.S.T.J. =J.A.S.A. =P.I.E.E. =T.F.T. =Tome I (Tome V) =

(Question 8/XII)

200 QUESTIONS COM XII

ANNEXE

(à la Question 8/XII)

Principales conditions expérimentales qu’il serait bon de prendre en considération lorsqu’on relève la caractéristique «efficacité-fréquence» d’un système émetteur comprenant

un microphone à charbon

(Contribution de l ’Adm inistration de la République fédérale d ’Allemagne)

(Voir les pages 668 et 669 du tome V du Livre Rouge.)

Question 9/XII — Limites appliquées dans les réseaux urbains et interurbains nationaux

(suite de la Question 9 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

Quelles sont les limites appliquées par votre Administration aux réseaux urbains et aux réseaux interurbains de votre pays pour assurer une qualité satisfaisante aux communi­cations nationales, étant entendu que la recommandation du C.C.I.T.T. relative aux équi­valents de référence est satisfaite pour les communications internationales ?

Remarque. — La documentation déjà recueillie est mentionnée dans l’Avis P.21 et reproduite dans l ’Annexe 4 modifiée (2e partie du présent ouvrage).

Question 10/XII — Augmentation d’efficacité des systèmes locaux

(suite de la Question 10 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

Considérant que les développements modernes ont permis d’améliorer considérable­ment l ’efficacité des postes d ’abonné et qu’il paraît aisé d’améliorer encore cette efficacité, il est désirable d’examiner les conséquences de ces augmentations d’efficacité et la manière dont on peut en tirer les meilleurs avantages.

Si l ’efficacité à l ’émission et à la réception des postes d’abonné est augmentée et dépasse les niveaux généralement rencontrés actuellement, quelles en seront les consé­quences au point de vue :

a) du comportement de l ’abonné;

b) de la qualité des systèmes de transmission?Remarque 1. — Afin d’obtenir une présentation uniforme dans les réponses à cette question, il est

recommandé d’exprimer les niveaux vocaux en v.u. La détermination de ces niveaux, ainsi que la loi de distribution statistique que l’on considère comme acceptable actuellement à l’émission, doivent être obte­nues à partir de mesures effectuées soit au central urbain, soit au centre international, soit en ces deux points.

Remarque 2. — Il est désirable d ’étudier l’effet produit sur le volume des sons vocaux en service et sur sa distribution statistique quand on donne aux abonnés des postes téléphoniques plus efficaces que ceux auxquels ils ont été habitués. A titre d ’information, les caractéristiques de transmission qui risquent d ’être affectées par l’introduction de postes d’abonné plus efficaces sont les suivantes:

(Question 10/XII)

QUESTIONS COM XII 201

a) distorsion de non-linéarité et d’intermodulation dans les systèmes de transmission à grand nombre de voies ;

b) diaphonie sur les lignes, qu’elles soient en câble ou en fils aériens;c) gêne par l’effet accru de l ’écho;d) signalisation intempestive;e) effet local et amorçage d’oscillations par suite du couplage entre le microphone et le récepteur;f) réduction de la qualité de transmission due au bruit de salle.Remarque 3. — L ’Annexe 1 ci-après donne des indications sur l’effet que pourrait avoir l’augmenta­

tion de l’efficacité des postes téléphoniques d’abonné au point de vue du comportement des abonnés. La section IV (fournie par la Compagnie des téléphones d’Helsinki) de l’Annexe 4 (2e partie du présent ouvrage) contient des remarques sur l’emploi de postes à régulation automatique.

Remarque 4. — L ’Annexe 2 donne les résultats d ’essais effectués par l’Administration de la Répu­blique fédérale d’Allemagne.

Remarque 5. — La Commission XVI, dans le cadre de sa Question 1/XVI, étudie une méthode de mesure unique afin de vérifier quel est le volume effectivement mesuré dans un centre international, au point de jonction entre le réseau national et le réseau international.

ANNEXE 1

(à la Question 10/XII)

Influence de l ’efficacité des postes téléphoniques sur le comportement des abonnés

(Voir le tome V du Livre Rouge, page 671.)

ANNEXE 2

(à la Question 10/XII)

Conséquences de l ’augmentation de l ’efficacité des capsules microphoniques

(Contribution de l ’Administration de la République fédérale d ’Allemagne)

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 671-673.)

Question 11/XII — Méthodes statistiques de contrôle des essais subjectifs

(suite de la Question 11 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

Recueil de renseignements relatifs à l ’application de méthodes statistiques pour contrôler et diriger l ’exécution d’essais subjectifs.

Remarque 1. — La méthode d ’analyse statistique utilisée au cours des mesures d’équivalent de réfé­rence au Laboratoire du C.C.I.T.T. est décrite dans l’Annexe 6 (tome V du Livre Rouge, 2e partie).

Remarque 2. — La méthode d ’analyse statistique qui a été utilisée au cours de la 10e série d ’expé­riences du Laboratoire du C.C.I.F. et employée lors de la détermination d’A.E.N. au Laboratoire du C.C.I.T.T. est décrite dans l’Avis P.45.

Remarque 3. — La méthode d ’analyse statistique qui a été utilisée par le laboratoire du C.C.I.F. au cours des 8e et 9e séries d ’expériences est décrite aux pages 84 à 96 du tome IV du Livre Jaune du C.C.I.F. (Paris, 1949).

Remarque 4. — A titre d ’information pour les Administrations qui désireraient utiliser la méthode dite « réponse par échelons » (quantal response) l’Annexe 7 (tome V du Livre Rouge, 2e partie) donne le plan et l’analyse statistique de mesures d’efficacité de l’intensité sonore basés sur cette méthode.

(Question 11/XII)

202 QUESTIONS COM XII

Question 12/XII — Réalisation de voix, bouches et oreilles artificielles

(suite de la Question 12 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

Quelles sont les caractéristiques générales et les tolérances correspondantes à fixer pour les voix artificielles, les bouches artificielles et les oreilles artificielles?

Remarque 1. — En attendant la normalisation d’une oreille artificielle d ’un emploi général, en liaison avec le Comité technique 29 de la C.E.I., le C.C.I.T.T. a émis l’Avis P.51.

Remarque 2. — Les Annexes 8 à 16 (tome V du Livre Rouge, 2e partie) décrivent, à titre d ’informa­tion, les bouches et oreilles artificielles utilisées par les Administrations ou Exploitations privées du Chili, de France, d ’Italie, de la République fédérale d ’Allemagne, du Royaume-Uni de Grande-Bretagne et d’Irlande du Nord, de Suisse, de Tchécoslovaquie et de l’U.R.S.S.

L’Annexe G (2e partie du présent ouvrage) décrit la bouche artificielle utilisée par l’Administration suédoise.

Remarque 3. — L’Annexe 1 ci-après décrit la méthode systématique suivie par la Commission XII pour résoudre le problème de l’oreille artificielle utilisée en téléphonométrie.

Remarque 4. — Dans le cadre de l’étude de cette question, la Commission XII a établi un programme de travail pour le Laboratoire du C.C.I.T.T. portant sur des mesures à effectuer avec des bouches et des oreilles artificielles (voir l’Annexe 2 ci-après).

Remarque 5. — Quand on aura normalisé les caractéristiques électroacoustiques essentielles d ’une voix, d’une bouche et d ’une oreille artificielles, il conviendrait d’établir des directives pour la détermina­tion objective des caractéristiques « efficacité-fréquence » (courbes de réponse) des appareils téléphoniques d’abonné au moyen de ces voix, bouche et oreille artificielles afin de pouvoir poursuivre l ’étude de la Question 8/XII.

Remarque 6. — L ’Annexe 3 indique les principales conditions expérimentales qu’il serait nécessaire de prendre en considération lors de mesures avec des bouches et oreilles humaines et artificielles.

Remarque 7. — Les Annexes 4 et 5 décrivent deux méthodes de détermination de l’impédance acous­tique des oreilles humaines et artificielles étudiées par l’Administration de la République fédérale d ’Alle­magne.

Remarque 8. — L’Annexe 6 reproduit une contribution de l’Administration italienne relative à l’étude d ’une sonde microphonique. L’Annexe 7 reproduit une contribution de la Chile Téléphoné Company relative aux résultats de mesures préliminaires effectuées dans le but de déterminer la forme physique externe que doit présenter une bouche artificielle.

ANNEXE 1 (à la Question 12/XII)

Méthode systématique adoptée par la Commission d’études XII pour résoudrele problème de l ’oreille artificielle

Points à étudier

1. Détermination de caractéristiques représentatives de l’oreille humaine;2. Centralisation de renseignements sur les oreilles artificielles existantes;3. Mesure des caractéristiques de systèmes téléphoniques commerciaux à l ’aide des oreilles

artificielles actuellement disponibles;

4. Comparaison des résultats des mesures indiquées sous 3 avec les résultats de mesures obtenues à l ’aide d ’oreilles humaines;

5. Norm alisation d ’oreilles artificielles sur une base internationale;6. Recommandation d ’une méthode pour la mesure de la caractéristique efficacité/fréquence

de récepteurs téléphoniques avec l ’équipement normalisé mentionné sous 5.

Il est évident que les études correspondant aux points 1 à 4 compris doivent être achevées avant q u ’il soit possible de passer à celles des points 5 et 6.

(12/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 203

Observations

Point 1. — La Commission d ’études XII a demandé au Comité technique 29 de la C.E.I. de lui fournir les informations qu ’il avait rassemblées au sujet de l ’impédance acoustique d ’oreilles humaines (dans la cadre du point 1 ci-dessus). Ces renseignements ont été fournis et ont été publiés dans les contributions COM X II-N 0S 33 et 34 (1961-1964). Il apparaît que les résultats indiqués présentent une grande dispersion; en outre, on a noté que le Comité technique 29 de la C.E.I. continue à étudier activement cette question. La Commission d ’études X II désire conti­nuer à être mise au courant de l ’avancement des travaux.

Point 2. — La Commission d ’études X II a pu réunir au Laboratoire du C.C.I.T.T. la totalité des oreilles artificielles disponibles qui sont utilisées par les Administrations téléphoniques pour la mesure des appareils téléphoniques. Le Laboratoire du C.C.I.T.T. mesure actuellement les impédances acoustiques de ces oreilles artificielles. Il est vraisemblable que ce travail se prolon­gera au moins jusqu’à la fin de 1964; lorsqu’il sera terminé, il sera possible de com parer les résultats ainsi obtenus aux renseignements recueillis dans le cadre du point 1.

Point 3. — Le Laboratoire du C.C.I.T.T. a fait des préparatifs en vue de mesurer la pression acoustique développée dans le plan du pavillon d ’un petit nombre de récepteurs téléphoniques appliqués aux diverses oreilles artificielles disponibles. La bande des fréquences s’étendra si pos­sible de 100 à 4000 Hz. Ces mesures porteront également sur un récepteur téléphonique utilisé pour la détermination de l ’équivalent de référence (récepteur de l ’A.R.A.E.N.).

Point 4. — On fera des mesures correspondantes des pressions acoustiques exercées par les mêmes écouteurs téléphoniques appliqués aux oreilles des opérateurs (et opératrices) de l ’équipe chargée des mesures de téléphonométrie au Laboratoire du C.C.I.T.T. Il sera alors possible de com parer les pressions acoustiques dans les oreilles artificielles et dans les oreilles humaines; de plus, les équivalents de référence seront calculés à partir des mesures de la pression acoustique et comparés aux équivalents de référence mesurés subjectivement de façon classique.

Lorsque les essais mentionnés ci-dessus et dont le programme est décrit dans l ’Annexe 2 (points 1.1 et 1.2) seront achevés, au Laboratoire du C.C.I.T.T., et que l ’on disposera de renseigne­ments sûrs au titre du point 1 pour pouvoir les com parer avec les résultats des recherches faites au titre du point 2, il sera possible d ’étudier la normalisation d’une oreille artificielle pour la mesure des récepteurs téléphoniques commerciaux.

La Commission d ’études X II adopte actuellement une méthode analogue pour résoudre les problèmes liés aux voix et aux bouches artificielles (voir l’Annexe 2, points 2.1 et 2.2).

ANNEXE 2

(à la Question 12/XII)

Programme détaillé des essais à effectuer par le Laboratoire du C.C.I.T.T. dans le cadre des points 2 et 3 mentionnés dans l ’Annexe 1

1. M e su r es a e ff e c t u e r a v e c d e s oreilles ar tific ielles

1.1 Mesure de l'impédance acoustique (ou charge acoustique) que présentent diverses oreilles artificielles à des récepteurs téléphoniques (point 2 de l ’Annexe 1 ci-dessus)

Le Groupe de travail renouvelle sa recommandation antérieure de ne pas entreprendre, au Laboratoire du C.C.I.T.T., de mesures de l ’impédance acoustique d ’oreilles humaines.

Les oreilles artificielles disponibles au Laboratoire sont les suivantes: oreille artificielle des Administrations de France, Royaume-Uni (oreille de l ’A.R.A.E.N.), de la République fédérale d ’Allemagne, coupleur de référence recommandé provisoirement par le C.C.I.T.T. (voir Avis P.51), coupleur de référence spécifié provisoirement par la C.E.I. (coupleur N.B.S. 9 A).

(12/XII, Ann. 2)

204 QUESTIONS COM XII

Les mesures seront aussi effectuées avec les oreilles artificielles des Administrations de Suède et de Suisse; ces Administrations m ettront ces appareils à la disposition du Laboratoire en temps utile.

La bande de fréquences de mesure devra s’étendre si possible de 100 Hz à 4000 Hz. A cet effet, l ’Administration de la République fédérale d ’Allemagne m ettra à la disposition du Labora­toire les éléments supplémentaires perm ettant d ’allonger convenablement le tuyau d ’étalonnage.

La méthode de mesure, basée sur des mesures purement électriques, qui avait été retenue par le G roupe de travail, fait l ’objet de l ’Annexe 4 ci-après. U n développement de cette méthode fait l ’objet de la contribution COM X II N° 79 de la période 1961-1964.

1.2 Mesure de la pression acoustique produite par un petit nombre de récepteurs téléphoniques etun exemplaire des récepteurs de VA .R .A .E .N . (Point 3 de l ’Annexe 1)

Les mesures seront effectuées le récepteur étant appliqué:— soit sur l ’oreille que l ’opérateur (ou opératrice) de l ’équipe utilise normalement lors

des comparaisons téléphonométriques,— soit sur une oreille artificielle particulière étudiée.

Les oreilles artificielles disponibles au Laboratoire du C.C.I.T.T. sont les suivantes:

Oreilles artificielles des Administrations de France, de la République fédérale d ’Allemagne, du Royaume-Uni (oreille de l ’A.R.A.E.N.), coupleur de référence recommandé provisoirement par le C.C.I.T.T. (voir Avis P.51), coupleur de référence spécifié provisoirement par la C.E.I. (coupleur N.B.S. 9 A).

Les oreilles artificielles des Administrations de Suède et de Suisse seront mises à la disposition du Laboratoire en temps utile.

L ’oreille artificielle de l ’Administration suisse sera conforme à la description de l ’Annexe 12 (2e partie du tome V du Livre Rouge).

L ’Adm inistration suédoise m ettra la docum entation nécessaire à la disposition du Laboratoire du C.C.I.T.T.

Ces deux Administrations seront informées de la date du commencement des essais (avec un préavis de deux mois).

1.2.1 Conditions expérimentalesLa pression acoustique sera mesurée à l ’aide d ’un microphone à sonde tubulaire dont l ’extré­

mité sera située près du centre du pavillon du récepteur et dans le plan de l’ouverture des coupleurs considéré comme plan de référence. Le microphone à sonde est du type Brüel et K jaer (micro­phone d ’un diamètre de ]/2 pouce équipé d ’une sonde de 1 mm de diamètre et d ’une longueur de 59 mm). La courbe caractéristique « efficacité-fréquence » de ce microphone à sonde est donnée dans la figure 1.

Les mesures seront effectuées à un certain nom bre de fréquences convenablement réparties allant si possible de 100 à 4000 Hz.

La tension UR appliquée aux bornes du récepteur sera ajustée de façon que la pression acous­tique développée par le récepteur soit sensiblement constante et de l ’ordre de 2 baryes; le niveau d ’intensité acoustique sera de l ’ordre de + 8 0 db au-dessus de 2 - 10~4 barye et ainsi ne sera pas trop élevé et ne risquera pas de gêner l ’opérateur.

Par exemple, si l ’on se reporte aux figures 2 et 3, la tension E variera avec la fréquence, la pression acoustique développée par le récepteur restant sensiblement constante, par exemple E sera de — 40db/l volt pour la bande de fréquences allant de 100 à 1500 Hz, de —30 db/1 volt pour la bande des fréquences allant de 1800 à 2700 Hz et de —20 db/1 volt pour les fréquences supé­rieures à 2700 H z dans le cas d ’un récepteur com m ercial1, alors que dans le cas d ’un récepteur de l ’A .R .A .E .N .1 cette tension E pourra être maintenue constante et réglée à —30 db/1 volt.

1 La réponse en tension d’un récepteur commercial dépend en général de la fréquence; il n ’en est pas de même d’un récepteur de l’A.R.A.E.N. si l’on considère la bande des fréquences utiles 100-4000 Hz.

(12/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 205

db / IV / 1 Dn ry td b / 1 V / d y n e / c m 2 _________

S '',N v

S ',\

s sA

\X J \

\ U

c : i t t - 9 32 3 4 5 6 7 8 9 100 2 3 4 5 6 7 8 9 1000 2 3 4 5 6000 c / s

F i g u r e 1 . — Courbe caractéristique « efficacité-fréquence »(microphone M 032 avec la sonde de 1 mm, de longueur 59 mm)

---------------- mesuré à partir de la méthode du disque de Rayleigh-----------------mesuré en champ libreX étalonnage de la sonde à l’aide du pistonphone (à 250 Hz)

La force d ’application axiale du récepteur sur une oreille artificielle sera de 1 kg (10 newtons), compte tenu du poids du combiné avec son récepteur inclus (si l ’on excepte le combiné avec le récepteur, la force d ’application supplémentaire est de l ’ordre de 750 grammes).

En ce qui concerne l ’application de l ’écouteur à l ’oreille humaine, il faut veiller à réaliser une adaptation aussi bonne que possible de l ’écouteur à l ’oreille; pour cela, on injectera pendant quelques instants, à la place de la fréquence de mesure, un son hululé avec un niveau très faible, par exemple le son hululé utilisé comme source sonore dans l ’appareil pour la mesure objective des équivalents de référence utilisés par l ’Administration de la République fédérale d ’Allemagne (Annexe 28, 2e partie du tom e V du Livre Rouge).

Le schéma de principe du montage expérimental relatif à un type de récepteur commercial sera celui illustré par la figure 2 :

Ze : 600 ohm s

?E : Ut CCI TT : 86

F i g u r e 2

(12/XII, Ann. 2)

206 QUESTIONS COM XII

Le récepteur sera considéré seul (et non associé au poste téléphonique). Le gain de l ’amplifica­teur sera ajusté à la valeur convenable de façon que le niveau de pression acoustique développée par le récepteur soit dans les limites acceptables (voir ci-dessus). En outre, il est prévu d ’effectuer des mesures subjectives par comparaison avec une voie du N .O .S.F.E.R.; on considérera d ’abord le système de référence ayant une définition différente de celle qui est normalement considérée et on réalisera la liaison décrite dans la figure 3 :

. Z e : 600 ohm s Z s < 1 ohm

C C I T T : 9U b =12 d b — »

Récepteur de l’A.R.A.E.N.

Microphone à sonde

F i g u r e 3

Dans cette chaîne on utilise les mêmes éléments que dans le cas d ’un récepteur commercial. Ainsi, en considérant ces figures, les efficacités des deux systèmes seront, au réglage près du

gain de l ’amplificateur, définies par les caractéristiques « efficacité-fréquence » propres des récep- P

teurs (20 log10 , avec la tension U r constante et indépendante de la fréquence).U r

Avec de telles définitions pour les circuits de mesure on effectuera des mesures subjectives et objectives en adoptant le montage de la figure 4 et on procédera ensuite à la comparaison de leurs résultats.

O , h iO sc i l la te u r ty p e R C

L ig n e a r ti f ic ie lle « é q u il ib r e »

Z

ZL ig n e a rtif ic ie lle

« s e c r e t »

Z < I o h mZ > 100 o h m s

► R é c e p te u rc o m m e rc ia l

v

t>

R c sc a u a d a p ta te u r

R é c e p te u r A R A E N n ° 936

(p e r te d e 16 d b ) Ô E

La somme des affaiblissements des lignes A et C est maintenue constante et égale à 36 db

F ig u r e 4 . — Schéma de principe du montage expérimental pour procéder à la comparaison subjective et objective entre les efficacités d’un récepteur commercial d’une part et d’un récepteur de 1’A.R.A.E.N.

d’autre part

(12/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 207

Dans les comparaisons subjectives des deux chaînes la somme des affaiblissements A + C sera maintenue constante (pour chaque fréquence de mesure) et égale à 36 db. La valeur de UE sera de 1 volt. Le gain (représenté par une perte) du réseau adaptateur (amplificateur + transform ateur) sera de 16 db. Ainsi le niveau d ’intensité acoustique subjectif moyen sera sensiblement le même, que dans les comparaisons subjectives (à la voix et à l ’oreille) lors des déterminations d ’équiva­lents de référence avec un niveau des sons vocaux reçus constant dans le système N .O .S.F.E.R. et correspondant à une valeur d ’affaiblissement de 36 db dans la ligne du N .O .S.F.E.R. (Cette condi­tion expérimentale est généralement définie par le symbole R 36).

En effet, l ’efficacité moyenne du système récepteur du N .O .S.F.E.R. est approximativement de + 2 5 db/1 barye/1 volt (voir le tableau 9, p. 49 du tome V du Livre Rouge), le récepteur seul ayant comme efficacité moyenne approximative +43,0 db/1 barye/1 volt; ainsi en adm ettant, que lors des comparaisons subjectives (équivalent de référence), la tension vocale moyenne à la sortie du système émetteur du N .O .S.F.E.R. soit de —10 db/1 volt, avec 36 db en ligne, le niveau d ’intensité acoustique subjectif moyen développé par le récepteur du N .O.S.F.E.R. à l ’oreille de l ’opérateur qui écoute sera de —21 db/1 barye [( — 10) + ( —36) + (+25)] (ou 53 db au-dessus du niveau de référence de 2 - 10-4 barye). Dans les mesures décrites ci-dessus nous avons pour UE = 1 volt un niveau de pression acoustique moyen égal à:

0 + ( -3 6 ) + ( -1 6 ) + ( -1 2 ) + (+43) = -2 1 db/1 barye..Ensuite, en utilisant un oscillateur associé à un enregistreur, on déterminera rapidem ent les

courbes de réponse des systèmes définis ci-dessus. Les essais seront ensuite complétés en faisant les mesures avec une voie normale d ’écoute du N .O.S.F.E.R. tout en conservant le même récep­teur que dans les essais ci-dessus (fig. 3). Dans ces dernières mesures la tension appliquée à l ’entrée du système récepteur du N .O.S.F.E.R. sera maintenue constante, indépendante de la fréquence et ajustée à —20 db/1 volt; ainsi la tension aux bornes du récepteur dépendra de la fréquence, mais, avec des corrections appropriées déduites de la caractéristique « gain-fréquence » de la partie élec­trique comprise entre les bornes d ’entrée du système récepteur du N .O.S.F.E.R. et les bornes du récepteur, on devra retrouver les valeurs mesurées à partir du système de référence défini dans la figure 3. On relèvera ensuite la courbe de réponse d ’une voie du N .O .S.F.E.R. avec un enregis­treur.

A partir des courbes ainsi relevées dans tous les cas, on déterminera des valeurs de différences globales d ’efficacité d ’après la méthode décrite dans l ’Annexe 29 (2e partie, du tome V du Livre Rouge) entre un récepteur commercial ou un récepteur de l ’A.R.A.E.N. seul d ’une part, et le système récepteur du N .O.S.F.E.R. d ’autre part. L ’on complétera les mesures en déterminant l ’équivalent de référence (à la voix et à l ’oreille) d ’un système défini, soit dans la figure 2, soit dans la figure 3. Dans cette mesure, le niveau fies sons vocaux reçus, dans le système N .O .S.F.E.R./N .O .S.F.E.R ., correspondra à celui que l ’on a dans le cas d ’un équivalent de référence total de 36 db.

1.2.2 Choix des combinés et des récepteurs

Le point le plus délicat de ces essais consiste dans la mesure de la pression acoustique dévelop­pée par un récepteur. A cet effet le Laboratoire, ayant considéré tous les types de pavillons de récepteur disponibles, a retenu pour ces essais des pavillons représentant des exemples de formes typiques, à savoir:

— un type de pavillon plat, dont la cavité est peu marquée (type de pavillon du combiné du poste U43 de l ’Administration française et type de pavillon du combiné de l ’Adm inistra­tion britannique);

— un type de pavillon peu profond (type de pavillon des combinés des postes des Adm inistra­tions de la République fédérale d ’Allemagne et de Suisse; ces pavillons présentent entre eux de légères différences) ;

— un type de pavillon dont la cavité est très marquée (par exemple le type de pavillon du combiné du poste de l’Adm inistration des Pays-Bas, poste Ericsson).Chaque type de pavillon sera désigné par une lettre a, p.

(12/XII, Ann. 2)

N>Ooo

Microphone à sonde

Sourcede son hululé ,

J V iOscillateur f i

L.type RC

F ig u r e 5

P* =n =

p" =*■ T>

Pression mesurée par le microphone à sonde lorsque le récepteur est appliqué sur l’oreille humaine Pression mesurée par le microphone à sonde lorsque le récepteur est appliqué sur l’oreille artificielle (plan de l’orifice du coupleur de l’oreille artificielle)Pression rapportée au microphone du coupleur, compte tenu de l’efficacité absolue de l’oreille artificielle

QUESTIO

NS COM

XII

QUESTIONS COM XII 209

Le Groupe de travail « Laboratoire » a jugé nécessaire de compléter cette liste et d ’inclure un type de pavillon présentant une impédance acoustique relativement faible. A cet effet le repré­sentant de la société Chile Téléphoné Company se propose de mettre à la disposition du L abora­toire les éléments suivants, se rapportant au type du combiné I.T.T. Kellogg 65 C:

— deux combinés— deux pavillons supplémentaires— une capsule réceptrice.L ’objet de ces demandes est d ’ordre purement pratique. En effet, il est très difficile de prévoir

à priori comment l ’on peut introduire la sonde du microphone et quelle position elle prend sans connaître l ’adaptation exacte d ’un pavillon donné sur une oreille artificielle particulière. Avec ces éléments supplémentaires, le Laboratoire peut ainsi déterminer avec précision la position de la sonde et choisir le diamètre (et la forme) de la sonde la plus appropriée. L ’extrémité de la sonde se trouve ainsi placée au centre du plan de référence de chacune des oreilles artificielles considérées.

Remarque. — Lors de la réunion les membres du Groupe de travail ont examiné les précautions expé­rimentales prises pour l’exécution des essais.

1.2.3 Mode opératoire pour Vexécution des essais et présentation des résultatsLe mode opératoire pour l ’exécution des essais sera le suivant et peut être illustré par la

figure 5 (on a pris comme exemples l ’oreille humaine et trois types d ’oreilles artificielles): pour une fréquence de mesure particulière, l ’opérateur (ou opératrice) ajuste le récepteur à son oreille de façon aussi bonne que possible. Cette adaptation sera obtenue à partir d ’un signal h u lu léx, ayant un niveau relativement faible, injecté préalablement pendant quelques instants à la place de la fréquence de mesure. Lorsque l ’opérateur jugera que l’adaptation lui paraît satisfaisante, on commutera sur la position « mesure ». Le sujet soumis aux essais ne lira pas les indications des voltmètres, qui seront hors de sa vue; ainsi il ne devrait pas être influencé pour régler l ’adapta­tion du récepteur à son oreille.

On mesurera d ’abord des valeurs brutes de P r qui représenteront les pressions acoustiques développées par le récepteur en un point du pavillon de son oreille, point où se trouvera située l ’extrémité de la sonde du microphone. Ces valeurs brutes seront inscrites dans des tableaux similaires au tableau 1 (a) 2 ; il y aura un tableau particulier pour chaque opérateur et pour chaque type de pavillon de récepteur. E tant donné qu ’il est possible d ’étalonner le microphone à sonde, on pourra calculer la valeur absolue de la pression acoustique (exprimée en db/1 barye). Les valeurs brutes corrigées seront portées dans des tableaux semblables au tableau 1 (a).

1 Le son hululé utilisé est la source sonore de l’appareil pour les mesures objectives des équivalents de référence utilisé par l’Administration de la République fédérale d ’Allemagne (Annexe 28, 2e partie du tome V du Livre Rouge).

2 Les oreilles artificielles seront désignées respectivement par les lettres a, b, c ... g, par exemple; les tableaux 1 (a), 2 (a), 3 (a) se rapportent au type de pavillon de récepteur a.

(12/XII, Ann. 2)

210 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u 1 ( a )

Type de récepteur:

Pression mesurée p a r le m icrophone à sonde (com pte tenu de son efficacité) lorsque le récepteur est p lacé contre l'oreille humaine

(db par rapport à 1 barye)

M esure de P R Opérateur.

1 Ces valeurs se rapportent à l ’oreille humaine: elles ont été mesurées (pour un opérateur donné) avant de placer le récepteur sur l ’oreille artificielle particulière (voir le mode opératoire décrit ci-dessus).

Chaque oreille artificielle est respectivement désignée par une lettre.

Ensuite l ’opérateur placera le récepteur sur l ’oreille artificielle étudiée (tout en respectant des consignes bien définies); on notera des valeurs brutes de P 'r , qui représenteront les pressions acoustiques développées par le récepteur en un point situé dans le plan de référence du coupleur de l ’oreille artificielle et sensiblement au centre de la section de cavité. Ces valeurs corrigées, de la même façon que ci-dessus, seront inscrites dans des tableaux identiques au tableau 2 (a). Il y aura dans ce cas, pour une oreille artificielle donnée, un tableau par type de pavillon de récepteur.

(12/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 211

T a b l e a u 2 ( a )

Type de récepteur:

Pression m esurée p a r le microphone sonde (com pte tenu de son efficacité) lorsque le récepteur est p la cé sur une oreille artificielle

(db par rapport à 1 barye)

M esure de P'R Oreille artificielle N ° ...............

Notes. Pour obtenir l’efficacité absolue du récepteur il y a lieu de tenir compte du niveau de tension appliqué aux bornes du récepteur. ( - 4 0 db/1 volt bande 200-1500 Hz, - 3 0 db/1 volt bande 1800-2700 Hz, - 2 0 db/1 volt pour / ^ 3 0 0 0 Hz).

Les valeurs corrigées pourront être comparées avec les valeurs obtenues dans le tableau 3 (a), ces dernières valeurs étant elles-mêmes corrigées pour tenir compte de l ’efficacité du microphone inclus dans l ’oreille artifi­cielle.

En même temps on relèvera les indications fournies par le microphone faisant partie de l ’oreille artificielle. Ces valeurs elles-mêmes corrigées en tenant compte de l ’efficacité de l ’oreille artificielle particulière (ou du microphone inclus dans le coupleur), seront inscrites dans des tableaux du type 3 (a). Il y aura aussi dans ce cas, pour une oreille artificielle donnée, un tableau par type de pavillon de récepteur.

Lorsque, pour un opérateur et une fréquence donnée, les trois mesures relatives à une oreille artificielle seront effectuées, celui-ci recommencera les mêmes opérations afin de procéder aux mesures avec une autre oreille artificielle et ainsi de suite jusqu’à la dernière oreille artificielle. L ’opérateur ayant terminé ce cycle de mesures sera remplacé par un autre opérateur.

(12/XII, Ann. 2)

212 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u 3 ( a )

Type de récepteur:M esure de la pression acoustique produ ite p a r le récepteur lorsqu'il est appliqué sur l'oreille artificielle

(indications fournies p a r l'oreille artificielle tenant com pte de l'efficacité de l'oreille artificielle)(db par rapport à 1 barye)

M esure de P'É O reille artificielle...............

HzOpérateur N°

Total Moyenne

1002003 0 04 0 05 0 06 0 07 0 08 0 09 0 0

1000110012001 3 0 01 5 0 01 8 0 0200022002 5 0 02 7 0 03 0 0 03 3 0 03 6 0 04 0 0 0

Voir les notes du tableau 2 (a).

Ainsi, pour une oreille artificielle donnée, les valeurs inscrites dans les tableaux correspon­dants 1 (a), 2 (a) et 3(a) par exemple (ou 1 ((3), 2 ((3), 3 ( |3 ) . . . ) seront comparables et l ’on pourra compléter la présentation des résultats sous la forme des rapports:

P r IPr et P r / P r

2 . M e s u r e s a e f f e c t u e r a v e c d e s b o u c h e s a r t i f i c i e l l e s

2 .1 Mesure de l'augmentation de la pression acoustique résultant de la présence d'un obstacle placé devant les lèvres d'une bouche artificielleLe Laboratoire du C.C.I.T.T. mesurera l ’augm entation de la pression acoustique résultant

de la présence d ’un obstacle donné placé devant les lèvres des bouches artificielles dont il dispose.Les bouches artificielles disponibles au Laboratoire appartiennent aux Administrations sui­

vantes:— Adm inistration française— Société Chile Téléphoné Company— Administration italienne

(12/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 213

— Société F.A .T.M .E. (Italie)— Adm inistration de la République fédérale d ’Allemagne— Administration du Royaume-Uni— Adm inistration tchèque

En outre les bouches artificielles de l ’Administration suédoise et de l ’A dm inistration suisse pourront être mises à la disposition du Laboratoire.

Des descriptions et renseignements concernant ces bouches font l ’objet des contributions COM X II — N os 46 et 63 (période 1957-1960).

Les mesures seront effectuées en employant un disque de 6,3 cm de diamètre que l ’on placera tour à tour à 2 cm et à 4 cm droit en face de la position équivalente aux lèvres de chaque bouche artificielle.

En chacun des deux points définis ci-dessus on mesurera la pression avec un microphone à sonde en présence du disque et en l ’absence de ce disque.

On relèvera les courbes de réponse (en fréquences pures) pour les deux distances.A titre de guide pour l’exécution et la présentation des résultats, on a reproduit ci-après un

extrait de la contribution COM XII — N° 57 (période 1957-1960).Toutefois, il faut préciser que cet extrait se rapporte à des essais avec des bouches humaines.

2.1.1 Mesure de Veffet de diffraction d'un disque

La figure 6 m ontre l ’effet de diffraction d ’un disque de 6,3 cm de diamètre placé en face de la bouche. Les différences entre ces deux figures m ontrent comment varie la réponse en fréquence de l ’effet de diffraction lorsque l ’obstacle, d ’abord à 2 cm de la bouche artificielle, en est éloigné à 4 cm. Le même disque ayant été placé devant la bouche de plusieurs individus à des distances correspondantes, l ’effet de diffraction a été mesuré pour des bandes de fréquences vocales étroites.

Remarque. — On inclura dans ces essais les bouches artificielles des Administrations suédoise et suisse. A cet effet le Laboratoire informera ces Administrations en temps utile de la date du commencement des essais avec un préavis de deux mois.

4 cm en avant de la bouche

Mesuressubjectives

■ Moyennes de 10 mesures sur 2 sujets

Fréquence

Mesures objectives

--------------- Bouche artificielle de la Chile Téléphoné Company

" V6,3 cm Microphone à sonde

Disque (obstacle)

F ig u r e 6. — Augmentation P x/P0 de la pression acoustique par suite de la présence d’un disquede 6,3 cm de diamètre

(12/XII, Ann. 2)

214 QUESTIONS COM XII

2.2 Essais à effectuer dans le cadre des points 3 et 4 de VAnnexe 1

Détermination de l'équivalent de référence à l'émission de deux microphones linéaires insérésdans chacun des types de combiné appartenant au système téléphonique des cinq Administrations suivantes:

France, Mexique (10e série), Norvège, Suède et Suisse.Ces microphones sont:

— du type électrodynamique (fourni par l ’Administration suédoise) ;— du type magnétique (fourni par l ’Administration suisse).

L ’Administration suédoise (par lettre du 18 avril 1963) doit expédier au Laboratoire pour l’exécution des mesures un microphone (avec un combiné et un récepteur) associé à un amplifi­cateur approprié, réalisant avec un pont d ’alimentation un système émetteur.

Avant de procéder aux essais subjectifs il sera nécessaire de vérifier si les capsules micropho­niques sont correctement placées dans les embouchures des combinés; pour cela on relèvera lacourbe de réponse des systèmes émetteurs à l ’aide d ’une bouche artificielle particulière.

2.2.1 Détermination de l'équivalent de référence par comparaison subjective de la manière habi­tuelle, avec un opérateur qui parle

Pour chacun des deux types de capsules, deux « essais rapides » seront effectués par type de combiné; la valeur de l ’équivalent de référence résultera de la moyenne obtenue à partir de 20 • 2 = 40 équilibres élémentaires.

Le nive u des sons vocaux reçus dans le système de référence N .O.S.F.E.R./N .O.S.F.E.R. aura une valeur constante correspondant à une valeur d ’affaiblissement de 36 db dans la ligne du système de référence.

On utilisera les anneaux de garde correspondant respectivement aux deux distances de conver­sation, à savoir:

— anneau de garde pour la détermination des équivalents de référence;— anneau de garde pour la mesure des A.E.N.

Pour chacune de ces distances de conversation, l ’opérateur réglera sa puissance vocale à la puissance vocale correspondante, à savoir: soit la «puissance vocale normale pour les mesures téléphonom étriques» (le volumètre de l ’A.R.A.E.N. ayant le cadran de réglage de sa■ sensibilité sur —10 db) ; soit la « puissance vocale de référence pour les A.E.N. » (le volumètre de l ’A.R.A.E.N.ayant le cadran de réglage de sa sensibilité sur —6 d b ) 1.

La distance de conversation adoptée pour le système de référence (N.O.S.F.E.R.) sera dans les deux cas cellë~dëfinie pour le N.O.S.F.E.R.

2.2.2 Détermination de l'équivalent de référence par comparaisons subjectives en remplaçant l 'opérateur qui parle par une bouche artificielle qui émettra des sons vocaux

Les bouches artificielles seront les suivantes:Administrations: France, République fédérale d ’Allemagne, Royaume-Uni, Tchécoslovaquie,

et Exploitations privées: Chile Téléphoné Company et F.A.T.M .E. (Italie).A cette liste viendront s’ajouter les bouches artificielles des Administrations de Suède et de

Suisse. A cet effet le Laboratoire informera ces Administrations en temps utile de la date du commencement des essais.

1 Des essais antérieurs ont montré que, pour obtenir la « puissance vocale de référence pour les A.E.N. », les opérateurs devaient prononcer la phrase conventionnelle «PA R IS...» avec un niveau de 4 db plus élevé (lecture sur le volumètre de l’A.R.A.E.N.) que celui correspondant à la « puissance vocale normale pour les mesures téléphonométriques ».

(12/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 215

Remarque. — La bouche artificielle de l’Administration italienne ne pourra être utilisée en raison de sa conception technique (voir l’Annexe 9, 2e partie du tome V du Livre Rouge). En effet la bouche artificielle proprement dite (haut-parleur) est associée à une source réalisée à partir d ’un ruban magnétique sur lequel ont été enregistrées un certain nombre de fréquences discrètes dont les amplitudes tiennent compte de la distorsion linéaire du haut-parleur, de telle sorte que la courbe de réponse de l’ensemble (ruban magné­tique + haut-parleur) soit sensiblement indépendante de la fréquence.

Au préalable, on enregistrera, pour chacun des cinq opérateurs de l ’équipe, une émission parlée sur un ruban sans fin (boucle), à savoir:— la phrase conventionnelle « Paris-Bordeaux ... Loudun »;

— une phrase courte, bien choisie, d ’une durée à peu près égale à celle de la phrase convention­nelle énoncée dans la langue maternelle de l’« opérateur qui parle » (anglais, espagnol, alle­mand, norvégien).

Ces phrases sont les suivantes:Anglais: c a n — c o n — b u y — d a c e — a l s o .

Allemand : b e r l i n — h a m b u r g — m ü n c h e n — k o b l e n z — l e i p z i g — d o r t m u n d .

Espagnol: p a l e n c i a — g i j ô n — f e r r o l — s a n l ü c a r — l e ô n — t e r u e l .

Norvégien : o s l o — b e r g e n — t r o n d r e i m — n a r v i k — â l e s u n d — v a r d o .

Ces enregistrements seront effectués, à l ’aide de l ’enregistreur-reproducteur à haute fidélité Studer 37, à la sortie du système émetteur de VA .R .A .E .N . (efficacité pratiquem ent indépendante de la fréquence). La distance de conversation sera celle spécifiée pour la mesure des A.E.N. (soit33,5 cm). L ’on peut adopter cette distance de conversation car, comme le m ontrent les résultats publiés dans le R apport technique N° 295 du Laboratoire du C.C.I.T.T., les effets dus à la cabine sont, pour cette distance, pratiquement négligeables.

Les bornes de sortie du reproducteur à bande magnétique seront reliées (éventuellement par l ’intermédiaire d ’un réseau adapteur)" aux bornes « entrée électrique » de l ’équipement définissant l ’entrée de la bouche artificielle particulière (amplificateur, réseau correcteur...). Le point « équiva­lent à remplacement^ des lèvres » de chacune des bouches artificielles sera placé alternativement devant l ’anneau de garde du microphone du N.O.S.F.E.R. et devant l ’anneau de garde du combiné. Au préalable, la pression acoustique vocale développée par la bouche artificielle sera ajustée de façon à lire sur le volumètre de l ’A.R.A.E.N. la déviation de référence correspondant soit à la puissance vocale normale pour les mesures téléphonométriques, soit à ia puissance vocale de référence pour les A.E.N.

La technique expérimentale et le nombre d ’« essais rapides » seront les mêmes que ceux m en­tionnés Ci-dessus.

ANNEXE 3

(à la Question 12/XII)

Principales conditions expérimentales qu’il serait nécessaire de prendre en considération lors de mesures avec des bouches et oreilles artificielles

(Voir l’ancienne Annexe 1, pages 674 à 677 du tome V du Livre Rouge.)

(12/XII, Ann. 3)

216 QUESTIONS COM XII

A N NEXE 4

(à la Question 12/XII)

L ’impédance d’entrée acoustique de l ’oreille externe

(Communication de l ’Institut für Nachrichtentechnik der Technischen Hochschule, Stuttgart)

p ar E. Z w ic k e r

Introduction

L ’impédance d ’entrée de l ’oreille humaine présente de l ’intérêt non seulement du point de vue physiologique, mais aussi d ’un point de vue plus technique. Lorsqu’il téléphone, l ’usager tient le combiné à l’oreille. Le transducteur incorporé dans le combiné, en général un système magnétique ou même un système dynamique, est terminé acoustiquement par l ’impédance d ’entrée de l ’oreille humaine. E tant donné que le transducteur débite de la puissance acoustique et qu ’il doit fonc­tionner dans des conditions autant que possible optima, qui seront plus amplement discutées dans la suite, son impédance acoustique terminale a une grande importance. Dans cette considération technique, l ’impédance d ’entrée devant le tympan, telle qu’elle intéresse les physiologues, est sans importance. On s’intéresse exclusivement ici à l ’impédance terminale acoustique que rencontre le transducteur incorporé dans le combiné, c ’est-à-dire l ’impédance d ’entrée de l ’oreille vue du côté du combiné. Les transducteurs pour les combinés sont essayés avec des oreilles dites artificielles [1, 2] qui doivent reproduire l ’impédance d ’entrée de l ’oreille. Les tolérances du facteur de transfert prescrites pour ces essais sont relativement étroites et l ’influence exercée sur ce facteur de transfert par l ’impédance d ’entrée de l ’oreille artificielle utilisée, peut être très forte. Il paraît donc utile de déterminer sur un grand nombre de personnes l ’impédance d ’entrée de l ’oreille humaine telle qu ’elle se présente lorsqu’on téléphone et de com parer les valeurs moyennes avec les valeurs mesurées en utilisant des oreilles artificielles.

La méthode utilisée pour les mesures émane de A. E. Kennelly [3]. Elle a été développée par C. W. Kosten et C. Zwicker [4] pour mesurer le degré d ’absorption de matériaux absorbants. Dans cette méthode, on met à profit l ’effet exercé par la terminaison acoustique d ’un transducteur sur son impédance d’entrée électrique.

Des méthodes de mesure purement acoustiques sont relativement imprécises. Par contre, les méthodes de mesure électriques ont été très améliorées dans les deux dernières dizaines d ’années, de sorte qu ’il paraît opportun de préférer les méthodes de mesure électriques aux méthodes acous­tiques malgré le faible rendement des transducteurs électroacoustiques.

La désignation usuelle d ’impédance acoustique, par opposition à l ’impédance électrique, n ’est pas toujours exacte. On pense très souvent, comme aussi dans cet article, à l ’impédance méca­nique, qui est définie par le rapport de la force à la vitesse. Toutefois, étant donné que cette dernière désignation n ’est pas encore si répandue que l ’on comprenne aussi sous « impédance d ’entrée mécanique de l ’oreille » ce que l ’on veut dire ici, on parlera toujours d ’impédance acous­tique (cf. équations (6) et (7).

Méthode de mesure

Tout transducteur acoustique transforme de la puissance électrique en puissance acoustique. Le rendement obtenu dépend du type de transducteur et du milieu de propagation du son, dans lequel la puissance acoustique doit être débitée. Le transducteur magnétique et le transducteur dynamique donnent les rendements les plus favorables pour les sons dans l ’air, tandis qu ’aussi bien le transducteur piézoélectrique que le transducteur électrostatique fonctionnent dans de mauvaises conditions d ’adaptation dans la gamme des fréquences moyennes de la zone d ’audi­bilité.

On peut très facilement faire varier la résonance propre du transducteur magnétique et la porter à une fréquence prédéterminée. A la fréquence de résonance, le rendement est très élevé, de sorte qu’il a paru d ’abord utile de travailler avec des transducteurs magnétiques fonctionnant

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 217

en résonance. En cas de bon rendement, l ’effet de la terminaison acoustique sur l ’impédance d ’entrée électrique du transducteur est très grand. Toutefois, des essais faits dans ce sens ont montré que la fréquence de résonance varie plus en fonction de la température que cela n ’était admissible dans le cadre de la précision de mesure exigée. En ce qui concerne le transducteur magnétique, il est en outre défavorable que celui-ci fonctionne physiquement d ’après une relation quadratique, que l ’on cherche à linéariser par superposition d ’une grandeur constante. C ’est ainsi qu’on obtient une variation univoque de l ’impédance d ’entrée électrique en fonction de la tension.

Dans les essais décrits ci-après, on a utilisé de préférence des systèmes électrodynamiques. Des systèmes magnétiques n ’ont été utilisés que pour comparaison. On n ’a pu prouver pour les trans­ducteurs dynamiques aucune variation de l ’impédance d ’entrée en fonction de la tension. En outre, en cas de variation de la température, il ne s’est manifesté essentiellement qu ’une variation de la composante réelle de l ’impédance d ’entrée. C ’est la variation de la conductance du cuivre dans la bobine mobile du système qui agit ici. Cette variation peut être compensée en ne faisant que des mesures relatives et non des mesures absolues. E tant donné que le transducteur dynamique est basé sur une loi linéaire et que ses caractéristiques de transmission sont reconnues comme étant très constantes, on a utilisé un transducteur dynamique dans presque toutes les mesures. D ’après les expériences recueillies avec les systèmes magnétiques, on n ’a pas utilisé de systèmes spéciaux fonctionnant en résonance.

Représentation du plan de l'impédance acoustique dans le plan de l'impédance électrique

Le transducteur dynamique a un schéma équivalent [5], qui est reproduit sur la figure 1. Il est basé sur l ’analogie tension -> énergie ou courant -* vitesse. Le transducteur acoustique unitaire lie les grandeurs acoustiques énergie W et vitesse V aux grandeurs électriques tension V et courant I. Les éléments de connexion L M , CM et R m sont responsables de la résonance propre du système. L ’insertion du gyrateur correspond à la coopération de champs magnétiques dans la transform a­tion de puissance électrique en puissance acoustique. L s et R s résultent de l ’inductance et de la résistance de la bobine mobile. On a pour l ’impédance caractéristique du gyrateur Z gyr = B0 • l /N

W

>

C.C.I.T.T. 98

0 Zgyr 1 z.M 1~N 0

1- y - 0^gyr 0 1 0 N

F i g u r e 1. — Schéma équivalent d’un transducteur électrodynamique

où N est la constante de transfert du transducteur unitaire, B0 l ’induction dans l ’entrefer et l la longueur du conducteur. Les matrices itératives indiquées sur la figure 1 s’entendent pour les symboles graphiques figurant dans chaque cas au-dessus de celles-ci.

On s’intéresse ici à la variation de l ’impédance d ’entrée électrique Z e en fonction de l ’impé­dance terminale acoustique Z ak . Par multiplication des matrices indiquées sur la figure 1, on trouve

(12/XII, Ann. 4)

j

218 QUESTIONS COM XII

d ’abord la matrice itérative pour le montage en cascade du gyrateur, de Z m et du transducteur unitaire. Elle s’exprime comme suit:

0 Z g y r • N

1 N - z M

Z g y r - A y g y r

L ’impédance d ’entrée Z x du gyrateur est, en cas d ’une terminaison acoustique par Z ak suivant [6]:

^11 Za + AyA g y Z a “b A n

N

Z ak N ’ Z m

Par addition de Z s on obtient:

Cette équation est de la forme

Z e — Z s +

Z e — L +

7 ' N 7-^gyr l y -^g

7 2 • N 2^ gyr ly

Z ak + Z m N 2

A

Z ak + G

(0

(2)

On peut conclure des lois valables pour des représentations conformes [6] que le demi-plan droit de l ’impédance terminale acoustique Z ak devient une surface circulaire dans le plan de l ’impédance d ’entrée électrique Z e. La transform ation de Z ak en Z e est représentée par le schéma de la figure 2. La discussion de cette représentation conforme donne quelques résultats intéres­sants, mais ceux-ci ne seront cependant pas exposés ici en détail. Il est seulement indiqué ici que la composante réelle de la grandeur G [Re (G) — R M ' N 2], avec la grandeur A = (BQ l)2, détermine

_ . 1le diamètre du cercle, tandis que la composante imaginaire de G Im (G) — N 2

cù Cm .

entraîne un resserrement ou une extension de la numérotation sur le cercle. Le point oo indé­pendant de la fréquence devrait alors toujours être le point du cercle qui se trouve le plus près de l ’axe imaginaire. Comme les mesures pratiques décrites ci-après le m ontrent, cela n ’est cependant pas toujours le cas. Le schéma équivalent indiqué ci-dessus n ’est donc pas encore tout à fait complet. Toutefois, les lois des représentations conformes sont valables à une fréquence déter­minée, de sorte que la forme de la variation de l ’impédance d ’entrée électrique en fonction de l ’impédance terminale acoustique indiquée dans l ’équation (2) est réalisée.

La figure 2 montre de manière particulièrement claire que l ’axe imaginaire dans le plan Z ak se transforme en cercle dans le plan Z e, tandis que des points quelconques du plan droit Z ak sont transformés en points dans le cercle dans le plan Z e. Si l’on considère en outre que l ’on peut, à l’aide des lois des représentations conformes, obtenir la num érotation complète de la surface du cercle à partir d ’une num érotation connue de la circonférence du cercle, le problème consiste à trouver la numérotation du cercle, c ’est-à-dire de l ’axe imaginaire transformé. Toutes les parallèles à l ’axe imaginaire ou à l’axe réel dans le plan Z ak se transforment en cercles dans le plan Z e. La num érotation de ces groupes de cercles dépend de celle du cercle extérieur, qui est la représenta­tion de Taxe imaginaire du plan Z ak •

Etant donné que A, G et L sont des grandeurs complexes, dépendant de la fréquence, on peut facilement comprendre qu ’une représentation univoque n ’existe que dans le cas d’une fréquence déterminée constante. Il y a une représentation différente pour chaque fréquence.

Les autres transducteurs acoustiques peuvent être représentés aussi comme des quadri- pôles [5]. Les relations établies dans l’équation (1) pour le transducteur dynamique peuvent aussi être établies, de manière correspondante, pour les autres transducteurs et être énoncées sous la forme de l ’équation (2). Les considérations publiées ici sont donc valables pour tous les transduc­teurs acoustiques qui sont régis par des lois linéaires.

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 219

Plan Zah Xa fc

F ig u r e 2. — Transformation du demi-plan droit de l’impédance terminale Zah dans le plan de l’impédance d’entrée électrique Ze du transducteur

(12/XII, Ann. 4)

220 QUESTIONS COM XII

La numérotation du cercle

L ’axe imaginaire du plan Z ak est représenté par le cercle. Une réactance acoustique avec des valeurs facilement variables, donc l ’axe imaginaire, peut être représenté à l ’aide d ’un tuyau sonore à terminaison dure (fig. 3). A condition que les dimensions transversales du tuyau à terminaison dure soient petites par rapport à la longueur d ’onde, on obtient pour un tuyau sonore court- circuité ayant les dimensions indiquées dans la figure 3 :

avec

Wx = W2 ch j (31

V1 = V J Z s h j P /

p = — X

(3)

(4)

X =

et

ou

/

Z = Z Q ‘ S

P signifie le facteur de transmission du tuyau (a négligé) X la longueur d ’onde dans la conduite c la vitesse du son dans l ’air à 20° C

/ la fréquencegZ0 l ’impédance caractéristique de l ’air Z0 = 41,3

S la surface de la section transversale du tuyau

d2S = 7 t -----

4

Il en résulte, pour le diamètre du tuyau utilisé de 1,7 cm:

cm2 • s

5 = 2,27 cm2 et Z = 93,5 —

Il résulte des équations (3) et (4) :

(5)

(6)

W l—î = z ak = Z coth j p / = — j Z c o t p / = — j Z cot 2 7c — = j X ak (7)

ouXak _ l = — cot 2 7ü —Z x

C.C.IIT. 100 a

Figure 3. — C roquis de la réactance acoustique définie, form ée d ’un tuyau à term inaison dure

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 221

A partir de cette équation, on a déterminé pour 17 valeurs de les valeurs correspondantes

pour //X en tenant compte de l ’équation (5). D e //X = 0 jusqu’à //X = 0,5 en passant par //X = 0,25,

— - va de — oo à + oo en passant par 0. De cette manière, le cercle est parcouru une. fois dans Z

le plan Z e et l ’on peut contrôler à quel point les valeurs pour //X = 0 concordent avec celles pour //X = 0 ,5 . Les mesures ont été effectuées aux valeurs suivantes pour

X ak— i oo; ± 10; d= 5; ± 2 ; ± 1 ; ± 0,5; ± 0,2; ± 0,1; 0.

D e cette manière, la num érotation du cercle est fixe et il s’agit de fixer les groupes de cercles à l ’intérieur et de les numéroter.

La figure 2 permet de voir que toutes les droites dans le plan Z ak, en particulier aussi les parallèles à l ’axe réel et à l ’axe imaginaire, sont représentées dans le plan Z e par un point. Sur la figure 4, ce point est le point A. Il est le premier point de détermination pour tous les cercles et correspond à la valeur qui est obtenue lors de la mesure pour //X = 0; 0,5; 1; 1,5 ..., donc pour

— = ± oo, c ’est-à-dire pour la marche à vide. Lorsqu’on connaît le cercle et sa num érotation,

on connaît aussi le centre du cercle (M ) et il en résulte, comme deuxième détermination pour les

cercles — - = const., q u ’ils sont tangents à la droite A M en A. E tant donné qu ’ils doivent en

F i g u r e 4 . — Exem ples , pour la construction de la nu m érotation de la surface c ircu la ire

(12/XII, Ann. 4)

222 QUESTIONS COM XII

Xakoutre passer par le point du cercle extérieur qui possède la v a leu r que tout le cercle doitZ

porter et q u ’ils doivent intersecter en ce point le cercle extérieur verticalement, les cercles =

= const. sont déterminés bien clairement. Les cercles — const. résultent de la représentation

conforme à l ’angle correspondant. Leurs centres doivent se trouver sur la droite A M et doivent en outre toucher les cercles dans le plan Z e qui ont résulté des cercles entourant le point zéro

dans le plan Z ak . Pour les valeurs — = 1 et = 5, les cercles auxiliaires nécessaires dans leZ z

plan Z ak sur la figure 2 et dans le plan Z e sur la figure 4 sont pointillés. On obtient ainsi une numé­rotation complète de l ’intérieur du cercle, de sorte qu’une impédance acoustique quelconque qui charge le transducteur peut être déterminée par mesure de l ’impédance d ’entrée électrique du transducteur.

La figure 5 représente le montage qui a été utilisé pour les mesures. U n générateur basse fré­quence dont la tension est maintenue constante alimente le pont d ’impédances, au moyen duquel l ’impédance d ’entrée du transducteur est mesurée pour différentes charges acoustiques.

Le montage utilisé pour les mesures et les conditions de mesure

GénérateurRC

Tuyau de 17 mm de diamètre

C.C.I.T.T. 101

Oreille artificielle

Oreille humaine

F i g u r e 5 . — Montage utilisé pour les mesures

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 223

De hautes exigences sont posées au pont de mesure, au moins en ce qui concerne sa précision relative. A la sortie du pont est raccordé un récepteur hétérodyne. L ’équilibrage du pont est obtenu au casque d ’écoute.

Les diagrammes circulaires et les impédances acoustiques ont été mesurés à des fréquences de 300 Hz, 500 Hz, 700 Hz, 1 kHz, 1,5 kHz, 2,2 kHz et 3,4 kH z selon la bande de fréquences trans­mise dans le réseau téléphonique. La tension à l ’entrée du pont était réglée à 100 mV, sauf lorsque des conditions spéciales étaient expressément indiquées. L ’imitation de la réactance acoustique a été essentiellement réalisée au moyen de tubes en laiton ou acier de 17 mm de diamètre.

Les influences suivantes ont été étudiées et, autant que possible, éliminées:a) Le rayonnement du son dans l ’air, provenant de la partie arrière ouverte dans le cas de

transducteurs acoustiques, a été supprimé en remplissant de sable le combiné dans lequel le trans­ducteur se trouvait incorporé.

b) Le rayonnement acoustique est réduit aussi par cette précaution. En outre, on a utilisé un combiné en matière possédant un fort affaiblissement intérieur.

c) L ’influence du rayonnement acoustique des tuyaux a été réduite en enveloppant de sable les tuyaux, de telle façon qu’ils ne pouvaient exécuter aucune oscillation.

d) Une influence éventuelle du diamètre du tuyau a été contrôlée par la mesure de la num éro­tation du diamètre du cercle en cas d ’utilisation de tuyaux de 12 mm, 17 mm et 35 mm de diamètre. On a constaté que le cercle est resté inchangé en cas de variation du diamètre et que sa num érota­tion s’est rétrécie ou étendue comme prescrit, selon le rapport des sections transversales. C ’est ainsi que, dans le cas d ’une variation du diamètre intérieur de 17 mm à 12 mm, on a constaté très exactement un rétrécissement dans le rapport de deux. Seulement dans le cas d ’un diamètre inté­rieur de 35 mm et seulement aussi à la plus haute fréquence utilisée de 3,4 kHz, il s’est manifesté des changements de la forme du cercle qui ont m ontré que l’hypothèse D X n ’est plus réalisée. Pour l ’évaluation, on a utilisé des tuyaux de 17 mm de diamètre.

e) La position de la capsule du transducteur dans le combiné a été marquée et m aintenue constante. L ’influence de la résistance de contact entre les ressorts de contact et la capsule a été étudiée; elle n ’a pas eu d ’importance pour les mesures.

f) On a fait varier la tension dans les limites de 30 mV à 10 V à l ’entrée du pont. D ans les systèmes dynamiques avec lesquels furent obtenus les résultats décrits ci-après, il ne se manifesta aucun changement de l ’équilibrage du pont; seulement réchauffem ent du fil de cuivre de la bobine mobile par l ’énergie électrique appliquée a produit une variation lente. La tension d ’alimentation du pont fut maintenue constante à 100 mV, ce qui correspond à une tension d ’environ 25 mV au transducteur.

g) La variation, en fonction de la température, de l ’impédance d ’entrée électrique du transduc­teur est grande par rapport à la précision de mesure nécessaire. E tant donné que la température du transducteur ne peut pas être maintenue exactement constante, les valeurs mesurées ont été corri­gées pour la température considérée en contrôlant, avant et après chaque mesure des impédances

acoustiques décisives, la valeur pour = 0, donc = oo. Toutes les autres valeurs de mesure

furent rapportées à cette valeur. Cela paraît admissible parce que des mesures exactes du cercle et de sa numérotation en fonction de la température ont m ontré que le cercle conserve aussi bien son diamètre que la position de sa num érotation et, lorsque la température augmente, n ’est déplacé que vers de plus grandes valeurs réelles. Il en résulte des variations de la composante réelle de l ’impédance d ’entrée de 3°/0o/°C, ce qui correspond au coefficient de température du cuivre.

La variation de la vitesse du son en fonction de la température a dû être prise en considération,A c

lors de l ’enregistrement des cercles, a v e c = l,80/0o/0C comme variation de la longueurc (20 C)

d ’onde dans le tuyau.h) On a étudié aussi si le genre de transducteur utilisé influe sur les résultats des mesures.

Pour ce faire, on a mesuré, aussi bien pour le transducteur magnétique que pour le transducteur

(12/XII, Ann. 4)

224 QUESTIONS COM XII

dynamique les impédances acoustiques des oreilles artificielles. Les résultats des mesures concor­dent dans les limites de précision de mesure, de sorte que l ’on peut admettre que le transducteur n ’exerce lui-même aucune influence sur le résultat des mesures. Les résultats communiqués ici ont été obtenus avec utilisation du transducteur dynamique. Il s’est manifesté comme étant le transducteur le plus sûr et le plus stable pour toutes les mesures.

Exécution des mesures

Les mesures de l ’impédance d ’entrée acoustique aux fréquences indiquées ci-dessus ont d ’abord été exécutées sur 30 à 40 personnes, de sorte que 60 à 80 points de mesure sont disponibles à chaque fréquence, parce qu’on a mesuré l ’oreille droite et l ’oreille gauche de chaque personne. Sauf une personne, il s’agissait de sujets masculins (étudiants d ’environ 22 à 28 ans). Environ un tiers portait des lunettes.

Les personnes avaient été, à la première mesure, priées de tenir le récepteur centré sur l ’oreille et sans agitation, comme si elles téléphonaient normalement. A la deuxième mesure, qui eut lieu quelques jours plus tard, les mêmes personnes furent priées de bien appliquer le récepteur à l’oreille, comme si elles pouvaient comprendre mal lorsqu’elles téléphonent par suite d ’une inten­sité sonore trop faible. D ans ce cas aussi, le récepteur devait être appliqué sans agitation et bien centré.

Les mesures ont été exécutées de telle façon que l ’on a d ’abord mesuré, après étalonnage du pont de mesure, le point pour Z ak = o o à une fréquence, puis l ’impédance d ’entrée de l’oreille gauche du sujet à cette fréquence, de nouveau pour Z ak = oo, ensuite de l ’oreille droite et finale­ment de nouveau pour Zak = oo. On a ensuite changé la fréquence d ’après ces cinq points de mesure et on a étalonné le pont pour la nouvelle fréquence. Ensuite, on a exécuté les cinq mesures correspondantes. Environ l/ 2 heure a été nécessaire pour la série de mesures avec sept valeurs de fréquence et avec cinq points de mesure pour chacune d ’elles.

Les résultats des mesures

a) Dans le cas où le récepteur est appliqué normalement

La figure 6 représente le demi-plan droit de l’impédance terminale acoustique Z ak dans l ’impé­dance d ’entrée électrique Z e du transducteur électrodynamique (placé dans le combiné) à une fréquence de 1000 Hz. Les 82 points de mesure pour 41 personnes sont dessinés comme des points noirs dans le cercle. La plupart des points de mesure se trouvent de loin dans les limites 0,5

Rak X ak< < -f 3 et — 2,5 > > —5. Il semble que le point le plus probable se trouve à peu

Rak Xakprès à = 2 et = — 4. Toutefois, on peut reconnaître bien clairement une « queue de

com ète» de. points de mesure qui s ’étend, par = 8, = 0, vers — 1, — + 2.£ jCt

A des fréquences de plus de 1 kHz cette anomalie diminue. A 1,5 kHz, on peut encore juste la reconnaître. A 2,2 kHz et 3,4 kHz, les mesures ne donnent plus que des amas de points. Toute­fois, vers les basses fréquences la « queue de comète » devient toujours plus marquée. A 700 Hz,

Rak Xakelle atteint presque = 0, = 0. Cela est encore plus m arqué à 500 Hz, tandis q u ’à 300 Hz

la queue de comète se transforme finalement en une « voie lactée ». Sur la figure 7 est reproduit le diagramme circulaire pour la fréquence 300 Hz. Les points de mesure, qui correspondent aux impédances d ’entrée acoustiques des oreilles des sujets, sont reproduits comme des points noirs. La dispersion des points présente une allure systématique qu ’il a semblé valoir la peine d ’étudier davantage.

L ’impédance d ’entrée acoustique de l ’oreille se compose de l ’impédance acoustique du tym ­pan, de l ’impédance acoustique du conduit auditif et de l ’impédance acoustique de l ’oreille

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 225

F ig u r e 6. — Représentation du demi-plan droit acoustique dans l’impédance d’entrée électrique Ze du transducteur dynamique à une fréquence de 1000 Hz

Les valeurs mesurées sur 41 personnes (82 oreilles) en cas d’application normale du combinésont inscrites comme points.

externe. On ne peut pas supposer que l ’impédance d ’entrée au tympan ou la longueur du conduit auditif varient individuellement beaucoup à la même fréquence. Par contre, la forme de l ’oreille externe est individuellement très différente. E tant donné qu’elle est en outre décisive pour la fuite acoustique entre l ’oreille externe et le combiné, c ’est-à-dire le transducteur, on était incité à sup­poser qu ’il résulte de la forme individuelle de l’oreille externe un degré de fuite acoustique indivi­duellement très différent, qui est, précisément aux basses fréquences, très im portant pour l ’impé­dance d ’entrée acoustique.

Cette hypothèse a pu être confirmée par une série de mesures, dans laquelle de petits tubes de diamètre croissant ont été placés entre l ’oreille externe et le combiné, au bord de la conque de l’oreille d ’une personne participant aux essais, de telle façon qu ’une fuite acoustique était pro­duite artificiellement et augmentée pendant la série de mesures. Le résultat pour les deux oreilles est représenté sur la figure 7 (cercles reliés par des lignes). La direction de la flèche m ontre la direction du diamètre croissant du petit tube, c ’est-à-dire de la fuite acoustique croissante. De cette manière, on a pu dém ontrer la grande influence de la fuite acoustique aux basses fréquences.

(12/XII, Ann. 4)

226 QUESTIONS COM XII

10-

C.C.I.T.T. 103

270 280 290 300 II Re

F i g u r e 7 . — Représentation de Z0* en Z e à 3 0 0 HzLes valeurs mesurées sur des oreilles humaines en cas d ’application normale du combiné sont inscrites comme des points. Les cercles désignent des valeurs qui ont été mesurées en cas de fuite produite artifi­

ciellement entre le combiné et l ’oreille. Les flèches indiquent le sens d’une fuite croissante.

Des mesures correspondantes ont donné les même résultats à 500 Hz. Pour cette raison, les mesures ont été répétées avec le combiné appliqué parfaitement, dans l ’espoir de trouver une accumulation plus claire des points de mesure.

b) Dans le cas où le récepteur est appliqué parfaitementLa figure 8 représente les résultats de mesures qui ont été obtenus pour la fréquence de 300 Hz

avec le combiné appliqué parfaitement. On voit que la « voie lactée » s’est changée en une « queue de comète » et que l ’influence de la fuite acoustique a donc beaucoup diminué. On peut indiquer

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 227

10-

C.C.I.TT. 104

270 280 290 300 A Re

F i g u r e 8. — Représentation de Zak en Ze à 300 HzLes points de mesure ont été obtenus avec le combiné appliqué parfaitement.

de nouveau ici une zone d ’accumulation à environ 5 < < 1 0 , — 5 > > — 10. A des fré­

quences plus élevées, ce résultat s’est manifesté tout aussi clairement; la «queue de com ète» a déjà presque disparu à 500 Hz et elle a complètement disparu à 700 Hz.

c) Dispersion et valeurs moyennesLes figures 9 à 11 représentent les impédances d ’entrée acoustiques mesurées dans le plan

d ’impédance acoustique pour trois fréquences dans le cas où le récepteur est appliqué parfaite­ment. En présence de la forte dispersion, on se demande si la précision de la méthode est suffisante

(12/XII, Ann. 4)

2 2 8 QUESTIONS COM XII

Mz

F ig u r e 9. — Impédances d’entrée acoustiques mesurées à 300 Hz en cas de récepteur appliqué parfaitementLes cercles correspondent aux valeurs indiquées sur la figure 7.

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 229

o

v * 0°* °o°O o°°o O o O ePrPrP O oo 00 o

0 °° O o o

o <<ooo

o oooo 0° « < O Oo

0

> O O

oo

o

o

oo

oo o1

<

o

>>

o oC.C.I.TT. 106

F i g u r e 10. — Impédances d’entrée acoustiques mesurées à 1 0 0 0 Hz en cas de récepteur appliqué parfaitement

ou si des imprécisions lors de la mesure au pont ont pu provoquer une si forte dispersion. Une estimation de toutes les influences montre qu ’une précision globale d ’environ 3 j oo est atteinte. Cela signifie que l ’on atteint dans le plan d ’impédance électrique, dans le cas où la résistance du cuivre de la bobine mobile est d ’environ 300 ohms, une précision de ± 1 ohm. E tant donné que cette précision vaut pour le plan électrique et que les échelles des impédances acoustiques dans les diagrammes circulaires sont très distordues, la précision des impédances acoustiques dépend beaucoup de la grandeur existant dans le cas considéré. Toutefois, la précision est toujours la plus haute lorsque le rendement, c ’est-à-dire le diamètre du cercle, est le plus grand. E tant donné que le diamètre est le plus petit à 300 Hz (22 ohms, à 500 Hz 54 ohms, à 700 Hz 64 ohms, à 1 kH z 46 ohms, à 1,5 kHz 22 ohms, à 2,2 kHz 25 ohms et à 3,4 kHz 40 ohms), la précision y est aussi

R kla plus petite. La figure 7 montre que quelques valeurs se trouvent hors du cercle — 0, ce qui

ne devrait, à vrai dire, pas être le cas. La précision de la méthode de mesure est bien claire d ’après ces écarts, qui sont d ’environ 1 ohm. Par contre, la forte dispersion des valeurs mesurées est due aux différences individuelles de la structure anatomique, surtout de l ’oreille externe.

(12/XII, Ann. 4)

230 QUESTIONS COM XII

XakZ

0

^akZ

- 1

-2

-3

- 4

•

• • •• • •• • • • • •

: • •# A

•

••

• •

• # ••

••

• • * • •

•

•

•

•

•

•

•

•C.C.I.T.T. 107

F ig u r e 11. — Impédances d’entrée acoustiques mesurées à 3400 Hz en cas de récepteur appliqué parfaitement

Pour faciliter la formation de la valeur moyenne et pouvoir faire des comparaisons avec les mesures faites avec le récepteur appliqué normalement, les répartitions des impédances sont portées sur la figure 12 séparément pour la composante réelle et la composante imaginaire. La valeur moyenne obtenue à partie de la figure 12 pour le combiné appliqué parfaitement est portée sur la figure 13 dans le plan d ’impédance acoustique en fonction de la fréquence.

La formation de la valeur moyenne, dans le cas où le récepteur est appliqué normalement, ne paraît guère avoir de signification aux basses fréquences. Aux fréquences élevées, les valeurs pour

(12/XII, Ann. 4)

T M ffk rVi .1 n ....... ...........

1 1 1 ►'

60 M P ^RakW u,uu

n n n n m m-n-n rT"fVff ln

82 M N Z 1500 Hz

60 M P XakCl J J*

r .....m n n

82 M N z

60 M P RakJLHJ"LH “

n n-n-n r-nTHTm-ff

82 M N Z

2200 Hz

fl- 60 M P Xakn n w AaK“ .............................." .......................... ' !l|

T-n n n

"I[T82M "" N Z

60 M P Rak’ j l^ 82 M M ^ Z

3400 Hz

60 M P ^Xak

T j j| 82 M N Z

i i . i , i , fe,Xak

i i 1 1 i....................... i 1 1 1 " r ......... . ’i i................ 1 ! 1 ! I..............► 2

76 M P Rak

■ ■ ■ ■ l a I I I ■ - b - L . k - -

82 M N ^ Z 300 Hz

_76M _m J _ J > mp m ^ Xa|<

r> III rr-fTl rrHlTU H-Tl ffl n HTVl n n r-Tl n-« r-. «-T-» « n r* n

" T T F ’ T ' N z■ 82 M

76 M „ P „ RakJ_u-yj L L H U u LU-JJ LJ-> [J LJ u U u y u

n n n fl II n ru n n n [ L n JTn-i n

82 M u ................N z500 Hz

u u LHJ LJJ u u y u u |J4J LU U u LJ

T l f h I rfÎTLn m-Tl n ï I 1 1-1 I-I rt-rTl PI n-i n n n

m i LLh|Jj|JJLU “ -y j LU u u u “ “ u ^ z

76 M „ P Rakjjj-h" LjJJ"|J LJJu H-yj u LJLJLU U u ljj-1 h j lh - 1 LJ y u

« n n- rvrvm rw fl ITl H-TL-r-TH- FL n n

82 M M ^ Z 700 Hz

76 M „ „ P „ ^ X a kLJ u U " l i y u - h j - l j j j j \y-\y LJJJJ uu mu

n i-THm n n ri I-I

u j i-y jjj u-“ U U “ ^ Z 82 M N

76 M P RakT j j p i f l f g i q r - H H y

.................................... n r. n n n n - j l l I l l l l l lT I - r r , . ..

82 M |yj r Z 1000 Hz

76 M P Xak- „ — ^ j_Ly— u u

-------------- i------------- 1-------------------- 1________ 1_________i i __ j -----------------

■ - o U u ' u ~ » j u ^ z82 M W

> X a k

C.C.I.T.T. 108M = points de mesure P = application parfaite N = normale

F i g u r e 12. — Aperçu des dispersions des composantes réelles et des composantes imaginaires des impé­dances d’entrée acoustiques d’oreilles humaines mesurées en cas d’application normale et en cas d’application

parfaite du combiné

(12/XII, Ann. 4)

232 QUESTIONS COM XII

le récepteur appliqué normalement et pour le récepteur appliqué parfaitement se confondent, abstraction faite d ’un petit décalage (cf. fig. 12). Dans le cas où le récepteur est appliqué parfaite­ment, l ’espace d ’air se trouvant entre le combiné et l ’oreille externe est manifestement réduit, ce qui peut être considéré comme une cause du déplacement des impédances d ’entrée aussi aux fréquences élevées.

d) Oreilles artificiellesLes oreilles artificielles étaient terminées non par le microphone à condensateur à terminaison

dure dans la bande de fréquences considérée, mais par un cylindre en laiton exactement adapté. Lors de la mesure de l ’impédance d ’entrée acoustique des oreilles artificielles, le poids du cylindre en laiton (600 grammes) a été utilisé pour la production de la pression d ’application. Le com­biné avec le transducteur était monté dans une position fixe avec l ’orifice exactement dirigé vers le haut. L ’oreille artificielle était appliquée, exactement centrée sur le cylindre en laiton. On a mesuré l’oreille artificielle suivant Braun [1] et l’oreille artificielle de l ’A.S.A. [2]. La figure 13 montre les résultats. Les valeurs mesurées obtenues avec les oreilles artificielles ont été enre­gistrées plusieurs fois pour contrôle de l ’appareillage. Elles peuvent être très bien reproduites parce qu ’il ne se présente dans la mesure aucune transmission de chaleur de la main et, par con­séquent, aucune variation de température du transducteur.

RakZ

F ig u r e 13. — Comparaison des valeurs moyennes (cercles) obtenues dans les mesures faites avec le combiné appliqué parfaitement, avec les impédances d’entrée mesurées sur des oreilles artificielles (suivant Braun:

points; suivant A.S.A.: X X )

Discussion des résultats des mesures

L ’impédance d ’entrée acoustique de l ’oreille, telle que le combiné la rencontre comme impé­dance terminale lorsqu’on téléphone, dépend beaucoup de la pression avec laquelle la personne exécutant l ’essai, applique le combiné sur l ’oreille. Des fuites acoustiques se font particulièrement remarquer dans l ’impédance d ’entrée aux basses fréquences. E tant donné qu ’en cas de faible

(12/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 233

intensité sonore, l ’usager presse fortement le combiné contre l ’oreille, il paraît opportun de prendre l’impédance d ’entrée qui est mesurée avec le récepteur appliqué parfaitement pour base d ’un schéma de tolérances.

Si le transducteur utilisé pour téléphoner doit être contrôlé, il paraît logique de mesurer son facteur de transfert et de fixer des tolérances dans un état correspondant à la réalité. Cela signifie que le transducteur incorporé dans le combiné doit, en cas de terminaison par une oreille artifi­cielle, fournir une pression acoustique aussi forte que possible au point où le tympan se trouverait. L ’oreille artificielle utilisée devrait être dimensionnée de telle façon qu ’elle imite l ’impédance d ’entrée acoustique de l ’oreille naturelle. L ’oreille artificielle suivant Braun satisfait déjà de très près à ces conditions, tandis que l ’oreille artificielle indiquée par l ’A.S.A. représente une réactance et ne paraît pas convenir pour l ’usage décrit.

BIBLIOGRAPHIE

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[2] B e r a n e k , L. L. et al. : American standard method for the coupler calibration of earphones. J. Acoust. Soc. Amer. 22 (1950), p. 602.

[3] K e n n e l l y , A. E.: Electrical vibration instruments. New York 1912, p. 190.[4] K o s t e n , C. W. et Z w ik k e r , C. : Die Messung von akustischen Scheinwiderstânden und Schluckzahlen

durch Rückwirkung auf ein Telephon. Akust. Z. 6 (1941), p. 124.[5] F ele>t k e l l e r , R. et N o n n e n m a c h e r , W.: Einheitliche elektrische Ersatzschaltbilder für elektro-

akustische Wandler. A.E.Ü. 8 (1954), p. 191.[6] F e l d t k e l l e r , R .: Einführung in die Vierpoltheorie der elektrischen Nachrichtentechnik. S. Hirzel Yerlag,

Leipzig 1948.

AN NEXE 5

(à la Question 12/XII)

Contribution de l ’Administration de la République fédérale d’Allemagne

L ’orifice acoustique du pavillon d ’un récepteur est petit et varie selon les différents types de pavillons. Pour cette raison, les champs acoustiques sont différents et dépendent des dimensions et des formes des orifices de sortie. Dans la plupart des cas le champ acoustique n ’est pas plan, base sur laquelle repose la détermination de l ’impédance acoustique. L ’impédance acoustique de l ’oreille dépend donc de la forme du champ acoustique produit par le récepteur. E tant donné que la pression acoustique dans l’orifice acoustique du pavillon du récepteur ou à l ’entrée de l’oreille peut dépendre du point où elle est mesurée, l ’impédance acoustique varie et est difficile à préciser.

Cette incertitude n ’existe plus si l ’on détermine le coefficient d ’adaptation du transducteur d ’après la m éthode indiquée par K. Braun. Dans la technique de la transmission, la valeur absolue de l ’impédance acoustique de l ’oreille présente moins d’intérêt que la perte due aux réflexionsash, produite par la non-adaptation de l ’impédance mécanique du récepteur à l ’impédance del ’oreille.

La relation entre l ’affaiblissement com posite1, au, d ’un transducteur électroacoustique et l ’affaiblissement sur images, a, peut-être représentée par l ’expression:

au tx “b &st2'

1 Note du Secrétariat du C.C.I.T.T. — Il est utile de se reporter aux définitions générales suivantes, qui figurent dans le Répertoire des définitions de l’U.I.T., Partie I, 2e impression, 1961 :05.20 affaiblissement composite 05.09 affaiblissement sur images 05.38 perte due aux réflexions05.25 coefficient d’adaptation (inverse du rapport exp (g>2) défini ici)05.26 affaiblissement d ’adaptation (ici of2 , partie réelle de l’exposant d ’adaptation)

k (12/XII, Ann. 5)

234 QUESTIONS COM XII

L ’affaiblissement sur images peut être déterminé par la méthode précédemment indiquée par K. B rau n 1 ou selon la m éthode décrite ci-après, basée sur la mesure du coefficient d ’adaptation déterminé à l’entrée du transducteur lorsque celui-ci rayonne sur une impédance mécanique infinie (terminaison dure).

La perte due aux réflexions asti peut être calculée à partir de l’exposant d ’adaptation gFt = — aF* + j bp2 à la sortie acoustique du transducteur. L ’exposant d ’adaptation caractérise le rapport de l ’impédance terminale acoustique W2, donc l ’impédance acoustique de l’oreille, à l ’impédance image acoustique Z 2 du transducteur. Ce rapport est

, . fV2 + Z 2exp (gF) = —?------ ?

^ 2 - ^ 2

La relation suivante existe entre l ’exposant de transfert dû aux réflexions gs,2 = asts + j bstt et l’exposant d ’adaptation gp2

exp ( - 2 gst) = 1 - exp ( - 2 gF)

L ’exposant d ’adaptation gFt peut être calculé à partir de l ’exposant d ’adaptation gFi à l’entrée électrique du transducteur, par la formule

gFl = 2 g + gp2, ( 1 )

où g = a + j b est l ’exposant de transfert sur images du transducteur.Si la sortie acoustique du transducteur a une terminaison dure ( W2 infinie), gFt = 0 et par

conséquentgFt = 2 g .

L ’exposant d ’adaptation à l ’entrée gFi correspond alors à l ’exposant de transfert sur images de deux transducteurs identiques montés en cascade, ce que l’expérience a bien confirmé.

L ’exposant d ’adaptation gFi est défini par la relation:

r Wi + Z i exp (gFl) = —= 1 ,Wx - Z x

dans laquelle W1 est l ’impédance électrique du transducteur lorsqu’il est terminé sur l ’impédance acoustique W2 de l ’oreille et Z 1 l’impédance image électrique lorsqu’il est terminé par l ’impédance image acoustique Z2. Le transducteur est terminé sur son impédance image acoustique Z 2 lorsque son orifice acoustique est terminé par l ’orifice acoustique d ’un second transducteur identique; il est utile que ce dernier ait ses bornes électriques reliées à l ’entrée d ’un troisième transducteur identique.

La détermination de l ’exposant d ’adaptation s’effectue aisément à l ’aide d ’un pont de mesure d ’après la figure 1. Les impédances mesurées Wx et Z x peuvent être prises comme base pour cal­culer l ’exposant d ’adaptation gFl = aFi + j bFi. On peut aussi mesurer directement l’exposant d ’adaptation en équilibrant d ’abord le pont lorsque le récepteur est terminé sur son impédance image Z v Dans le cas d ’équilibrage soigné, la tension U0 est très petite (fig. 1). Lorsque le trans­ducteur sera terminé sur l ’impédance acoustique W2 de l ’oreille, la tension UQ augmentera. Si l ’impédance du voltmètre est très élevée, on peut écrire:

Usexp (gFl) —

2 Un

où Ug est la tension du générateur, mesurée aux bornes du pont. Le rapport logarithmique de la demi-tension du générateur à la tension UQ donne l ’affaiblissement d ’adaptation aFj et la diffé­rence des phases entre Ug et U0 donne le déphasage bFi. La mesure de grands affaiblissements

1 K. B r a u n : N.T.Z. 13 (1960), p. 365. La traduction de cet article constitue l’Annexe 5 à la Ques­tion 15/XII.

(12/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 235

F i g u r e 1. — Schéma de principe du pont de mesure d’impédance

d ’adaptation dépend de la qualité de la réalisation du pont et de la constance de la température. L ’influence des variations de température qui se présentent dans le cas de mesures sur l ’oreille humaine peut être largement éliminée si l ’on contrôle, avant et après la mesure sur l ’oreille humaine, l ’équilibrage Z du pont. Afin de diminuer l’influence des variations de température, il est favorable de choisir des tensions de mesure aussi faibles que possible, ce qui est en même temps plus agréable pour les personnes participant aux essais. Avec l ’emploi d ’un oscillateur ayant une grande constance en fréquence et d ’un voltmètre sélectif, on peut augmenter la précision de la mesure.

L ’exposant d ’adaptation gFi déterminé à partir des valeurs mesurées pour gFi et 2 g (relation 1) va permettre d ’évaluer le degré de concordance entre l’impédance acoustique de l ’oreille humaine d ’une part et celle d ’une oreille artificielle d ’autre part, étant donné que gp2 est fonction du rapport entre l ’impédance acoustique W2 et l ’impédance image Z2 du transducteur. Si en outre l’on veut déterminer l ’impédance image acoustique absolue de l ’oreille, il faut connaître l ’impé­dance image acoustique du transducteur. Pour la détermination, on devra mesurer la tension U à l ’entrée électrique du transducteur et la pression acoustique, p, sur la surface de l ’orifice de sortie acoustique du transducteur terminé sans réflexion par un deuxième transducteur. L ’impédance image acoustique est obtenue par la relation

P2Z 2 — Z j exp (2 g),U2

dans laquelle Z x est l ’impédance image électrique, donc l ’impédance d ’entrée dans le cas de termi­naison sans réflexion, et g l ’exposant de transfert sur images du transducteur. Toutefois, la connais­sance de l ’impédance acoustique absolue de l ’oreille n ’est pas nécessaire pour la détermination de l’affaiblissement composite. Comme il a déjà été indiqué, l ’impédance acoustique absolue de l ’oreille n ’est pas univoque parce que la pression acoustique dépend des caractéristiques du champ acoustique.

On a déterminé d ’après cette méthode, et en utilisant des capsules réceptrices électrodyna­miques choisies, l ’exposant d ’adaptation pour des impédances acoustiques d ’oreilles humaines et d ’oreilles artificielles. L ’efficacité des capsules réceptrices était très grande. L ’affaiblissement sur images était d ’environ 1,3 à 2 népers dans la gamme des fréquences allant de 200 à 3500 H z; dans ces conditions l ’exposant d ’adaptation peut être déterminé avec une assez bonne précision. La plupart des mesures ont été effectuées avec le pavillon de récepteur usuellement employé par

(12/XII, Ann. 5)

236 QUESTIONS COM XII

l ’Administration allemande. Ce pavillon a huit trous de 3 mm de diamètre. Quelques essais ont été effectués avec un pavillon de récepteur de forme différente ayant un orifice acoustique de 7 mm de diamètre.

J »Les figures 2 à 15 illustrent ces résultats pour l ’exposant d ’adaptation gp2 = aFi + j bFt.

L ’affaiblissement d ’adaptation aFn est indiqué en népers et le déphasage bp2 en degrés. Les figures 2 à 8 se rapportent aux résultats obtenus avec le pavillon de récepteur le plus usuel (avec huit trous). Les mesures ont été exécutées avec un sujet féminin et trois sujets masculins qui appliquaient le récepteur, à deux reprises, soit légèrement, soit fortement, contre la même oreille. Des mesures furent aussi effectuées avec quatre oreilles artificielles, à des fins de comparaison. Les oreilles artificielles 1 et 2 étaient amorties, tandis que les oreilles artificielles 3 et 4 ne l ’étaient pas et leur réalisation correspondait respectivement à celle du coupleur N.B.S. 9 A et du coupleur du C.C.I.T.T.

40*

s oA

l

-20*+

-60*f « 19895 Hz c/s

-100*+

+

* + •

+

•

-180* : C.C.I.T. 172- 0 5 -0,1. - 0 3 - 0 2 -0,1 0 0,1 0 2 0 3 0 4 0 5 0 6 0 7 0.8 09 W Np a F,

• = le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F ig u r e 2

S

>n*eu

• h )i.

>n®+4

f i:u

Al ++ • 1-

»u i

+>0

tn*f . 39 7.9 Hz -c/s

JU *JU

10•

i0*

50*

•

•C.C.I.T.T. 173

- 0 8 -0.7 -0 ,6 -0 .5 - 0 4 - 0 3 - 0 2 -0.1 0 0,1 0.2 0 3 0.4 0 5 0.6 0.7 0 8 0.9 1,0 1.1 1,2 1.3 Np

• = le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille~artificielle légèrement à l’oreille ' fortement à l’oreille

F ig u r e 3

(12/XII, Ann. 5)

* * 2

80°

60°

40®

20°

0 ®

- 20®

-40°

-60®

- 80®

- 100®

- 120®

-140®0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 Np ap2

le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 4

QUESTIONS COM XII 237

1éO I >

<r ^<

-t

++

h •

A 1-

f =79!

— Ul

—Vj i N -C/S

1l

*

C.C.I.T.l: 174 1_____

(12/XII, Ann. 5)

238 QUESTIONS COM XII

160°

140»

1 2 0 °

100»

80°

60»

40°

2 0 »

0»-1 0 -0 .9 -0 ,8 -0 .7 -0 .6 -0 ,5 -0 ,4 - 0 .3 -0 .2 -0 .1 0 0.1 Q 2 Np a F}

• = le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 5

t,1

O

3O +

+

2O

f = 1591 55 H z ■C/S •

+ *+ •

• •

4

C.C.I.T. r. 175

bF;240»

2 2 0 '

200 '

180»

160»

140»

120»

100 '

80»

60'

40'

3 ?4

A**1 • 4 ■*

4

+ ■ •

f* 23* N U> X N ■C/S

C.C.I.T.l: 176

-0,8 -0,7 -0,6 -0,5 -0.4 -0,3 -0,2 -0,1 0 Np aF

• = le récepteur est appliqué + légèrement à l’oreille

le récepteur est appliqué O = oreille artificielle fortement à l’oreille

F ig u r e 6

(12/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 239

bi200*

120 ’

i 3

183,1 Hz-c’s

2+ +

• ••

+•

+ • • •

+ îo C.CI.T.T. 77-0.3 -0,2 -0,1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0,7 0,8 0.9 1.0 1.1 1,2 ü 1.4 1.5 1.6 1.7 1.8 1,9 2.0 Np aF2

= le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 7

180*

160°

140*

120 '

100*

60*

40"

20»

A0

• • •

+•

3

+• +

+ + èa

+ +

+

f « 35( 1,5 Hz c/s

CjC.LT.' [ 1780*-1.0 -0.9 -0,8 -0,7 -0.6 - Q.5 -0.4 -0.3 -0,2 -0,1 0 0,1 CL2 0,3 0.4 0,5 0,6 0.7 1 Np âp

= le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 8

Sur les figures 9 à 15 sont reproduits les résultats obtenus avec le pavillon de récepteur ayant un orifice acoustique de 7 mm de diamètre. A ces mesures n ’ont participé q u ’un sujet masculin et un sujet féminin, deux mesures avec l ’oreille droite et avec l ’oreille gauche ayant lieu chaque fois avec application légère et forte du récepteur à l ’oreille. Les mesures effectuées avec les oreilles artificielles ont été enregistrées à titre de comparaison.

Les valeurs obtenues pour l ’exposant d ’adaptation gFi m ontrent que l ’impédance acoustique de l ’oreille humaine n ’est pas une grandeur fixe. Elle diffère beaucoup entre les divers sujets. Elle dépend, pour la même personne, non seulement de la pression avec laquelle le récepteur est appli­qué à l ’oreille, mais aussi de la position du récepteur par rapport à l ’entrée de l ’oreille. Elle est

(12/XII, Ann. 5)

240 QUESTIONS COM XII

influencée aussi par la forme du pavillon. L ’affaiblissement d ’adaptation est, en général, petit, c ’est-à-dire que le récepteur est mal adapté à l ’impédance de l ’oreille. Pour les oreilles artificielles, l’adaptation est meilleure. Les pertes dues aux réflexions varient beaucoup selon la dispersion de l ’exposant d ’adaptation. Cela pourrait être une cause des petites différences des courbes d ’audi­tion mesurées sur différentes personnes.

h260°

40°

20 °

0°

- 2 0 °

- 40“

- 60°

- 80°

- 100°

- 120°

-140°

- 160°

- 180*

4)»

2 î 3<»•

++

+

♦

f.1 38,95 Hz-c /s

•

•

C.CI.T.T. 79

-0 .3 -0 .2 -0.1 0.1 0.2 0,3 0,4 0.5 0.6 0.7 0,8 0.9 1,0. 1.1 1.2 13 1.4 1.5 Np aF

le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F ig u r e 9

80»

60"

40°

20 »

0» - 20»

-4 0 »

- 6 0 "

-8 0 »

■ 100'

■ 120"

• 140°

- 160»

4<i

1, 2, i 3 1

f . : 97.9 H z-c /s

•

* • :

•

C.C .T.T. 80

-1.0 -0 ,9 -0 .8 -0 .7 -0 ,6 -0 .5 -0 .4 -0 ,3 -0 .2 -0.1 0 0,1 0.2 0,3 0,4 0,5 0,6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 1.2 1,3 1.4 1,5 1,6 1,7Np a Fj

= le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l’oreille fortement à l ’oreille

F ig u r e 10

(12/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 241

100°

80°

60°

40°

20°

0°

- 20°

- 4 0 °-0 ,2 -0,1 0 0,1 0,2 0,3 0,4 0,6 Np a Fj

le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificiellelégèrement à l ’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 11

2 0 0 “

180°

160“

140“

120“

100“

80“

60“

40“

20“

0“-10 -0,9 -0.8 -0.7 -0.6 -0.5 -0,4 -0.3 -0.2 -0,1 0 Np aFj

le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificielle légèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F i g u r e 12

3O h

m•

+*

t2

. ?4-

•

f»1591 55 Hz- c/s

C.C.I.T.' 182

&

2•

f s 79 i.7 Hz- + ,

C/S

•

C.C.I.T. 181

(12/XII, Ann. 5)

220 °

200 °

180°

160°

1A0 °

120°

100°

8 0 °

6 0 °

40°

20 °

0 °- 0 ,5 - 0 .4 - 0 ,3 - 0 .2 -0 .1 0 Np

• = le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O légèrement à l ’oreille fortement à l ’oreille

F ig u r e 13

242 QUESTIONS COM XII

38 dHk 2 '< ° .

)

f = 23817,3 Hz -c /s

c.c.i.t: : 183

F2

= oreille artificielle

(12/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 243

300°

280°

260°

2 4 0 °

2 2 0 “

2 0 0 “

180°

160“

140“

1 2 0 “

1 0 0 “

8 0 “

60"

40 “

20“

0“0 0.1 0.2 0.3 0,4 0[5 0,6 0.7 0.8 0,9 1.0 1.1 1.2 13 1.4 1.5 Np a Fj

= le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificielle légèrement à l’oreille fortement à l’oreille

**2 2 0 0 °

180°

160°

140°

120°

100°

80»

60°

40°

20 °

0°0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 1.1 1,2 13 1,4 1,5 Np aFj

— le récepteur est appliqué + = le récepteur est appliqué O = oreille artificielle légèrement à l’oreille fortement à l’oreille

F ig u r e 15

F i g u r e 14

4

è

o

t • +

••: ••

i l

l

f ,3 î 01.5 hIz-c/s

O O rH I 185

4

3° • .

+2O

++

•

f .3 1 13.1 h z -c /s

.+

C.C .T.T. 84

(12/XII, Ann. 5)

244 QUESTIONS COM XII

A N N EX E 6

(à la Question 12/XII)

Etude d’une sonde microphonique

(Note présentée par l ’Adm inistration italienne)

(Voir l ’ancienne Annexe 2, pages 677 à 689 du tome V du Livre Rouge.)

A N N EX E 7

(à la Question 12/XII)

Résultats de mesures préliminaires effectuées dans le but de déterminer la forme physique externe que doit présenter une bouche artificielle si l ’on veut qu’elle produise

un effet d ’obstacle analogue à celui que produit la tête humaine

(Contribution de la Chile Téléphoné Company)

(Voir l ’ancienne Annexe 3, pages 690 à 696 du tome V du Livre Rouge)

Question 13/XH — Distorsion de non-linéarité des appareils téléphoniques

(suite de la Question 13 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

Recueil d’informations:1. sur les effets que la distorsion de non-linéarité d’un appareil téléphonique d’abonné

produit sur la qualité de la transmission téléphonique2. sur les méthodes de mesure de la distorsion de non-linéarité d’un appareil télépho­

nique d’abonné, et3. sur les effets du bruit du microphone à charbon d’un appareil téléphonique d’abonné

sur la qualité de la transmission téléphonique.Remarque. — La documentation recueillie jusqu’ici fait l’objet de l’Annexe 26 (tome V du Livre

Rouge, 2e partie). L ’Annexe ci-après donne une nouvelle contribution à l ’étude de cette question. A titre d’informations complémentaires les Administrations pourront se reporter à la contribution COM 12 — N° 38 (période 1957-1960) qui est une contribution de l’Administration japonaise examinant les facteurs susceptibles d ’affecter le timbre naturel de la voix dans un système de transmission.

ANNEXE

(à. la Question 13/XII)

Contribution de l ’Administration italiennePoint 1

On a effectué des essais de qualité de transmission sur une communication téléphonique complète dans laquelle on pouvait modifier la distorsion de non-linéarité et l ’équivalent de réfé­rence. Le schéma du montage employé est indiqué dans la figure 1, de laquelle il résulte que le microphone à charbon a été remplacé par une capsule réceptrice téléphonique convenablement amplifiée et corrigée.

(13/XII, Ann.)

QUESTIONS COM XII 245

F i g u r e 1

F i g u r e 2

(13/XII, Ann.)

246 QUESTIONS COM XII

Note moyenne Note moyenne

Figure 4

Dans la figure, on voit aussi le circuit qui produit la distorsion, réalisé avec un redresseur inséré dans un troisième enroulement d ’un transformateur. La distorsion dépend du niveau du signal selon les courbes indiquées dans la figure 2. U n affaiblisseur à l ’entrée du circuit de distor­sion, en connexion avec un amplificateur et un affaiblisseur à la sortie de ce circuit, permet de modifier la distorsion indépendamment de la valeur choisie pour l ’équivalent de référence du circuit complet.

(13/XII, Ann.)

QUESTIONS COM XII 247

Les essais d ’opinion ont été effectués avec un bruit de salle de 50 db (spectre de Hoth) et les résultats obtenus sont représentés dans la figure 3 qui donne la note moyenne pour différentes valeurs de l ’équivalent de référence et de la distorsion. La figure 4 donne la réduction de qualité de transmission, en db, en fonction de la distorsion pour différentes valeurs de l ’équivalent de référence.

Point 2On a étudié ce point pour ce qui concerne la distorsion de non-linéarité produite par quatre

types de capsules microphoniques à charbon couram m ent employées, alimentées par un courant correspondant aux conditions d ’emploi dans l ’appareil téléphonique branché à la m aquette d ’alimentation avec ligne nulle.

Les microphones ont été excités avec une source à pression acoustique constante aux diverses fréquences et à laquelle on a donné les valeurs 10, 30, 100 baryes. Le schéma du montage expéri­mental est indiqué dans la figure 5.

F i g u r e 5

On a utilisé les deux méthodes suivantes :1) M icrophone excité avec les fréquences fixes de 300, 500 et 1000 Hz, en ayant le soin de

taper d ’une manière uniforme le microphone au début de chaque mesure effectuée le plus rapide­m ent possible. A la sortie du circuit on a mesuré la tension de la fréquence fondamentale et des harmoniques 2 et 3.

2) M icrophone excité avec balayage continu des fréquences, entre 100 et 5000 Hz, d ’une durée de 10 secondes environ. Dans ce cas, aucun traitem ent mécanique préalable du m icrophone n ’a été nécessaire. La sortie du circuit a été connectée à un enregistreur graphique précédé par un filtre passe-bande de fréquence variable en synchronisme avec le balayage et coïncidente ou bien espacée d ’une octave et de deux octaves. On obtenait donc trois courbes représentatives respecti­vement de la fondamentale, de l ’harmonique 2 et de l ’harmonique 3.

Les résultats obtenus avec ces deux méthodes sont suffisamment constants et coïncident assez bien pour le type A, tandis que pour les types B, C et D la deuxième méthode seulement a donné des résultats suffisamment constants. En outre, le type A a donné des valeurs de distorsion plus élevées que les types B, C et D qui coïncident à peu près. Les résultats sont indiqués dans la figure 6 .

(13/XII, Ann.)

248 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 6

Point 3

On a mesuré le niveau du bruit engendré par le microphone à charbon dans les conditions d ’essai susdites et on a trouvé une valeur moyenne de —76 dbmp avec un écart type de 2 db.

On pense que ce bruit, au point de vue de son influence sur la qualité de transmission, peut être considéré comme un bruit de circuit, compte tenu soit de son niveau, soit du niveau des sons vocaux.

A cet égard on peut se référer à la contribution déjà donnée par l ’Administration italienne et qui figure dans l ’Annexe 1 à la Question 4/XII.

Question 14/XII — Locaux et équipements du Laboratoire du C.C.I.T.T.

(suite de la Question 14 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

a) Agencement des locaux réservés au Laboratoire du C.C.I.T.T.;b) Equipements du Laboratoire du C.C.I.T.T.

(Question 14/XII)

QUESTIONS COM XII 249

Question 15/XII — Mesure d’indices basés sur la force des sons

(question nouvelle)

1. Plusieurs méthodes sont utilisées par diverses Administrations pour mesurer dans leurs laboratoires des indices basés sur la force des sons, par exemple:

a) l ’équivalent de référence défini par le C.C.I.T.T. et utilisé au Laboratoire du C.C.I.T.T.;

b) l ’équipement O.B.D.M. utilisé par l ’Administration de la République fédérale d’Allemagne et dans les laboratoires d ’autres Administrations;

c) l ’équipement E.A.R.S. utilisé par l ’American Téléphoné and Telegraph Company;d) la méthode de mesure sur la base d’un trajet de 1 mètre d’air, fondée sur

l ’A.R.A.E.N. et utilisée par l ’Administration britannique.2. Peut-on établir des relations entre les résultats obtenus par ces diverses méthodes

à l ’aide de considérations théoriques, en ce qui concerne les grandeurs suivantes :a) indice global d’un poste et d’une ligne d’abonné reliés par un affaiblisseur au poste

et à la ligne d’un autre abonné;b) indice à l ’émission d’un poste et d’une ligne d’abonné;c) indice à la réception d’un poste et d’une ligne d’abonné;d) indice de l ’effet local d’un poste d’abonné relié à une ligne déterminée?Dans l ’affirmative, quelles devraient être ces relations?3. Si l ’on peut établir des relations théoriques, il serait très souhaitable aussi de vérifier

que leur application est suffisamment précise dans la pratique. Cette exigence serait satis­faite au mieux par une collaboration entre les laboratoires des Administrations et le Labo­ratoire du C.C.I.T.T. en vue d’obtenir la mesure, par toutes ces méthodes, d’un certain nombre de postes d ’abonné de types différents.

4. Si l ’on ne peut établir aucune relation théorique, la seule méthode par laquelle on pourrait obtenir une relation empirique utile dans la pratique consisterait à faire une série de mesures de postes d ’abonné de types différents. Il conviendrait d’établir un plan à cet effet.

5. L’étude de cette question devrait commencer par le rassemblement de tous les renseignements disponibles sur cette question. Beaucoup de ces renseignements se trouvent dans les documents du C.C.I.T.T. et il est possible que les Administrations disposent de certains renseignements qui n’ont pas été publiés.

Remarque 1. — A titre d ’information, les Annexes 1, 2, 3 et 4 ci-après décrivent des méthodes pour déterminer à partir de mesures objectives, des grandeurs analogues à l’équivalent de référence. Dans les Annexes 27 à 29 de la 2e partie du tome V du Livre Rouge, sont décrits des appareils pour la mesure objec­tive des équivalents de référence utilisés respectivement par les Administrations de France, de la République fédérale d ’Allemagne et de Suisse. L ’Annexe H (2e partie du présent ouvrage) décrit le téléphonomètre portatif utilisé par l’Administration tchécoslovaque.

Remarque 2. — L’Annexe 5 donne la description de la méthode étudiée par l’Administration de la République fédérale d’Allemagne pour déterminer l’affaiblissement sur images de capsules microphoniques et réceptrices.

) (Question 15/XII)

250 QUESTIONS COM XII

A N NEX E 1 (à la Question 15/XII)

Contribution de l ’American Téléphoné and Telegraph CompanyIntroduction

Dans une précédente réponse à cette question, l ’A.T. & T. Co. a donné une description d ’un plan révisé de spécification de la qualité de transmission téléphonique basé sur la mesure objective de la force des sons [1]. On a reconnu que, si un certain nombre d ’autres facteurs présentent une certaine importance en ce qui concerne la construction des postes et des circuits téléphoniques, l ’affaiblissement de la force du son est probablement la meilleure mesure de la qualité de transmis­sion une fois que l ’on dispose d ’appareils téléphoniques répondant à une norme de qualité unifor­mément élevée. Au moment de la publication de ce plan révisé, on n ’était pas encore parvenu à élaborer entièrement la méthode de mesure objective suffisamment liée à la force subjective des sons. Une telle méthode est maintenant mise au point; elle donne des résultats très satisfaisants pour la spécification de la transmission directe et de l ’effet local des postes couramment utilisés dans le Bell System; dans son principe, elle est analogue à celle qu ’avaient proposée K. Braun etH. Koschel [2].

Cette méthode de mesure est appelée « système de spécification électroacoustique » (Electro- acoustic Rating System: E.A.R.S.). Elle est actuellement appliquée dans les Bell Téléphoné Laboratories pour évaluer la qualité de transmission des nouveaux postes téléphoniques. Bien que ce système ne soit pas directement utilisé par les compagnies d ’exploitation téléphonique de la manière prévue dans l ’article original, il servira de base à l ’établissement de normes de transm is­sion et à l ’établissement de règles pour l ’étude technique et l ’installation de lignes et équipe­ments de transmission. Le système de spécification électroacoustique est brièvement décrit ci-après.

Un système de spécification électroacoustique pour circuits téléphoniquesGénéralités

La mesure des circuits téléphoniques et la spécification de leur qualité de transmission sont compliquées par le fait qu ’un grand nombre de facteurs, notam m ent la caractéristique de fonction­nement aux diverses fréquences, l ’effet local et la distorsion de non-linéarité, peuvent exercer une influence sur la qualité du point de vue de l ’usager. La plupart des systèmes de spécification se fondent sur la comparaison des postes téléphoniques et des circuits qui les relient avec des systèmes de référence (ou étalons) faite sur une base subjective. Dans les premiers temps, on demandait aux personnes participant aux expériences de comparer les circuits avec le système de référence sur la base de la force de sons provenant d ’un interlocuteur réel. C ’est de cette manière que sont déterminés les équivalents de référence. E tant donné que les appareils téléphoniques ont été améliorés à d ’autres égards, de simples comparaisons de la force du son avec le système de réfé­rence ne permettaient pas de fournir une évaluation correcte des améliorations intervenues. Des méthodes de mesure fondées sur des comptages des répétitions ont été appliquées pour les com pa­raisons subjectives et on a ainsi abouti au principe de l ’équivalent de transmission effective appli­qué par le Bell System au moment de la mise en service des postes d ’abonné modernes de haute qualité.

A l’heure actuelle, cette mise en service est pratiquement achevée et la diminution de la qualité de transmission du fait de facteurs autres que la force du son a tellement diminué qu ’il est possible de n ’en pas tenir compte dans la méthode de spécification fondamentale. La force du son est la principale variable dans les projets de construction du réseau, en sorte qu ’il est possible de revenir au point de départ et de procéder à l ’évaluation par comparaisons subjectives avec un système de référence sur la base de la force du son et d ’utiliser à nouveau la notion d ’équivalent de référence.

L ’une des difficultés fondamentales qui se présente avec un plan de spécification fondé sur un système de référence physique est que l ’appareillage nécessaire finit par devenir périmé et qu ’il est difficile à obtenir. Il vaut infiniment mieux spécifier la référence en fonction de paramètres

(15/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 251

physiques, lesquels auront toujours une signification. De plus, s’il est possible de procéder à des comparaisons objectives plutôt qu ’à des comparaisons subjectives, les avantages deviennent réellement importants.

La possibilité de revenir au critère de force du son a facilité la mise au point d ’un nouveau plan de spécification basé sur une méthode de mesure objective. U n tel plan a été décrit en 1955 par MM. Blye, Coolidge et Huntley [1]. Au m oment où ce plan de spécification révisé a été pré­senté, les méthodes de mesure objective de la force du son n ’étaient pas encore parfaitem ent au point. Cependant les principes fondamentaux sont nettem ent établis dans cet article de 1955. Les paragraphes suivants de la présente annexe décrivent de quelle manière la méthode de mesure objective a été appliquée pour aider à l ’étude et à la construction des postes d ’abonné et des systèmes de transmission de l ’avenir.

Le plan de spécification

Le point de départ de ce plan est une définition objective de l ’indice global d ’une com munica­tion téléphonique. En adm ettant qu ’il soit possible de mesurer les pressions acoustiques et les tensions complexes en les rattachant directement à la sensation subjective de force des sons, l ’indice global est simplement le rapport de la pression acoustique d ’entrée aux lèvres de celui qui parle à la pression acoustique de sortie appliquée par le récepteur téléphonique à l ’oreille de celui qui écoute. On peut considérer qu ’un indice égal à zéro correspond à une distance nulle entre les lèvres et l ’oreille. L ’indice d ’un système émetteur local est défini de manière arbitraire comme le rapport de la pression vocale d ’entrée (en millibars) aux lèvres de celui qui parle à la tension de sortie (en volts) aux bornes d ’une résistance de charge de 900 ohms. Il s ’ensuit que l ’indice d ’un système récepteur local est le rapport de la moitié de la tension d ’entrée à circuit ouvert (en volts) d ’un générateur purement résistif de 900 ohms à la pression acoustique vocale (en millibars) appli­quée à l’oreille de celui qui écoute par le récepteur téléphonique.

La même définition des indices à l ’émission et à la réception peut être appliquée à un poste téléphonique isolé et les résultats sont en ce cas appelés indices de conversion d ’un poste télépho­nique. Il est nécessaire que ces mesures portent sur une série de valeurs du courant en ligne, ce dernier exerçant une action sur l ’efficacité du microphone et l ’affaiblissement du compensateur. Comme indice de poste d ’abonné, on prend normalement la valeur correspondant à 100 mA.

L ’indice d ’une ligne d ’abonné est défini comme la différence entre l ’indice du système local et l ’indice de conversion du poste d ’abonné pour la même valeur de courant en ligne. La division des indices du système local en indice du poste et indice de transmission de la ligne distincts ne présente réellement de valeur que s’il n ’existe pas de relation définie entre le courant d ’alimen­tation et l ’indice de la ligne. D ans la pratique, il est très commode de se limiter aux indices de transmission de systèmes locaux complets. Les indices de transmission des systèmes locaux à l ’émission et à la réception, déterminés expérimentalement et exprimés en fonction de la longueur du câble, du diamètre des conducteurs et de la charge présentent une utilité particulière pour les études techniques.

En principe, l ’indice d ’un circuit est la différence entre l ’indice global d ’une communication et la somme des deux indices des systèmes locaux à l ’émission et à la réception. Pour les circuits qui ont une caractéristique relativement plate dans la bande comprise entre 300 H z et 3300 Hz et qui présentent une impédance voisine de 900 ohms, l ’affaiblissement à la fréquence 1000 Hz est égal à l ’indice avec une approxim ation satisfaisante. Il est possible de tenir com pte d ’écarts im portants par rapport à la valeur idéale en introduisant des corrections pour la distorsion d ’affaiblissement et pour les pertes dues aux réflexions.

La méthode de mesure objective

E n étudiant le plan de spécification, on a formulé l ’hypothèse qu ’il était possible de mesurer les pressions acoustiques et les tensions complexes en les reliant directement à la sensation subjec­tive de force du son. Des méthodes de calcul de la force du son, qui ont été mises au point autre­fois, sont extrêmement précises à en juger par des essais subjectifs. Ces méthodes impliquent tout

(15/XII, Ann. 1)

252 QUESTIONS COM XII

d ’abord une division de la largeur totale de la bande en sous-bandes élémentaires et la pondéra­tion de la réponse du circuit correspondant à la sous-bande par la courbe spectrale normale des sons vocaux et la contribution connue de cette sous-bande à la force du son. On a constaté que, si la bande est balayée de façon logarithmique de telle sorte que la vitesse de balayage (en Hz par seconde) soit proportionnelle à la fréquence, chaque sous-bande est très sensiblement affectée de la pondération appropriée.

D ans la méthode de calcul, les sous-bandes pondérées sont combinées selon une méthode qui consiste à prendre la racine 2,2 de la réponse dans chaque sous-bande, à additionner les résultats obtenus et à porter la somme ainsi obtenue à la puissance 2,2. Cette même méthode peut être concrétisée matériellement par un compresseur d ’amplitude, à action rapide, présentant un rapport de 2 ,2 db à 1 db et un voltmètre à longue constante de temps muni d ’une graduation appropriée. C ’est cette application concrète de la méthode de calcul qui sert de base au Système de spécification électroacoustique.

L ’ensemble du système utilisé pour déterminer les indices nécessaires pour le plan de spécifi­cation présente deux parties principales: une voix artificielle et un système de mesure du type à compression avec une entrée électrique et une entrée acoustique. En outre, on utilise un enregis­trem ent sur bande de la sortie d ’un système téléphonique émetteur local pour assurer l ’entraîne­ment électrique et obtenir les indices de systèmes récepteurs.

La voix artificielle est utilisée comme source acoustique pour exciter le microphone d ’un système téléphonique. Elle produit, avec balayage logarithmique des fréquences, un son pur ayant une amplitude de référence constante de — 42 dbmB en un point de référence spécifié à ses « lèvres ». Ce balayage passe de 300 Hz à 3300 Hz à raison de six fois par seconde. Le niveau de —42 dbmB est utilisé car il se trouve au voisinage du niveau moyen de la parole humaine. La voix est produite par un oscillateur à balayage logarithmique des fréquences, une bouche artifi­cielle avec correcteur de distorsion, un amplificateur et un dispositif perm ettant le traitement préalable du microphone. Ce dernier est constitué par un affaiblisseur de 6 db qui est retiré du circuit de conversation pendant quelques secondes dans le cadre du « traitement préalable » d ’un microphone à charbon immédiatement avant les mesures.

L ’appareil de mesure est utilisé pour mesurer la sortie acoustique ou électrique de l ’ensemble d ’un système téléphonique complet, ou d ’une partie de ce système, sous forme d’indice pour la force du son. Il est également utilisé pour étalonner le signal d ’entrée appliqué à ce système. Il se compose de deux circuits d ’entrée et d ’un circuit de mesure commun. Le circuit d ’entrée acous­tique se compose d ’un coupleur de 6 cm3 et d ’un microphone à condensateur, constituant une oreille artificielle, et d ’un amplificateur. Le deuxième circuit d ’entrée, le circuit électrique, est simplement constitué par une bobine d ’entrée à impédance élevée (12 000 ohms). Chacun de ces circuits d ’entrée est relié au circuit de mesure par un commutateur. Le circuit de mesure se com­pose d ’affaiblisseurs d ’étalonnage et de mesure, d ’amplificateurs, d ’un compresseur 2 ,2/1 et d ’un voltmètre à tube à vide à intégration linéaire. U n condensateur peut être mis en dérivation à la sortie du voltmètre pour am ortir les vibrations à 6 Hz de l ’indicateur, afin de faciliter des lectures précises.

Le compresseur a pour but de comprimer tous les signaux arrivants dans un rapport de 2,2 db à 1 db, correspondant à la loi requise, en racine 2,2, déjà mentionnée. Il le fait avec une précision satisfaisante sur un intervalle de valeurs d ’amplitude suffisant pour couvrir l ’intervalle norm al de variation de l ’amplitude sur tous les circuits téléphoniques normaux. Au-delà de l ’intervalle de fonctionnement du compresseur, le rapport de compression revient à l ’unité, en sorte qu ’il importe que les signaux à l ’entrée du compresseur subissent une régulation pour rester dans l ’intervalle de compression.

Le voltmètre à tube a pour objet de permettre de connaître les tensions de sortie du compres­seur. Cela signifie que la tension qui actionne l ’instrument indicateur doit varier de façon linéaire en fonction de la tension à la sortie du compresseur (tension à l ’entrée de l ’instrument indicateur) dans tout l ’intervalle de variation de l ’amplitude correspondant. (Bien entendu, cet intervalle est seulement égal à 1/2,2 fois l ’intervalle à l ’entrée du compresseur.) E tant donné les limitations de la variation d ’amplitude imposées par le compresseur et par le voltmètre, il est tout d ’abord néces­

(15/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 253

saire de choisir un voltmètre adapté au compresseur. Ensuite, pour faire un étalonnage ou une mesure précis avec le système de mesure, il est nécessaire de régler les affaiblisseurs d ’étalonnage ou de mesure jusqu’au mom ent où le voltmètre atteint une valeur critique donnée (appelée valeur de référence), proche du centre des intervalles de fonctionnement satisfaisant du compresseur et du voltmètre. Lorsque cette valeur de référence est atteinte, l ’étalonnage est terminé, ou bien l ’indice mesuré est indiqué directement par les affaiblisseurs de mesure. Il est actuellement impos­sible d ’utiliser un instrument indicateur à lecture directe pour les indices, étant donné les inter­valles limités d ’amplitudes utiles du compresseur et du voltmètre, ainsi que de légers écarts du rapport de compression (par rapport à la valeur 2 ,2/ 1) dans l ’intervalle de compression.

A partir de cette description, la manière d ’obtenir l ’indice d ’un système téléphonique complet à l ’aide du dispositif de mesure devrait être parfaitement claire. Lorsqu’il faut déterminer un indice à la réception, la question se pose de ce qu ’il convient d ’utiliser comme signal électrique à l ’entrée de la section de réception. On pourrait utiliser à cette fin un balayage logarithmique uniforme avec une tension à circuit ouvert de — 36 dbV. Cependant, dans les circuits de réception

db

-11-10- 9

- 8- 7

- 6- 5

- 4- 3- 2

2V 3

45678910

11

12

13100 200 300 400 S00 600 800 1000 2000 3000 4000 5000 6000 8000 10000Fréquence en Hz

F i g u r e 1 . — Courbe de réponse du générateur employé pour déterminer les indices de circuits de liaisonet d’éléments à la réception

à caractéristique typiquement plate, les limites de la bande risquent de contribuer davantage à la force du son que ce n ’est le cas s’ils sont actionnés par un circuit émetteur typique, à caractéris­tique présentant des pointes. D e telles pondérations à la réception, s’ajoutant aux indices à l ’émis­sion, ne donneraient pas d ’indices globaux exacts. La solution consiste à faire entraîner le circuit de réception par un circuit d ’émission « typique ». Le circuit d ’émission utilisé à cet effet et sa réponse sont indiqués sur la figure 1. Dans la pratique, ce circuit d ’émission peut être remplacé par un enregistrement sur bande pour éliminer l ’instabilité du microphone à charbon.

Ce principe de l ’utilisation d ’un enregistrement sur bande pour obtenir des signaux commodes et stables peut être étendu aux postes d ’abonné de n ’importe quel circuit dont on veut apprécier la qualité. Si les mesures doivent permettre de déterminer avec précision l ’effet de certains para­mètres de ligne, comme la longueur du câble, la sortie du poste d ’abonné doit être parfaitem ent

1 1 1 1 1 1 1 1

- J

00-

5 h 4 26 3XS > n* £n ---------------------

Bouche 500 1 L “ uu

__

//

/ \\\

y \

y * \\\

/\

//

//

/1

f/ty

/ —Bande de fréquences pour le système de spécification électroacoustique *1y I l 1 C.C.I.T.T. 116

(15/XII, Ann. 1)

254 QUESTIONS COM XII

stable. On peut y parvenir en remplaçant le microphone à charbon par un enregistrement sur bande de la sortie d ’un microphone à charbon excité par la voix artificielle. En réglant le niveau, il faut tenir dûment compte de l ’effet du courant en ligne sur l ’efficacité du microphone.

Lorsqu’un microphone à charbon est excité par une bouche artificielle pour faire des mesures ou préparer un enregistrement sur bande, le combiné est monté dans un cadre spécial. D ans ce cadre, on peut faire tourner le combiné pour assurer le traitement préalable des grains de charbon du microphone, puis le ram ener en position de repos à une distance précise de la bouche artifi­cielle. Cette distance correspond à la distance modale entre le microphone et les lèvres de celui qui parle pour ce combiné particulier. U n second traitement préalable est appliqué en augm entant momentanément la pression acoustique de 6 db avant la mesure.

Travaux ultérieurs et applications futures

La précision du système de spécification électroacoustique, telle qu’il est possible de la déter­miner par la méthode extrêmement précise de calcul de la force des sons mentionnée ci-dessus, est d ’environ 1,5 db lorsqu’on procède à la mesure de circuits présentant une distorsion relative­m ent considérable. Elle est parfaitement suffisante pour pouvoir être utilisée comme méthode normalisée d ’appréciation des postes téléphoniques et des plans de transmission des réseaux locaux et les Bell Téléphoné Laboratories l ’appliquent actuellement à cette fin. L ’une de ses prin­cipales applications perm ettra de caractériser le matériel actuel de lignes d ’abonné sous forme d ’indices déterminés avec le Système de spécification électroacoustique. Cette étude perm ettra peut-être de suggérer des modifications aux règles actuellement appliquées pour les projets de construction des lignes d ’abonné, pour obtenir un meilleur équilibre entre le prix de revient et la qualité de transmission.

On étudie également un perfectionnement de cette méthode. La courbe spectrale plate de^la voix artificielle peut exercer sur les grains de charbon d ’un microphone un effet de « traitement préalable» sensiblement différent de celui de la voix humaine. Cette question sera étudiée en filtrant le spectre de la voix artificielle et en ajoutant un filtrage inverse en am ont du compresseur du circuit de mesure. Si les résultats sont différents et nettement plus conformes aux essais subjec­tifs, on pourra modifier le Système de spécification électroacoustique. Cette modification n ’exer­cera cependant aucun effet sur le plan de spécification et n ’aura que de très faibles répercussions sur les valeurs de spécification existantes.

BIBLIOGRAPHIE

[1] Blye, P. W., Coolidge, O. H. et Huntley, H. R.: Un plan révisé de spécification de la qualité de transmission téléphonique. Bell System Technical Journal, Vol. 34, p. 453-472, mai 1955 (reproduit dans le Livre Rouge du C.C.I.T.T., tome I, p. 636-651 et tome V, p. 607-624).

[2] B r a u n , K . et K o s c h e l , H. : L ’appareil de mesure à indication directe de l’équivalent de référence et son importance pour l’amélioration des normes en téléphonie. Fernmeldetechnische Zeitschrift, Vol. 5, N° 10, 1952.

A N NEX E 2

(à la Question 15/XH)

Contribution de l ’Administration italienne à l ’étude des méthodes de mesure objectivesde l ’équivalent de référence

(Voir pages 624-637 du tome V du Livre Rouge.)

(15/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 255

AN NEX E 3

(à la Question 15/XII)

La fonction « force des sons » et le calcul des équivalents relatifs pour la langue japonaise

(Note de l ’Administration des téléphones du Japon)(Voir pages 637 à 662 du tome V du Livre Rouge.)

AN NEX E 4

(à la Question 15/XII)

Contribution de l ’Administration française

(Voir pages 663-665 du tome V du Livre Rouge.)

A NNEXE 5

(à la Question 15/XII)

L ’affaiblissement sur images de capsules microphoniques et réceptrices

(traduction d ’un article de K. Braun publié dans Nachrichtentechnische Zeitschrift, 1960, N° 8 ,pages 365 à 370)

1. Généralités

D ans une liaison téléphonique, le microphone et le récepteur téléphonique sont les éléments de terminaison d ’un long réseau récurrent qui se compose de circuits et d ’équipements de commu­tation. Pour projeter et mesurer les circuits, on utilise les affaiblissements caractéristiques de la théorie des quadripôles. Il est donc facile à concevoir d ’utiliser aussi pour les appareils télépho­niques un affaiblissement caractéristique qui puisse être adapté au plan d ’affaiblissement projeté pour le circuit.

En 1926 le Comité Consultatif International Téléphonique (C.C.I.F.) adopta un système de référence, qui a reçu la désignation abrégée de S.F.E.R.T. et peut être considéré comme un appa­reil téléphonique norm al dont les caractéristiques de transmission sont physiquement fixées de manière univoque. Ce système de référence sert à com parer par des essais à la voix et à l ’oreille des appareils téléphoniques à mesurer sur la base de l ’impression sonore. Si le système de réfé­rence transm et la parole plus haut que l ’appareil téléphonique à mesurer, il faut, pour obtenir la même impression sonore à la réception, inclure dans le système de référence un affaiblissement, dénommé équivalent de référence. E tant donné qu ’un appareil téléphonique sert à parler ou émettre et à écouter ou recevoir, on distingue l ’équivalent de référence à l ’émission et l ’équivalent de référence à la réception. L ’équivalent de référence peut aussi être considéré comme étant la valeur moyenne formée par la voix et l ’oreille de l ’équivalent de transmission du microphone ou du récepteur téléphonique, rapportée à l ’équivalent de référence étalon correspondant du S.F.E.R.T. L ’équivalent de transmission moyen correspond, avec une bonne approxim ation, à l ’équivalent de transmission pour 1000 Hz.

L ’équivalent de référence est une mesure relative qui ne dit rien au sujet de l ’affaiblissement effectif du récepteur téléphonique. Pour déterminer l ’équivalent de référence d ’un récepteur idéal, il est nécessaire de connaître l ’affaiblissement sur images. On indique ci-après une m éthode qui permet de déterminer l ’affaiblissement sur images et les impédances images d ’un transducteur électroacoustique. L ’auteur a déjà effectué en 1943 et 1944 des études théoriques sur les transduc­teurs électroacoustiques considérés comme quadripôles électroacoustiques [1, 2 ].

(15/XII, Ann. 5)

256 QUESTIONS COM XII

2. Considérations théoriques

a) L e transducteur comme récepteur téléphoniqueOn considérera ici un transducteur réversible sous forme d ’une capsule réceptrice téléphonique.

Si le transducteur électroacoustique est utilisé comme récepteur téléphonique (fig. 1), il lui est fourni, du côté électrique, par ses deux bornes, de la puissance électrique sous forme d ’une tension Ux en volts et d ’un courant J x en ampères. D u côté acoustique, il est cédé à l ’orifice de sortie de la puissance acoustique sous forme d ’une pression acoustique P 1 et d ’un flux acoustique çx.

N111

Zel, M, 1 z a k , |

1 lI1L 1

Pi

1 C.C.I.T.T. 117

F ig u r e 1. — Quadripôle électroacoustique comme récepteur téléphonique

Etant donné que, exprimée en unités d ’énergie acoustique, la puissance électrique UJ = = p <p* 10-7 lorsque p et 9 sont mesurés dans le système C . G . S . , donc p en fi, bars et 9 en cm3/s, il est recommandable d ’utiliser pour les considérations théoriques le système M K S A , donc d ’exprimer p en N /m 2 = 10 pi bars et 9 en m3/s = 106 cm3/s.

D u côté acoustique, les bornes de sortie doivent être remplacées par la surface de référence acoustique qui est limitée par le bord de la capsule réceptrice.

D u côté électrique, le rapport entre la tension Ux et le courant Jx est déterminé par l ’impédance image Z e/i lorsque la sortie est terminée sur l’impédance image acoustique Z aki. Le rapport correspondant s’entend en sens inverse pour l ’impédance image acoustique Z aki comme rapport de la pression acoustique p x au flux acoustique <pv

Les transducteurs électroacoustiques sont, en général, des quadripôles électriquement longs. Leur impédance d ’entrée est donc pratiquement indépendante de l ’impédance terminale de sortie. L ’impédance image électrique est déterminée, dans les transducteurs magnétiques (récepteurs dynamiques et électromagnétiques) par la résistance ohmique et l ’inductance de la bobine, et dans les transducteurs électriques (microphone à condensateur, récepteur piézoélectrique) par la capaci­tance du transducteur. L ’impédance image acoustique e s t. principalement déterminée par le volume d ’air Vl de la cavité comprise entre le diaphragme M et la surface de référence acoustique. Aussi longtemps que les dimensions de cette cavité sont petites par rapport à la longueur d ’onde, on peut représenter l ’impédance image acoustique par

XP■‘ak

3<*VX

où x• = 1,4 est le rapport des chaleurs spécifiques,P = 1,013*10® pi bars la pression atmosphérique, w = 2 t u / la pulsation et Fj le volume efficace de la cavité.Comme il est indiqué dans l’Appendice, le volume Vx résulte, en première approximation,

du montage en parallèle de l’impédance acoustique de la cavité VL et de l ’impédance acoustique du diaphragme. E tant donné que l ’impédance du diaphragme n ’est purement capacitive qu ’aux basses fréquences, le volume d ’air efficace diminue aux fréquences plus élevées.

(15/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 257

L ’exposant de transfert sur images g 1 = ax + j bx, où ax est l ’affaiblissement sur images et b1 le déphasage sur images, est donné par la relation

>2 = u ± J i ^Pl 9i Pi Z eh

L ’affaiblissement sur images ax est

U z u zar = ln —- + V2 ln népers ou 20 log10 —- + 1 0 log10 db.

Pi ^eh Pi

En cas de terminaison du récepteur téléphonique sur son impédance image acoustique Zak, J e facteur de transfert est (si l ’on exprime a± en db)

üT = ] / ^ l 1 0 ' ^ r L t1 bar/V.Ux I Z eh

Si le facteur de transfert üT et les impédances images sont connus, on peut calculer l ’affaiblisse­ment sur images. L ’impédance image acoustique peut se calculer en première approxim ation à partir du volume d ’air VL de la cavité d ’après la relation

1,42-106 Z ak, = ------------- •

« Vy

Si la surface de référence de la sortie acoustique est terminée non par l ’impédance image, mais par une paroi rigide ou un microphone à condensateur caractérisé par une très grande résis­tance acoustique, on obtient le facteur de transfert à vide

2 p,Ut l = — 2 ü j .

u x

Si le facteur de transfert à vide, l ’affaiblissement sur images et l ’impédance image électrique sont connus, on peut calculer l ’impédance image acoustique Z ak.

L ’exposant de transfert sur images est défini en électroacoustique comme

ZnkUT = 20 log10 UT = — a-y + 10 log10 .Z ei

Il est donc défini comme inversement à celui qui, sous la forme 20 log10 — , est usuel en tech-iif

nique de la transmission.

b) Le transducteur comme microphone

Si le transducteur est utilisé sous forme d ’une capsule réceptrice comme m icrophone (fig. 2), la puissance acoustique est reçue à l ’entrée acoustique sous forme d ’une pression acoustique p 2 et d ’un flux acoustique cp2 et cédée aux bornes de sortie sous forme d ’une tension t /2 et d ’un cou­rant / 2. Les impédances images correspondantes du quadripôle sont Z ak% et Z e .

L ’exposant de transfert sur images g 2 = a2 + j b2 résulte de la relation

= . + ! _ u 2j 2 u * Z * ,

L ’affaiblissement sur images est

a2 = 20 log10 — + 10 log10 db^2 Z akt

(15/XII, Ann. 5)

258 QUESTIONS COM XII

P iLe rapport logarithmique Um — 20 log10 —— est désigné en électroacoustique par « exposantU2

de transfert ». En cas de terminaison par son impédance image Z ei2, le facteur de transfert sur images est

uM 'e h7 0 + a2

10 20 V/frbar.Pi f Z ak,,

Si on laisse ouverte la sortie électrique, on obtient le facteur de transfert à vide

_ 2 U 2 _Um l — ------------- 2 ü M .

Pi

C.C.I.T.T. 118

F i g u r e 2 . — Quadripôle électroacoustique comme microphone

Si le facteur de transfert et les impédances images sont connus, on peut calculer l'affaiblisse­ment sur images. Si inversement, le facteur de transfert, l ’affaiblissement sur images et l ’impédance image électrique sont connus, on peut déterminer l ’impédance image acoustique.

Si l ’on détermine pour le même transducteur le facteur de transfert lorsqu’il est utilisé comme récepteur téléphonique et le facteur de transfert lorsqu’il est utilisé comme microphone, le produit des facteurs de transfert est

2 a

iiM * wV= 10 20

où la somme des exposants de transfert ü M et ü T est égale au double de l ’affaiblissement sur images a.

c) Interconnexion de deux transducteurs

Si l ’on interconnecte deux transducteurs électroacoustiques de telle façon que leurs orifices acoustiques soient l ’un sur l’autre, on obtient un quadripôle électrique dont la première moitié se compose d ’un récepteur téléphonique et la seconde d ’un microphone.

Si Ux, J x et Z elx sont la tension, le courant et l ’impédance image électrique à l ’entrée du qua­dripôle et U2, J2 et Z ei2 la tension, le courant et l ’impédance image électrique à la sortie du quadri­pôle, son exposant de transfert sur images g X2 = ai2 + j ^12 est donné par la relation.

U * z Z

L ’affaiblissement sur images a12 est

a12 = 20 log10 — + 10 log10 -Z — db.0 2 Z e\x

(15/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 259

L ’affaiblissement «12 est égal à la somme des affaiblissements sur images individuels ar et a2 lorsque les impédances images acoustiques Z aki et Z akï des deux transducteurs sont pratiquem ent les mêmes. On a donc

«12= «i + «2 •

Si les deux transducteurs ont le même affaiblissement sur images, on a

al = «2 ~ Vl «12 •Si les affaiblissements sur images des deux transducteurs 1 et 2 sont différents, on peut déter­

miner leur différence à l ’aide d ’un troisième transducteur, dont le fonctionnement et les dimen­sions peuvent différer de ceux des deux transducteurs à étalonner, parce qu’il im porte d ’exécuter seulement une mesure relative et non une mesure absolue.

En cas d ’utilisation du troisième transducteur comme récepteur téléphonique auxiliaire, les transducteurs 1 et 2 sont mesurés comme microphones. Si le troisième transducteur est utilisé comme microphone auxiliaire, les transducteurs 1 et 2 sont mesurés comme récepteurs télépho­niques. On peut aussi utiliser comme transducteur auxiliaire un transducteur actif avec amplifi­cation.

La différence A a entre les affaiblissements aX3 et a23 lorsque le transducteur 3 est utilisé comme microphone, ou la différence A a entre les affaiblissements a31 et a32 lorsque le transducteur 3 est utilisé comme récepteur téléphonique, est égale à la différence des affaiblissements ax et a2. On a donc

A a = «i «2 = «13 «23 = «31 «32 •On trouve ainsi

«] = V2 («12 + A«),

«2 = Vl («12 — A « ) •Si les affaiblissements sur images a sont connus, on peut calculer d ’après les relations précitées

les facteurs de transfert à l ’aide des impédances images connues. On trouve que le facteur de transfert à vide coïncide avec celui déterminé par la méthode de réciprocité; on doit, dans ce cas, remplacer les affaiblissements a par le rapport logarithmique de la tension d ’entrée et de la tension à vide d ’entrée et la tension d ’entrée par le produit du courant et de l ’impédance image électrique [3, 4].

L ’affaiblissement sur images de la combinaison des transducteurs 1 et 2 peut être déterminé avec une précision de 0,1 décibel d ’après les méthodes de mesure connues (par exemple à l ’aide d ’un circuit de référence ou d ’un hypsomètre). Dans ce cas, il est recommandable de faire se term iner le transducteur 2 sur un troisième transducteur du même type, afin d ’avoir la term i­naison par l ’impédance correcte.

Pour calculer le facteur de transfert il est nécessaire de connaître encore les impédances images. L ’impédance image électrique de la combinaison de transducteurs peut être mesurée avec une très haute précision par mesure de l ’impédance d ’entrée et de l ’impédance de sortie. Si les deux transducteurs de même type ont le même affaiblissement sur images, l’impédance d ’entrée et l ’impédance de sortie sont exactement les mêmes.

Pour mesurer l ’impédance acoustique il est recommandable d ’utiliser la méthode du montageX.P

en parallèle d ’une impédance acoustique capacitive Z = ——- , qui est insérée comme volumegùAk

XPsupplémentaire A V entre les deux impédances images acoustiques Z ak = Z ak — ------, où V est

2 (O Vle volume d ’un transducteur. Il résulte du m ontage en parallèle ou de l ’augm entation du volume un affaiblissement d ’insertion A a, qui est tel que

^ 1 A V1 0 20 = 1 + -------------- .

2 V

(15/XII, Ann. 5)

2 60 QUESTIONS COM XÎI

Il en résulte le volume nécessaire pour déterminer l’impédance image acoustique Z ak

y - 1 AK 2

10 2 0 - 1

Si le transducteur est terminé non sur une impédance image, mais sur la résistance d ’utili­sation W, on obtient le facteur de transfert en service üB. E tant donné que les transducteurs sont, en général, des quadripôles électriquement longs, on peut remplacer la sortie du transducteur dans le microphone par un générateur ayant la tension à vide comme force électromotrice et l ’impédance image électrique Z ej comme impédance interne et, dans le récepteur, par un généra­teur avec la pression acoustique à vide et l ’impédance image acoustique . On trouve, pour le facteur de transfert en service

1 H------W

où ül est le facteur de transfert à vide.

3. Résultats de recherches expérimentales et de calculs

a) Mesure de capsules réceptricesOn a choisi pour les mesures une paire de capsules réceptrices électrodynamiques identiques et

une paire de capsules électromagnétiques identiques avec compensation magnétique. Chaque exemplaire d ’une paire avait pratiquem ent le même équivalent de référence à la réception et la même caractéristique de fréquence. Les deux capsules réceptrices d ’une paire étaient assemblées dans deux porte-capsules particuliers, dans un tube, de telle façon que leurs orifices acoustiques se trouvaient très près l ’un de l ’autre. La sortie électrique de la paire de transducteurs était terminée par une troisième capsule ayant la même impédance image électrique.

Le rapport de tension entre l ’entrée et la sortie de la paire de transducteurs fut mesuré, au moyen d ’un hypsomètre à haute résistance électrique, comme différence de niveau en népers, qui est égale au double de l’affaiblissement sur images a d ’un transducteur.

La différence de phase de la tension d ’entrée et de sortie est égale au double du déphasage sur images b. On peut la déterminer au moyen d ’un oscillographe. Pour déterminer le volume efficace V nécessaire pour calculer l ’impédance image acoustique, les deux capsules réceptrices furent éloignées l ’une de l ’autre d ’une distance correspondant au volume A F = 10 cm3 et l ’affaiblisse­ment d ’insertion A a fut mesuré comme différence de niveau en népers.

La figure 3 montre, pour la gamme de fréquences de la téléphonie, les résultats des mesures pour la paire de capsules électrodynamiques, dans lesquels se trouve indiqué, en plus de l ’affaiblis­sement sur images a et de l ’affaiblissement d ’insertion A a, aussi le déphasage sur images b.

Np d b

F i g u r e 3 . — Affaiblissement sur images a, déphasage sur images b, affaiblissement d’insertion A a,d’un transducteur électrodynamique

(15/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 261

La figure 4 m ontre les résultats des mesures pour la paire de capsules électromagnétiques.

Np db a

-30

-20 Na

-10 ___X Aa

---------- —C.C.I.T.T. 1 20 a

0.2 0.3 0.5 0.8 1 1.5 2 2,5 3 kHz

F ig u r e 4 . — Affaiblissement sur images a, affaiblissement d’insertion Aa d’un transducteur électromagnétique

L ’allure fondamentale de l ’affaiblissement sur images a est analogue pour les deux transduc­teurs, bien que leur impédance image électrique soit très différente. La résonance du diaphragme se produit à environ 2400 Hz. L ’affaiblissement d ’insertion A a est, pour le transducteur électro­dynamique, constant jusqu’à environ 2000 Hz et, pour le transducteur électromagnétique, constant jusqu’à 1400 Hz et égal à environ 0,35 néper, ce qui correspond à un volume efficace de 12 cm3. A proximité de la fréquence de résonance l ’affaiblissement d ’insertion augmente. Pour un affaiblissement d ’insertion de 1 néper le volume efficace est de 2,9 cm3.

L ’impédance image électrique Z eï et l ’impédance image acoustique Z ak sont représentées sur la figure 5 pour le transducteur électrodynamique et sur la figure 6 pour le transducteur électro­magnétique. L ’impédance image acoustique a été calculée à partir de l ’affaiblissement d ’insertion et du volume supplémentaire A F.

Zel

600

500

400

300

200

100

0

\

\ \\

\. . v ...

Zel

-------- \ “SV /

//

'N\

s . __ / %C.C.I.T.T.

Zak120B

0.2 0.3 0.5 0.8 1 15 2.5 3

Zak120

100

80

60

40

20

0kHz

F i g u r e 5 . — Impédances images électrique (Z e%) et acoustique {Zak) d’un transducteur électrodynamique

L ’impédance image électrique est, pour le transducteur électrodynamique, presque indépen­dante de la fréquence, tandis que, pour le transducteur électromagnétique, elle augmente très fortement avec la fréquence. L ’allure de l ’impédance image acoustique est identique pour les deux

(15/XII, Ann. 5)

262 QUESTIONS COM XII

Z e l

700

600

500

400

300

200

100

0

i /Zel

V

// f r*s_

i. y

Zak

C.C.I.T1. 121

ZakKO

120

100

80

60

40

20

00.2 0.3 0.5 0.8 1 1.5 2 2.5 3 k H z

F ig u r e 6. — Impédances images électrique (Za) et acoustique {Zak) d’un transducteur électromagnétique

transducteurs; cette impédance image diminue en principe avec la fréquence, mais elle augmente de nouveau à la fréquence de résonance.

Si l ’on mesure l ’équivalent de référence à la réception des capsules réceptrices sans montage d ’appareil, mais rapporté à une adaptation à 600 ohms, on trouve, pour la capsule dynamique —0,85 néper et pour la capsule électromagnétique —1,1 néper. Avec le montage d ’appareil, les valeurs de l ’équivalent de référence sont —0,46 néper et —0,73 néper. Pour comparer l ’affaiblisse­ment sur images avec l ’équivalent de référence, on doit se baser sur les valeurs pour 1000 Hz. On trouve, pour la capsule dynamique a — 2,4 népers et pour la capsule électromagnétique a = 2,2 népers. La différence entre l ’affaiblissement sur images et l ’équivalent de référence est donc d ’environ 3,3 népers. L ’équivalent de référence à la réception s’obtient par soustraction de3,3 népers de la valeur de l ’affaiblissement sur images. Pour un transducteur idéal avec un affai­blissement sur images égal à zéro, l ’équivalent de référence à la réception sans montage d ’appa­reil serait donc de —3,3 népers.

b) Mesure de capsules microphoniquesL ’affaiblissement sur images d ’une capsule microphonique peut être mesuré si l ’on forme un

quadripôle électrique avec une capsule réceptrice et la capsule microphonique, en les plaçant avec leurs orifices acoustiques l ’un contre l ’autre. E tant donné que les impédances images acoustiques de la capsule microphonique et de la capsule réceptrice ne diffèrent pas beaucoup l ’une de l ’autre, on peut déterminer l ’affaiblissement sur images a2 de la capsule m icrophonique à partir de la différence de l ’affaiblissement sur images total a12 de la combinaison de transducteurs et de l ’affai­blissement connu a1 de la capsule réceptrice. La capsule réceptrice dynamique convient pour ces mesures parce que son impédance image électrique pratiquement constante est égale à 300 ohms. On a utilisé comme capsule microphonique un microphone à charbon de type moderne avec une résistance d ’environ 60 ohms lors de la modulation. Ce microphone était alimenté par un pont d ’alimentation à petit affaiblissement et exempt de distorsion.

L ’impédance d ’entrée du quadripôle est de 300 ohms et l ’impédance de sortie de 60 ohms. Lorsqu’on mesure le niveau de tension à l ’entrée et à la sortie du quadripôle, on obtient l ’affai-

1 60blissement sur images total a12 et l ’on corrige encore de — ln —— = 0,8 néper la différence de

2 3UUniveau de tension. Si l ’on soustrait de an l ’affaiblissement sur images ax de la capsule réceptrice, on obtient l ’affaiblissement sur images a2 de la capsule microphonique, qui est représenté sur la figure 7. L ’affaiblissement sur images a2 est négatif; il représente donc un gain, qui est en moyenne de 4,4 népers ou 38 décibels.

(15/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 263

Np db -a

-40

-30

-20

-10

C.C.I.T.T. 122

0,2 0,3 0.5 0.8 1 1.6 2 2,5 3 4 k H z

F i g u r e 7 . — Gain —a d’un microphone à charbon

Si l ’on mesure l ’équivalent de référence à l ’émission de la capsule microphonique sans m on­tage d ’appareil, mais rapporté à une adaptation à 600 ohms, on trouve —1,2 néper. Avec montage d ’appareil il est de —0 ,2 néper.

La différence entre l ’équivalent de référence à l ’émission et l ’affaiblissement sur images est de 3,2 népers. Cette valeur a été confirmée aussi pour d ’autres transducteurs passifs et actifs. L ’équivalent de référence à l ’émission se déduit de l ’affaiblissement sur images par addition de3,2 népers. Pour un transducteur passif idéal avec affaiblissement sur images 0, l ’équivalent de référence à l ’émission sans montage d ’appareil serait donc de + 3 ,2 népers.

Pour l ’exposant de transfert sur images de la capsule microphonique on trouve la relation

u2 u2 - \ / z el c*-70 ÜM = — = - F r V ^ r 1- ' 10 20 V^ bar’P% Lj r akï

où U2 est la tension à la sortie de la capsule microphonique en cas de terminaison sur son impé­dance interne Z e!i, U1 la tension à l ’entrée de la capsule réceptrice, Z e/] l ’impédance électrique et ax l’affaiblissement sur images de la capsule réceptrice en décibels. L ’impédance image acous­tique est assez égale pour la capsule réceptrice et les différentes capsules microphoniques. Le rapport de la tension de sortie à la tension d ’entrée est donc, à une constante près, égal à l ’expo­sant de transfert de la capsule microphonique.

c) Comparaison avec le S.F.E.R.T.Sur la base des données pour les facteurs de transfert et les impédances images on peut calculer

les affaiblissements sur images pour le système émetteur et le système récepteur du S.F.E.R.T. L ’impédance électrique de la sortie du système émetteur et de l ’entrée du système récepteur est de 600 ohms. L ’impédance image acoustique est connue par le volume. Le microphone du S.F.E.R.T. a, pour son étalonnage, un volume de 9,1 cm3 dans la chambre de pression. Le facteur de transfert est alors de 26,6 V + bar.

Le récepteur téléphonique du S.F.E.R.T. a un volume propre de 11,5 cm3. Pour son étalonnage, il reçoit comme charge un volume de 18,3 cm3. Le facteur de transfert est alors de 16,2 pibar/V, En cas de charge avec son volume propre, l ’exposant de transfert du récepteur téléphonique est de 21 [xbar/V. Si l’on tient alors compte de l ’affaiblissement sur images, on trouve pour la fré­quence moyenne de 1000 Hz un affaiblissement sur images de:

as — —2,83 népers = —24,6 décibels pour l ’émetteur;

aE = + 3 ,3 népers = + 28 ,6 décibels pour le récepteur.

(15/XII, Ann. 5)

264 QUESTIONS COM XII

Le microphone du S.F.E.R.T. est, lors de sa modulation, monté dans un support à em bou­chure cylindrique qui a une résonance marquée à 3000 Hz. L ’équivalent de transmission de champ moyen du microphone incorporé est augmenté d ’environ 0,4 néper. En cas de modulation dans le champ acoustique libre, on doit prendre comme base pour le système émetteur la valeur as = —3,2 népers.

Les différences des affaiblissements sur images a des capsules microphoniques et réceptrices mesurées, par rapport aux affaiblissements sur images du système émetteur et du système récep­teur du S.F.E.R.T., donnent les équivalents de référence à l ’émission et à la réception, c ’est-à-dire: pour une capsule microphonique l ’équivalent de référence à l ’émission:

A s = a + 3 ,2 népers = a + 2 8 décibels et

pour une capsule réceptrice l ’équivalent de référence à la réception:

A E = a —3,3 népers = a —28,6 décibels.

Ces valeurs concordent bien avec les valeurs d ’équivalent de référence mesurées pour les différentes capsules microphoniques et réceptrices.

La somme des affaiblissements sur images du système émetteur et du système récepteur duS.F.E.R.T. est rapportée au facteur de transfert de 4 décibels mesuré dans la chambre de pression et au facteur de transfert d ’environ 0 dans le champ acoustique libre.

L ’équivalent de référence à l ’émission ne doit pas dépasser 2,1 népers ou 18,2 décibels pour le système émetteur national et 1,5 néper ou 13 décibels pour le système récepteur national. Cela signifie que l ’affaiblissement sur images entre l ’entrée acoustique de la capsule m icrophonique et les bornes du circuit international ne doit pas dépasser —1,1 néper ou — 10 décibels et entre les bornes du circuit international et la sortie acoustique de la capsule réceptrice 4,8 népers ou41,6 décibels. L ’affaiblissement sur images d ’une liaison téléphonique complète, entre l ’entrée acoustique de la capsule microphonique et la sortie acoustique de la capsule réceptrice, ne doit pas dépasser 4,7 népers ou 40,6 décibels.

4. Conclusions

Les conclusions qui peuvent résulter de ce qui précède, pour la technique de mesure et la fixation des qualités de transmission des capsules microphoniques et réceptrices, doivent être traitées dans un article particulier.

Bien que l’on ait déjà obtenu un grand progrès dans l ’amélioration de la qualité de transm is­sion des capsules réceptrices, leur affaiblissement sur images est encore trop fort. S’il s’agit de capsules réceptrices très efficaces, il n ’est pas inférieur à la valeur d ’environ 15 décibels, ce qui doit être considéré comme extrêmement élevé en comparaison de l ’affaiblissement de seulement 0,5 décibel d ’un transducteur moderne. Bien que cette valeur ne puisse sans doute jam ais être atteinte avec un transducteur, une réduction im portante de l ’affaiblissement sur images sera tout de même possible.

En cas d ’utilisation de transducteurs idéaux avec affaiblissement sur images 0 comme micro­phone et comme récepteur téléphonique, on pourrait en principe maintenir le schéma de réparti­tion des affaiblissements pour la planification du réseau. Le transducteur idéal a, comme micro­phone, un équivalent de référence à l ’émission d ’environ 3 népers ou 26 décibels; lors de la m odu­lation le microphone débite donc une tension vocale plus petite d ’environ 3 népers, de sorte que l ’écart par rapport aux bruits de ligne actuellement admis n ’est plus suffisant.

Avec les capsules réceptrices utilisées actuellement, la terminaison acoustique n ’a, par suite du fort affaiblissement sur images, pratiquem ent aucune influence sur l ’impédance d ’entrée. Avec le transducteur idéal, toute variation de la terminaison acoustique influerait, par contre, sur l ’entrée électrique. L ’impédance acoustique de l ’oreille dans la bande de fréquences de la télé­phonie est capacitive. Le transducteur magnétique agit comme un gyrateur et transforme, du côté électrique, l ’impédance de l ’oreille en une impédance inductive, tandis que le transducteur

(15/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 265

électrique ou capacitif la laisse, du côté électrique, comme impédance capacitive. Toutefois, cela n ’est le cas qu’aussi longtemps que le récepteur téléphonique est tenu tout près de l ’oreille.

L ’affaiblissement sur images d ’un microphone est aussi un critère pour la réception sans entrave de pressions acoustiques extrêmement petites. Cette limite inférieure pour la pression acoustique p u, dite pression acoustique équivalente, est déterminée par la tension du bruit de fond U r du microphone, de son côté électrique. Cette pression acoustique équivalente est:

1 / Z r a+70p u = U R y ^ - 1 0 ~TÔ~ jxbar/V

' Z ei

Plus l ’affaiblissement sur images a est petit, plus la pression acoustique équivalente est petite.

APPEN D ICE (à l ’Annexe 5)

La cavité peut être, en première approximation, remplacée d ’après son volume Vl = F ■ l par un quadripôle acoustique de section moyenne F et de longueur /. Son exposant de transfert

Cù Q Cest gL ^ J — l et son impédance image Z l = — , c étant la vitesse du son et p la densité de l ’air.

c FA son extrémité, le quadripôle est terminé par l ’impédance acoustique Z m du diaphragme.

L ’impédance d ’entrée du quadripôle est

l + - f ^ - t h g Ll — ” •

1 + ^ t h g L Z l

On a 1 et thgz, «a j-tg — l pu j — l parce que / est petit par rapport à la longueur d ’ondeZ m C C

cX = —. On obtient ainsi /

Z i 11 , . VL r m — iZ M pc2

On peut remplacer p c2 par z P et l ’on obtient alors la relation indiquée ci-dessus.

BIBLIOGRAPHIE

[1] B r a u n , K.: T.F.T. 32 (1943), p. 49.[2] B r a u n , K.: T.F.T. (1944), p. 85.[3] C o o k , R. K.: J. Acoust. Soc. Amer. 12 (1941), p. 415.[4] F is c h e r , F . A.: Grundzüge der Elektroakustik (Eléments de l’électroacoustique). 2e édition, 1959

(Fachverlag Schiele und Schôn), p. 196.

(15/XII, Ann. 5)

266 QUESTIONS COM XII

Question 16/XII — Influence de compresseurs-extenseurs sur la qualité de transmission

(suite de la Question 16 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

D ’après les résultats d’essais basés sur les opinions d’usagers typiques du téléphone, quel est l ’effet sur la qualité de transmission de la présence de compresseurs-extenseurs qui peuvent être insérés dans une communication téléphonique internationale?

Remarque 1. — L’Annexe 1 ci-après décrit une méthode d’essai dont pourront s’inspirer les Admi­nistrations qui procéderont à de tels essais.

Remarque 2. — Les Annexes 2, 3, 4 et 5 donnent les résultats d ’essais déjà effectués par les Admi­nistrations d’Italie, du Royaume-Uni et de France.

Remarque 3. — Il serait particulièrement intéressant d ’effectuer des essais sur des compresseurs- extenseurs qui répondent tout juste à la nouvelle recommandation du C.C.I.T.T. pour les compresseurs- extenseurs destinés à être utilisés sur des circuits internationaux de très grande longueur (document AP 111/49, pages 18 et suivantes, section C, avec les modifications indiquées dans le document AP 111/94,p. 10-11).

A NNEXE 1

(à la Question 16/XII)

Méthode recommandée pour les essais relatifs à l ’effet de compresseurs-extenseurs

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 697-699.)

ANNEXE 2

(à la Question 16/XII)

Essais comparatifs d’appréciation de l ’efficacité des compresseurs-extenseurs appliqués aux systèmes téléphoniques en présence d’un bruit de circuit

(Contribution de l ’Administration d ’Italie)

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 699-701.)

(16/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 267

AN NEXE 3

(à la Question 16/XII)

Essais d ’opinion sur les compresseurs-extenseurs

(Contribution de l ’Administration d ’Italie)

1. Généralités

On a effectué une série d ’essais d ’opinion afin d ’évaluer l ’effet produit par un compresseur- extenseur de type syllabique pour ce qui concerne la tolérance des abonnés aux bruits à spectre continu.

Dans ce but on a en premier lieu établi en laboratoire un système téléphonique bidirectionnel typique, dont la chaîne des circuits à quatre fils présentait un équivalent fixe de 7 db (côté deux fils des termineurs) et dans laquelle on pouvait insérer ou non, pour chaque sens de transmission, un couple « compresseur-)-extenseur » à « niveau inchangé » zéro.

Sur un tel montage on a effectué plusieurs séries d ’essais, en faisant varier à la fois l ’équivalent de référence du système complet et le niveau du bruit.

On peut résumer les résultats comme suit:a) le gain effectif, introduit par le compresseur-extenseur, varie en fonction du niveau absolu

du bruit (mesuré au point de « niveau relatif zéro ») : ce gain est pratiquem ent négligeable pour des niveaux du bruit très bas et augmente avec le niveau du bruit.

D ’ailleurs, au-dessus d ’un certain niveau du bruit, ce gain doit évidemment décroître si les niveaux de bruit augmentent encore.

Les essais n ’ont pas été poussés jusqu’à mettre en évidence ce dernier aspect, mais des consi­dérations sur le fonctionnement de l ’extenseur ne laissent pas de doutes à ce sujet. Pour un équi­valent de référence de 40 db on a trouvé que, pour un bruit injecté dans le circuit équipé avec un compresseur-extenseur ayant un niveau de puissance psophométrique de —40 dbmO, le gain peut être évalué à 10 db; pour un niveau de —25 dbmO ce gain peut être évalué à près de 12 db et enfin pour un niveau de —15 dbmO le gain correspondant est de 15 db environ.

b) Les résultats indiqués ci-dessus sont aussi valables pour un équivalent de référence de 30 db, tandis que pour des équivalents inférieurs on a trouvé que le gain est un peu plus bas, avec la même allure.

2. Résultats des essais d'opinion avec du bruit de circuit

Ensuite on a effectué des essais d ’opinion pour un système téléphonique équipé avec trois couples « compresseur + extenseur » (pour chaque sens), ce qui représente le maximum de ces équipements admissible pour une communication internationale suivant les recommandations du C.C.I.T.T.

Les trois couples « compresseur + extenseur » avaient été fabriqués par des firmes diffé­rentes, mais chaque compresseur était connecté à l’extenseur du même constructeur.

Le bruit était injecté, avec le même niveau, sur chacun des trois tronçons de circuit déterminés par les trois couples « compresseur + extenseur ».

Comme, à la suite des essais préalables, on avait trouvé que les caractéristiques de réponse des équipements aux différents niveaux ont une influence prépondérante, on a cherché à obtenir une réponse très proche de la plus défavorable tolérée par le C.C.I.T.T. On a donc réalisé la réponse représentée sur la figure 1, remplissant assez bien les conditions demandées.

Le niveau inchangé des compresseurs-extenseurs était réglé à zéro.Les essais ont été effectués avec deux équivalents de référence de la communication complète

(40 et 30 db) et avec trois niveaux psophométriques (—40, —30, —20 dbmO) du bruit injecté dans les trois tronçons.

(16/XII, Ann. 3)

268 QUESTIONS COM XII

dir E-O — .— .— .— dir O-E

F i g u r e 1

Les résultats obtenus sont représentés par les figures 2 et 3.

oa•So55

- 3 0 2 0 d b m O p - 4 0 - 30

Circuit avec un couple « compresseur -f extenseur » Circuit avec trois couples « compresseur+ extenseur »

-20 dbm O p

------------------- Circuit sans compresseur-extenseur

F i g u r e 2

La figure 2 se réfère à la « note moyenne » obtenue pour chaque condition du circuit en fonc­tion du niveau du bruit.

La figure 3 représente le pourcentage des opinions défavorables obtenues pour chaque condi­tion du circuit en fonction du niveau du bruit.

Une des trois courbes représentées dans chaque diagramme des figures 2 et 3 se réfère au circuit sans compresseur-extenseur, une seconde au circuit avec trois couples « compresseur + extenseur », une troisième au circuit avec un seul compresseur-extenseur.

(16/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 269

o> /"-VJ i -22 ÎB «s

O ws +5 . g O 53•o .o<0 T3 60iS Ë

\ \\

\

\\

\\

\ E O R . 4 0 d b

X x x\

\

XN \

\ \X

GC.I.T.T. 125 a

- 2 0 dbm O p ' £ 0 * 3 0

Circuit avec un couple « compresseur+ extenseur » Circuit avec trois couples « compresseur+ extenseur »

dbm O p

------------------- Circuit sans compresseur-extenseur

F i g u r e 3

En examinant ces figures et en com parant le circuit à trois compresseurs-extenseurs avec le circuit sans compresseur-extenseur, on remarque d ’abord que l ’allure des « notes moyennes » s ’accorde très bien avec celle des pourcentages des opinions défavorables.

En particulier on voit que, dans le circuit avec trois compresseurs-extenseurs, on devrait obtenir le maximum de gain, à l ’égard du bruit, pour des niveaux de bruit plus bas que ceux qui ont été utilisés dans les essais.

En effet on voit que pour ces niveaux du bruit il y a une perte de gain lorsque le niveau du bruit augmente. Ainsi, dans le cas de l ’équivalent de référence de 40 db, pour un niveau psopho­métrique de —35 dbmO du bruit injecté sur chaque tronçon du circuit muni de compresseurs- extenseurs, on obtient un gain de 4 db environ, tandis que pour des niveaux supérieurs le gain décroît continuellement, jusqu’à être inférieur à 1 db. D e même dans le cas de l ’équivalent de référence de 30 db, pour un niveau du bruit de —30 dbmO on a un gain de 10 db environ, tandis que si le niveau du bruit est de —25 dbmO le gain se réduit à 4 db environ, en atteignant des valeurs encore plus basses lorsque le niveau du bruit augmente.

D ’autre part, en com parant dans les mêmes figures 3 et 2 le circuit à un seul compresseur- extenseur, on observe des résultats peu différents de ceux que l ’on a obtenus dans la première série d ’essais, en tenant compte que dans la seconde série d ’essais les niveaux du bruit indiqués se réfèrent à chaque tronçon, tandis que dans la première série les niveaux du bruit se référaient au circuit complet.

On observe dans les figures 2 et 3 que, tant pour l ’équivalent de référence de 40 db que pour celui de 30 db, avec un niveau du bruit de —25 dbmO on a un gain de 17 db environ et avec un niveau de —20 dbmO le gain est de 12 db environ.

3. Résultats des essais d'opinion sur des circuits affectés de diaphonie intelligibleAprès les essais avec un bruit à spectre continu on a effectué des essais d ’opinion sur des

circuits affectés de diaphonie intelligible.Dans ce but on a utilisé une conversation enregistrée sur ruban magnétique, d ’abord directe­

ment, ensuite à travers un compresseur, de façon à effectuer des essais soit avec diaphonie non comprimée (diaphonie provoquée par un circuit sans compresseur-extenseur), soit avec diaphonie comprimée (diaphonie entre deux circuits avec compresseur-extenseur).

(16/XII, Ann. 3)

270 QUESTIONS COM XII

On envoyait le bruit de diaphonie ainsi enregistré dans le circuit avec trois couples « com­presseur + extenseur », cela pourtant dans un seul des trois tronçons du circuit.

-40

Circuits avec compresseurs-extenseurs

- 4 0 - 3 0 - 2 0 dbmO -10

------------------ Bruit de diaphonie comprimé------------------- Bruit de diaphonie non comprimé------------------- Bruit de diaphonie non comprimé et circuit sans compresseur-extenseur

F i g u r e 4

Les résultats des essais sont résumés dans les figures 4 et 5 dont la première se réfère à la « note moyenne » et la seconde au pourcentage des opinions défavorables. Dans les mêmes figures les essais classifiés « sans compresseur-extenseur » ont toujours été effectués en utilisant le circuit avec trois compresseurs-extenseurs, mais en injectant le bruit de diaphonie en un point compris entre un extenseur et un compresseur, c ’est-à-dire en un point à dynamique non comprimée : en ce qui concerne la diaphonie le circuit pouvait donc être considéré comme sans compresseur- extenseur.

100- 4 0

N\

\'•N*

\\

\N

EDR . 40 db \

\\

\\

C.C.I.T.T. 127a100

- 4 0

--------------------

//

/

ED R . 3 0 db

C.C.I.T.T. 127 b

Bruit de diaphonie comprimé \. , ; Circuits avec compresseurs-extenseursBruit de diaphonie non comprimé f ------------------- Bruit de diaphonie non comprimé et circuit sans compresseur-extenseur

F ig u r e 5

(16/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 271

Avant de tirer quelques conclusions de ces figures, on observe que la méthode des opinions ne semble pas convenable pour déterminer la tolérance des abonnés à la diaphonie intelligible, et que, par conséquent, il faudra essayer des méthodes différentes.

En effet, si l ’on considère seulement les courbes concernant la diaphonie sur des circuits sans compresseur-extenseur et si on les compare avec les courbes analogues, concernant le bruit, des figures précédentes, on trouve, compte tenu de l ’évaluation différente des niveaux en abscisses, que la tolérance des usagers à la diaphonie est supérieure à celle qu ’on trouve pour le bruit à spectre continu.

Ce résultat, d ’ailleurs prévisible, ne permet pas pourtant de conclure que les niveaux du bruit de diaphonie intelligible peuvent être plus élevés que ceux du bruit à spectre continu, puisque les limites concernant la diaphonie intelligible sont déterminées par le secret des conversations.

En effet, le C.C.I.T.T. lui-même recommande la limite de —50 dbmO pour le bruit et de — 52 dbmO pour la diaphonie intelligible. D ’autre part, la méthode des opinions semble être destinée à une simple évaluation comparative des avantages produits par les compresseurs-exten­seurs à l ’égard de la diaphonie intelligible.

On voit donc que, en considérant le cas de la diaphonie comprimée, qui est le cas le plus commun dans l ’exploitation, pour un équivalent de référence de 40 db le gain produit par le compresseur-extenseur est de 16 à 18 db environ, tandis que pour un équivalent de 30 db le gain est de 22 à 24 db environ.

Ces gains, très élevés, sont très proches des gains théoriques calculés dans des conditions stationnaires. En outre il semble que ces valeurs ne soient influencées que dans une mesure négli­geable par le niveau de la diaphonie.

Enfin, si Ton considère la diaphonie non comprimée, le gain produit par le compresseur-extenseur est réduit de 3 à 4 db.

Il semble donc que la diaphonie comprimée soit un peu moins nuisible que la diaphonie noncomprimée, bien que la première ait une puissance moyenne un peu supérieure.

On pourrait donc conclure que, en ce qui concerne la diaphonie, la puissance moyenne aurait moins d ’importance que la puissance de crête, qui peut être réduite par le compresseur.

ANNEXE 4

(à la Question 16/XII)

Qualité de transmission des circuits téléphoniques munis de compresseurs-extenseurs

(Contribution de l’Adm inistration du Royaume-Uni)

Introduction

On m unit les circuits téléphoniques de compresseurs-extenseurs dans le but d ’atténuer les effets nuisibles des bruits produits sur ces circuits entre les équipements terminaux. U n compres­seur-extenseur se compose d ’un « compresseur » placé â l ’entrée d ’une voie et d ’un « extenseur » placé à la sortie; le premier réduit la gamme d ’amplitude des signaux vocaux, le second ayant le rôle inverse de restituer la gamme d ’amplitude initiale. L ’efficacité du dispositif repose sur le fait qu ’un certain niveau de bruit perçu lors d ’une conversation téléphonique est plus gênant lorsqu’il se produit dans les intervalles de temps où il n ’y a pas de signaux vocaux que lorsqu’il accompagne des signaux vocaux.

Le compresseur et l ’extenseur pourraient être réalisés par des dispositifs non linéaires simples à fonctionnement instantané si la voie de transmission comprise entre eux était capable d ’ache­miner fidèlement toutes les composantes, produites par le compresseur, qui sont situées à l ’exté­rieur de la bande de fréquences de la parole émise; si ces composantes sont supprimées — par exemple par les filtres de transmission — les signaux vocaux restitués par l ’extenseur seront défor­

( 16/XII, Ann. 4)

272 QUESTIONS COM XII

més. On considère ici l ’application aux systèmes normaux fonctionnant avec multiplexage par répartition en fréquence, systèmes dans lesquels on met en œuvre des compresseurs-extenseurs syllabiques. Ces compresseurs-extenseurs utilisent certaines propriétés des signaux vocaux qui perm ettent de réaliser la compression d ’amplitude avec un accroissement négligeable de la largeur de bande.

Les signaux vocaux peuvent être représentés de la façon suivante : une composante « porteuse » dont la largeur de bande peut s’étendre par exemple de 250 à 3400 Hz, mais avec une faible gamme d ’amplitude, et qui contient la quasi-totalité de l ’information, accompagnée d ’une composante de modulation d ’amplitude dont les fluctuations, relativement lentes (rythme syllabique), occu­pent une très large gamme d ’amplitude. Le compresseur agit séparément sur ces deux com po­santes: il réduit la gamme d ’amplitude de la seconde composante, puis retransmet la nouvelle combinaison. Comme le spectre de la fonction modulatrice ne s’étend que jusqu’aux environs de 30 Hz, l ’augmentation de largeur de bande du signal comprimé sera relativement faible.

Les courants de commande du compresseur et de l ’extenseur correspondent à peu de chose près à la fonction modulatrice. Ces courants sont produits par un processus de redressement, puis filtrés par un circuit qui introduit un très im portant affaiblissement de la « porteuse ». En raison de l’écart im portant qui existe entre le spectre de la fonction modulatrice et celui de la « por­teuse », ce filtrage peut être réalisé à l ’aide de réseaux R C simples. La valeur des constantes de temps de filtrage du compresseur et de l ’extenseur n ’est pas d ’une importance primordiale; elle peut varier dans le rapport 2% /l sans exercer d ’effet appréciable sur les signaux vocaux. Pour la même raison, tout résidu de courant de commande passant du compresseur sur la ligne, par suite d ’une dissymétrie de l ’affaiblisseur variable, ne sera pas transmis (l’équipement de ligne ne transm et pas au-dessous de 250 Hz environ); ce courant résiduel ne donnera donc pas lieu à un signal parasite.

Les courants de commande du compresseur et de l ’extenseur sont extraits du signal aux extré­mités opposées de la ligne. Si donc la distorsion en ligne est suffisamment faible, il est possible d ’adapter l ’une par rapport à l ’autre les opérations de compression et d ’extension avec une bonne précision. Il est évident que la distorsion d ’affaiblissement, la distorsion de phase et la limitation des puissances de crête sont des facteurs importants, dont les effets sont plus marqués que sur une ligne sans compresseur-extenseur. On peut avoir des ennuis avec des impulsions de fréquences audibles appliquées brusquement, génératrices de surtensions à la sortie du compresseur. Dans la pratique, cet effet est négligeable avec des signaux vocaux, car ces signaux n ’introduisent pas des temps de montée très courts.

La compression a pour effet d ’élever le niveau de puissance des syllabes situées au-dessous d ’une certaine valeur appelée « niveau inchangé » et d ’abaisser le niveau de puissance des syllabes situées au-dessus de cette valeur. Il est possible de choisir le niveau inchangé de telle manière que la compression n ’entraîne aucune variation de la puissance moyenne à long terme des signaux vocaux. Avec des valeurs typiques, il faut que le niveau inchangé soit d ’environ —6 dbmO pour qu ’il en soit ainsi. L ’extenseur doit, lui aussi, être conçu de telle sorte qu ’une tonalité de mesure de —6 dbmO appliquée à l’entrée du circuit apparaisse à la sortie de l ’extenseur avec un niveau inférieur de 6 db au niveau relatif nominal. Même lorsqu’on se trouve placé dans ces conditions, tou t écart par rapport aux lois exactes de la compression et de l ’extension pourrait se traduire par un gain excessif à quelque autre niveau. Il y aurait ainsi une réduction de la marge de stabilité, qui ne pourrait être rétablie que par une augmentation de l ’équivalent nominal, une diminution des variations de l ’équivalent ou une amélioration des affaiblissements d ’adaptation. Les défauts d ’adaptation statiques entraînent aussi une certaine déformation des signaux vocaux, mais heu­reusement il faut que ces défauts soient très grands pour provoquer une diminution de qualité appréciable.

Amélioration subjective effective au point de vue du bruit

U n compresseur-extenseur produit ses effets favorables principalement en introduisant dans l ’extenseur un affaiblissement relativement im portant aux niveaux relativement bas qui sont ceux du bruit de circuit. Ainsi, en l ’absence de signaux vocaux, on obtient un affaiblissement considé­

( 16/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 273

rable du bruit de circuit par rapport au niveau de la parole (lorsque les signaux vocaux apparais­sent); la conséquence (avec un rapport de compression-extension de 2/ 1) est une am élioration du niveau de bruit en l ’absence de parole, amélioration qui s’exprime par U—N, où U est le niveau inchangé et N le niveau du bruit; ces deux niveaux sont en dbmO, la valeur du niveau de bruit étant une valeur psophométrique. Lorsque des signaux vocaux sont présents, ils seront accom­pagnés d ’un bruit de circuit qui sera moins fortement affaibli q u ’en l ’absence de ces signaux, parce que l ’affaiblissement introduit par l ’extenseur dépend maintenant des signaux vocaux présents sur la ligne ; or, le niveau de ces signaux est plus élevé que celui du bruit. Ainsi, en pré­sence de signaux vocaux, l ’extenseur n ’apporte aucune amélioration du rapport signaux vocaux/bruit; en revanche, le compresseur élève le niveau des signaux vocaux en ligne d ’une quantité */2 (U—S), où S est la puissance moyenne à long terme des signaux vocaux (en dbmO), lorsqu’ils sont présents à l ’entrée du compresseur.

On a fait des essais pour plusieurs valeurs du niveau des signaux vocaux et du niveau du bruit de circuit; dans ces mesures, les sujets devaient com parer des signaux vocaux (phrases) qu ’ils enten­daient après transmission sur un circuit m uni de compresseur-extenseur avec les mêmes signaux transmis sur des circuits sans compresseur-extenseur. Sur ces derniers circuits, on réglait le niveau du bruit de telle façon que les circuits soient subjectivement équivalents aux circuits avec compres­seur-extenseur. La quantité dont il fallait abaisser le niveau de bruit sur le circuit sans compresseur- extenseur au-dessous du niveau de bruit présent sur le circuit avec compresseur-extenseur, donne la valeur de l ’amélioration de bruit subjective effective. Les résultats obtenus ont m ontré que cette amélioration est approximativement égale aux deux tiers de l ’amélioration, au point de vue du bruit, en l’absence de signaux vocaux, augmentés d ’un tiers de l ’amélioration du rapport signaux vocaux/bruit due à l’action du compresseur. On obtient ainsi la formule:

5 U S 2 NAmélioration subjective effective au point de vue du bruit = ---------------------- .

6 6 3On cherche parfois à limiter cette am élioration ; on peut le faire en lim itant la partie inférieure

de la gamme 2/1 de l ’extenseur et en appliquant dans cette partie une loi de fonctionnement linéaire. Soit L x (dbmO) le niveau correspondant à ce changement; si L x est supérieur à N , l ’amé­lioration en l ’absence de signaux vocaux se trouve réduite à U — L x , et il faut remplacer N par L x dans la formule. Si L x est plus petit que N, il ne se produira rien. Si l ’on veut éviter d ’avoir un gain excessif sur le circuit avec compresseur-extenseur, pour des niveaux inférieurs à L x , il faut aussi limiter la gamme 2/1 du compresseur à une valeur au moins égale à Lx . Soit L c la limite de la gamme 2/1 du compresseur. Si l ’on procède comme il vient d ’être dit, un défaut d ’adaptation entre L c et L x n ’a qu’une influence négligeable sur la qualité de la parole. Pour réduire les risques de gain excessif aux faibles niveaux, il est d ’usage courant d ’adopter pour L c et L x la valeur de — 45 dbmO; il y a peu de chances pour qu ’un compresseur-extenseur soit utilisé sur un circuit dans lequel le niveau de bruit serait inférieur à i V = —44 dbmO.

Si l ’on prend S = —12 dbmO, N = — 30 dbmO (valeur psophométrique) et U = — 6 dbmO, on obtient 17 db comme valeur de l ’amélioration subjective effective. U n tel circuit serait alors équivalent à un circuit sans compresseur-extenseur sur lequel le niveau de bruit serait —47 dbmO.

Dégradation résiduelle

En pratique, on n ’installera des compresseurs-extenseurs que sur des circuits exigeant une certaine amélioration du bruit; il faut toutefois noter que la dégradation résiduelle due aux effets conjugués des divers défauts d ’adaptation et des distorsions indiqués plus hau t peut être appré­ciable si l ’amélioration au point de vue du bruit est trop faible. De ce fait, et com pte tenu égale­m ent d ’autres inconvénients possibles, il n ’est pas souhaitable de mettre en œuvre des compres­seurs-extenseurs si l ’amélioration nécessaire au point de vue du bruit est inférieure à une certaine valeur minimale.

Si l ’on installe un seul compresseur-extenseur sur un circuit à 4 kHz, ce dispositif entraînera sur le circuit une diminution de qualité de l ’ordre de 1,5 db en l ’absence de bruit. On obtiendra cette valeur, ainsi que celles indiquées plus loin, si la communication complète a un équivalent

(16/XII, Ann. 4)

274 QUESTIONS COM XII

de référence compris entre 20 et 25 db; la dégradation risque d ’être un peu plus marquée pour des équivalents plus petits et moins marquée pour des équivalents plus grands. Cet effet se trouve inclus dans l ’amélioration exprimée par la formule précédente; pour une limitation plus im por­tante de la largeur de bande et une distorsion d ’affaiblissement plus grande, il faut prévoir une marge supplémentaire. Par exemple, la dégradation additionnelle sera portée à 2,5 db dans le cas d ’un compresseur-extenseur installé sur une chaîne de quatre circuits à 3 kHz en tandem. Si un compresseur-extenseur est installé sur chacun des quatre circuits à 3 kHz, la dégradation addi­tionnelle sera portée à 4 db.

Conclusions

Une combinaison compresseur-extenseur qui reste rigoureusement adaptée dans toutes les conditions de fonctionnement est capable de rendre tout à fait acceptables des niveaux de bruit en ligne qui autrement seraient intolérables; l ’amélioration subjective effective au point de vue du bruit peut être calculée par une formule simple.

Il faut prendre certaines précautions et s’accommoder de certains inconvénients dans le cas de circuits en tandem ; dans de tels cas, l ’utilisation des compresseurs-extenseurs risque d ’être limitée aux situations dans lesquelles on a besoin d ’une im portante amélioration au point de vue du bruit.

ANNEXE. 5

(à la Question 16/XII)

Influence de compresseurs-extenseurs sur la qualité de transmission

(Contribution de l ’Administration française)

L ’Administration française des Postes et Télécommunications a procédé à un certain nombre d ’essais d ’opinion pour déterminer la qualité de liaisons téléphoniques com portant un compres­seur-extenseur sur chaque sens de transmission du circuit interurbain.

Les compresseurs-extenseurs utilisés étaient conformes aux recommandations du C.C.I.T.T.La liaison téléphonique qui a été utilisée lors des essais com portait deux lignes urbaines de

longueur moyenne et un circuit unterurbain à quatre fils d ’une longueur de 2000 km, Paris-Pau- Paris. Chaque voie de transmission de ce circuit a été constituée en aboutant deux voies à cou­rants porteurs Paris-Pau et Pau-Paris, le bouclage étant effectué à Pau en quatre fils. La liaison était spécialisée et ne com portait la traversée d ’aucun centre de com mutation urbain ou inter­urbain.

Les postes téléphoniques étaient d ’un modèle couramment utilisé par l ’Administration (poste U 43 à batterie locale, type 328/1). L ’équivalent de référence de ce poste, ligne d ’abonné exclue, est de + 5 ,5 dN à l ’émission et de —1,5 dN à la réception.

La figure 1 précise la constitution de la liaison et les niveaux relatifs en différents points du circuit interurbain. L ’équivalent de référence total de la liaison a été réglé successivement à1,7 et 3,6 N, en procédant de la manière suivante:

Equivalent du poste à l ’ém ission ............................. 0,55 0,55Ligne d ’abonné et ligne d ’affaiblissement (2) . . 0,5 1,2Equivalent du circuit in te ru rb a in ........................................0,3 0,8Ligne d ’abonné et ligne d ’affaiblissement (2) . . 0,5 1,2Equivalent du poste à la ré c ep tio n .......................... —0,15 —0,15Equivalent de référence to ta l ....................................... 1,7 N 3,6 N

(15 db) (31 db)

(16/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 275

1.5 ♦0,7

1 - 3 “ Q

-0,3 ou - 0l8

HZhCompresseur Extenseur Poste téléphonique

2000 km

C E 12, 5, 6 Lignes d’affaiblissement

3 Termineurs4 Equilibreurs omnibus 7 Générateur de bruit

C.C.I.T.T. 128

F ig u r e 1. — Schéma de la liaison et niveaux relatifs en népers

Pour chaque valeur d ’équivalent de référence, six conditions de circuits ont été étudiées, correspondant:

— à l ’insertion et à la non-insertion des compresseurs-extenseurs;— à trois valeurs de bruit en ligne: —6,3 NmOp; —4,6 NmOp; —3,45 NmOp soit respecti­

vement — 55 dbmOp; —40 dbmOp et —30 dbmOp.Dans le premier cas, il s’agissait du bruit propre du circuit interurbain. Dans les deux autres

cas un bruit blanc gaussien était ajouté au bruit propre du circuit à l ’aide du générateur de bruit 7.Les essais ont été effectués avec une équipe de trois opérateurs ayant déjà participé à des essais

d ’opinion et connaissant les règles de notation mais non spécialisés dans des essais de télépho- nométrie. Pour pallier certaines difficultés qui découlaient de l ’effectif réduit de l ’équipe, les essais ont été répétés plusieurs fois et effectués suivant un plan d ’expérience systématique.

Chaque essai élémentaire faisait intervenir un couple ordonné d ’opérateurs (opérateur A parle, opérateur B écoute) et perm ettait de noter une liaison d ’équivalent de référence déterminé, dans une condition de circuit déterminée. Après une brève prise de contact, l ’opérateur A lisait pendant deux minutes environ un texte de difficulté moyenne et l’opérateur B notait suivant le barème habituel, de 0 à 4, la qualité de cette liaison en fonction de la plus ou moins grande attention q u ’il avait dû prêter à l ’écoute du texte, les incidents de transmission (claquements, coupures, etc.), qui auraient pu se produire pendant ce court intervalle de temps, n ’entrant pas en ügne de compte dans l ’appréciation de la qualité de la liaison. D u fait qu ’un seul sens de transmission était réelle­ment utilisé pendant un essai élémentaire, le bruit n ’était réglé à son niveau nom inal que sur ce sens de transmission.

Une séquence complète com prenait 36 essais élémentaires, chaque couple ordonné d ’opéra­teurs devant apprécier chacune des six conditions de circuit d ’une liaison d ’équivalent de réfé­rence déterminé.

Une particularité du plan d ’expérience était d ’obliger chacun des trois opérateurs à écouter et donc à noter durant 12 essais consécutifs (six conditions de circuit et deux opérateurs différents à l ’émission). Le plan de la sous-séquence de 12 essais était secret et changeait fréquemment. Cette

(16/XII, Ann. 5)

276 QUESTIONS COM XII

façon de procéder permet, semble-t-il, de diminuer les écarts de notation dus à la plus ou moins grande sévérité de l ’opérateur et rend plus significatives les différences d ’appréciation qui inter­viennent dans une même sous-séquence.

Par ailleurs, pour resserrer l ’intervalle de variation des notes moyennes, plusieurs séquences ont été effectuées pour chaque valeur d ’équivalent de référence (deux séquences pour 1,7 N , quatre séquences pour 3,6 N, soit 12 appréciations individuelles par condition de circuit dans le premier cas, 24 dans le second).

Il n ’est, évidemment, pas possible de dire si l ’équipe choisie, du fait de sa faible importance numérique, constituait un échantillon représentatif de l ’ensemble des usagers du téléphone.

Le résultat de ces essais est résumé dans les tableaux I et II et représenté sur la figure 2.L a figure 2a, relative à la liaison d ’équivalent de référence 1,7 N, permet de situer le point

de croisement des courbes vers —36 dbmOp. Dans le cas d ’une liaison d ’équivalent de référence3,6 N , ce point ne peut être situé avec une grande précision, les deux courbes étant sensiblement confondues pour les faibles niveaux de bruit (figure 2b). Il semble toutefois que l ’emploi d ’un compresseur-extenseur soit justifié dès que le niveau de bruit atteint —40 dbmOp.

3oa>[c3

(U

"-22

3a

-60 -50 -40 dbmOp -30

Niveau de puissance psophométrique du bruit

<u*0

3O

Figure 2a

-60 -50 -40 dbmOp -30

Niveau de puissance psophométrique du bruit

Figure 2b

F i g u r e 2

Les essais effectués par l ’Adm inistration française avaient pour but de déterminer des courbes telles que celles de la figure 2 qui expriment l ’appréciation de qualité d ’une liaison téléphonique en fonction du niveau de bruit à l ’extrémité du circuit interurbain, en prenant comme paramètre l ’équivalent de référence total de la liaison. D e ce fait, les essais relatifs aux deux liaisons et dont les résultats figurent aux tableaux I et II ont été effectués séparément, avec la même équipe mais à des dates assez éloignées. On peut constater que l ’équipe d ’opérateurs n ’a pas appliqué de la même façon les règles de notation durant les essais du tableau I et ceux du tableau II. En effet, la note moyenne est pratiquement inchangée (2,32; 2,30), alors qu ’elle devrait être significativement plus basse pour la deuxième série d ’essais qui furent effectués sur un circuit d ’équivalent de réfé-

(16/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 277

T a b l e a u I

Qualité d'une liaison d'équivalent de référence 1,7 N

Rb Cb Be Rc C, Br moyenne

- 5 5 24

34

34

33

34

44 3,42

- 5 5 CE 22

34

22

23

34

33 2,75

- 4 0 22

33

33

23

33

22 2,58

- 4 0 CE 21

33

22

22

33

23 2,33

- 3 0 11

11

11

11

12

11 1,08

- 3 0 CE 22

23

11

22

21

21 1,75

moyenne 1,92 2,75 2,08 2,16 2,67 2,33 2,32

T a b l e a u II

Qualité d'une liaison d'équivalent de référence 3,6 N

Rb Cb Bc Rc Cr Br moyenne

- 5 5

- 5 5 CE

- 4 0

- 4 0 CE

- 3 0

- 3 0 CE

moyenne

3 23 3

4 3 3 3

3 33 2

2 24 4

2 2 1 2

3 2 2 3

2,67

4 3 3 3

3 4 2 2

2 2 2 2

2 33 2

0 1 1 1

3 2 2 3

2,29

3 2 2 2

2 2 3 2

2 2 2 2

2 2 2 3

0 1 1 1

2 1 2 2

1,88

3 33 3

4 3 2 2

2 2 3 3

2 2 3 3

1 1 2 2

2 3 2 3

2,46

3 2 3 3

3 3 2 2

1 2 3 2

2 2 3 3

0 1 1 1

2 1 2 3

2,08

2 43 3

3 4 3 2

3 2 3 3

2 2 2 3

1 1 2 1

2 3 2 3

2,46

2,83

2,75

2,33

2,5

1,12

2.29

2.30

Notes des tableaux I et IIOpérateurs qui parlent = B C R Opérateurs qui écoutent = b c r

Les nombres de la première colonne expriment en dbmOp le niveau de tension psophométrique à l’extrémité du circuit interurbain. Les compresseurs-extenseurs sont insérés lorsque ce nombre est suivi des lettres CE.

(16/XII, Ann. 5)

278 QUESTIONS COM XII

rence nettement plus élevé. Il en résulte qu’on ne peut utiliser ces résultats pour la présentation duale (qualité en fonction de l ’équivalent de référence, en prenant comme paramètre le niveau de bruit).

Ce fait confirme par ailleurs les fluctuations de jugement des opérateurs et tendrait à m ontrer le bien-fondé de notations consécutives dans des expériences de comparaison de qualité.

Analyse statistique des résultats

Les tests statistiques ont été effectués à partir des tableaux I et II.Soit i l ’indice de ligne (correspondant à une condition de circuit déterminée), j l ’indice de

colonne (correspondant à un couple ordonné d ’opérateurs déterminé), k l ’indice de séquence.

i = 1, 2 . . . 6

j = 1, 2 . . . 6k = 1, 2 pour le tableau Ik — 1, 2, 3, 4 pour le tableau II.

On adm et que les notes individuelles sont des variables aléatoires qui suivent des lois normales de même écart type a.

L ’hypothèse soumise au test statistique est que la moyenne de chacune de ces lois de proba­bilité dépend seulement des indices i et j (conditions de circuit et couple d ’opérateurs) sans qu ’il y ait d ’interaction entre ces indices.

\xijk = ai “b P y

et nontHjk — « / + P y + Y ij

On peut, dans ces conditions, obtenir deux estimations indépendantes de a 2 à partir de la variance entre séquences et de la variance résiduelle.

Pour le tableau I, on obtient:

^ S (■Xjjk Xjj )

g 2 = —----- —-------- = 0,236 (nombre de degrés de liberté: 36)36

2 X (Xÿ. — Xi.. — Xj_ + x . . . ) 2 g 2 = — ----------------------------— ---------------------------------- = 0,354 (nombre de degrés de liberté: 25)

Pour le tableau II :

S (.Xjjk Xjj )_ ÿji___________ = 0,366 (nombre de degrés de liberté : 108)

108

4 2 (Xÿ. — Xi, ' — X'j' + x .. .)2

c 2 = — --------------- —--------------------- = 0,214 (nombre de degrés de liberté: 25)

Suivant la manière habituelle, les moyennes par rapport aux indices i, j ou A; ou à plusieurs d ’entre eux sont notées en substituant un point à ces indices.

Si l ’on prend un seuil de signification de 1 %, l ’application du test de Snedecor conduit à accepter les hypothèses initiales.

Par contre l’hypothèse:\J-ijk ~ a i

(valeur moyenne indépendante du couple d ’opérateurs et de la séquence) doit être rejetée. Dans ce cas, on peut en effet obtenir une troisième estimation de a 2 en calculant la variance entre colonnes.

(16/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 279

12 X (x ; — x . . . ) 2/\a 2 = --------------------- = 1,314 (nombre de degrés de liberté: 5)

(pour le tableau I)

24 X (* / — x . . . ) 2

a 2 = --------------------------- = 1,978 (nombre de degrés de liberté: 5)

(pour le tableau II)

et cette dernière estimation s’écarte de façon significative des deux premières.Admettons, ce qui revient à choisir l ’estimation la plus défavorable, que l ’écart type est de

l’ordre de 0,6 aussi bien dans le cas du tableau I que du tableau II. Dans ces conditions, les moyennes par condition de circuit suivront des lois normales d ’écart type:

'Lu- = 0,17 (tableau I)Y 12

— 0,12 (tableau II)Y 24

Question 17/XII — Postes téléphoniques à haut-parleur

(suite de la Question 17 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

Quelles son t les cond itions (au p o in t de vue de la transm ission té léphonique) auxquelles doivent satisfaire les postes té léphoniques d ’abonné , susceptibles d ’échanger des conversa­tions in te rnationales et co m p o rtan t, so it des hau t-parleu rs, so it des m icrophones du type radiodiffusion associés à des am plificateurs?

Remarque 1. — L ’Annexe 1 ci-après énonce les principes retenus pour l’étude des conditions auxquelles devraient satisfaire les postes téléphoniques avec haut-parleur au point de vue de la transmission téléphonique.

Remarque 2. — Il semblerait utile d ’étudier en particulier les points suivants:1. Méthode à recommander pour la mesure de l’efficacité d ’un poste téléphonique à haut-parleur

(une méthode employée par l’Administration du Royaume-Uni est décrite dans l’Annexe 2 ci-après).2. Influence du bruit et du temps de réverbération dans la pièce où se trouve le poste à haut-parleur;

y a-t-il lieu de fixer pour ces grandeurs des limites, au-delà desquelles on ne devrait pas utiliser le haut- parleur ni le microphone à grande distance de conversation? Des observations relatives à ce sujet, figurent dans l’Annexe 3.

Remarque 3. — Les Annexes 4, 5 et 6 donnent des renseignements complémentaires fournis par les Administrations de la République fédérale d’Allemagne, de Suède, et de Pologne.

AN NEXE 1

(à la Question 17/XII)

Principes retenus pour l ’étude des conditions auxquelles devraient satisfaire les postes téléphoniques avec haut-parleur au point de vue de la transmission téléphonique

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 703-704.)

(17/XII, Ann. 1)

280 QUESTIONS COM XII

AN NEX E 2

(à la Question 17/XII)

Une méthode de mesure de l ’efficacité d’un poste téléphonique à haut-parleur

(Contribution de l ’Adm inistration du Royaume-Uni)

L ’Adm inistration du Royaume-Uni procède actuellement à des études en vue de déterminer les caractéristiques de qualité de transmission que doivent posséder de bons postes téléphoniques à haut-parleur. Ces études portent sur les éléments suivants:

1. La puissance vocale utilisée quand on parle dans un microphone plus éloigné que ne l ’est le combiné normal. On s’est aperçu que les sujets parlent de quelques db plus fort.

2. La pression acoustique préférée pour l ’écoute de paroles reproduites par haut-parleur. Quand l ’écoute est exempte de bruit de salle, la pression acoustique nécessaire dans l ’oreille du sujet est bien moindre (de 20 db environ) pour l ’écoute par haut-parleur que pour l ’écoute au récep­teur téléphonique. En revanche, d ’après les notes d ’opinion, la qualité de l ’écoute par haut-par­leur est grandement détériorée par la présence d ’un bruit de salle de, par exemple, 50 db. En outre, il ne paraît possible de compenser cette détérioration de la qualité par aucune augmentation de la pression acoustique; l ’impression serait que l ’on parle trop fort, avant que ce résultat soit atteint.

3. On est également en train d ’étudier quelle forme devrait présenter la caractéristique d ’effi­cacité globale d ’air à air en fonction de la fréquence. Cette forme n ’est pas nécessairement celle d ’une courbe de réponse plate; une augm entation d ’environ 6 à 8 db par octave de 200 à 3200 Hz paraît préférable bien que ce puisse ne pas être la forme la meilleure. Il semblerait bon d ’en tenir compte dans le système émetteur et de laisser le système récepteur sensiblement plat. Avec les formes habituelles de réponse en fréquence des types de combinés modernes, on assurera ainsi un fonctionnement satisfaisant.

Si les conclusions préliminaires indiquées aux paragraphes 1 et 2 se trouvent confirmées, il n ’y a certainement pas lieu de chercher à obtenir, tant à l ’émission qu’à la réception, des effica­cités aussi élevées que celles des appareils avec combiné. De telles efficacités sont d ’ailleurs sans doute impossibles à obtenir d ’un téléphone à haut-parleur.

On rassemble actuellement des résultats expérimentaux obtenus à l ’aide de ce que l ’on appelle un «téléphone à haut-parleur étalon de travail» . Composé d ’éléments de haute qualité, il ne com porte pas de dispositif de com m utation à la voix mais possède une efficacité globale suffi­sante, grâce à des microphones directionnels et à un équilibrage soigneux.

L ’efficacité, tant à l ’émission q u ’à la réception, est mesurée et exprimée en valeurs par rapport aux parties correspondantes de l ’A .R .A .E.N . (sans filtre). Le principe est le suivant:

On se sert d ’un enregistrement parlé de haute qualité. Pour l ’émission, cet enregistrement est reproduit à partir d ’une bouche artificielle et la grandeur électrique à la sortie d ’un téléphone à haut-parleur est comparée avec celle de la partie émettrice de l ’A .R.A .E.N ., au moyen d ’un volu­mètre qui mesure la valeur efficace sur une période de temps assez longue (en excluant des pauses). Pour la réception, le signal vocal est injecté aux bornes de ligne du poste téléphonique à haut- parleur et on compare la pression acoustique en un point défini, pas trop éloigné du haut-parleur, avec celle qui aurait été créée dans l ’oreille d ’un auditeur si la même grandeur électrique avait été appliquée à la partie réceptrice de l ’A .R.A.E.N. On voit, sur les figures 1 et 2, les positions et distances qui ont été adoptées par convention. Pour mesurer la pression acoustique du poste téléphonique à haut-parleur, il est commode d ’utiliser la partie émettrice de l ’A.R.A.E.N. avec un voltmètre vocal. Toutes les mesures sont faites, les postes téléphoniques à haut-parleur étant posés sur une table, dans une pièce normale, afin que cela corresponde aux conditions normales d ’utilisation.

(17/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 281

Microphoneétalon

Poste à haut-parleur Poste à

haut-parleur

Microphone étalon

F ig u r e 1. — Efficacité à l’émission1. Toutes les dimensions sont prises parallèlement à la surface de la table.2. La source ponctuelle de la bouche artificielle, en A, se trouve à l’aplomb du bord de la table et à 35 cm au-dessus de celle-ci.

F i g u r e 2 . — Efficacité à la réception3. La hauteur de l ’écran acoustique du micro­phone étalon, en B ou en E, est de 35 cm au- dessus de la surface de la table.

Des résultats typiques de telles mesures sont donnés ci-après:

Poste téléphonique à haut-parleur

Dispositif de commutation

à la voix

Efficacité en db par rapport à l ’A.R.A.E.N.

à l’émission à la réception 1

A non -30,0 -12 ,2 à +1,7B oui -19,0 -10,8 à +6,9C oui - 20,0 - 6,1 à + 1,1

1 Positions extrêmes du réglage du gain, qui est opéré directement à la main par l ’usager.

Pour des appareils à combiné sans ligne d ’abonné, les efficacités correspondantes, par rapport aux parties émettrice et réceptrice de l ’A .R.A .E.N ., sont d ’environ —9,5 db à l ’émission et + 14,5 db à la réception. (Ces valeurs ont été obtenues d ’une manière un peu différente et ont donc besoin d ’être vérifiées; elles ne sont données qu ’à titre d ’indication approximative.)

D ’après ce qui précède, il semble que l ’on peut spécifier par rapport à l’A .R .A .E.N . les valeurs désirables d ’efficacité à l ’émission et à la réception.

(17/XII, Ann. 2)

282 QUESTIONS COM XII

A N NEXE 3

(à la Question 17/XII)

Influence du bruit de salle et du temps de réverbération dans la pièce où se trouve le poste à haut-parleur

I . C o n t r i b u t i o n d e l ’A d m i n i s t r a t i o n d u R o y a u m e - U n i

Pression acoustique préférée pour l ’écoute de paroles reproduites par haut-parleur.Quand l ’écoute est exempte de bruit de salle, la pression acoustique nécessaire dans l ’oreille

du sujet est bien moindre (de 20 db environ) pour l ’écoute par haut-parleur que pour l ’écoute au récepteur téléphonique. En revanche, d ’après les notes d ’opinion, la qualité de l ’écoute par haut-parleur est grandement détériorée par la présence d ’un bruit de salle de, par exemple, 50 db. En outre, il ne paraît possible de compenser cette détérioration de la qualité par aucune augmen­tation de la pression acoustique; l ’impression serait que l ’on parle trop fort, avant que ce résultat soit atteint.

II. C o n t r i b u t i o n d e l ’A d m in i s t r a t i o n d e S u è d e

D ’après son expérience de divers types de postes téléphoniques à haut-parleur, l ’Administra­tion suédoise est d ’avis que l ’on devrait faire particulièrement attention à l ’influence du bruit de salle sur les postes à haut-parleur com portant une commande par les courants vocaux. Afin de réduire cette influence, la construction doit être telle que l ’effet directionnel de l ’appareil mette en évidence la voix de l ’abonné qui parle, sinon le bruit de salle causera des blocages inutiles.

III. C o n t r i b u t i o n d e l ’A m e r i c a n T é l é p h o n é a n d T e l e g r a p h C o m p a n y

Comme nous l ’avons indiqué dans nos réponses antérieures, nous ne pensons pas qu ’il faille modifier les lignes d ’abonné ou quelque autre installation du réseau d ’interconnexion ordinaire pour qu’elles puissent répondre aux conditions requises pour les postes téléphoniques avec haut- parleur (où l ’on parle et écoute à distance). Aussi, le seul objectif logique est-il, grosso modo, d ’obtenir que le poste téléphonique à haut-parleur assure la même qualité de transmission que les postes téléphoniques de table utilisés dans la même Administration et qu ’il réponde aux mêmes conditions d ’impédance.

On s’est rendu compte que les premiers postes téléphoniques à haut-parleur du Bell System ne pouvaient satisfaire à ces conditions. Il était prévu des dispositifs d ’amplification, tant dans la partie émettrice que dans la partie réceptrice du poste téléphonique, afin de compenser les affai­blissements dans la transmission vers le microphone et à partir du haut-parleur dus à la distance. Il n ’est pas possible de réaliser, pour toute la gamme d ’impédances existant dans une installation d ’abonné, un affaiblissement d ’équilibrage qui permette de compenser entièrement ces affaiblisse­ments sans créer un état d ’amorçage, ou proche de cet état, par la voie aérienne qui couple le microphone au haut-parleur. Ces postes ne peuvent donc approcher de l ’objectif visé que si les conditions sont très favorables. Le Bell System a dernièrement mis au point un poste téléphonique à haut-parleur très amélioré, fondé sur le principe d ’un gain commuté. Il s’avère hautement satis­faisant et est rapidement en train de remplacer les postes téléphoniques à haut-parleur du type antérieur. Avec ce nouveau dispositif, l ’amplification est commutée par la voix, dans la partie réceptrice pour les sons vocaux reçus, et dans la partie émettrice pour les sons vocaux émis. L ’am ­plification dans la partie réceptrice est commandée par l ’usager, mais le gain total dans le circuit en boucle, par les voies d ’émission, de réception et le transform ateur différentiel, ainsi que par les voies de couplage, ne peut, en aucun cas, atteindre une valeur suffisante pour créer un état d ’amorçage ou voisin de cet état.

(17/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 283

Le nouveau poste téléphonique à haut-parleur assure une qualité de transmission très proche de celle à laquelle on vise lorsque les conditions ambiantes sont favorables. Il faut naturellement se rendre compte que n ’im porte quel poste dans lequel on parlera à distance ne donnera pas autant satisfaction que si on parle de près, s’il est utilisé dans une pièce où la réverbération est élevée. Pareillement, dans des pièces où il y a beaucoup de bruit, la transmission sera moins satisfaisante avec un poste téléphonique à haut-parleur qu’avec un poste téléphonique de table, d ’une part, parce que le microphone captera devantage de bruit et, d ’autre part, parce que, aux niveaux d ’utilisation pratique du haut-parleur, ce bruit aura davantage d ’effet sur les sons vocaux reçus. Il convient donc, pour cette raison, de limiter autant que possible les installations avec haut- parleur aux cas où les conditions sont favorables comme, par exemple, dans le cas d ’installations dans des bureaux occupés par des cadres supérieurs ou moyens, ou bien dans des endroits rési­dentiels exempts de bruits de grande intensité et de réverbération. Les usagers doivent être avisés de ce qu’ils doivent parler à distance raisonnable du microphone, disons à 60 cm environ, pour que la qualité soit la meilleure possible. Il importe également de prévoir un poste téléphonique de table pour que l ’on puisse s’en servir dans les cas où on veut assurer à la conversation un carac­tère plus privé, ou si les conditions sont défavorables.

Le téléphone à haut-parleur à gain commuté et ses principes de construction sont décrits dans deux articles à la disposition des membres du C.C.I.T.T.:

Fundamental Considération in the Design o f a Voice-Switched Speakerphone, par A. B u s a l a , B.S.T.J., Vol. 39, p. 265.

Functional Design o f a Voice-Switched Speakerphone, par W. F. C l e m e n c y et W. D. G o o d a l e , Jr., B.S.T.J., Vol. 40, p. 649.

AN NEX E 4

(à la Question 17/XII)

Contribution de l ’Administration de la République fédérale d’Allemagne

(Voir le tom e V du Livre Rouge, pages 705-706.)

A NNEXE 5

(à la Question 17/XII)

Contribution de l ’Administration suédoise

(Voir le tome V du Livre Rouge, pages 706-708.)

(17/XII, Ann. 5)

284 QUESTIONS COM XII

AN NEXE 6

(à la Question 17/XII)

Contribution de l ’Administration polonaise

A titre d ’inform ation nous présentons les spécifications provisoires pour le poste téléphonique d ’abonné à haut-parleur « AGAT », prévu dans le service du réseau public de la République populaire de Pologne et admis pour des communications téléphoniques internationales.

1. Introduction

Dans l’élaboration présente sont mentionnées les valeurs des spécifications de l’AGAT, qui caractérisent explicitement les propriétés de ces dispositifs à la réception par haut-parleur. Les valeurs des paramètres de ces dispositifs à la réception par écouteur doivent satisfaire aux condi­tions demandées aux appareils téléphoniques à transistors.

2. Paramètres à Vémission

2.1 Efficacité à VémissionL ’efficacité à l ’émission de l ’A GAT est définie par le rapport, entre la tension de sortie exis­

tante aux bornes d ’une résistance de charge ajustée à la résistance de l ’appareil, et la pression acoustique agissante sur le microphone.

L ’efficacité est déterminée à partir d ’un signal dont le spectre est équivalent à celui de la voix humaine.

La valeur normale d ’efficacité doit être telle qu ’on obtienne, en présence de la pression acous­tique agissante la plus probable sur le microphone dans les conditions normales d ’émission, la tension de sortie égale à la valeur la plus probable aux bornes de l ’appareil téléphonique ordinaire.

La valeur de l ’efficacité à l ’émission doit être égale à S e — 0,17 V/^b. (Voir les articles [1] et [2].)

Il doit être possible de régler l ’efficacité à l ’émission dans les limites : 0 et 1 N par rapport à la valeur normale (la régulation est accessible à l ’installateur et à l’utilisateur de l ’appareil).

2.2 Niveau effectif maximum de sortieLe niveau de sortie de l ’AGAT ne doit pas dépasser le niveau absolu, indépendamment de la

valeur de pression agissante sur la membrane du microphone.

2.3 Courbe efficacité-fréquenceLa courbe efficacité-fréquence à l ’émission de l ’A G AT doit être située dans les limites de

± 0,5 N par rapport à la courbe optimum.La courbe optimum d ’efficacité à l ’émission de l ’AGAT doit remplir les conditions suivantes :a) la forme de la courbe dans tou t le spectre téléphonique (300-3400 Hz) doit compenser la

distorsion d ’affaiblissement introduite par le câble type TK M 0,6 (ligne d ’abonné typique) avec un affaiblissement nominal à 800 H z de 1 N.

b) en dehors du spectre téléphonique (c’est-à-dire au-dessous de 300 H z et au-dessus de 3400 Hz) l ’efficacité à l ’émission doit diminuer rapidement.

2.4 Distorsion de non-linéaritéLe coefficient de distorsion harmonique dans toute la bande passante des fréquences télé­

phoniques ne doit pas dépasser 2 % pour le niveau normal de sortie.

2.5 Bruit de fondLe niveau de bruit de fond de la voie d ’émission doit être inférieur au niveau absolu d ’au

moins 5,1 N.

(17/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 285

3. Paramètres à la réception

3.1 Efficacité à la réceptionL ’efficacité à la réception de l ’AGAT est définie par le rapport entre la pression acoustique

mesurée dans le champ libre à une distance de 1 mètre le long de l ’axe du haut-parleur et la tension aux bornes de l ’appareil téléphonique.

La valeur maximum d ’efficacité ne doit pas permettre l ’intelligibilité de la diaphonie reçue par l ’AGAT.

On propose d ’accepter, comme valeur maximum d ’efficacité à la réception: S r = 7,6 jxb/V (voir l ’article sous [1].)

Il doit être possible de régler l ’efficacité à la réception dans les limites : — 3,5 et 0 N par rapport à la valeur maximum (la régulation accessible à l ’abonné).

3.2 Intensité acoustique normaleLa valeur du niveau d ’intensité acoustique, moyen sur une longue durée, qui doit se produire

dans le champ libre à Une distance de 1 mètre le long de l ’axe du haut-parleur, ne doit pas être inférieure à 61 db.

3.3 Distorsion de non-linéaritéA la valeur déterminée du niveau d ’intensité acoustique le coefficient de distorsion harmonique

ne doit pas dépasser 10%. Au-dessous du niveau norm al d ’intensité ce coefficient doit diminuer rapidement.

3.4 Courbe efficacité-fréquenceLa courbe « efficacité-fréquence » à la réception de l ’A GAT doit être située dans les limites de

± 0,5 N par rapport à la courbe optimum. La courbe optimum doit remplir les conditions suivantes :a) la forme de la courbe dans tout le spectre téléphonique (300-3400 Hz) doit être horizontale;b) en dehors du spectre téléphonique, l ’efficacité à la réception doit diminuer de 1,5 N par

octave au moins.

3.5 Bruit de fondLe niveau du bruit de fond de la voie de réception doit correspondre au signal d ’entrée ayant

un niveau d ’environ —6,7 N. Il est désirable d ’observer les tolérances de ± 0,2 N.

4. Caractéristique des paramètres généraux

4.1 Résistance interne en courant continu de VappareilAfin de pouvoir être relié avec un central du type Strowger 32 AB, la résistance en courant

continu de l ’appareil ne doit pas dépasser 400 ohms au moment de la préparation de la connexion et 1800 ohms pendant la communication. La résistance de l ’appareil après la coupure de la liaison ne doit pas être inférieure à 100 000 ohms.

4.2 Impédance interne de l'appareil aux fréquences téléphoniquesL ’impédance de l ’appareil doit imiter l ’impédance caractéristique d ’une ligne téléphonique

moyenne.L ’affaiblissement d ’adaptation entre l ’impédance de l ’appareil et l ’impédance caractéristique

du câble type TK M 0,6 ne doit pas être inférieur à 1,6 N dans le bas des fréquences 500-1500 Hz et au moins égal à 1,4 N dans le reste du spectre téléphonique.

La valeur indiquée ci-dessus doit se produire dans une position quelconque du régulateur d ’intensité sonore à la réception, le microphone de l ’A G AT étant bloqué mécaniquement lors de la mesure pour un niveau de tension ne dépassant pas 0 N à travers la ligne d ’abonné du côté central vers l ’appareil.

(17/XII, Ann. 6)

2 8 6 QUESTIONS COM XII

4.3 Affaiblissement des courants d'échoL ’affaiblissement des courants d ’écho de l ’AGAT ne doit pas être inférieur à 1,6 N dans la

bande des fréquences de 500 à 1500 Hz et à 1,4 N dans le reste du spectre téléphonique.La valeur indiquée d ’affaiblissement doit se produire dans la position maximum du régulateur

d ’intensité sonore à la réception, l ’AGAT étant placé dans un local dont le temps de réverbération est égal à 1 seconde, lors de la mesure pour un niveau de tension ne dépassant pas 0 N à travers la ligne d ’abonné du côté central vers l ’appareil.

4.4 Marge d'amorçageLa marge d ’amorçage de l ’AGAT dans n ’importe quelle situation d ’emploi (aux conditions

les plus défavorables) doit dépasser 0,3 N.Pendant la communication la marge d ’amorçage doit être assez grande afin que la distorsion

du couplage ait un niveau inaudible. On propose d ’accepter 2,5 N comme valeur minimum de la marge d ’amorçage au cours de la conversation, le haut-parleur se trouvant dans le voisinage du microphone (à distance sous-critique). A une distance supérieure entre le haut-parleur et le micro­phone la marge d ’amorçage peut être plus faible mais non inférieure à 1 N.

4.5 Régime transitoire des paramètresDans les systèmes commandés par la voix la valeur exigée de la marge d ’amorçage et de l ’affai­

blissement d ’écho doit être observée lors de variations d ’intensité.L ’état d ’auto-excitation du système ne doit pas causer des effets acoustiques audibles.

4.6 Tension d'alimentation du central et résistance admissible en boucle de la ligne d'abonnéL ’appareil doit conserver les paramètres indiqués ci-dessus pour la tension nominale d ’ali­

mentation du central et pour la résistance en boucle de la ligne d ’abonné qui ne doit pas être supérieure à la résistance admissible pour le central auquel l ’appareil peut être raccordé.

4.7 Variation admissible des paramètres de l'appareil avec les facteurs extérieursLes variations admissibles des paramètres de l ’AGAT ne doivent pas dépasser ± 0 ,1 N pour

des variations de température dans les limites: 10 et 40°C; d ’humidité: 50 et 80% et pendant toute la durée d ’emploi de l ’ordre de 15 ans.

BIBLIOGRAPHIE

[1] K o w a l s k i, Zb: Les appareils téléphoniques d’abonné à haut-parleur. Les exigences et les possibilités.Przeglad Telekomunikacyjny, 1961, n° 11, p. 343-348 et n° 12, p. 371-375.

[2] K o w a l s k i , Zb : L’analyse comparative des propriétés des appareils téléphoniques à haut-parleur. PraceInstytutu Lacznosci, 1960, n° 4, p. 3-63.

Question 18/XII — Calcul de l’équivalent de référence d’une ligne d’abonné

(question nouvelle)

Peut-on indiquer une formule simple permettant de calculer pour les projets de trans­mission des réseaux locaux l ’équivalent de référence d’une ligne d’abonné lorsqu’il est nécessaire de le connaître indépendamment de l ’équivalent de référence global du système local (ligne d’abonné plus poste d’abonné)?

Remarque 1. — Deux méthodes ont été envisagées pour ce calcul:1) Employer une formule simple tenant compte uniquement de la résistance de la ligne (à titre

d ’exemples, voir dans les Annexes 1 à 4 ci-après, des contributions des Administrations de France, Italie et Pays-Bas et de la Compagnie des Téléphones d’Helsinki);

(Question 18/XII)

QUESTIONS COM XII 287

2) Majorer l'affaiblissement sur images de la ligne, mesuré à 800 Hz, d ’un certain pourcentage (ce qui, pour un câble non chargé, revient à mesurer ou à calculer l’affaiblissement à une fréquence plus élevée que 800 Hz) (voir à titre d ’exemple les renseignements fournis par l’Administration de Suède, dans l’Annexe 5).

Remarque 2. — L ’Administration britannique tient compte de l’effet de l’affaiblissement d ’une ligne d’abonné de la manière décrite dans l’Annexe 1 (2e partie du tome V du Livre Rouge). En outre, on signale l’article suivant: A n d e r s o n , E. W.: Local Networks. Proceedings o f the Institution o f Electrical Engineers, 111, avril 1964.

Remarque 3. — Il est bien entendu que, quelle que soit la méthode utilisée, on doit en outre tenir compte à l’émission de la perte d’efficacité du microphone due à la réduction du courant d’alimentation par la résistance ohmique de la ligne.

A N NEXE 1

(à la Question 18/XII)

Equivalent de référence d’une ligne en câble urbain

(Contribution de l ’Administration française)

Il est indiqué dans la Remarque 3 de l ’Avis P .l l que l ’équivalent de référence d ’une ligne d ’abonné ou d ’un circuit de jonction peut être assimilé en première approxim ation à l ’affaiblis­sement sur images à 800 Hz de cette ligne. Les mesures subjectives à la voix et à l ’oreille effectuées par l ’Adm inistration française sur différents câbles urbains ont m ontré qu’en fait cet équivalent de référence différait nettem ent de l ’affaiblissement sur images.

Trois types de réseaux élémentaires ont été utilisés qui correspondaient à 1 km de câble de diamètre 0,4, 0,6 et 1 mm (figure 1). U n câble artificiel de L km était constitué en aboutant L réseaux élémentaires d ’un type déterminé.

R0/4- A M M M M /V -

-AMMAMMr R / 4

R0/4-vwwvww-

-V M A /M r R /4

d R0 c 0m m ohms MF

0,4 275 0,05

0 ,5 122 0,05

1 44 0,05

F i g u r e 1. — Câble artificiel de longueur 1 km, ayant des conducteurs de diamètre d mm

Le schéma de principe de la mesure est représenté sur la figure 2. Le poste téléphonique était d ’un modèle couramment utilisé par l ’Adm inistration française (poste BCI - U43). La tension de la batterie était réglée de telle sorte que le poste téléphonique soit alimenté par un courant d ’in­tensité comprise entre 45 et 60 mA, quelle que soit la résistance totale du câble artificiel. Le Système Primaire pour la Détermination des Equivalents de Référence avait été préalablement étalonné par rapport au N.O.S.F.E.R.

Le principe de la mesure consistait à com parer à l ’oreille les impressions sonores perçues à travers, d ’une part le câble artificiel de résistance L R 0 = R et, d ’autre part, une résistance de valeur R shuntée par une capacité de 100 jj-F. Les deux mesures étaient, de ce fait, effectuées à courant d ’alimentation constant. La différence entre l ’affaiblissement d ’équilibre et l ’affaiblisse­ment secret correspondait à l ’affaiblissement introduit par le câble artificiel.

(18/XII, Ann. 1)

288 QUESTIONS COM XII

Câble artificiel Pont AffaiblissementPoste BCI - U43 de résistance R d’alimentation d ’équilibre

Vers le récepteur ou l’émetteur du système primaire pour la détermina­tion des équivalents de référence

F i g u r e 2 . — Schéma de principe de la mesure subjective de l ’équivalent de référence d’un câble urbain

Le tableau I rassemble les résultats des mesures des équivalents de référence des différents câbles étudiés, de diamètre 0,4, 0,6 et 1 mm, de longueur 2 km, 4 km et 6 km à l ’émission et à la réception.

T a b l e a u I

Equivalent de référence des différents câbles urbains

Equivalent de référence (en N)Diamètre Longueur(en mm) (en km)

Emission Réception

0 ,4 2 0 ,4 5 0 ,4 3— 4 0 ,9 0 0 ,9 5

— 6 1 ,2 4 1 ,2 3

0 ,6 2 0 ,1 4 0 ,1 8— 4 0 ,4 0 0 ,3 9

— 6 0 ,6 1 0 ,6 5

1 2 0 ,0 9 0 ,0 7— 4 0 ,2 8 0 ,2 1

— 6 0 ,3 3 0 ,3 4

Sur la figure 3, on peut voir que l ’équivalent de référence d ’un câble urbain ne dépend, en première approxim ation, que de la résistance de ligne et peut être représenté, compte tenu de la marge d ’erreur inhérente à toute mesure de téléphonométrie, par une loi simple du type:

R R .La = 0 ,4 ------= 0 , 4 - 5 — (1)

500 500R = résistance de ligne en ohms R q = résistance par km en ohms L — longueur en km a = équivalent de référence en népers

(18/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 289

\y Câble de diamètre 1 mm @ Câble de diamètre 0,4 mm

r+j Câble de diamètre 0,6 mm 4 * Résistance additionnelle

F i g u r e 3. — (F rance)

(18/XII, Ann. 1)

290 QUESTIONS COM XII

L ’affaiblissement sur images a à la pulsation to est de la forme:

C capacité de la ligneC0 capacité par kmLes diverses expressions mathématiques de a indiquent que l ’affaiblissement sur images a

diffère de l ’équivalent de référence a sur deux points essentiels :1) a est proportionnel à la racine carrée de la résistance linéique R 0 alors que a lui est directe­

ment proportionnel;2) sur une représentation graphique analogue à celle de la figure 3 où a est porté en ordonnée

et R en abscisse, les points représentatifs, à une fréquence déterminée, de câbles urbains de dia­mètre déterminé et de longueur variable sont alignés sur une droite issue de l ’origine. La pente de la droite est d ’autant plus grande que R 0 est plus faible, donc le diamètre du câble plus gros. A une fréquence déterminée, l ’affaiblissement sur images de l ’ensemble des câbles urbains de longueur variable et de différents diamètres est-de ce fait représenté par un faisceau de droites issues de l ’origine alors que l ’équivalent de référence de ce même ensemble est représenté par une droite unique de pente déterminée.

On peut retrouver une loi de variation de l ’équivalent de référence en fonction de la résistance de ligne du type (1) en négligeant les phénomènes de propagation et en considérant l ’affaiblisse­ment dû à la résistance de ligne comme un simple affaiblissement potentiométrique, ce qui conduit à négliger la capacité de la ligne.

Le fait d ’insérer une résistance R entre un générateur (ou un récepteur) d ’impédance interne R 1 + j X x et un récepteur (ou générateur) de résistance R 2 introduit un affaiblissement A

. 1 , C R + R i+ RÙ2 + * i2A = — loge-------------------------- —2 (Rr + R2f + X *

R <c R% + R 2

soit, si

1A ~ — loge

2■ 2 R (i?! + R2) R (Ri + R 2)

(R, + R J 2 + X *(R , + R2f + X *

Si: Rj = X x = 300 ohms (impédance à 800 Hz du poste BCI-U43)

i?2 — 600 ohms, on aX z

i?i + i ?2 + ----- 1— = 1000 ohmsRi + Rz

qui ne diffère pas de façon significative du facteur de proportionnalité de la formule (1)

500 = 1250 ohms0,4

D ’autre part, des mesures complémentaires ont été effectuées qui ont permis d ’évaluer l’équi­valent de référence des résistances additionnelles (non shuntées) du poste BCI - U43 qui ont pour valeur 100, 200 et 300 ohms. Les résultats de ces mesures sont indiqués dans le tableau IIainsi que sur la figure 3. Ces équivalents peuvent être représentés par la loi définie en (1).

(18/XII, Ann. 1)

T a b l e a u II

Equivalent de référence des résistances additionnelles du poste BCI - U43

QUESTIONS COM XII 291

Résistances (en ohms)

Equivalent de référence (en N)

Emission Réception

100 0,08 0,09200 0,14 0,14300 0,22 0,26

AN NEXE 2

(à la Question 18/XII)

Calcul de l ’équivalent de référence d’une ligne d’abonné

(Contribution de l ’Adm inistration italienne)

Pour étudier ce problème on a considéré trois types de paires en câble les plus employés sur les réseaux locaux, c ’est-à-dire les paires en câble avec fils de diamètre 0,4, 0,6 et 0,9 mm.

D ’après plusieurs mesures statistiques en service on a déterminé les valeurs les plus probables de la résistance par km R 0 et de la capacité par km C0 de ces types de lignes.

Ces valeurs sont:diamètre 0,4 mm i?0 = 274 ohms/km C0 = 40 nF/kmdiamètre 0,6 mm R 0 — 122 ohms/km C0 = 36 nF/kmdiamètre 0,9 mm R 0 = 53 ohms/km C0 = 41 nF/km

Après cela on a réalisé des quadripôles représentant des échantillons de différente longueur L de ces types de lignes, selon le schéma de principe de la figure 1 (trois cellules élémentaires en cascade).

Ri 2Ri 2R, Ri• v v —w ——w —

■ A ™L — f- L mm

—AA/—

r- L

—AA/——AA/—•C C I TT - 1 3 4

C = — C0L i? ,= — J?0L 3 12

F ig u r e 1

On a réalisé trois valeurs de longueur pour chaque type de ligne :diamètre 0,4 250 ohms (0,91 km), 450 ohms (1,64 km), 650 ohms (2,37 km)diamètre 0,6 250 ohms (2,05 km), 450 ohms (3,69 km), 650 ohms (5,33 km)diamètre 0,9 78 ohms (1,5 km), 132 ohms (2,5 km), 210 ohms (4,0 km)

(18/XII, Ann. 2)

292 QUESTIONS COM XII

Les mesures subjectives à la voix et à l ’oreille ont montré, tout d ’abord, que les équivalents de référence de ces lignes artificielles correspondent, compte tenu de la marge d ’erreur inhérente à ces mesures, à l ’augm entation de l ’équivalent de référence à la réception qu’elles produisent quand elles sont insérées dans un système d ’abonné typique.

D ’autre part on a mesuré l ’affaiblissement sur images de chaque ligne artificielle, pour les fréquences 300, 800, 2400, 4000 Hz.

Le tableau I rassemble les résultats des déterminations des équivalents de référence et des mesures de l’affaiblissement sur images, la valeur commune des impédances images étant indiquée entre parenthèses.

T a b l e a u I

Equivalent de référence

(db)

Affaiblissement sur imagesLigne (diamètre,résistance totale)

(300 Hz) (800 Hz) (2400 Hz) (4000 Hz)

0,4 mm 250 ohms + 2,2 1,4 db (1600) 1,8 db (1080) 2,9 db (646) 3,7 db (486)

0,4 mm 450 ohms

+3,5 2 (1710) 2,8 (1160) 4,6 (639) 5,6 (498)

0,4 mm 650 ohms

+5,2 2,9 (1710) 4,2 (1080) 6,5 (576) 8,3 (460)

0,6 mm 250 ohms + 2,6 1,8 (1165) 2,5 (775) 4,2 (429) 4,8 (346)

0,6 mm 450 ohms +4,4 2,6 (1220) 4 (777) 6 (470) 7,2 (370)

0,6 mm 650 ohms +7,0 0,7 (1190) 5,4 (763) 8,6 (440) 11,2 (337)

0,9 mm 78 ohms +0,9 0,8 (816) 1,3 (504) 2,1 (295) 2,6 (234)

0,9 mm 132 ohms + 1,7 1,4 (782) 2 (492) 3,4 (277) 4,2 (213)

0,9 mm 210 ohms + 2,6 2,3 (780) 3,1 (497) 4,8 (289) 6 (227)

On a observé que, pour les types de câbles étudiés, il est possible de déterminer une fréquence pour laquelle l ’affaiblissement correspond pratiquem ent à l ’équivalent de référence, mais que cette fréquence varie beaucoup suivant le diamètre des fils du câble.

D ’autre part on a observé que l ’équivalent de référence des lignes examinées ne dépend pas d ’une façon simple de la résistance de la ligne.

En effet, étant donné que la capacité par kilomètre est à peu près constante, suivant le diamètre on doit s’attendre à ce que, pour une valeur donnée de la résistance, les lignes du diamètre le plus grand, c ’est-à-dire de la plus grande longueur, aient aussi la capacité totale la plus grande et, par conséquent, un équivalent de référence plus élevé.

(18/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 293

D ’après un examen plus approfondi de la correspondance entre les valeurs de la résistance et les valeurs des équivalents de référence des lignes, on peut constater que le rapport entre les équi­valents et la résistance multipliée par la racine carrée du diamètre est suffisamment constant, suivant toutes les valeurs de la longueur des lignes et du diamètre des fils (voir le diagramme de la figure 2).

[ohms xVmm]

F i g u r e 2. — (Italie)

On pourrait proposer par conséquent une formule pratique, pour calculer l ’équivalent de référence E d ’une ligne d ’abonné, du type

E (db) = 0,0132 R qL Ÿ D (D = diamètre en mm) •

qui s’est montrée satisfaisante pour les lignes en câble du réseau téléphonique italien,

(18/XII, Ann. 2)

294 QUESTIONS COM XII

AN NEX E 3

(à la Question 18/XII)

Contribution de l ’Administration des Pays-Bas

En ce qui concerne la planification d ’un réseau urbain en câbles, on applique une formule unique lorsque la longueur des câbles ne dépasse pas 5 km. On peut ainsi évaluer l ’affaiblissement d ’insertion pour le réseau urbain à 1 db par résistance en boucle de 200 ohms. Ceci est valable pour des câbles dont la capacité entre les paires de conducteurs est au maximum de 35 nF/km . Sur les câbles dont la longueur est d ’environ 5 km ou supérieure, cette formule empirique ne s’applique plus et les écarts enregistrés à ce propos peuvent même, dans certains cas, être im por­tants. Dans la figure 1, on a représenté, pour diverses fréquences, l ’affaiblissement en fonction de la résistance en boucle. Ce diagramme, qui ne peut être considéré que comme illustration, suppose des conducteurs de 0,5 mm de diamètre. La formule empirique précitée est généralement valable dans la portion de la bande de fréquences qui revêt une certaine importance pour la force des sons (700-1500 Hz). Le poste d ’abonné qui a servi aux mesures est d ’un type couramment utilisé dans le service téléphonique néerlandais.

OL

---------------- Affaiblissement pour certaines fréquences---------------- Formule empirique 1 db/200 ohms

F i g u r e 1 . — Affaiblissement d’insertion d’un câble urbain (Pays-Bas)

0 = 0,5 mm a = 20 log

(18/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 295

AN NEX E 4

(à la Question 18/XII)

Equivalent de référence des lignes d’abonné en câble de réseau

(Contribution de l ’Institut de Recherche de la Société des Téléphones d ’Helsinki)

On lit dans la remarque 3 de l ’Avis P .l l que l ’on peut prendre comme équivalent de référence d ’une ligne d ’abonné l ’affaiblissement sur images de cette ligne, calculé ou mesuré à 800 Hz. Il semble toutefois, d ’après les mesures effectuées à l’Institut de Recherche de la Société des Télé­phones d ’Helsinki, que l ’équivalent de référence peut s’écarter de l’affaiblissement sur images.

Les équivalents de référence des lignes d ’abonné en câble ont été mesurés à l ’aide de la méthode objective, conformément au principe de K. Braun. L ’échelle des fréquences du générateur est logarithmique, et la bande de fréquences était comprise entre 200 et 5000 Hz. La tension aux bornes de l ’appareil de mesure est pondérée selon la loi de la racine carrée et elle est intégrée pendant une exploration de la bande des fréquences, d ’une durée approximative de 7 secondes. L ’aiguille de l ’appareil de mesure s’arrête au point où elle indique la valeur de l ’équivalent de référence. La lecture de cette valeur peut être faite très exactement, car l ’aiguille reste immobile, sans osciller comme elle le fait, par exemple, dans l ’appareil OBDM, dans lequel le même prin­cipe est appliqué, mais où le générateur est en rotation constante.

Les équivalents de référence d ’une ligne en câble ont été mesurés de cinq manières différentes. Des schémas de principe illustrant ces mesures sont donnés dans les figures 1 {a, b, c, d qt e). La

Ligne Sjüin J 5000200

a) Rg <= 600 n

3 =Rjn = 600 n

W48

b)

Ligne Pont d’alimentation

R = 10011o - X -

2 x 500 nRin = 60011

0

c) Comme pour b), mais R g = 200 ohms

Pont d’alimentation Ligne

F ig u r e 1

(18/XII, Ann. 4)

296 QUESTIONS COM XII

mesure représentée en d) est identique à la méthode utilisée généralement en téléphonie pour la mesure de l ’affaiblissement d ’insertion entre des résistances pures de 600 ohms, tandis que les mesures b, c, d et e correspondent à des conditions d ’utilisation différentes. En raison de l’ins­tabilité du microphone à charbon, dans les mesures faites à l ’émission celui-ci a été remplacé par un générateur dont la résistance interne est de 100 ohms (point b). Pour obtenir l ’effet de la résistance du microphone, une mesure analogue a été faite à l’aide d ’un générateur dont la résis­tance interne est de 200 ohms (point c). Comme on le sait généralement, l ’impédance du récepteur a un effet marqué sur celle du poste téléphonique. De ce fait, les mesures à la réception ont été faites à l ’aide de deux récepteurs différents: au point d, à l ’aide d ’un récepteur dynamique dont l’impédance est presque constante dans une bande de fréquences comprise entre 200 Hz et 5000 Hz, et au point e, avec un récepteur dont l ’impédance augmente avec la fréquence.

Les mesures ont été faites avec trois câbles de diamètres différents dont les caractéristiques techniques sont données ci-après au tableau 1.

T a b l e a u 1

d(mm)

r„(n/km ) c0(n F /k m ) O bservations

0,5 180 370,6 125 37 Câble artificiel (seulement

pour le diamètre 0 ,6)0,8 68 37 Selon les mesures,

c„ = 35 nF/km

Les résultats obtenus sont donnés dans le tableau 2. D u fait que la mesure effectuée selon le point a ne correspond pas aux conditions d ’utilisation courantes et que les résultats obtenus de cette manière diffèrent quelque peu des autres, on ne les a pas pris en considération lors du calcul des valeurs moyennes. On peut constater, à la lecture de la dernière colonne du tableau 2, que l’on obtient pour ar (équivalent de référence/km) une valeur différente pour différentes longueurs de câble. Ainsi, l ’équivalent de référence d ’une ligne d ’abonné en câble (A r) dépend beaucoup des adaptations d ’impédance. Sur la figure 2, l ’équivalent de référence (en valeurs moyennes) des lignes en câble mesurées est indiqué en fonction de la résistance de la ligne (R£). On peut voir, d ’après les courbes, que l ’équivalent de référence d ’une ligne en câble dépend d ’autres facteurs que la résistance de la ligne.

(18/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 297

T a b l e a u 2

D iam ètre

(mm)

Longueur

(km)

Equivalent de référence

(a)

Em ission Réception V aleurs m oyennes

Cb) (c) (■d) (e) (b, c, d, é) ar (m N /km )

0,5 2 0,30 0,28 0,26 0,27 0,26 0,27 135— 4 0,60 0,58 0,58 0,57 0,56 0,57 143

6 0,90 0,88 0,88 0,86 0,85 0,87 144,5

0,6 2 0,22 0,22 0,22 0,22 110— 4 0,46 0,45 0,45 0,45 112,5— 6 0,71 0,70 0,72 0,71 118,3

0,8 2,145 0,15 0,14 0,14 0,14 0,14 0,14 65,3— 3,945 0,30 0,29 0,29 0,28 0,27 0,282 71,6— 6,090 0,48 0,47 0,47 0,47 0,45 0,465 76,4

F i g u r e 2 . — Equivalent de référence des lignes d’abonné en câble (Helsinki Tel. Co)

(18/XII, Ann. 4)

298 QUESTIONS COM XII

L ’affaiblissement sur images (A) à la pulsation co est donné par:

1 / RC(Ù *.1/01 c0co r--------A = [/ ' 2 = L [ / — ^— = L Ÿ ^ ro co f ( 0

où C = capacité de la ligne c0 = capacité par kmR — résistance de la ligne (en ohms)r0 — résistance par km (en ohms)L = longueur (en km)/ = fréquence (en Hz)

Il est toujours possible de trouver une fréquence f v pour laquelle l ’affaiblissement sur images calculé soit égal à l ’équivalent de référence. Pour des câbles de 0,5 mm et de 0,8 mm de diamètre, ces fréquences sont approximativement de 1000 et 790 Hz.

T a b l e a u 3

d / a(mm) (Hz) (mN/km)

0 ,5 1 0 0 0 1 450 ,8 7 9 0 7 7

Supposons qu ’entre la fréquence f v et le diamètre d on ait la relation :

f v = k d ~«

D ’après le tableau 3, nous obtenons

1000 / 0,8 \ n790 \ 0,5

Par le calcul, nous trouvons que n — 0,5.Pour le facteur k, nous obtenons la valeur suivante:

k = 0,5°>5 • 1000 = 707

L ’équivalent de référence peut ainsi être calculé à partir de l ’équation de l ’affaiblissement sur images en utilisant la fréquence /„ :

f r==™ = i£2E- (Hz) (2)ÿ d ÿ l d

D ans cette équation, d = diamètre en mm.Exemple: av pour un câble de 0,6 mm de diamètre

f y = I 000- = 913 Hz 1/ 2 -0 ,6

av = ]/ 7T r0 c0f v = Ÿ n 125 • 3 7 -10~9-913 = 116 m N /km = 1,16 dN/km

La valeur obtenue correspond assez bien aux valeurs données dans le tableau 2.Pour calculer A r avec une valeur arbitraire de Rl , on peut trouver également l’équation

indiquée ci-après

(18/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 299

A t — L Ÿ cq r0n f v

/y = i ^ E - (Hz)Ÿ 2 d

2-1000 8 p 1 /rn = p ---------- = ------- 1000 • —: I ohms par km de ligne

d 2 7t d 2 \7 t ------

4mm2

p = résistivité = 0,0175 o h m pour le cuivrem

d = diamètre en mm

8-0,0175 • 103 1 _ 1 . , t J -r0 = = 44,5 — I ohms par km de ligne | (3)

■k d 2 d 2

Rl — Lr0; L = — = — d 2 rQ 44,5

A - Rl d 2 i / 7" co '44’5 - 1QQO44,5 r d 2 • ÿ l d

A r = ÿ 5 0 c 0 ’ Rl d% (4)

d = diamètre en mmRl = résistance de la ligne (en ohms)Si c0 = 37 nF/km , on obtient l ’équation ci-après pour le calcul d ’A r:

A r = 1 ,3 6 -1 0 -3 RL d% (5)

Le tableau 4 donne les valeurs de ar , calculées selon l ’équation (4)

T a b l e a u 4

d(mm)

'o(ohms/km)

Co(nF/km)

ar(mN/km)

0 ,5 1 8 0 37 1 4 5 ,50 ,6 12 5 37 1 16

0 ,8 6 8 3 5 7 6

On a trouvé ces équations à partir des valeurs obtenues dans les mesures sur des câbles de 0,5 et 0,8 mm de diamètre. Pour un câble de 0,6 mm de diamètre, on obtient aussi presque la même valeur par le calcul ou par la mesure {L = 6 km). Pour un câble de 0,4 mm de diamètre, pour lequel r 0 = 275 ohms/km et c0 = 50 nF/km , on obtiendrait, selon l ’équation (4), ar = 218 m N/km . Cette valeur est en bon accord avec les résultats obtenus par l ’Adm inistration française à partir d ’essais subjectifs (voir l ’Annexe 1).

Pour de faibles longueurs de câble, on obtient par la mesure une valeur d ’équivalent de réfé­rence plus petite que par le calcul d ’après l ’équation (4). Toutefois, les différences sont si peu im portantes qu’elles sont en pratique négligeables.

(18/XII, Ann. 4)

300 QUESTIONS COM XII

A N NEXE 5 (à la Question 18/XII)

Contribution de l ’Administration suédoise

L ’Administration suédoise a étudié dernièrement la relation entre l ’équivalent de référence et l ’affaiblissement sur images à 800 H z pour les câbles locaux. Nous avons, pour cette étude, fait des mesures sur des câbles avec l ’appareil Siemens-OBDM et nous avons également évalué l ’équi­valent de référence par une m éthode graphique en nous basant sur les courbes de réponse des câbles.

Ces mesures ont donné pour la relation en question une valeur de 1,10 à 1,25 selon les dimen­sions du câble.

D ’autre part, les calculs ont m ontré que, pour la réponse en fréquence indiquée, il convenait d ’adopter une fréquence de 1400 Hz au lieu de 800 H z pour obtenir un affaiblissement égal à l ’équivalent de référence. E tant donné qu ’il n ’existe pas de relation simple entre la fréquence et l ’affaiblissement composite d ’un câble, la fréquence ainsi calculée ne saurait être considérée comme un facteur correspondant à une relation d ’ordre général, ainsi q u ’il en est des valeurs mesurées susmentionnées.

La relation désirée s’est avérée être indépendante de la longueur du câble.

Question 19/XII — Variation de l’impédance des lignes et postes d’abonné

(suite de la Question 19 de la Commission d'études XII, 1961-1964)(question documentaire)

a) Quel est l ’intervalle de variation des impédances présentées par les lignes d’abonné et les postes téléphoniques d ’abonné?

b) Quelles sont les méthodes qui peuvent être appliquées par les Administrations pour réduire cet intervalle de variation?

c) Les Administrations estiment-elles qu’il y a lieu d’appliquer ces méthodes pour améliorer les affaiblissements d’équilibrage dans leur réseau, en particulier pour les com­munications internationales qui seront établies d’après le nouveau plan d’interconnexion au point de vue de la transmission?

Remarque 1. — Dans le cadre du point a) on dispose de renseignements reproduits ci-après dans les Annexes 1 (American Téléphoné and Telegraph Co.), 2 (France), 3 (Italie), 4 (Pays-Bas) et 5 (République fédérale d’Allemagne).

Remarque 2. — Dans le cadre du point b) on dispose de renseignements, qui figurent dans l’Annexe 5 à la partie I du chapitre V, Transmission, du Manuel sur les réseaux téléphoniques nationaux pour le service automatique, sur l’emploi de méthodes classiques n ’utilisant que des éléments linéaires. L’Annexe 6 (Autriche) décrit un termineur à affaiblissement de régularité amélioré, basé sur l’emploi de dispositifs non linéaires et l’Annexe 7 (Pays-Bas) indique quelques résultats obtenus en exploitation avec un termi­neur de ce type.

A N NEXE 1 (à la Question 19/XII)

Variations de l ’impédance des lignes et postes d’abonné

Contribution de l’American Téléphoné and Telegraph Company)

Les caractéristiques de lignes d ’abonné du Bell System, qui se term inent chez l ’abonné par des postes téléphoniques typiques, ont été étudiées sur un échantillon de 1000 lignes d ’abonné choisies de manière à représenter statistiquement l’ensemble du réseau.

(19/XII, Ann. 1)

Com

posa

nte

réac

tive

Com

posa

nte

réac

tive

QUESTIONS COM XII 301

Composante résistive

F i g u r e 1. — Impédance d’entrée des lignes d’abonné au central téléphonique (il n'est pas tenu compte du câblage ni de l’équipement du central téléphonique)

Composante résistive

F i g u r e 2 . — Impédance d’entrée du réseau de lignes d’abonné du Bell System y compris les circuits d’arrivée au central automatique Crossbar N° 5 et le câblage du central

(19/XII, Ann. 1)

302 QUESTIONS COM XII

La figure 1 représente le diagramme de l ’impédance moyenne de ces lignes d ’abonné au réparti­teur principal du central téléphonique, pour des fréquences comprises entre 200 et 3200 Hz. E tant donné que le Bell System emploie aussi bien des lignes pupinisées que des lignes qui ne le sont pas, les impédances de ces deux types de lignes sont représentées séparément, de même que l ’impé­dance moyenne pour l ’ensemble du réseau. Ces données m ontrent l ’impédance de la ligne elle- même, mais du point de vue de la lim itation de l ’écho, l ’impédance vue à travers l ’équipement et le câblage du central a davantage d ’importance et toutes les autres données présentées ici tien­dront compte des effets de l ’équipement et du câblage dans un central autom atique du type Cross­bar N° 5. La figure 2 donne le graphique de l ’impédance moyenne vue à travers le central télé­phonique; elle diffère, surtout aux basses fréquences, de celle qui est représentée sur la figure 1. On a également représenté, à titre de comparaison, le graphique du réseau d ’adaptation norm al du Bell System (réseau d ’équilibrage), composé de 900 ohms en série avec 2,16 microfarads.

Le moyen le plus simple d ’exprimer les variations d ’impédance est de le faire sous forme d ’affaiblissement d ’équilibrage. La figure 3 m ontre la répartition de l ’affaiblissement d ’équili­brage, pour la stabilité et pour l ’écho, par rapport au réseau d ’équilibrage normal. Pour ces don­nées, comme pour toutes autres relatives à l ’affaiblissement d ’équilibrage, on considère la valeur à 3 kHz comme représentative de l ’affaiblissement d ’équilibrage pour la stabilité. L ’affaiblisse­ment des courants d ’écho est ici défini comme l ’affaibhssement correspondant à la valeur moyenne pondérée des rapports de puissance aux fréquences suivantes :

500 — poids = y2 1000 — poids = 1 1500 — poids = 1 2000 — poids = 1 2500 — poids =■ l/ 2

100

60

e o

40

20

Affaiblissement d’équilibrage

Affaiblissement d ’équilibrage pour l’échoMoyenne = 10,4 db Ecart type = 2,9 ‘db Limites de confiance à 90% de la moyenne = ±0,176 db

F i g u r e 3. — Affaiblissement d’équilibrage pour la stabilité et pour l’écho du réseau de lignes d’abonné du Bell System, mesuré par rapport à 900 ohms en série avec 2,16 p.F

(y compris l ’équipement et le câblage du central téléphonique)

Affaiblissement d’équilibrage à 3 kHzMoyenne = 6,6 dbEcart type = 2,7 dbLimites de confiance à 90 % de lamoyenne = ±0,146 db

(19/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 303

La variation de l ’impédance avec la fréquence est illustrée de façon plus précise par la figure 4 pour les lignes d ’abonné non pupinisées, et par la figure 5 pour les lignes d ’abonné pupinisées. Sur chacune des figures, les circuits ont été classés d ’après leur affaiblissement d ’équilibrage pour l ’écho. Les figures montrent, tant pour les composantes réelles que pour les composantes ima­ginaires, la gamme de variation des 25 pour cent des lignes qui présentent les meilleurs affaiblisse­ments d ’équilibrage, c ’est-à-dire les affaiblissements plus im portants (courbe A). Les mêmes données sont également représentées pour les 50 pour cent et les 75 pour cent des lignes présentant les meilleurs affaiblissements, ainsi que pour l ’ensemble des lignes (courbes B, C et D , respective­ment).

F ig u r e 4 . — Distribution de l’impédance d’entrée de lignes d’abonné non pupinisées, d’après le comportement de l’affaiblissement d’équilibrage — y compris l ’équipement et le câblage

du central téléphonique(A = Gamme des variations pour les 25 % des lignes non pupinisées du réseau présentant les meilleurs affaiblissements d ’équilibrage, B = meilleurs 50%, C = meilleurs 75%, D = Gamme des variations

pour l’ensemble des 879 lignes non pupinisées)

(19/XII, Ann. 1)

304 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 5 . — Distribution de l’impédance d’entrée de lignes d’abonné pupinisées d’après le comportement de l’affaiblissement d’équilibrage — y compris l ’équipement et le câblage du central téléphonique

(A = gamme des variations pour les 25% des lignes pupinisées présentant les meilleurs affaiblissements d ’équilibrage, B = meilleurs 50%, C = meilleurs 75%, D = gamme des variations pour l’ensemble

des 121 lignes pupinisées)

(19/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 305

La figure 6 m ontre l’amélioration obtenue au moyen d ’un réseau correcteur (insertion en série d ’un inductance symétrique de 32 mH, avec une résistance de 1650 ohms en parallèle).

Affaiblissement d’équilibrage

Affaiblissement d’équilibrage à 3 kHzMoyenne = 12,1 db Ecart type = 3,7 db Limites de confiance à 90 % de la moyenne = ±0,217 db

Affaiblissement des courants d ’échoMoyenne = 14,0 dbEcart type = 3,3 dbLimites de confiance à 90% de lamoyenne = ±0,199 db

F i g u r e 6. — Affaiblissements d’équilibrage pour l ’écho et pour la stabilité améliorés par l’adjonction d’un réseau correcteur du côté du circuit local

A N NEXE 2

(à la Question 19/XII)

Variations de l ’impédance des lignes et postes d’abonné

(Contribution de l ’Administration française)

U n certain nombre de mesures ont été effectuées par l ’Administration française qui perm ettent de préciser la valeur de l ’impédance présentée dans la bande des fréquences vocales par une ligne d ’abonné de longueur variable terminée sur un poste en position de conversation.

Le poste était d ’un modèle couramment utilisé par l ’Administration (poste U43 à batterie locale, type 328/1).

Les mesures étaient effectuées au centre local de rattachement. Une ligne d ’abonné typique fut choisie dans les trois catégories suivantes: lignes courtes de 0,5 km, lignes moyennes de 1,5 km, lignes longues dépassant 3 km. Trois types de lignes ont été successivement étudiées : lignes sou­terraines, lignes aériennes, lignes aérosouterraines. S’agissant de postes à batterie locale, la distor­sion introduite normalement par le pont d ’alimentation se trouvait éliminée de la mesure.

(19/XII, Ann. 2)

306 QUESTIONS COM XII

A titre de comparaison, un poste U43 a été mesuré dans les mêmes conditions et avec le même appareillage de mesure.

Les résultats numériques sont rassemblés dans les tableaux III, IV, V et VI. Les figures 1, 2, 3 et 4 leur correspondent.

Résistance en ohms

Fréquence

Figure 1. — Impédance d’un poste U43

Tableau III

Impédance d'un poste U43 à batterie locale (en position de conversation)

Fréquence en H z

R ésistance en ohm s

R éactance en ohm s

300 176 145800 296 268

1100 454 3451500 497 3762000 571 3902400 628 3923000 700 3953400 752 389

(19/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 307

Résistance en ohms

F i g u r e 2. — Impédance d’une ligne d’abonné souterraine terminée sur un poste U43

T a b l e a u IV

Impédance d'une ligne d'abonné souterraine terminée sur un poste U43 à batterie locale(en position de conversation)

Ligne courte 580 m de câble 0,6 mmRésistance de boucle: 82 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 255 134800 400 252

1400 560 2902000 720 2782400 810 2123000 890 113

Ligne moyenne 1 km de câble 0,6 mmRésistance de boucle: 119 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 320 150800 500 252

1400 720 2482000 960 1262400 1020 - 753000 960 -300

(19/XII, Ann; 2)

308 QUESTIONS COM XII

Ligne longue 3 km de câble 0,6 mmRésistance de boucle: 358 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 564 106800 830 65

1400 870 -3182000 590 -5052400 430 -4843000 300 -415

Résistance en ohms

Fréquence

F ig u r e 3 . — Im pédance d ’une ligne d ’abonné aérienne term inée sur un poste U 4 3

T a b l e a u V

Impédance d'une ligne d'abonné aérienne terminée sur un poste U43 à batterie locale (en position de conversation)

Ligne courte 500 m de fil 11/10 résistance de boucle: 23 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 200 150800 340 285

1400 440 3442000 580 3902400 650 3783000 730 376

(19/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 309

Ligne moyenne1300 m de fil 11/10

résistance de boucle: 49 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 235 153800 365 302

1400 510 3702000 650 4032400 720 3923000 800 358

Ligne longue2500 m de fil 11/10

résistance de boucle: 90 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 225 145800 350 282

1400 495 3542000 640 3902400 770 3783000 890 320

Résistance en ohms

Fréquence

F i g u r e 4 . — Im pédance d ’une ligne d ’abonné aérosouterraine term inée sur poste U 4 3

(19/XII, Ann. 2)

310 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u V I

Impédance d'une ligne d'abonné aérosouterraine terminée sur un poste U43 à batterie locale(en position de conversation)

Ligne courte450 m (moitié de souterrain, moitié d ’aérien)

Résistance de boucle: 57 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

30Ô 250 140800 370 268

1400 520 3182000 660 3282400 710 3023000 830 244

Ligne moyenne1500 m (900 m de souterrain, 600 m. d’aérien)

Résistance de boucle: 136 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 310 136800 490 242

1400 710 2032000 880 252400 900 -1503000 800 -376

Ligne longue

3800 m (1400 m de câble souterrain, 1100 m de câble aéroporté, 1300 m d’aérien) Résistance de boucle: 338 ohms

Fréquence en Hz

Résistance en ohms

Réactance en ohms

300 520 113800 780 126

1400 1000 -2482000 1010 -4802400 525 -4973000 322 -468

(19/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 311

Les lignes aériennes ne modifient pas de façon sensible l ’impédance du poste d ’abonné, la résistance de boucle de la ligne venant simplement s’ajouter à la résistance du poste.

En ce qui concerne, par contre, les lignes souterraines et les lignes aérosouterraines (du fait de leur parcours souterrain) l ’impédance mesurée au central local est nettem ent différente de celle du poste seul. La réactance, en particulier, devient négative lorsque la longueur de ligne est supérieure ou égale à 1 km et la fréquence de mesure suffisamment élevée.

Les dispersions suivantes ont été relevées à 2000 Hz sur les neuf lignes étudiées :résistance moyenne : 743 ohmsrésistance maximum: 1010 ohms (variation de + 36% )résistance minimum : 580 ohms (variation de —22%)réactance moyenne : 106 ohmsréactance maximum : 403 ohmsréactance minimum : —505 ohms

AN NEXE 3

(à la Question 19/XII)

E tu d e sur la lo i de r é p a r t it io n dans le réseau n a t io n a l de l ’a ffa ib lis s e m e n t d ’é q u ilib ra g e

des ré s e a u x lo c a u x té lépho n iq ues

(Contribution de l ’Administration italienne)

D ans les problèmes concernant la transmission téléphonique, on admet normalement que l 'impédance des réseaux locaux considérée à l ’extrémité « ligne interurbaine » de la maquette d ’alimentation, est une résistance pure de 600 ohms.

Pour déterminer le degré d ’approxim ation de cette hypothèse, on a mesuré l ’affaiblissement d ’équilibrage des systèmes locaux com portant les types d ’appareils téléphoniques les plus couram ­ment employés dans le réseau national, raccordés à des lignes d ’abonné de différentes longueurs, établies sur des conducteurs de 0,4 et 0,6 mm de diamètre.

Pour éliminer les variations de l ’impédance des lignes d ’abonné dues exclusivement aux tolé­rances de construction, on a réalisé des lignes artificielles d ’abonné de différentes longueurs à partir de quadripôles assemblant des résistances et des capacités, d ’après les caractéristiques moyennes établies par les cahiers des charges.

Afin d ’éliminer l ’effet de l ’instabilité de la résistance des capsules microphoniques à charbon on a remplacé les microphones par une résistance fixe ayant la même valeur de résistance nominale que la capsule à charbon.

-D an s le tableau I on a indiqué les valeurs moyennes de l ’affaiblissement d ’équilibrage pour un équilibreur de 600 ohms, en fonction de la fréquence et de la longueur de la ligne d ’abonné.

Pour chaque valeur moyenne de l ’affaiblissement d ’équilibrage on a indiqué l ’écart type cr relatif aux différents appareils téléphoniques.

Dans le tableau I, on observe que pour les lignes en câble avec des conducteurs de 0,4 mm, l’affaiblissement d ’équilibrage atteint des valeurs insuffisantes pour des lignes dont la longueur dépasse 1 km.

D ’autre part on remarque que pour les lignes courtes, les valeurs de a sont très élevées.Pour des câbles avec des conducteurs de 0,6 mm l’affaiblissement d ’équilibrage est insuffisant

pour toute longueur de la ligne.Pour augmenter sensiblement l ’affaiblissement d ’équilibrage, il suffit d ’employer un équilibreur

constitué par une résistance de 1000 ohms et une capacité de 50 nF, en parallèle.Dans le tableau II, on a indiqué les valeurs moyennes de l ’affaiblissement d ’équilibrage avec

l ’équilibreur susdit.

(19/XII, Ann. 3)

312 QUESTIONS COM XII

Pour atteindre des valeurs d ’affaiblissement d ’équilibrage encore plus élevées, par exemple toujours supérieures à 10 db, il faudrait introduire dans le bureau central, côté ligne d ’abonné, pour des lignes de longueur inférieure à 1 km, une ligne fictive correspondant à une ligne ayant une longueur de 2 km en conducteurs de 0,6 mm (affaiblissement de 2 décibels à 800 Hz).

T a b l e a u I

Affaiblissement d'équilibrage pour un équilibreur de 600 ohms

Conducteurs de 0,4 mm de diamètre

Longueur (km)

Fréquence 0,25 i 2 3 4

Hz db a db a db a db CT db o

300 13,95 5,28 15,35 2,44 13,03 1,63 9,86 1,16 7,96 0,79500 17,45 4,02 17,29 2,69 12,23 2,6 8,8 1,75 7,13 0,56800 17,7 6,15 15,35 4,22 10,38 2,08 7,86 1,15 6,35 0,72

1000 17,5 7,56 13,75 3,5 9,6 1,76 7,55 0,995 6,1 0,791500 15,8 7,62 11,6 3,4 8,26 1,63 7,36 0,994 5,95 0,632000 14,26 6,51 10,63 3,29 7,56 1,57 7,63 0,28 6,15 0,532500 14,1 7,13 9,7 3,02 6,93 1,49 8,01 0,86 6,45 0,463000 13,46 6,92 9,2 3,1 6,61 2,14 8,6 0,88 6,8 0,33400 13,1 6,8 8,7 2,82 6,35 . 1,27 9,08 0,62 7,08 0,35

Conducteurs de 0,6 mm de diamètre

Longueur (km)

Fréquence 2 4 6 8 10

Hz db CT db CT db o db CT db CT

300 14,5 2,3 12,2 1,73 9,45 1,1 7,5 0,75 6,3 0,5500 16,5 2,73 11,5 2,49 8,48 1,2 6,7 1,2 5,8 0,9800 15,15 5 9,6 2,3 7,53 1,1 6,3 0,89 5,8 0,86

1000 13,28 3,5 8,8 1,64 7,2 0,98 6,3 0,82 6,06 0,421500 10,8 2,79 7,36 1,27 7,05 0,67 6,75 0,35 6,78 0,292000 9,4 2,47 6,75 1,05 7,2 0,2 7,2 0,27 7,2 0,152500 8,15 2,04 6,2 0,84 7,36 0,52 7,4 0,51 7,35 0,0753000 7,46 2 5,9 0,69 7,5 0,28 7,48 0,23 7,25 1,293400 6,8 1,75 5,76 0,64 7,58 0,3 7,5 0,055 7,1 0,69

(19/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 313

T a b l e a u II

Affaiblissement d'équilibrage pour un équilibreur réalisé par une résistance de 1000 ohms en parallèle avec une capacité de 50 nF

Conducteurs de 0,4 mm de diamètre

Longueur (km)

Fréquence 0,25 1 2 3 4

Hz db o db a db a db O db a

300 10,03 3,56 14,3 4,04 24,1 6,69 21,08 3,17 15,4 2,21500 10,5 3,29 15,7 4,26 22,3 6,41 18,4 5,23 14,3 2,26800 9,8 2,48 14,2 3,38 17,4 6,32 15,4 2,82 12,1 2,04

1000 9,08 2,36 13,1 3,11 15,9 4,23 15,1 2,36 12,1 1,591500 7,6 2,2 11,2 3 13,9 3,75 16,3 2,93 13,5 1,582000 6,6 2,22 10,2 3,17 13,9 3,62 20 3,5 16,2 1,92500 5,83 2,21 9,7 3,09 14,6 3,62 24,9 3,33 20,06 1,963000 5,05 2,1 8,9 2,43 15,08 2,27 27,4 4,52 25,7 5,823400 4,66 2,12 8,9 2,37 16,2 2,18 22,78 4,16 34,7 7,75

Conducteurs de 0,6 mm de diamètre

Longueur (km)

Fréquence 2 4 6 s 10

Hz db o db CT db CT db O db CT

300 14 4,1 21,8 5,82 18,7 3,6 14,06 1,61 11,1 1,645500 17,3 5,83 21,4 2,01 17,08 3,795 12,58 1,71 10,3 1,065800 17,1 4,48 20,01 3,88 15,1 3,07 11,8 1,405 10,4 0,675

1000 16,8 4,28 19,2 4,01 14,55 2,425 11,83 1,015 10,7 0,461500 17,15 4,7 17,06 3,1 14,15 1,22 12,26 0,7 11,6 0,692000 17,8 5,19 15,8 2,54 14,18 0,86 12,6 1,345 12,1 1,292500 18,7 4,52 15,2 1,55 14,15 0,51 12,76 0,51 12,5 0,13000 20,05 3,8 14,9 1,66 14,1 0,42 12,7 0,68 12,58 0,323400 21,6 4,67 14,6 1,06 12,28 0,3 . 12,6 0,67 12,58 0,32

Les valeurs moyennes de l'affaiblissement d ’équilibrage qu ’on obtient avec des lignes d ’abonné très courtes et avec cette ligne fictive branchée du côté de la ligne d ’abonné sont indiquées dans le tableau III.

Les valèurs de l ’écart type restent toutefois assez élevées et il serait souhaitable de les limiter avec l ’emploi d ’appareils téléphoniques ayant des caractéristiques électriques unifiées.

En utilisant une ligne fictive pour les lignes d ’abonné très courtes on obtient aussi l ’avantage d ’un meilleur équilibrage antilocal et d ’une plus petite différence des niveaux en fonction de la différente longueur des lignes d ’abonné.

(19/XII, Ann. 3)

314 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u III

Affaiblissement d'équilibrage pour une ligne artificielle correspondant à 2 km de ligne de 0,6 mm,avec équilibreur 1000 ohms, 50 nF

Conducteurs de 0,4 mm de diamètre

Longueur (km)

Fréquence 0 0,25 i

Hz db o db a ' db a

3 0 0 1 2 ,7 3 ,4 4 7 1 4 ,2 3 ,8 6 4 1 9 ,2 4 ,7 0 55 0 0 1 5 ,8 6 4 ,8 9 1 8 ,7 6 6 ,5 6 3 2 1 ,9 8 2 ,6 8 58 0 0 1 7 ,2 5 ,1 1 1 9 ,3 6 5 ,5 0 5 2 1 ,3 3 ,8 9

1 0 0 0 1 7 ,2 3 5 ,0 8 8 1 8 ,8 6 4 ,7 3 2 1 ,1 5 4 ,6 1 31 5 0 0 1 7 ,7 8 5 ,0 5 2 1 9 ,2 4 ,4 9 5 1 9 ,5 8 4 ,4 7 52 0 0 0 1 8 ,4 6 4 ,9 9 1 9 ,4 3 ,8 9 5 1 8 ,4 3 ,7 2 52 5 0 0 19 ,5 4 ,6 4 7 2 0 ,0 1 3 ,1 9 4 1 7 ,4 2 ,6 6 63 0 0 0 21 4 ,6 5 2 1 ,1 3 ,0 5 17 ,1 2 ,1 5 93 4 0 0 2 1 ,9 8 4 ,0 8 5 2 1 ,4 2 ,2 9 5 1 6 ,5 8 1 ,5 4 6

A N NEX E 4

(à la Question 19/XII)

Distribution de l ’affaiblissement d ’équilibrage dans le réseau téléphonique des Pays-Bas

C.C.I.T.T. 150I = câble local III = câble pupinisé ou système à EC = central local

II = câble pupinisé courants porteurs KC = centre primaireIV = système à courants porteurs DC = centre secondaire

OC = centre international

F i g u r e 1

1. Structure générale du réseau téléphonique

La figure 1 représente une communication réalisable, com portant un nombre maximum de circuits entre deux centraux locaux. En principe, il est possible d ’établir une communication com portant moins de circuits comme, par exemple, celle qui est représentée par la figure 2 , d ’où le circuit entre deux centres secondaires et l ’éventuel centre international sont absents, la communication représentée étant établie à l ’intérieur d ’une seule et même zone secondaire.

Z l d EC KC D C /K C EC

rO ï—0 m © ï- O i C.C.I.T.T. 151a

F i g u r e 2

(19/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 315

La figure 3 représente la structure géographique.Sur les dessins, la liaison entre un central local et

le poste d ’abonné a été simplifiée; il peut y avoir, en fait, une installation d ’abonné avec postes supplé­mentaires et/ou un central satellite entre le central local et le poste de l ’abonné. Pour les mesures, ces cas n ’ont pas été envisagés.

2 . Les points de réflexion à l'intérieur du réseau téléphonique

Les points de réflexion, c’est-à-dire les points où se produit une réflexion et où l ’affaiblissement d ’équili­brage est d ’une importance essentielle, sont habituelle­ment les points où est réalisée la connexion entre deux systèmes de transmission, par exemple, le point où un circuit à courant porteur est connecté avec un câble pupinisé ou avec un câble homogène.

Si nous supposons que le réseau téléphonique soit en son entier construit de telle sorte que lescentraux reliés par circuits à courant porteur soient équipés pour la com m utation en quatre fils et que, entre les centres secondaires et les centres primaires, il ne soit pas utilisé de câbles pupinisés mais uniquement des circuits à courant porteur (but que l ’on s’efforce d ’atteindre), les points de réflexion peuvent être rangés en catégories comme le représente la figure 4.

Points de réflexion Abonné

C.C.I.T.T. 152F ig u r e 4

Il ressort de cette classification que les points où les circuits à quatre fils sont interconnectés aux circuits à deux fils (câble pupinisé ou câble homogène) ont été présumés être les points de réflexion. Il n ’a pas été tenu compte de la réflexion qui se produit quand un câble pupinisé est connecté à un câble homogène, car, pour la bande de fréquences de la parole, le temps de propa-

(19/XII, Ann. 4)

316 QUESTIONS COM XII

gation sur le câble homogène est si faible que l ’impédance formée par le câble local et l ’appareil téléphonique peut être considérée comme ne constituant qu ’une variable.

Cela signifie en fait qu ’il s ’agit de transformateurs différentiels terminés par un câble homogène et un appareil téléphonique, par l ’intermédiaire ou non d ’un câble pupinisé.

Cette différence m ontre qu ’il faut s’attendre à des affaiblissements d ’équilibrage de deux types; les mesures faites sur des terminaisons utilisant un câble pupinisé auront tendance à avoir une moyenne plus élevée.

Pour cette raison, comme pour d ’autres dont il ne sera point fait état ici, on a recherché s’il serait souhaitable de corriger les circuits ne com portant pas de câble pupinisé, de telle sorte qu ’ils soient équivalents à des circuits avec câble pupinisé.

Aussi, après avoir mesuré l ’affaiblissement d ’équilibrage dans la situation initiale, a-t-on également inséré des réseaux dans les circuits b et c de la figure 4 afin d ’étudier leur effet sur les affaiblissements d ’équilibrage. Ces réseaux ont été appelés « filtres à 3 db » car ils introduisent la valeur prise comme objectif pour l ’affaiblissement d ’un câble pupinisé (3 db) et aussi une lim itation approximativement égale de la largeur de bande ( / 0 = 4000 Hz).

E tant donné qu ’il est en outre possible de corriger un câble pupinisé de façon à obtenir une meilleure adaptation au transform ateur différentiel, ainsi qu ’un meilleur affaiblissement d ’équi­librage, la série a été complétée par des circuits composés de sections dites en m, constituées par des réseaux qui transforment, entre certaines limites, l ’impédance des câbles pupinisés commen­çant par des demi-sections en une impédance présentant le caractère d ’une résistance.

Les filtres à 3 db ont été insérés aux endroits indiqués sur la figure 5.

Points de réflexion Abonné

k!c

ç > — □I □

E

ECo 1 i !

C.C.I.T.T. 153

= section en m = Filtre à 3 db

F ig u r e 5

Il convient de noter qu ’on a distingué les mesures faites dans un centre secondaire et celles qui ont été faites dans un centre primaire, afin d ’examiner l ’influence possible de la situation géographique sur le réseau local en câble. C ’est pourquoi les figures 4 b et 4 c, ainsi que les figures 5 b et 5 c ont, en principe, la même configuration, mais les résultats peuvent être différents dans la pratique.

(19/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 317

Cette remarque est encore plus valable pour les configurations des figures 4 a et 4 d et celles des figures 5 a et 5 d. En fait, les situations indiquées en regard de a sont valables pour les centres secondaires de l ’un des trois réseaux urbains des Services téléphoniques (La Haye, Rotterdam et Amsterdam) qui sont reliés aux centraux locaux par des câbles pupinisés, ces câbles ayant toutefois des propriétés telles que, en raison des circonstances géographiques, elle diffèrent grandement de celles des câbles du type normalisé utilisés entre EC et KC, autrem ent dit entre les centraux locaux et les centres primaires.

Pour restreindre le nombre des mesures, on a renoncé à en faire sur une liaison par câble pupinisé entre un centre secondaire et un central local, car on peut s’attendre à ce q u ’en ce cas la situation soit peu différente de celle que représentent les figures 4 c et 5 c.

3. Définition de r affaiblissement d'équilibrage

La réflexion se produit dans le transform ateur différentiel ainsi qu ’on l ’a représenté sur la figure 6 , laquelle se passe de tout commentaire. Nous pouvons en déduire que l ’affaiblissement d ’un côté quatre fils à l ’autre côté quatre fils est donné par:

2 mL ’introduction de Z x

= 2

2(Z] Z2+ Z 3Z4)'

(D

. 3 «= Z 4 réduit cette équation à

Z, + Z 2 \

Zt — Z 2 /qui représente le débordement de l ’un des côtés quatre fils à l ’autre côté quatre fils.

L ’affaiblissement d ’équilibrage ae est défini comme répondant à la formule:Z! + Z 2

ae = 20 log 20 log — 4 mZi Z 2

Les mesures ont été faites conformément au schéma de la figure 7. D ’après ce schéma,

am = 20 loge

= 2 0 log+ Z 2

u Zx — Z 2

(2)

(3)

où Z 2 est l ’impédance de l ’équilibreur et Z x celle du circuit à deux fils.

(19/XII, Ann. 4)

318 QUESTIONS COM XII

Z1

Z2

C.C.I.T.T. 155

F ig u r e 7

On a utilisé comme impédance d ’équilibrage un m ontage en série d ’une résistance de 820 ohms ± 1 % et d ’un condensateur de 1 p.F ± 5 %. C ’est l ’équilibreur normalement utilisé pour les trans­formateurs différentiels.

4. Mesures et résultats de ces mesures

Le nombre des mesures faites est indiqué dans le tableau ci-dessous :

Cas N om bre

A i ,2 3 0 4

B i ,2 14 9

C i ,2 2 1 8D i ,2 3 5 5

Ces nombres dépendent de la répartition des abonnés dans l ’ensemble du réseau téléphonique. Les mesures ont été faites aux fréquences 300, 500, 800, 1000, 1500, 2000, 2500, 3000, 3800,

4000 et 4300 Hz.De leurs résultats, on a déduit la moyenne et l ’écart type pour chaque groupe et pour chaque

fréquence.La moyenne est définie par:

j = n

X aj

et l ’écart type par:

IX (fA-tf;)2j= 1_________

nLes valeurs moyennes sont données par les figures 8 et 9. Sur cette dernière figure, on peut

voir l ’effet des réseaux correcteurs.Les écarts types sont représentés sur les figures 10 et 11.Pour avoir une idée de leur nature, on a représenté les différentes distributions possibles pour

chaque situation à la fréquence de 1000 Hz. Pour les situations considérées elles sont représentées dans les figures 12 à 19 inclusivement.

(19/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 319

Les figures 8 à 11 contiennent également une ligne marquée E. Cette ligne représente le résultat de l ’ensemble des situations prévues en A, B, C et D.

La distribution de l ’affaiblissement de l ’écho sur l ’ensemble du territoire national pour la fréquence de 1000 Hz est représentée sur les figures 20 et 21. Le nombre des mesures est ici supé­rieur à la somme de A, B, C et D car on y a compris davantage de mesures que celles qui pouvaient rentrer dans les catégories A, B, C et D.

c / s

Figure 8 . — Valeur moyenne de l’affaiblissement d’équilibrage (sans réseaux correcteurs)

c/s

Figure 9. — Valeur moyenne de l’affaiblissement d’équilibrage (avec réseaux correcteurs)

(19/XII, Ann. 4)

320 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 1 0 . — Ecart type de l’affaiblissement d’équilibrage (sans réseaux correcteurs)

c/s

F i g u r e 11. — Ecart type de l’affaiblissement d’équilibrage (avec réseaux correcteurs)

(19/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 321

n

60C.C.I.T.T. 161

50

40

30

20

10

Ai

J i M m0 0.5 1J0 1.5 2,0 2.5 3.0 3.5 N

F i g u r e 12. — Distribution de l’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

50

40

30

20

10

-

C.C.I.T.T. 162

- A2

-—

-

1 1 1 1 __ t _ l__1__

— 1

T " H .0 (15 1,0 1,5 2,0 2,5 3,0 3,5 N

F i g u r e 13 . — Distribution de l ’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

(19/XII, Ann. 4)

322 QUESTIONS COM XII

30

20

10

CC.I.T.T. 163

B,

h - n - n0 as 10 15 2.0 2.5 3,0 3.5 N

F i g u r e 14. — Distribution de l’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

F ig u r e 1 5 . — Distribution de l ’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

40

30

20

C.C.I.T.T. 165

0 0.5 1.0 1.5 2.0 2,5 3.0 3.5 N

F i g u r e 1 6 . — Distribution de l ’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

(19/XII, Ann. 4)

QUESTIONS COM XII 323

-

C.C.I.T.T. 1 6 6

-—

c 2

-p —

—

— 1— 1— 1— 1— _1 1 1 1 . r T 1 n — i . , _ n . ,

o 0,5 1.0 15 2.0 2.5 3.0 3.5 N

F i g u r e 1 7 . — Distribution de l’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

n

-p

C.C.I.T.T. 167

-p

D i

-p

-p

—

-—

—

i i r ~ i ----- L. 1 . . 1 .............

- ,

“ h . .

0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 N

F i g u r e 1 8 . — Distribution de l’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

(19/XII, Ann. 4)

324 QUESTIONS COM XII

50

40

30

20

60

10

00 0,5 1.0 1,5 2.0 2 5 3.0 3.5 4 5 N

F i g u r e 1 9 . — Distribution de l’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1 0 0 0 Hz

n

150

140

130

120

110

100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

00 0,5 1.0 1.5 2.0 2.5 3,0 3.5 N

F ig u r e 20. — Distribution de l ’affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

(19/XII, Ann. 4)

- CJC.I.T.T. 169

-

-

- Et

-

-

-

- —

- —

-

-

-

- i—

- —

i i r = i _ - r 1 " 1 —1—1 !

-

C jC m . 168

-

- ----r - i

D*

----

- -

1 1 1 1 l . 1 ■----

-

m f n . r - , 1 1 1 1

QUESTIONS COM XII 325

n

130

120

110

100

90

80

70

60

50

40

30

20

10

00 0,5 1,0 1.5 2J0 2,5 3.0 3,5 N

F i g u r e 2 1 . — Distribution de l'affaiblissement d’équilibrage pour la fréquence 1000 Hz

- C.C.I.T.T. 170

- —

-

-mmm

- — —

-

__ — i

-

-

— 1__1__ 1__ 1— —1— 1__1__ T

(19/XII, Ann. 4)

326 QUESTIONS COM XII

A N NEXE 5

(à la Question 19/XII)

Contribution dé l ’Administration de la République fédérale d’Allemagne

L ’impédance d ’entrée d ’un poste d ’abonné dépend du type de capsule réceptrice utilisé. L ’impédance de la capsule réceptrice magnétique a une forte composante inductive; elle est, pour cette raison, relativement petite aux basses fréquences et augmente beaucoup aux hautes fréquences de la bande de fréquences transmise. De manière correspondante, l ’allure de l ’impé­dance d ’un appareil téléphonique équipé d ’une capsule magnétique dépend beaucoup de la fré­quence, comme le m ontrent les valeurs de module et argument de l ’impédance d ’un appareil téléphonique W48 équipé d ’une capsule réceptrice magnétique indiquées dans le tableau 1 a).

L ’impédance d ’une capsule réceptrice dynamique est pratiquem ent ohmique. Par suite de la petite composante inductive elle n ’augmente que peu avec la fréquence. De manière correspon­dante, l ’impédance de l ’appareil téléphonique équipé d ’une capsule réceptrice dynamique varie relativement peu en fonction de la fréquence, comme on peut le voir dans le tableau 1 b). Tandis que l ’impédance d ’un appareil équipé d ’une capsule réceptrice magnétique varie entre —39% et + 3 5 5 % , rapportés à une résistance de 450 ohms à 800 Hz, le même appareil, équipé d ’une capsule réceptrice dynamique, ne varie qu ’entre —18 % et +21 % , rapportés à 570 ohms à 800 Hz.

T a b l e a u 1

Impédance de l'appareil téléphonique W48

a)avec capsule réceptrice magnétique

b)avec capsule réceptrice dynamique

/ ( H z ) 300 800 1600 3400 300 800 1600 3400

Z (ohms) 275 450 690 1600 465 ' 570 625 690argument 36° 48° 49° 47° 33° 22° 18° 23°

L ’affaiblissement d ’équilibrage convient mieux que l ’impédance pour le jugement en matière de technique de la transmission. Dans ce cas, il est utile de déterminer l ’affaiblissement d ’équili­brage du système téléphonique d ’abonné vu à travers le pont d ’alimentation dans le centre de commutation. De cette manière, le pont d ’alimentation, la ligne d ’abonné et l ’appareil télépho­nique sont compris. En général, il est d ’usage de rapporter l ’affaiblissement d ’équilibrage à une résistance ohmique de 600 ohms.

D ans les tableaux 2 a) et 2 b) sont indiqués les affaiblissements d ’équilibrage pour l ’appareil W48 lorsque sont utilisées des lignes d ’abonné de différents diamètres (0,4 et 0,6 mm) et de différentes longueurs (0,25 à 12 km). Dans le tableau 2 a) l ’appareil était équipé avec une capsule réceptrice magnétique et dans le tableau 2 b) avec une capsule réceptrice dynamique.

(19/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 327

T a b l e a u 2

Affaiblissement d'équilibrage (en db) de l'impédance d'entrée d'un système d'abonné avec appareil téléphonique W48 rapporté à 600 ohms

a)avec capsule réceptrice m agnétique

b)avec capsule réceptrice dynam ique

/ ( H z ) 300 500 2500 3400 300 500 2500 3400

l/d0 ,2 5 /0 ,4 8 8 8 8 10 15 19 17

1 /0 ,4 11 14 7 7 14 3 0 1 2 92 /0 ,4 19 31 5 5 17 18 7 62 /0 ,6 12 14 7 5 14 2 9 10 84 /0 ,6 19 3 4 5 4 11 12 6 56 /0 ,6 19 15 5 5 14 12 5 58 /0 ,6 16 8 5 6 13 10 6 6

1 0 /0 ,6 12 9 6 6 11 8 6 61 2 /0 ,6 12 7 7 7 16 7 7 7

l = longueur de la ligne en km d = diamètre des conducteurs en mm

Le tableau 3 a) m ontre l ’affaiblissement d ’équilibrage pour le nouvel appareil W61 équipé avec une capsule réceptrice dynamique, dans lequel le montage de l ’appareil est mieux adapté.

Le tableau 3 b) m ontre l ’affaiblissement d ’équilibrage pour le même appareil, mais on a pris comme base dans le centre de com mutation un équilibrage complexe composé d ’un montage en parallèle de 800 ohms et 50 nF, au lieu d ’un équilibrage par 600 ohms.

T a b l e a u 3

Affaiblissement d'équilibrage (en db) de l'impédance d'entrée d'un système d'abonné avec appareil téléphonique W61 et capsule réceptrice dynamique

a)rapporté à 600 ohms

b)rapporté à 800 ohms/50 nF

/( H z ) 300 500 2500 3400 300 500 2500 3400

l/d0 ,2 5 /0 ,4 9 12 2 2 23 11 11 11 10

1 /0 ,4 15 19 2 2 13 15 17 18 182 /0 ,4 21 2 0 9 8 11 15 18 2 22 /0 ,6 15 19 1 2 10 15 17 2 7 2 54 /0 ,6 2 2 19 8 7 12 18 16 166 /0 ,6 19 13 7 6 9 15 15 138 /0 ,6 14 10 7 7 8 12 1 4 13

1 0 /0 ,6 13 9 7 7 6 11 1 4 1 41 2 /0 ,6 11 8 7 7 6 10 15 14

l = longueur de la ligne en km d = diamètre des conducteurs en mm

(19/XII, Ann. 5)

328 QUESTIONS COM XII

Si l ’on insère dans les courtes lignes d ’abonné, jusqu’à 1 km de longueur et 0,4 mm de diamètre des conducteurs, un complément de ligne qui remplace une ligne d ’abonné d ’environ 2 km de longueur et de 0,6 mm de diamètre, on obtient les valeurs indiquées dans le tableau 4 a) en cas d ’équilibrage par 600 ohms et les valeurs indiquées dans le tableau 4 b) en cas d ’équilibrage complexe par un montage en parallèle de 800 ohms et 50 nF.

T a b l e a u 4

Affaiblissement d'équilibrage de l'impédance d'entrée d'un système d'abonné W61 avec complément de ligne et longueur de raccordement de 0 km

Hz 300 500 2500 3400

a) Equilibrage 600 ohms db 15 19 11 9

b) Equilibrage 800 ohms/50 nF db 16 19 31 31

A N NEXE 6

(à la Question 19/XII)

Termineur à affaiblissement de régularité amélioré

(Contribution de l ’Administration autrichienne)

Introduction

Dans le service intégralement automatique, l’Administration autrichienne utilise depuis 1958, dans une mesure toujours croissante, des termineurs qui ont un affaiblissement considérablement plus grand pour la voie de retour, c ’est-à-dire la voie de.transmission à quatre fils du côté d ’arrivée au cô té . de. départ, que les termineurs classiques avec des transformateurs différentiels ou avec des résistances.

Ci-dessous nous examinerons d ’abord le principe physique du montage nouveau et ensuite nous parlerons de l ’exécution pratique, en soulignant les avantages qui en résultent pour la trans­mission et pour la technique de commutation.

1. Le montage en pont avec des impédances indépendantes de l'impédance du circuit à deux fils

La branche c—d du montage en pont (voir figure 1) n ’est traversée par aucun courant, pour toute valeur de l ’impédance de service z2, si les résistances rx , ry , N x et les inductances L x et Ly ont les valeurs indiquées dans la figure. Il faut rem arquer que les facteurs p et (1 — p) sont égaux au rapport de la subdivision caractérisée par le point de prise d de l ’enroulement secondaire du transform ateur UA.

Les charges complexes des quatre éléments du m ontage en pont sont les suivantes:

IVa—c P (kx “b N x j Lff),

W c_ b = (1 - p) (rx + N X + j o>Lx),

Wa- d = 9

Wd_ b = ( l - P)

m p.

ry + i M 2W s p )

+ j CùLy

(D

(19/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 329

'Jfa rr Üi if + iz

Figure 1. — Montage en pont avec des branches qui ne dépendent pas de l’impédance z2

La diagonale c—d du montage n ’est parcourue par aucun courant dans le cas où les produits des valeurs des charges complexes des éléments opposés ont les mêmes valeurs.

En conséquence, on doit avoir:

Wa_ c -W d_ b = Wa_ d -W c_ b (2)

Si l ’on insère les valeurs tirées des équations (1) dans l ’équation (2), on voit que l ’équilibre électrique subsiste pour toutes les valeurs de l ’impédance z2 et même dans le cas où le 'courant /3 serait égal à zéro, c ’est-à-dire dans le cas où l ’enroulement primaire du transform ateur Uz serait ouvert. En ce cas on aura pour les impédances Wa_ d et Wd_ b les relations:

Wa- d = p [ry + j (ùLy] + j to k p2 W \s + } co k p (1 - p) W \s =

= P D> + j w Ly + J “ k W js], k =

(19/XII, Ann. 6)

330 QUESTIONS COM XII

Wd_ b = [1 - p] [ry + j <*Ly] + j k { \ - p)2 W js + j to kp (1 - p) W \5 =

= [1 - p] [ry + j « L y + j <o k W js].

Les éléments j « k p (1 — p) W \s tiennent compte des inductances mutuelles de l ’enroulement partiel p W3s à l ’enroulement partiel (1 — p) W3s et vice versa. En effet, l ’équilibre électrique n ’est pas dérangé.

Nous désignons par zarr l ’impédance de la partie d ’un circuit à quatre fils qui transmet le courant à l ’arrivée. De même nous désignons par zdép l ’impédance du même circuit à quatre fils, dur côté-départ. En général zarr = zdéP- Nous avons conservé la désignation différente pour les deux sens de transmission pour avoir la possibilité de décrire sans équivoque les deux directions de transmission. z2 est l ’impédance du circuit à deux fils qui doit être connecté avec le circuit à quatre fils.

Le montage en pont, comme il est indiqué dans la figure 1, représente, avec la résistance rQ et les transformateurs d ’adaptation Ux et U3, un termineur qui, pour une valeur quelconque de l ’impédance z2, a un affaiblissement infini de zarr à zdéP.

Pour les termineurs classiques avec transformateurs différentiels ou résistance, l ’affaiblissement de la voie de transmission de zarr à zdép (circuit à deux fils déconnecté) s’élève à une valeur de 0,9 N qui n ’est que le double de la valeur de l ’affaiblissement de la voie ordinaire, c ’est-à-dire de zarr à z2. Dès que le circuit à deux fils est connecté, cette valeur de l ’affaiblissement est aug­mentée de la valeur de l ’affaiblissement de régularité.

Le présent montage doit terminer parfaitement le circuit à quatre fils pour éviter des réflexions, c ’est-à-dire que l ’impédance du montage doit avoir la valeur zarr pour le sens de transmission Fa.Tr à F2. Pour cette raison, la relation

l W XP\ 2 r( I [r 0 + R a b ] — z a rr (3 )\ w u )

. (WÏP\doit être respectee, | ------- 1 désignant le rapport de transform ation du transform ateur U-, rapporté

\ W U J -aux bornes Farr; R at> désigne l ’impédance du montage en pont pour les points de prise a et b. R ab est donnée par l ’équation suivante :

i r x + N x + j w L x ]

Rab = -----------------------ry + i o L y + z2 \ )

(4)r x + r y + N x + j co [Lx + Ly\ + z2

L ’équation (3) donne le rapport de transform ation du transform ateur qui doit être respecté pour l’adaptation de l ’impédance, la résistance r0 et les charges complexes du pont étant déjà choisies.

Il est encore nécessaire de déterminer l ’affaiblissement du term ineur pour la voie de trans­mission Fan- à F2 . Dans ce but, il faut com parer la puissance de référence N v avec la puissance consommée par l ’impédance z2.

Pour la puissance de référence on a l ’équation

T I2N v = - 5 - , (5)

4 z a rr

pour la puissance qui est consommée par l ’impédance z2 la relation

Æ ) 2* = / g v - {6)

\W 3P)ry + j W L y + Z 2

(19/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 331

Dans cette formule Uat, est la tension aux points a et b du montage en pont et on peut la tirer de l ’équation

Uab= tfo l — I -------------- (7)\ W iPJ

* a r r ( — — | + > 0 + Rab Wi P

dans laquelle U0 est la tension appliquée. Pour le calcul de l ’impédance R ab du montage en pont on a l ’équation (4). Pour l ’affaiblissement a du montage en pont on aura ensuite la relation

et il en résulteN v - e2a • N 2

« = ± h Æ (8)2 N 9v2

Si les courants dans les branches du pont sont égaux, on aura la relation particulière

Nl = 4 \W 1PJ

*W J

( fl/ \ 2 / \ 2— - 1 = z2 1 — ~ I > on aura Pour l ’affaiblissement du pont la valeur remar- WipJ \W3PJ

quable de — ln 4 = 0,7 N.2

2. Voie de transmission du circuit à deux fils d'arrivée au circuit à quatre fils de départ, avec équilibre électrique pour le sens circuit à quatre fils d'arrivée circuit à deux fils de départ

Si le montage en pont selon la figure 1 est utilisé dans la direction du circuit à deux fils vers le circuit à quatre fils, on doit placer la source de tension dans le circuit à deux fils et celle-ci aura l ’impédance z2. Le côté à quatre fils Farr est un consommateur de puissance non désiré, mais inévitable, qui a l’impédance zarr, le côté à quatre fils F^ép qui a l ’impédance zdép assurant la voie de courant pour la transmission nécessaire d ’énergie.

Nous pouvons simplifier l ’examen, si nous remplaçons le triangle d ’impédances de sommets a, b et c par une étoile d ’impédance équivalente. Introduisant pour les impédances dans les trois côtés du triangle les abréviations

Yi = r0 + zarr , y2 = P [rx + N x + j w Lx], y3 = [1 - p] [rx + N x + j « L J\ w XP)

les relations ci-dessous seront valables pour les impédances équivalentes dans l ’étoile

Ï 1 - Ï 2 * _ ï r Y s * _ Ï 2 - Ï 38 _ , 82 , ô3 ----------------------T l + Ï 2 + Ï 3 T l + Ï 2 + Ï 3 Ï 1 + Ï 2 + Yb

Alors nous pouvons transform er le montage de la figure 1 en celui de la figure 2.Il est facile de constater que le monïâgë en pont parfaitement équilibré pour la voie de trans­

mission de Farr à F2, c ’est-à-dire avec les valeurs des impédances indiquées dans la figure, est également en équilibre pour le sens de F 2 à Fdép. Dans ce cas aussi, aucun courant ne parcourt la diagonale du pont c — d. Toutefois, si l ’on insère une impédance supplémentaire dans une branche quelconque du pont, l ’équilibre du montage en pont est dérangé et la diagonale du pont est parcourue par le courant i3— i2.

(19/XII, Ann. 6)

332 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 2. — Schéma équivalent pour le montage en pont de la figure 1 pour la voie de transmission Fz à Fdép

3. Voie de transmission du sens circuit à deux fils circuit à quatre fils, Véquilibre électrique étant dérangé

Pour les courants du sens circuit à quatre fils circuit à deux fils l ’équilibre électrique doit être aussi parfait que possible, afin que la stabilité de la ligne ne soit pas mise en question et que l’amorçage d ’oscillationsjsoit sûrement évité. '

D ’autre part, pour les courants du sens circuit à deux fils -*■ circuit à quatre fils l’équilibre ne doit pas exister, parce que la voie de transmission de départ du circuit à quatre fils reçoit son courant par la diagonale du pont c — d. Dans le cas d ’un termineur qui doit répondre à cette condition, le déséquilibre doit être provoqué, toutes les fois qu ’il sera nécessaire, par des com­mandes à semi-conducteurs, commandés par la parole. On obtient ces effets de la manière la plus simple et la plus économique par un montage à diodes conformément à la figure 3.

Les", demi-ondes positives des courants sinusoïdaux de Farr à F2 parcourent W1 et arrivent, en traversant G rj et G r2, au montage en pont. Les demi-ondes négatives entrent dans le montage en pont à travers W2, G r3 et G r4. Aux résistances Wx et W2 correspond r0 de la figure 1. Ces résis­tances ne font pas partie du montage en pont proprem ent dit. Les résistances au sens de conduc­tion de G rx et G r3 sont analogues à la résistance p rx , celle de Gr2 et G r4 à la résistance p ry . Elles font partie du montage en pont fondamental et exigent, pour réaliser la symétrie, les résistances additionnelles d ’équilibrage adaptées (1 — p)rx et (1 — p) ry .

(19/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 333

-Wp

L 3

Î 2 Fz

CCITT - 16

F i g u r e 3. — Montage à diodes coopérant avec le montage en pont équilibré

Quand on utilise le montage en diode dans le sens de F2 à Fdép, la situation a complètement changé. Les demi-ondes positives des courants sinusoïdaux parcourent Gr4, les deux résistances en série W2 et W1 et la diode G rx. Les demi-ondes négatives parcourent G r3, les résistances en série W2 et Wx et G r2. Le shunt constitué par le transform ateur £/x et relié aux points de pont a ’ (déplacé par W2 par rapport au point a) et b cause une perte de puissance inévitable qui a en outre la conséquence que les diodes G r4 et G rx, respectivement G r3 et G r2, ne peuvent pas conduire des courants exactement égaux.

M aintenant les résistances Wx et W2 se trouvent, contrairement aux conditions du montage dans le cas de la transmission Farr à F2, dans le montage en pont parfaitement équilibré et en dérangent l ’équilibre électrique, de sorte que le transform ateur U2 reçoit du courant et le circuit z d é p consomme de l ’énergie. Pour le calcul du courant i3 — i2 on se réfère à un m ontage équi­valent conformément à la figure 2 , tout en substituant les valeurs s x , s 2 et e 3 aux combinaisons de résistances 8X, S2 et S3.

Les valeurs ex, e2 et e3 se déterminent de la façon suivante:

^ a r r ( — ) 2 [ ï 2 + W ]W i p / __________ _

^ / f V l s \ 2Zarr — - ) + W + Y2 + Ï3

(19/XII, Ann. 6)

334 QUESTIONS COM XII

\ W ip)

2

Ï3

£a !W \ \ 2

'“' f e ) + "'+T, + ir'Ts tr» + W ]

y2 et y3 ont les significations indiquées au paragraphe 2. En conformité de l ’exécution pratique d ’un tel montage on a supposé que Wx = W2 = W. Pour le calcul il faut tenir compte du fait que la résistance W figure également dans la branche entre les points de prise a ' et d, de telle sorte que la charge de cette branche soit déterminée par

W + p [ry + j to Ly + j w k p W$s]

Nous aurons donc pour les courants, avec les notations de la figure 2:

U0h = ----------- 7S T T 2- (9)

\ w j

• ■ - T T l W 3 , \ 1h ~ h — U0 ——- )

w 3P)

pe a - ( l - p ) [ ^ + e 1] (10)

R

[1 - p]2 [W + e j + P2 £2 + p [1 - p] [ry + j g>Ly] + s3 + zdép\ WipJ

[ W + P (ry+ j (ùLy) + s j [(1 — p ) (ry + j u>Ly) + e 2 ] + [ W + ry + j u>Ly + ^ + e 2 ] j^3+ z d é p

[1 - p]2 [W + e j + p2 e2 + p [1 - p] [ry + j o)Ly] + e3 + zdép ^\W zpJ (11)

en adm ettant de négliger certaines grandeurs du fait que z2 j a k Wjr .Le dénominateur de l ’équation (9) est l ’équation caractéristique pour l ’impédance d ’entrée

du montage. Ainsi on doit avoir, pour une adaptation parfaite:

„ 0 2 )W 3J

Le calcul de la puissance utile se fait au moyen de l ’expression

w> = & - y*zdép (— Y- 03)\ ^ 2 P /

Ensuite on peut calculer l ’affaiblissement du term ineur à l ’aide de l ’équation (8).Suivant l ’équation (10) i2 — i3 deviendra également nulle pour W = 0. L ’affaiblissement du

termineur sera infiniment grand parce que cette supposition comprend la condition requise au point de vue de l ’équilibre électrique absolu du montage en pont. Celui-ci n ’est plus maintenu dans le cas de l ’insertion de W; pour cette raison l ’affaiblissement du term ineur diminue conti­nuellement lorsque W augmente.

(19/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 335

Pour le sens de transmission Farr à F 2 les valeurs déterminant l ’affaiblissement du term ineur présentent un comportement inverse. Pour W = 0 la tension agissant dans le pont aura sa valeur la plus grande et à cause de cela l ’affaiblissement du termineur aura sa valeur minimum dans le cas de la supposition susdite. Lorsque W augmente, la tension du pont diminue et l ’affaiblissement du term ineur augmente. Pour des impédances de pont données il y aura ainsi une valeur déterminée de W, pour laquelle les affaiblissements du termineur sont égaux pour les deux sens de transmission.

A u cas où cette valeur serait trop grande et où les résistances du pont ne pourraient être dimi­nuées (par exemple parce que les diodes utilisées ne le perm ettraient pas) on aurait quand même la possibilité d ’obtenir une valeur inférieure pour l ’affaiblissement du termineur. En effet, le sens de transmission F arr à F2 se prête sans grandes difficultés à la diminution de l ’affaiblissement. Pour cette raison il faudra abaisser la valeur plus grande d ’affaiblissement pour le sens inverse F2 à Fdép par un amplificateur procurant une amplification unilatérale, inséré dans F dép pour obtenir la valeur inférieure du sens Farr à F2.

4. Le termineur de VAdministration autrichienne des P et T.

La figure 4 représente le montage du term ineur utilisé par l ’Administration autrichienne des P. et T., assurant un affaiblissement de régularité amélioré.

La figure montre d ’abord que les conditions pour l ’équilibre électrique absolu du pont selon l ’équation (2) ne sont pas remplies. Cela vient des efforts faits pour abaisser à des valeurs de 0,9 à1.05 N l ’affaiblissement du term ineur qui doit être le même pour les deux sens de transmission. Avec un équilibre électrique absolu pour le sens de transmission Farr à F2 il n ’est pas possible d ’obtenir cette valeur; c’est pourquoi on a choisi, pour des raisons économiques, un léger désé- quilibre pour arriver à une diminution de l ’affaiblissement. A condition que les sorties F 2 et Fdép

'soient terminées par des résistances de 600 ohms, l’affaiblissement Farr à Fdép s’élève à 6 N e t plus sur les bornes Fdép pour un niveau de tension de zéro néper. Pour un niveau de tension de — 2 N cette valeur ne s’abaisse qu ’à 5,5 N. Si le côté F 2 n ’est point terminé, on aura des valeurs minima de 3,5 N , respectivement 3,0 N. Dans ce dernier cas l ’affaiblissement Farr à FdéP est3.5 fois plus grand que l ’affaiblissement Farrà F 2. Avec les termineurs classiques à transform a­teurs différentiels on n ’obtient qu ’un facteur de 2,0. Une valeur de 1,0 N environ pour l ’affaiblisse­ment Farr à F 2 d ’un termineur n ’est pas extraordinairement élevée, en tenant com pte du fait que les montages des termineurs classiques ont des valeurs de 0,8 N , y compris la ligne.artificielle de_complément toujours prévue. Le surplus de l ’affaiblissement du termineur type G r ne s ’élève de cette façon qu’à 0,2 N et on peut le compenser sans difficulté dans les montages des am pli­ficateurs finals.

Les diodes utilisées sont du type OA5. Ces diodes exigent des tensions de fonctionnement relativement élevées. Pour cette raison, on a choisi des rapports 1: 10 pour les enroulements des trois transformateurs, de manière à arriver à des rapports d ’impédances de 1: 100. Les faibles puissances utiles d ’un ordre de grandeur de 10-3 W ont pour effet que les courants de fonctionne­ment ont un ordre de grandeur de quelque 10-6 A, de sorte que les résistances en bande passante des diodes ont des valeurs de 10 000 ohms et plus. Malgré cela le taux de distorsion ne dépasse pas la valeur de 2 % pour le sens de transmission le plus défavorable, de F2 à Fdép et un niveau de 0 à — 3 N et il s ’élève seulement à 1 % pour le sens Farr à F2 . On désirerait disposer de diodes ayant une caractéristique dynamique plus favorable, mais de telles diodes ne sont pas disponibles. Pour des niveaux d ’entrée bas, l ’affaiblissement de régularité du montage en pont dans le sens Farr à ”Fd7p s’abaisse lentement. Pour un niveau d ’entrée de — 2,0 N on arrive à la valeur précitée de 3 N . Le cirçiiità quatre fils ouvert ne s’amorce quand même pas, parce qu ’avec les niveaux bas la tendance des fréquences de sifflement à s ’élever à des amplitudes plus grandes est freinée par l ’accroissement simultane'’d ë T affaiblissement de régularité.

Les grands avantages au point de vue de la transmission et de la com m utation résultant de la haute stabilité du montage nouveau sont démontrés en peu de mots:

Des circuits à quatre fils terminés aux deux extrémités par des termineurs type G r peuvent être réglés à un équivalent de 0 N . Avec des entrées et des sorties des circuits à deux fils ouvertes,

(19/XII, Ann. 6)

336 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 4 . — Schéma des connexions du termineur assurant un affaiblissement de régularité amélioré, type « termineur Gr »

la stabilité aura la valeur considérable de 3,5 — 2 x 1,05 = 1,40 N. Cette valeur suffit pour absorber les diminutions-d-affaiblissement auxquelles on doit s’attendre avec une certaine proba­bilité dans une chaîne de circuits contenant 11 ou 12 circuits à quatre fils dont les services de maintenance sont indépendants.

La diminution de la valeur usuelle à la valeur de 0 N de l ’équivalent des circuits à quatre fils profite à l ’économie dans l’exécution _des. installations à câbles souterrains reliant les centres de groupement, équipés de montages terminaux à quatre fils, avec leurs centres terminaux. Entre ces deux espèces de centre on utilise toujours des circuits à deux fils établis exclusivement sur paires de 0,9 mm. Le maximum d ’affaiblissement de 0,4 N prévu pour ces circuits sera atteint pour la distance de 17 km. De cette façon les circuits d ’une longueur plus grande doivent être munis de répéteurs intermédiaires, pour lesquels on utilise des amplificateurs à transistors destinés aux circuits chargés, dont un seul par circuit suffit pour toutes les longueurs de ligne qui se pré­sentent. Les dépenses pour un tel amplificateur sont inférieures aux frais supplémentaires pour une paire de fils d ’un diamètre de 1,4 mm.

La résistance Wg2 màintient l ’équilibre électrique pour toutes les impédances de charge pos­sibles z2. C ’est pourquoi on peut incorporer à la même voie de trafic des circuits de charge différente et associer définitivement les termineurs aux sorties des circuits à quatre fils, ce qui permet de commuter en deux fils les circuits à quatre fils aux circuits à deux fils. De cette façon on a pu abandonner le principe autrefois respecté, consistant à réserver un groupe particulier de termineurs à chaque faisceau électriquement uniforme en vue de faciliter la réalisation d ’équili­breurs parfaits. r-----

(19/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 337

Sur un total d ’environ 4900 termineurs, 39% sont déjà construits en termineurs type G r et ils ont fait leurs preuves. Ils travaillent pratiquem ent sans surveillance, tout en facilitant consi­dérablement la tâche de surveillance et de maintenance puisque les vérifications des équilibreurs sont superflues.

Si le termineur est parcouru par les courants des deux sens de transmission, il y aura des troubles et des signaux mutilés. Le sens du courant dans le pont de diodes n ’est plus clair, il dépend de la répartition momentanée des crêtes de tension dans le montage. Cette particularité n ’est pas un inconvénient pour des circuits qui sont destinés à être exploités en semi-duplex, ce qui est aussi le cas pour les circuits téléphoniques. D ’autre part, de véritables transmissions en duplex, par exemple des transmissions de données, com prenant des signaux de retour transmis du récepteur à l ’émetteur, ne peuvent pas être acheminées par des circuits à quatre fils munis de termineurs du type Gr.

5. Conclusion

Le montage de l ’Administration autrichienne des P. et T. n ’épuise pas toutes les possibilités à dériver de l’utilisation d ’éléments de construction non linéaires pour les termineurs. Il s’impose la nécessité de tenir compte des frais, ce qui conduit toujours à des solutions com portant un compromis plus ou moins accentué.

Pourtant le montage nouveau observe rigoureusement les conditions physiques qui sont absolument à respecter dans le cas des termineurs assurant un affaiblissement de régularité amélioré. Pour le sens de transmission circuit à quatre fils arrivée circuit à deux fils départ, l ’équilibre électrique du montage en pont, se référant au côté de départ du circuit à quatre fils, doit être rendu aussi élevé que possible. Il faut supprimer cet équilibre pour la transmission des courants de sens inverse à l’aide d ’éléments non linéaires commandés par la parole, de manière à permettre aux courants de circuler dans le sens où on en a besoin. De tels montages ne peuvent pas être utilisés pour l’exploitation en duplex. Toutefois, il est recommandable de les utiliser dans une large mesure dans le service téléphonique national, en particulier dans le service téléphonique à commutation intégralement automatique. En concluant on peut dire que l ’étude approfondie du montage en considération, visant à des perfectionnements utiles, est désirable et même pleine­ment justifiée.

A N NEXE 7

(à la Question 19/XII)

Fonctionnement d’un termineur à affaiblissement de régularité amélioré

(Contribution de l ’Administration des Pays-Bas)

1. Introduction

La différence la plus frappante entre ce term ineur et les termineurs utilisés ju squ ’à au jourd’hui est relative à l’emploi d ’éléments non linéaires (diodes) dans le montage. Grâce à ces éléments, on voulait obtenir entre les deux sens de transmission un affaiblissement élevé, indépendant de l ’impé­dance du côté à deux fils.

La présente annexe étudie le fonctionnement du termineur autrichien du type décrit dans l ’Annexe 6 . Il apparaîtra que, dans des conditions particulières, ce termineur possède des p ro ­priétés favorables en ce qui concerne la solution du problème de la stabilité sur les liaisons munies d ’amplificateurs. Si les signaux sont émis simultanément du côté à quatre fils et du côté à deux fils, le termineur commence à manifester des effets non désirables: la transmission dans le sens deux fils vers quatre fils est fortement perturbée, c ’est pourquoi l ’emploi de ce term ineur n ’est pas approprié sur les réseaux où la signalisation multifréquence, par exemple, est ou doit être appliquée.

(19/XII, Ann. 7)

338 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 1. — Schéma de commutation d’un termineur à diodes

Rapport des transformateurs

Wgl = 390 k 0 i/i .. 1000 spires, côté F2Wg2 = 47 kü . 9500 » » WglWg3 = 33 kÜ U2 .. 1000 spires, côté FabWg4 = 33 kO 9000 » » CgtCgx = 47 nF u, .. 1000 spires, côté FanCg2 = 47 nF 10500 » » Cg1Grx = Gr2 = Gr3 = Gr4 = diode OA5

Affaiblissement d'insertion

Fan~> F2 et F2 -* Fab pour 800 Hz . .. 0,9 . . . 1,05 N Écart tolérable pour 300 et 3400 Hz: . . . ± 0,05 N Niveau d ’entrée 0 N à — 2 N

Affaiblissement d'adaptation

Fan Fab, F2 terminé sur 600 ohms : pour un niveau d’entrée de 0 N > 6 Npour un niveau d’entrée de — 2 N ^ 5,5 NF2 non terminé :pour un niveau d’entrée de 0 N > 3,5Npour un niveau d’entrée de - 2 N > 3,0 N

Désadaptation, basée sur 600 ohms

Fréquence de mesureFan F2 Fab

300 Hz > 2,3 N > 1,6 N > 2,3 N800 Hz > 2,3 N > 2,3 N > 2,3 N

3400 Hz > 2,3 N > 2,3 N > 2,2 N

Distorsion

Fan F2 < 1 % niveau de mesure 0, — 1, — 2 N F2 -FFab ^ 2 % niveau de mesure 0, —1, —2, —3

(19/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 339

L ’Administration néerlandaise a fait construire un certain nombre de termineurs de ce type d ’après les spécifications communiquées par les P.T.T. autrichiens (voir figure 1). Les données de mesures sont citées et prises en considération dans la présente annexe.

2. Le termineur

La figure 1 représente le schéma du termineur et indique quelques valeurs caractéristiques. Fan correspond à la réception sur le côté à quatre fils, Fab à l ’émission sur ce même côté et F2 au côté à deux fils. Les trois transformateurs Ult U2 et U3 assurent l’adaptation entre les impédances de ligne (600 ohms) et le termineur. Les résistances Wg3 et Wg4 ont la même valeur. On utilisé une diode du type OA5. ,

3. Mesures

Les figures 2, 3 et 4 indiquent les résultats des mesures de l ’affaiblissement d ’insertion et de l ’affaiblissement d ’équilibrage obtenus avec le modèle de laboratoire. La figure 2 reproduit la courbe de l ’affaiblissement d ’insertion Fan -*■ F2 en fonction de la fréquence, le niveau du signal étant utilisé comme paramètre. Il apparaît que, dans ce cas, l ’affaiblissement est pratiquem ent indépendant du niveau. La figure 3 montre une courbe analogue pour le sens de transmission F2 -» Fab. La dépendance à l ’égard du niveau se manifeste davantage, la valeur des résistances Wg3 et Wgé étant plus faible que celle des résistances fVga et W2, qui interviennent dans la trans­mission Fan -» F 2 (figure 5), il en résulte que la variation de la résistance des diodes exerce une action relativement plus forte dans le cas de la transmission F2 -* Fab-

Fréquence

F i g u r e 2. — Affaiblissement d’insertion en fonction du niveau ( F a n ) et de la fréquence

L ’affaiblissement entre les deux sens (figure 4) a été mesuré sélectivement. En fait, il est apparu que la tension mesurée en Fab présentait des crêtes (figure 6) résultant du fait que le blocage des diodes n ’est pas simultané. Pendant le passage de la demi-période positive à la demi-période négative, les diodes G rx et G r2 se ferment et les diodes G r3 et Gr4 s’ouvrent. Si, par exemple, la diode G rx se ferme légèrement plus tô t que la diode G r2, l ’équilibre du pont est perturbé pendant un très court laps de temps et il en résulte une crête dans la tension en JVan (voir figure 5).

(19/XII, Ann. 7)

db

F i g u r e 3 . — Affaiblissement d’insertion en fonction du niveau ( F 2) et de la fréquence

db

----------------- F2 avec 600 Q, F2 sans 600 fi

F i g u r e 4. — Affaiblissement d’équilibrage Fan Fab (fréquence fondamentale)

QUESTIONS COM XII 341

Cette différence de temps résulte de l ’inégalité des temps de télécommande des diodes combi­nées avec Wg2 et W2 (figure 5). Si F2 est ouvert, W2 = Wgt ^z£ Wg2.

Certaines des valeurs caractéristiques sont présentées sur le tableau 1 de manière à en faciliter la compréhension. Les valeurs indiquées correspondent à la fréquence de 1 kHz.

/ W ,F 2

T a b l e a u 1

N iveau Affaiblissement d ’insertion F an —> F ,

A ffaiblissement d ’insertion F 2 —> Fab Affaiblissement en tre les deux sens

(db)

dbm db db Term iné sur 600 ohm s

E n circuit ouvert F 2

+ 10 -5 0

7.87.8

7,17,7

6836

4711

4. Comparaison du termineur linéaire et du termineur autrichien sous le rapport de la transmission, de Vamplification et de la stabilité du circuit à quatre fils

La figure 7 représente le schéma d ’un circuit à quatre fils. D u fait que, sur le réseau téléphonique des Pays-Bas, on estime que la différence de niveau entre les côtés à deux fils F2 devrait être égale à 0 db et compte tenu des valeurs ax et a2 de l ’affaiblissement d ’insertion, la valeur G du gain des amplificateurs a été fixée à

G = oq + a2 (1)

Dans le cas du term ineur linéaire, on a: oq = a2 = 3,5 db, en sorte que G — 7 db.Avec le term ineur autrichien, ces valeurs dépendent plus ou moins du niveau. Sur la base

des mesures faites, il apparaît que:

émission —50 dbmoq = 7,7 db a2 = 7,8 db

ai + a 2 ~ 15,5 db

(19/XII, Ann. 7)

émission +10 dbm04 = 7,1 db a2 - 7,8 db

14,9 db

342 QUESTIONS COM XII

Echelle verticale : 1 cm = 0,05 V Fréquence = 1000 Hz

Figure 6 . — Signal réfléchi F a n - > F a b . Niveau Fan : —15 dbm

&

F ig u r e 7

(19/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 343

En ce cas, le gain doit être égal à environ 15 db. Le gain devra donc être plus fort si l ’on utilise le termineur autrichien. De plus, il est théoriquement impossible d ’obtenir la différence de niveau de 0 db entre les côtés à deux fils pour tous les niveaux de transmission. E tant donné que la fuite entre les deux sens de transmission (Fan Fat) provoque des difficultés dans un circuit à quatre fils, on observera peut-être la naissance d ’oscillations. Théoriquement, des oscillations s’am or­cent si :

2 G — 2 an > 0 (2)Dans le cas le plus défavorable, a 0 = 6 db avec le term ineur linéaire et des oscillations s’am or­

cent si des précautions particulières ne sont pas prises.Dans le cas du termineur autrichien, la situation est quelque peu différente. Dans ce cas a0

n ’est pas égal à 0 db dans la situation la moins favorable. Sur la base des mesures faites, il apparaît que, avec un niveau de —50 dbm et F 2 ouvert, l ’affaiblissement entre les deux sens est égal à 11 db. Il est vrai que des oscillations prennent naissance mais elles demeurent à un niveau relative­m ent faible (faible par rapport au niveau des oscillations observées avec un term ineur linéaire). En fait, l’affaiblissement entre les deux sens augmente en même temps que le niveau.

On a fait des mesures pour connaître la valeur de ce niveau d ’oscillation, le niveau étant déter­miné en fonction du gain (deux fils -> deux fils). La figure 8 indique cette relation.

gaG o

‘S ^

x <S p -u(U

ra -3

20

10

C CITT-1910 —'--------0 1 2 3 4 5 6 A 7 db

Figure 8. — Niveau des oscillations en fonction du gain d’insertion entre les points en deux fils F2

5. Distorsion et intermodulation

Les figures 9 et 10 reproduisent les courbes du deuxième et du troisième harmoniques en fonction du niveau de transmission (sens de transmission F 2 - > F a b ) pour les fréquences de 300 Hz et de 1000 Hz respectivement. Des mesures similaires ont été faites pour le sens de transmission F a n - > F 2 (figures 11 et 12).

(19/XII, Ann. 7)

db £*„

344 QUESTIONS COM XII

Niveau F2

F ig u r e 9. — Distorsion F2 Fab (300 Hz)

F ig u r e 10. — Distorsion F2 Fab (1000 Hz)

(19/XII, Ann. 7)

db80

60

50

40

30

20

10

0♦ 1

«n

♦ 5

a 2 (600 Hz- ■c/s)

a 3 (900 Hz- c/s)

i.

CCITT-194-5 -10 -15 - 2 0

Niveau F a n

-25

600 i l

Ufia n = 20 Log - H u fn

f1 = 300 H z-c/s

'n= n - 'l

-30 -35 dbm UJ

F ig u r e 11. — Distorsion F an - > F 2 (300 Hz)

QUESTIO

NS COM

XII

346 QUESTIONS COM XII

db Otn

F i g u r e 1 2 . — Distorsion F a n -* ~ F Z (1000 Hz)

La symétrie du montage de la diode explique le fait que l ’harmonique impair (troisième har­monique) soit mieux en évidence. Pour des niveaux plus faibles, ces deux harmoniques deviennent de plus en plus faibles, mais les courbes augmentent à nouveau lorsque les niveaux sont inférieurs à — 30 dbm. En effet, pour les faibles valeurs du niveau, les mesures se font dans une zone prati­quement linéaire des caractéristiques de la diode (figure 13).

La figure 14 indique les résultats des mesures d ’intermodulation.

F ig u r e 13

(19/XII, Ann. 7)

(19/XII, Ann. 7)

700 Hz-c/s

a» = 20 log Ut=sUni

Uf=900 est la valeur de U pour e2 — 0 Niveau F, = 0 dbm

%

Term.

'

Fan

[ Fab%

600 A

CM900 Hz-c/s

-20 -25Niveau Fan

-35 dbm u>4^- J

F i g u r e 14. — Intermodulation (F2 = 900 Hz, Fan = 700 Hz)

QUESTIO

NS COM

XII

OL80

70

60

50

40

30

20

10

0♦ :

db

a = 20 log et

3Cn = 20 log —Um

f i = 900 Hz

/« = n ‘ f i

u>■UOO

<-> 900 Hz-c/s

Fréquence fondam entale

-5 -10 -15 -20 -25 -30 -35 -40 dbm

Niveau Fan

F i g u r e 1 5 . — Affaiblissement d’insertion et distorsion F 2 F a b en fonction du niveau en F a n

QUESTIO

NS COM

XII

QUESTIONS COM XII 349

6 . Propriétés et fonctionnement du termineur autrichien lorsque des signaux sont appliqués aux deux extrémités

Il est évident que, du fait de la présence d ’éléments non linéaires dans le termineur, le principe de superposition ne s’applique pas. En conséquence, le signal de sortie du côté à quatre fils ne peut être obtenu par addition des tensions engendrées lorsque l ’émission a lieu du côté à deux fils ou du côté à quatre fils respectivement.

Ce fait est confirmé par les photographies de la figure 6 et par les graphiques ci-dessus. Il en ressort nettem ent que l ’emploi de ce term ineur n ’est pas approprié avec la signalisation multi­fréquence ou avec des circuits présentant un rapport signal/bruit médiocre (circuits à grande distance, circuits radioélectriques, bruit de salle, etc.). La signalisation arrivant de F2 est affectée par la signalisation en Fan. Dans certains cas, le signal de sortie en Fab est entièrement perturbé. Cette distorsion est inhérente au montage à diodes et ne se produit pas avec les termineurs linéaires.

D ans une certaine mesure, la figure 15 peut donner une valeur indicative de ce phénomène.

Question 20/XII — Parole synthétique et système de compression en fréquence

(suite de la Question 20 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

a) Quel degré de qualité peut-on obtenir actuellement de la parole synthétique?Remarque. — La parole synthétique est définie comme un ensemble de courants analogues aux

courants vocaux, produits par un système de générateurs qui sont eux-mêmes commandés par des signaux transmis suivant un code approprié.

b) Quelle est la qualité de la parole transmise sur une voie où la bande des fréquences est comprimée?

Remarque. — Les Administrations sont priées de donner une description des principes de fonctionne­ment du système dont la qualité a été étudiée.

c) Dans quelles conditions des systèmes des types étudiés sous a) et b) pourraient-ils être utilisés prochainement dans le réseau téléphonique international?

Remarque. — On signale en particulier l’article suivant: E. E. D a v id Jr., H. R. S c h r o e d e r , B. F. L o g a n et A. J. P r e s t ig ia c o m o : Voice-excited vocoders for practical speech bandwidth réduction, paru dans I.R.E. Transactions on Information Theory, Vol. IT-8, p. 101-105, sept. 1962.

Question 21/XII — Systèmes à impulsions ou courants alternatifs modulés par le micro­phone

(suite de la Question 21 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

Quelle qualité de transmission de la parole peut-on obtenir actuellement de systèmes utilisant des impulsions ou des courants alternatifs modulés par le microphone?

Remarque. — Des résultats préliminaires d ’essais, présentés par l’Administration italienne lors de la réunion de la Commission XII (Genève, juin 1962), semblent indiquer que la valeur de résistance différen­tielle d ’un microphone à charbon, qui est déterminée en courant continu, peut être utilisée pour le calcul des effets de la modulation d’un courant alternatif au moyen du même microphone. L’ensemble de ces essais est décrit en annexe.

(Question 21/XII)

350 QUESTIONS COM XII

ANNEXE

(à la Question 21/XII)

Contribution de l’Administration italienne des télécommunications

On a essayé un système téléphonique employant, pour l ’alimentation du microphone à charbon, un courant porteur au lieu d ’un courant continu. Le circuit utilisé est reproduit dans la figure 1.

f l * f 2 * f 3 * fU* f 5 * f S

f x = 21 kHz / 2 = 35 kHz f 3 = 49 kHz / 4 = 63 kHz

F i g u r e 1

/ 5 = 77 kHz / 6 = 91 kHz

Dans ce schéma, on voit six appareils téléphoniques, dont chacun est caractérisé par une fréquence de réception et une fréquence d ’émission. Dans cette réalisation, trois liaisons simul­tanées sont possibles, c ’est-à-dire les liaisons entre les appareils A et"F, B et E, C et D.

Evidemment, il n ’y aurait aucune difficulté à effectuer la communication entre deux appareils quelconques, pourvu que chacun d ’eux puisse employer à l ’émission toutes les fréquences qui caractérisent les autres appareils du côté réception.

Chaque appareil est constitué, à l ’émission, d ’un microphone à charbon avec un filtre de bande et, à la réception, d ’un filtre de bande, d ’un redresseur, d ’un condensateur (faisant fonction de filtre pour la haute fréquence) et d ’un récepteur téléphonique. U n générateur produit sur la ligne reliant les six appareils les fréquences nécessaires pour l ’alimentation des microphones.

Pour la variation de l ’équivalent de référence de chaque liaison, on a prévu un affaiblisseur réglable sur la réception de chaque appareil, cet affaiblisseur n ’ayant aucune influence sur la valeur des courants porteurs qui alimentent les microphones. Les essais ont été conduits avec deux valeurs différentes de tension efficace des courants porteurs, c ’est-à-dire de 3 et 0,5 volts en ligne.

En utilisant la transmission à double bande, il faut employer pour chaque liaison une largeur de bande de 6800 Hz. Pour ces essais, on a utilisé des filtres de la forme de la figure 2, et les cou­rants porteurs ont été choisis sous la condition que, pour toute fréquence hors de la bande, l ’affai­blissement soit au moins 30 db. On a ainsi obtenu pour ces fréquences les valeurs 21, 35, 49, 63, 77 et 91 kHz, c ’est-à-dire les harmoniques impairs de 7 kHz.

(Question 21/XII)

QUESTIONS COM XII 351

F ig u r e 2

Les essais de transmission ont été effectués soit par des mesures objectives sur les trois liaisons du schéma de la figure 1, soit par des évaluations comparatives avec les mêmes appareils alimentés en courant continu et connectés avec un affaiblisseur variable. Pour ce courant continu, on a employé deux valeurs, l ’une correspondant aux conditions normales avec ligne nulle, et l ’autre de valeur moitié. '

Avec les appareils utilisés dans ces essais, l ’équivalent de référence de chaque liaison à quatre fils de deux appareils alimentés en courant continu norm al est de 0 db, et en courant continu de valeur moitié est de 5 db. Avec l’alimentation en courant porteur de 3 et 0,5 volts, on a obtenu des équivalents de référence respectivement de 8 et 22 db.

Si deux communications sont alimentées par une bouche artificielle, produisant un bruit blanc qui donne pour chacune un niveau de — 10 dbm en ligne, on obtient sur le récepteur de la tro i­sième liaison un bruit de diaphonie ayant un niveau de — 50 dbm. Les distorsions de toute nature ont des valeurs identiques soit avec alimentation en courant continu, soit avec alimentation en courant porteur.

Les essais d ’opinions ont aussi donné les mêmes résultats avec les deux types d ’alimentation, pour les mêmes valeurs d ’équivalent de référence des liaisons.

Question 22 / XU — Intelligibilité de la diaphonie dans les transmissions radiophoniques

(suite de la Question 22 de la Commission d'études XII, 1961-1964)

Dans quelle mesure l ’intelligibilité de la diaphonie entre un circuit téléphonique et un circuit pour transmissions radiophoniques ou entre deux circuits pour transmissions radio- phoniques est-elle affectée par la présence de bruit blanc sur le circuit perturbé et par l ’introduction, dans le circuit pour transmissions radiophoniques, des réseaux de préaccen­tuation et de désaccentuation recommandés par le C.C.I.T.T. (voir Avis J.21, tome III du Livre Rouge)! Il convient d’effectuer des mesures pour différentes valeurs des niveaux de la parole perturbatrice et du bruit perturbateur.

Remarque 1. — Les avis du C.C.I.T.T. relatifs à la diaphonie intelligible résultent d’essais effectués avec la voix humaine. Les constructeurs de systèmes à courants porteurs ont besoin de spécifications objec­tives et s’efforcent normalement de réaliser l ’écart diaphonique prescrit à toutes les fréquences de la bande appropriée. Lorsque le trajet des courants de diaphonie a une caractéristique de fréquence prononcée (par exemple lorsqu’on utilise la préaccentuation sur la voie perturbée ou sur la voie perturbatrice) ou lorsque le circuit perturbé est affecté par un bruit d ’un niveau appréciable, conditions qui sont toutes deux de nature à affecter l’intelligibilité de la diaphonie due à la parole, il paraît souhaitable d ’apporter quelques modifications aux avis précités.

Remarque 2. — On propose que les essais soient effectués dans les conditions suivantes:1. Le signal téléphonique perturbateur doit être produit par un appareil téléphonique typique relié

à un central urbain; le signal radiophonique perturbateur doit être constitué par une émission parlée de haute qualité.

(Question 22/XII)

352 QUESTIONS COM XII

2. Le signal de diaphonie dans le circuit pour transmissions radiophoniques perturbé doit être observé dans une ambiance silencieuse avec un appareil de contrôle de haute qualité; cet appareil est d ’abord réglé pour des niveaux d ’écoute normale puis on augmente sa sensibilité pour simuler le cas d’un récepteur de radiodiffusion branché pendant une période de silence.

3. En un point de niveau relatif zéro du circuit pour transmissions radiophoniques, la tension de crête du signal radiophonique est égale à celle d ’un signal sinusoïdal ayant une tension efficace de 2,2 volts. Il serait donc commode de rapporter à ce point le volume des courants vocaux, la diaphonie et la puissance du bruit dans le circuit pour transmissions radiophoniques.

Remarque 3. — Pour le moment, la Commission XII est seulement appelée à indiquer des ordres de grandeur. Par la suite, elle voudra sans doute examiner l’opportunité d’étudier une question de portée plus vaste sur la possibilité d ’élaborer une méthode propre à mesurer objectivement l’intelligibilité de la diaphonie qui ait un sens pour toutes les caractéristiques de fréquence probables pour la voie de diaphonie, par exemple au moyen d’un réseau de pondération approprié, comme il est proposé dans le libellé de la Question 23/XII.

Remarque 4. — L’Annexe 1 ci-après donne quelques résultats de mesures téléphonométriques effectuées par l’Administration française pour juger de l’effet de masque, apporté par un bruit blanc sur une diaphonie intelligible. L’Annexe 2 décrit une méthode expérimentale que l’Administration du Royaume-Uni a prévu d’appliquer.

AN NEX E 1

(à la Question 22/XII)

Essais effectués par l ’Administration française pour apprécier l ’intelligibilité de la diaphonie dans les transmissions radiophoniques

Des mesures téléphonométriques ont été effectuées par l ’Administration française des Postes et Télécommunications pour juger de l ’effet de masque apporté par un bruit blanc sur une diaphonie intelligible.

La figure 1 indique le schéma de principe du montage qui a été utilisé. La diaphonie intelligible était simulée par une suite de logatomes ou de phrases prononcée par des opérateurs téléphono­mètres parlant devant un système émetteur de haute qualité suivi d ’un filtre passe-bande 300- 3400 Hz, d ’une ligne d ’affaiblissement Zj réglable et d ’une ligne d ’affaiblissement fixe de 2 népers.

U n bruit blanc gaussien, de niveau réglable par la ligne d ’affaiblissement Z 2, pouvait être introduit sur la chaîne de téléphonométrie.

Réseau de désaccentuation

Système Filtre émetteur 300-3400 Hz de haute qualité

Psophomètre

^ Filtre passe-bas 4200 Hz

Source de bruit blanc

> H 4Système

récepteur de haute qualité

(22/XII, Ann. 1)

F ig u r e 1

QUESTIONS COM XII 353

Deux séries de mesures ont été effectuées suivant que le réseau de désaccentuation, recom ­mandé par le C.C.I.T.T. pour les circuits pour transmissions radiophoniques, était ou n ’était pas inséré dans la chaîne entre la ligne d ’affaiblissement fixe et le système récepteur de haute qualité.

Ce dernier était tout à fait com parable dans son principe et ses performances au système récepteur du S.F.E.R.T. Toutefois, son équivalent de référence avait été réglé 3,5 dN pire.

Les résultats de ces mesures sont rassemblés dans les tableaux I et II. Les niveaux de diaphonie et de bruit indiqués dans ces tableaux sont des niveaux de puissance psophométrique par rapport au milliwatt, exprimés en népers (Nmp). Lorsque le réseau de désaccentuation n ’est pas inséré dans la chaîne (tableau I), la mesure est effectuée directement à l ’entrée du système récepteur. Lorsque le réseau est en service (tableau II), les niveaux sont mesurés à l’entrée de ce réseau, mais, pour tenir compte du gain de 1,5 dN introduit par le réseau de désaccentuation et son amplificateur associé, ils ont été majorés de cette quantité.

Une représentation graphique de certains de ces résultats est donnée par les figures 2 et 3. Les courbes expriment la variation de la netteté pour les logatomes ou les phrases en fonction du rapport bruit à diaphonie en prenant comme param ètre le niveau de diaphonie à l ’entrée du système récepteur.

Il apparaît que l ’effet de masque recherché devient im portant lorsque l ’écart entre le niveau de bruit blanc et celui de la diaphonie est au moins égal à 1 N. Par contre, il ne semble pas que la distorsion introduite par le réseau de désaccentuation ait un effet sensible sur la netteté pour les logatomes.

&az

»I

•o3U>z

Bruit/diaphoniesansavec réseau de désaccentuation

F ig u r e 2

(22/XII, Ann. 1)

354 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u I

M asque d 'une diaphonie intelligible par un bruit blanc ( réseau de désaccentuation non inséré)

Netteté pour les logatomes et les sons

Niveau de la diaphonie en Nmp Niveau du bruit en Nmp

Netteté en %

Logatomes Sons

- 5 Sans bruit 93,2 97,7- 5 38,6 73,9-4 ,5 23,7 61,8- 4 11,5 47,4-3 ,9 2,8 39,9

- 6 - 6 33 70,4-5 ,5 23,2 63,3- 5 9 48,1

- 7 - 7 29,5 67,5-6 ,5 18 59,5- 6 5,7 41,8

- 8 -8 ,5 19,2 59,2- 8 15 53,2-7 ,5 13,7 48,3-7 ,3 6,3 42,2

- 9 Sans bruit 3,8 34,2-9 ,5 1,5 24,2- 9 1,5 21,4

Netteté pour les phrases

Niveau de la diaphonie en Nmp

Niveau du bruit en Nmp

Netteté en %

A B c D E

- 8 -7 ,5 30 2,9 4,6 7,9 54,6-7 ,3 11,2 2,1 2,9 3,7 80,1- 7 8,3 0,8 0,8 5,8 84,3

- 9 Sans bruit 12,1 4,2 2,5 4,1 77,1-9 ,5 6,4 0,7 0,7 4,8 87,4

A Phrases correctement reçues.B Phrases dont le sens général a été compris mais présentant des erreurs de détail.C Phrases dont un ou plusieurs mots importants ont été mal compris.D Phrases dont le sens général n ’a pas été compris.E Réception inintelligible.

(22/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 355

T a b l e a u II

M asque d'une diaphonie intelligible par un bruit blanc ( réseau de désaccentuation non inséré)

Netteté pour les logatomes et les sons

Niveau de la diaphonie en Nmp Niveau du bruit en Nmp

Netteté en %

Logatomes Sons

- 5 - 5 30,8 69,9-4 ,5 14,7 54,6- 4 6,8 42,5

- 6 - 6 28,7 67,2-5 ,5 18,2 57,1- 5 7,2 41,1

- 7 -7 ,5 23,2 64,5- 7 20,3 58,7-6 ,5 11,5 50,3

- 8 Sans bruit 17,3 58,6-8 ,5 10,8 50,7- 8 8,8 49,7

- 9 Sans bruit 6,2 34,1-8 ,5 0 0

Netteté pour les phrases

Niveau de la diaphonie en Nmp

Niveau du bruit en Nmp

Netteté en %

A B C D E

- 7 -6 ,5 46,7 7,5 8,3 13,3 24,2- 6 3,3 3,3 2,5 14,2 76,7

- 8 -8 ,5 20,8 2,5 0,9 5 70,8- 8 17,5 8,3 6,7 14,2 53,3-7 ,5 0 0 0 0 100

- 9 Sans bruit 10 5,8 3,4 10 70,8-8 ,5 0 0 0 0 100 .

Pour la signification des lettres A, B, C, D et E se reporter au tableau I.

(22/XII, Ann. 1)

356 QUESTIONS COM XII

En ce qui concerne la netteté pour les phrases, les résultats dont nous disposons sont très partiels, ces mesures n ’ayant été effectuées que dans le cas des niveaux de diaphonie faibles. La figure 3 semble indiquer que le réseau de désaccentuation aurait une action perturbatrice plus marquée à l ’égard des phrases que des logatomes.

Bruit/diaphonie

\ réseau de désaccentuation avec )

Figure 3

Utilisation de ces résultats pour les transmissions radiophoniques

L ’utilisation de ces résultats, en vue de spécifier l ’écart diaphonique sur des circuits pour transmissions radiophoniques, paraît pour le moins hasardeuse.

Le raisonnement qui suit est proposé à la Commission d ’études X II comme hypothèse de travail.

N ous envisagerons en premier le cas où le circuit perturbateur est un circuit téléphonique. Soit x: l ’écart diaphonique entre le circuit perturbateur et le circuit pour transmissions radio­phoniques perturbé. Le rapport signal à diaphonie intelligible sur ce circuit pour transmissions radiophoniques sera de l ’ordre de x + 2 , compte tenu de la différence des niveaux absolus en despoin ts de même niveau relatif des circuits perturbateur et perturbé (— 1 NmO sur le circuit télé­phonique, + 1 NmO pour les crêtes du signal radiophonique).

Si d ’autre part on se réfère au point 2 de la Remarque 2 de la Question 22/XII, on voit que la sensibilité du récepteur de radiodiffusion peut être augmentée pendant une période de silertce. Soit y la valeur de ce gain supplémentaire. La diaphonie intelligible qui se situe x + 2 en dessous du signal radiophonique se retrouvera x —y + 2 en dessous des «conditions normales d ’écoute» pendant cette période de silence.

Pour le système récepteur de haute qualité utilisé lors des expériences de téléphonométrie, les «conditions normales d ’écoute» correspondaient au réglage Z 1= 0 , soit un niveau absolu de —2 Nm p à l ’entrée du système récepteur. Dans ces conditions, le niveau D de diaphonie à prendre en considération dans les tableaux I et II est donné par l ’équation:

- 2 - D = x — y + 2soit

D = - 4 - x + y (1)

(22/XII, Ann. 1)

QUESTIONS COM XII 357

D ans le cas où le circuit perturbateur est lui-même un circuit pour transmissions radiopho­niques, les niveaux absolus en des points de même niveau relatif du circuit perturbateur et du circuit perturbé sont identiques et le rapport signal à diaphonie intelligible sur le circuit perturbé est égal à l ’écart diaphonique.

L ’équation (1) devient:D = - 2 - x + y

A N NEX E 2

(à la Question 22/XII)

Méthode envisagée par l ’Administration du Royaume-Uni pour apprécier l ’intelligibilité de la diaphonie dans les transmissions radiophoniques

Bien que l ’on ne possède encore aucun résultat d ’essai, il est prévu de procéder comme nous allons l ’exposer ci-après:

Les résultats d ’essais destinés à faire ressortir le degré d ’intelligibilité des conversations télé­phoniques transmises par diaphonie dans les récepteurs radiophoniques seront présentés de manière illustrée p ar la figure 1.

%

Niveau X de la diaphonie

F ig u r e 1. — Présentation des résultats des essais d’intelligibilité de la diaphonie

On procédera au montage du circuit représenté sur la figure 2 et on réglera le gain de l ’ampli­ficateur du haut-parleur de manière à obtenir le niveau sonore préféré pour l ’écoute quand le niveau norm al des transmissions radiophoniques est appliqué au point de niveau relatif zéro. La carac­téristique de fréquence de la voie de diaphonie sera simulée par un réseau procurant une distorsion d ’affaiblissement correspondant à la suppression de la bande latérale supérieure par les filtres appropriés.

Pour chacun des dix réglages de l ’affaiblisseur X, on fera entendre aux sujets des groupes de cinq phrases. Ces groupes leur seront présentés sans programme déterminé à l ’avance et leur seront indiqués par l ’apparition d ’un signal lumineux. Le sujet sera invité à exprimer son opinion en form ulant à l ’égard de chaque groupe de phrases l ’une des appréciations suivantes:

(0) Inaudible;(1) Audible mais inintelligible;

(2) Intelligible.

(22/XII, Ann. 2)

358 QUESTIONS COM XII

Trans­missions

radio- Réseau d ’injection Réseau d ’injection Réseau Extenseurphoniques des courants vocaux du bruit de désaccentuation type radiophonique

Point de niveau relatif zéro (niveau normal des

transmissions radiophoniques)

C o m p re s s e u r ty p e té lé p h o n iq u e

i - ' “ lA m p lif ic a te u r

d u h a u t - p a r le u r

R é g lé a u n iv e a u p ré fé ré p o u r l ’é c o u te d u p r o g ra m m e

r a d io p h o n iq u e

S ig n a l lu m in e u x

D is p o s i t i f d e d é c a la g e

d e la p o r t e u se D is to r s io n d ’a ff a ib l is s e m e n t

d a n s la v o ie d e d ia p h o n ie

«H a u t - p a r l e u r

n E n r e g is t r e m e n t p a r lé

F i g u r e 2 . — Montage pour les essais d’intelligibilité de la diaphonie

Il convient d ’étudier les facteurs suivants:N , Niveau de bruit sur le circuit pour transmissions radiophoniques;D , Absence ou présence de désaccentuation des transmissions radiophoniques;

S, Absence ou présence de décalage de la porteuse sur la voie de diaphonie;C, Absence ou présence de compresseur du type téléphonique dans la voie de diaphonie;E, Absence ou présence d ’extenseur du type radiophonique dans le circuit pour transmissions

radiophoniques.

L ’examen systématique de toutes les combinaisons possibles de ces facteurs demanderait beaucoup trop de temps; aussi se propose-t-on de procéder aux deux expériences suivantes:

L a première servira à étudier l ’effet du décalage de la porteuse sur l ’intelligibilité de la diapho­nie. Deux niveaux de bruit, N , seront appliqués à chacun des décalages de fréquence suivants de la porteuse: 0, 500, 1000 et 1500 Hz. Il y aura désaccentuation des transmissions radiophoniques mais il n ’y aura ni compresseur de type téléphonique, ni extenseur de type radiophonique. Huit conditions seront ainsi considérées. L ’expérience demandera environ quatre semaines de travail, com pte tenu de la préparation des enregistrements pour chacun des décalages de la porteuse.

D ans la seconde expérience, on considérera toutes les combinaisons de N (3 niveaux de bruit), de D (désaccentuation des transmissions radiophoniques, ou non) et de S (pas de décalage et décalage de 500 Hz). Cette expérience, au cours de laquelle 12 conditions différentes seront exa­minées, demandera environ quatre semaines de travail. L ’effet d ’un compresseur du type télé­phonique dans le circuit ne sera sans doute pas im portant si l ’on tient compte de l ’augmentation de la puissance vocale moyenne. On peut estimer l ’effet d ’un extenseur radiophonique en se fondant sur les résultats obtenus pour de faibles valeurs de N car, aux faibles niveaux qui seront en jeu et en l ’absence de transmission radiophonique, la présence d ’un extenseur aura pour seul effet d ’introduire un affaiblissement constant.

(22/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 359

Question 23/XII — Mesure objective de l ’intelligibilité de la diaphonie

(suite de la Question 23 de la Commission d'étude XII, 1961-1964)

a) Les résultats obtenus d ’essais subjectifs relatifs à la diaphonie induite par un circuit télé­phonique dans un circuit pour transmissions radiophoniques utilisant un réseau de préaccentuation montrent que ni l ’intensité de cette diaphonie, ni son effet perturbateur (tel qu ’il peut être mesuré, pour la diaphonie inintelligible, par la méthode décrite à la page 63 du tome III du Livre Rouge), ne fournissent une mesure satisfaisante de son intelligibilité.

Est-il possible d’effectuer une mesure objective de l ’intelligibilité de la diaphonie, mesure qui serait sensiblement indépendante de la caractéristique de fréquence de la voie de diaphonie, en utilisant par exemple un réseau de pondération approprié?

b) Dans l ’affirmative, ne serait-il pas souhaitable de généraliser l ’emploi de cette méthode de mesure de la diaphonie?

c) Etant donné que le bruit de circuit peut tendre à masquer l ’intelligibilité de la diaphonie, serait-il justifié de prévoir une tolérance pour tenir compte, par exemple, de l ’intensité de bruit minimum susceptible d’affecter le circuit à mesurer et, dans l ’affirmative, comment cela peut-il être réalisé?

Remarque 1. — Il pourrait être commode d ’utiliser comme source de signaux le spectre normalisé d ’énergie des courants vocaux, représenté à la page 51 du tome III du Livre Rouge (figure 14).

Remarque 2. — Le but principal de cette question étant de définir une méthode de mesure objective de l’intelligibilité de la diaphonie, cette question ne pourra pas être étudiée utilement avant d’avoir donné une réponse, au moins en partie, à la Question 22/XII.

Question 24/XII — Elargissement de la bande des fréquences transmises

(à étudier en liaison avec la Question 1/XV)(question nouvelle)

a) Quelle amélioration de la qualité de transmission peut-on obtenir en diminuant la distorsion d’affaiblissement dans la partie inférieure de la bande des fréquences transmises par les circuits internationaux et par les circuits interurbains nationaux?

b) Si on réalisait une telle diminution de la distorsion d’affaiblissement, dans quelle mesure cela augmenterait-il la sensibilité aux perturbations produites par des bruits à basse fréquence et en particulier par des harmoniques du courant industriel?

c) Quelle est la puissance vocale supplémentaire qui devrait être transmise par les systèmes à courants porteurs et quelles seraient les propriétés statistiques des composantes additionnelles à basse fréquence?

Remarque. — Ce sont les crêtes de la puissance perturbatrice qui sont particulièrement importantes dans l’étude des perturbations subies par des systèmes de signalisation hors bande.

d) Si la distorsion d’affaiblissement est ainsi diminuée, quel serait l ’effet de la distorsion de phase, compte tenu de la coupure brusque à basse fréquence qui serait nécessaire pour réduire les perturbations lorsqu’on emploie des systèmes de signalisation hors bande?

e) Quelles seraient les recommandations à émettre pour assurer, dans la partie infé­rieure de la bande des fréquences transmises, des affaiblissements d’équilibrage suffisants pour l ’application du nouveau plan de transmission?

(Question 24/XII)

360 QUESTIONS COM XII

Question 25/XII — Maintenance des postes d’abonné

( Question Afrique H posée par la Sous-Commission du Plan pour VAfrique)(question nouvelle)

a) Comment doit être organisé un service satisfaisant visant à la maintenance des installations téléphoniques et des lignes, plus spécialement sous le rapport des qualités téléphonométriqües: types d’appareils à utiliser, possibilité de faire des mesures simples de téléphonométrie, notamment efficacité des systèmes émetteurs (y compris les micro­phones), mesures de bruit sur les lignes?

b) Définition des méthodes de mesure.Remarque. — Le C.C.I.T.T. a déjà émis à ce sujet l’Avis P.81 (tome V du Livre Rouge, pages 159-161).

Les textes cités dans cet avis doivent être complétés ou mis à jour par les suivants, qui figurent dans le présent ouvrage: Annexe H (2e partie) et Annexe 1 à la Question 15/XII.

La Commission XII indiquera si des modifications substantielles ont été apportées par les Administra­tions de télécommunications, en ce qui concerne les procédés mentionnés dans le tome V ou le tome V bis du Livre Rouge.

Question 26/XII — Qualité de transmission des circuits à courants porteurs à très courtedistance

(question nouvelle)

Quelle recommandation générale le C.C.I.T.T. devrait-il émettre au sujet de la qualité de transmission de circuits, pouvant faire partie de communications internationales, qui sont établis sur des systèmes à courants porteurs très courts (longueur de Tordre d’une dizaine de kilomètres)?

On étudiera notamment l ’effet de compresseurs-extenseurs syllabiques ou instantanés.Remarque 1. — L ’Avis G.125 (tome III du Livre Bleu) contient déjà certaines recommandations

applicables à de tels circuits et la Commission mixte spéciale C étudie, dans sa Question 9/C, diverses méthodes permettant de compléter ces recommandations. Les défauts de la transmission propres aux systèmes utilisant la modulation codée par impulsions seront étudiés dans le cadre de la Question 27/XII.

Remarque 2. — Pour étudier l’effet de compresseurs-extenseurs instantanés, il faut disposer de ren­seignements sur les filtres et d ’autres équipements faisant partie des systèmes. Ces renseignements seront demandés à la Commission XV, qui recueillera dans le cadre de la Question 32/XV une documentation sur les caractéristiques de construction de ces systèmes.

Question 27/XII — Qualité de transmission des systèmes à modulation codée par impulsions

(question nouvelle)

a) Quelle recommandation le C.C.I.T.T. devrait-il émettre au sujet de la norme de qualité de transmission qu’il convient d’atteindre dans une seule liaison entre bornes à fréquences vocales, réalisée selon les critères techniques usuels par un système de transmis­sion à modulation codée par impulsions, compte tenu des conditions dans lesquelles une telle liaison peut faire partie d’une communication internationale, comme on l ’indique dans l ’Annexe 1?

Remarque. — On devrait spécifier la méthode à utiliser pour exprimer sous une forme quantitative cette norme de qualité, soit sous forme d’une valeur fournie par une méthode d ’évaluation déterminée, soit (ce qui serait peut-être plus commode) par le réglage d’un « dispositif de référence » déterminé, à spécifier par la Commission XII.

(Question 27/XII)

QUESTIONS COM XII 361

On doit en tout cas tenir compte du large intervalle de variation des volumes des courants vocaux à l’entrée et peut-être serait-il nécessaire d’avoir des valeurs distinctes pour les volumes d’entrée bas, moyens et élevés.

b) P o u r perm ettre de recom m ander des valeurs acceptables des param ètres fo n d am en ­taux p erm e ttan t une construc tion économ ique, il y a lieu d ’évaluer — au m oyen des m êm es unités que dans la m éthode d o n t il a été question ci-dessus en a) — les effets des divers facteurs qui co n tribuen t à la d isto rsion de quantification d ’u n systèm e idéal à m od u la tio n codée p ar im pulsions, p a r exem ple la coupure des crêtes et la coupure cen trale .

c) E ta n t donné que to u t systèm e à m o d u la tio n codée p a r im pulsions de concep tion économ ique sera susceptible d ’être affecté d ’au tres form es de réduction de la q ualité de transm ission , dues no tam m en t aux erreurs de transm ission , aux im précisions de la q u an ti­fication, aux difficultés de synchronisation , à l ’instabilité, etc., com m ent convient-il de m esurer ces systèm es dans les conditions d ’exp lo ita tion norm ales p o u r assu rer q u ’ils réponden t aux exigences de qualité d o n t il est question dans la partie a) de cette question?

Remarque 1. — Il est essentiel que la méthode ou les méthodes visées en c) soient assez simples pour qu’il soit possible de les appliquer commodément et sans précautions spéciales; il serait également très souhaitable, si cela est possible, que dans le cadre de ces méthodes, les mesures puissent s’effectuer avec un appareil de mesure courant.

Remarque 2. — Les Annexes 2 à 8 1 donnent des exemples de la qualité de transmission qu’il est possible d’obtenir avec des systèmes réels à modulation codée par impulsions.

ANNEXE 1

(à la Question 27/XII)

Conditions à envisager pour l ’étude de cette question

1. Pour commencer, l ’attention pourrait se porter sur le cas suivant:Le système de transmission à modulation codée par impulsions est uniquement exploité sur

les circuits nationaux de courte longueur, en adm ettant par hypothèse que quatre systèmes non synchronisés au maximum (deux dans chaque réseau national) interviennent dans une communi­cation internationale. Les caractéristiques à adm ettre par hypothèse pour l ’étude initiale sont les suivantes (les commentaires de la Commission X II sur les valeurs de ces paramètres seraient cependant précieux):

taux d ’échantillonnage: 8000 par seconde,128 échelons de quantification,loi de compression et d ’extension logarithmique, avec y. = 100 (cf. Bell System Technical

Journal, mai 1957, p. 653).

Pour commencer, on peut partir de l’hypothèse que l ’équivalent d ’un circuit exploité en modulation codée par impulsions est défini par la même valeur moyenne et le même écart type que pour les systèmes de transmission classiques.

2. L ’étude pourrait être faite en prenant comme exemples de chaînes internationales de circuits les chaînes étudiées par la Commission X II pour la Commission spéciale C, en ce qui concerne l’influence du bruit de circuit sur la qualité de transmission.

3. La qualité de transmission pourrait être utilement exprimée sous forme de pourcentage de communications non satisfaisantes.

1 Les Annexes 3 à 6 sont identiques aux Appendices 3 à 6 à l’Annexe 2 à la Question 33/XV.

(27/XII, Ann. 1)

362 QUESTIONS COM XII

ANNEXE 2

(à la Question 27/XII)

Effet de divers défauts de transmission sur la netteté dans un système à modulation codéepar impulsions

(Contribution de la Chile Téléphoné Company)

Nous avons effectué une série d ’essais afin de déterminer comment la netteté pour les sons est réduite par a) la coupure centrale, b) l ’échantillonnage dans le temps et c) la quantification des amplitudes.

Ces essais ont été faits sur un système orthotéléphonique à bande limitée à 300-3400 Hz (l’étalon de travail S.E.T.E.D.). Les paroles énoncées étaient constituées par des listes de 80 logatomes contenant chacun 200 sons qui étaient phonétiquement équilibrés pour la langue anglaise. Un bruit de fond du type Hoth, de 50 db (mesuré avec un sonomètre muni du réseau « A »), était appliqué dans les cabines d ’écoute.

a) Coupure centraleUn circuit à coupure centrale a été placé dans la ligne du S.E.T.E.D. Ce circuit pouvait être

réglé à un niveau tel qu’aucun son vocal n ’était transmis au-dessous de ce niveau. La figure 1 montre comment la variation du degré de coupure affectait la netteté pour les sons. Chacun des

Pourcentage d’erreurs sur les sons

F ig u r e 1. — Coupure centrale — Distribution des erreurs sur la netteté

(27/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 363

points expérimentaux a été obtenu pour une moyenne de 4000 sons entendus après transmission sur le circuit. Les ordonnées représentent le niveau de réglage du circuit de coupure, en db par rapport au niveau d ’émission des logatomes lu sur un v.u. mètre. Ces valeurs ont été relevées par un observateur indépendant qui lisait les indications fournies par le v.u. mètre pour les logatomes proprement dits, plutôt que pour la première partie de la phrase de liaison.

Il est im portant d ’étudier le phénomène de la coupure centrale si l ’on veut pouvoir régler le seuil du système à m odulation codée par impulsions à un niveau suffisamment bas pour perm ettre d ’obtenir une quantification satisfaisante des niveaux d ’émission très faibles pour des com muni­cations limites.

b) Echantillonnage dans le tempsOn a inséré dans la ligne du S.E.T.E.D. un circuit à portillon commandé par la fréquence, suivi

d ’un circuit RC, et on faisait varier la fréquence de répétition de 1 à 6,8 kHz. Les résultats des mesures de netteté sont représentés dans la figure 2 , qui contient également les résultats obtenus avec des mesures analogues effectuées sur un système téléphonique commercial.

Pourcentage d’erreurs sur les sons

O Système téléphonique commercial A Système S.E.T.E.D.

F i g u r e 2 . — Echantillonnage dans le temps — Distribution des erreurs sur la netteté

c) Quantification des amplitudesOn a inséré dans la ligne du S.E.T.E.D. un dispositif de quantification donnant 32 niveaux

à espacement linéaire (16 niveaux positifs et 16 niveaux négatifs) et on a réglé le signal d ’entrée à une valeur telle que les niveaux extrêmes soient tout juste opérants. Il est possible de faire varier le nom bre de niveaux opérants en affaiblissant le signal en am ont du dispositif de quantification et

(27/XII, Ann. 2)

364 QUESTIONS COM XII

en introduisant une amplification compensatrice en aval. D ’autre part, en amplifiant le signal avant le dispositif et en l ’affaiblissant après, il est possible d ’étudier l ’effet de tous les niveaux opérant ensemble avec une valeur déterminée de la coupure des crêtes. Les résultats des mesures de netteté sont représentés par la figure 3.

8 Niveaux opérants

16 Niveaux opérants

32 Niveaux opérants

32 Niveaux opérants avec coupure des crêtes de 6 db

32 Niveaux opérants avec coupure des crêtes de 12 db

32 Niveaux opérants avec coupure des crêtes de 18 db

32 Niveaux opérants avec coupure des crêtes de 24 db

32 Niveaux opérants avec coupure des crêtes de 30 db

F i g u r e 3 . —■ Quantification des amplitudes — Distribution des erreurs sur la netteté

Pourcentage d’erreurs sur les sons

(27/XII, Ann. 2)

QUESTIONS COM XII 365

A N NEX E 3

(à la Question 27/XII)

Facteurs exerçant une action sur la réduction de qualité de la parole

(Note de l’American Téléphoné and Telegraph Company)

Comme le fait rem arquer le rapport du Groupe de travail sur la Question 33/XV, la réduction de qualité d ’une voie téléphonique donnée qui résulte de la modulation codée de cette voie par impulsions est très différente de celle qui résulterait d ’un bruit soutenu. De même, ces réductions de qualité sont essentiellement provoquées par les équipements terminaux à m odulation codée par impulsions plutôt que par les lignes de transmission numériques. En conséquence, il convient d ’étudier la qualité générale de transmission des systèmes à modulation codée par impulsions et les termes dans lesquels cette qualité peut être exprimée.

Si l ’on considère les applications de la m odulation codée par impulsions, il semble que les premières applications porteront sur l ’établissement de voies de transmission de courte longueur pouvant faire partie de communications internationales. Une normalisation de l ’équipement peut ne pas être indispensable en ce cas, car un grand nom bre de ces voies ne traverseront pas les fron­tières nationales. Cependant, il est souhaitable de formuler des recommandations relatives à la qualité pour avoir des communications complètes satisfaisantes. D ans ces communications, il n ’y aura q u ’un petit nom bre de voies à m odulation codée par impulsions en cascade et la plus grande partie de la communication se composera normalement de voies analogiques.

L ’équipement à m odulation codée par impulsions de la deuxième génération sera probable­ment exploité sur de plus grandes distances et impliquera un plus grand nom bre de voies à m odu­lation codée par impulsions interconnectées. Il en résulte que les recommandations relatives à la qualité de voies à modulation codée par impulsions pouvant former la plus grande partie d ’une communication internationale gagnent en importance. Il faut établir les caractéristiques de qualité des voies individuelles avant de pouvoir recommander les caractéristiques des systèmes.

Les paramètres de qualité devraient être formulés en termes de paramètres objectivement mesurables. La mesure la plus définie dont on dispose actuellement est celle de la puissance de bruit et de distorsion introduite en fonction de la puissance du signal d ’entrée. Toute combinaison de nombre de chiffres, de capacité à pleine charge et de caractéristiques de compression et d ’exten­sion, qui produit des puissances de bruit et de distorsion objectivement mesurées égales ou meil­leures que celles portées sur une courbe désirée pour le bruit et pour la distorsion, correspond à une qualité subjective égale ou meilleure. Il convient donc de demander à la Commission XII de recommander une courbe indiquant la distorsion maximale admissible par voie en fonction du niveau du signal.

D ans la demande adressée à la Commission XII, il serait bon d ’attirer son attention sur des courbes de distorsion et de bruit représentatives de systèmes réalisables à m odulation codée par impulsions. Les commentaires suivants sont proposés en vue de faciliter à la Commission X II l’appréciation de l ’importance de cette courbe.

Pour obtenir un avantage subjectif de la compression et de l ’extension, la puissance de bruit et de distorsion en présence de courants vocaux sera supérieure à sa valeur en l ’absence de cou­rants vocaux. En conséquence, la tendance générale de toute courbe réelle de distorsion en m odu­lation codée par impulsions correspondra à une augm entation de la distorsion en fonction de l’augmentation du niveau du signal. E tant donné que, à la limite, les échelons de quantification tendent à devenir égaux à l ’origine, la puissance de distorsion devient indépendante de la puis­sance du signal pour des puissances de signal faibles. Pour une puissance de signal normale, il apparaît raisonnable de désirer un rapport signal/(bruit et distorsion) (rapport S /N + D) constant. Au-dessus du niveau de mutilation, la distorsion augmente très rapidement. Il en résulte qu ’une courbe raisonnable du bruit et de la distorsion perm ettant de formuler des recommandations pour la qualité se présentera sous la forme générale indiquée sur la figure 1 .

(27/XII, Ann. 3)

366 QUESTIONS COM XII

Figure 1

La courbe de distorsion désirée peut être précisée par une formulation de la puissance de bruit admissible en l’absence de signal, du rapport signal/(bruit et distorsion) qui devrait correspondre à une puissance d ’entrée moyenne, et de la gamme de puissances d ’entrée pour laquelle ce rapport devrait être conservé.

Exception faite des effets de m utilation de l ’onde vocale, les courbes de bruit et de distorsion calculées pour des signaux d ’entrée sinusoïdaux, correspondant à des compresseurs-extenseurs logarithmiques instantanés, ne diffèrent des courbes calculées pour les signaux vocaux que par une fraction de décibel. En conséquence, il est raisonnable d ’utiliser indifféremment ces courbes pour exprimer les résultats de mesures objectives avec signaux d ’entrée sinusoïdaux et pour expri­mer le bruit et la distorsion en présence de courants vocaux. Ces courbes représentent donc une bonne transition entre les mesures objectives et les mesures subjectives.

Il convient d ’observer que la courbe de distorsion définit la puissance moyenne de bruit et de distorsion pour l ’émission de paroles et ne signifie pas que la qualité de la voie à modulation codée par impulsions est subjectivement équivalente à celle d ’un circuit avec un bruit soutenu de même puissance. La valeur du bruit sur le circuit en l ’absence de signal est d ’une grande importance pour la form ulation de la réaction subjective de celui qui écoute; en conséquence, le bruit soutenu équivalent est fonction du bruit et de la distorsion en présence de la parole et du bruit en l ’absence de parole.

(27/XII, Ann. 3)

QUESTIONS COM XII 367

ANNEXE 4

(à la Question 27/XII)

Loi de compression et d’extension appliquée dans un système à modulation codée par impulsions et ses effets sur la qualité de transmission

(Note de la Standard Elektrik Lorenz)

Les explications ci-dessous se rapportent exclusivement à la compression et à l ’extension avec codage sur une seule voie.

D u fait de la quantification, qui provoque une reproduction non naturelle du signal d ’entrée, il se produit un bruit dit « de quantification » qui apparaît seulement pendant la durée effective de la conversation. Ce bruit peut être comparé à un bruit de distorsion harm onique; il donne cependant une impression subjective différente. Contrairement au bruit de distorsion harmonique, le rapport signal/bruit de quantification diminue lorsque la puissance du signal diminue. En consé­quence, des niveaux élevés donnent un meilleur rapport signal/bruit qui, cependant, diminue substantiellement à cause de l ’effet de coupure lorsque les niveaux sont encore augmentés.

Pour parvenir à une qualité de transmission satisfaisante, il faut assurer un rapport signal/bruit de quantification minimal dans la gamme de volumes que l ’on rencontre en exploitation (qui est influencée par des facteurs tels que la longueur de la ligne d ’abonné, la qualité de la capsule micro­phonique, la répartition des affaiblissements, etc.). Si ces conditions doivent être réalisées sans compression et extension, il faut disposer d ’un grand nombre d ’échelons de quantification. Par la compression et l ’extension, le rapport signal/bruit sera amélioré, notamment pour de faibles puissances du signal.

Presque toutes les contributions et tous les ouvrages se réfèrent à une loi de compression et d ’extension conforme à la fonction :

lo g ( l + |xx)y = ------------------ (1)

log (1 + fi)

dans laquelle :

y est le rapport de la valeur de sortie à la valeur transmissible la plus élevée;x est le rapport de la valeur d ’entrée à la valeur transmissible la plus élevée;[j. est le facteur de compression.

Le rapport signal/bruit de quantification obtenu avec cette loi de compression et d ’extension est représenté en fonction du rapport dynamique a dans la courbe 1 de la figure 1. Ce rapport dynamiqùe a désigne le rapport du niveau efficace du signal au niveau de coupure. Si l ’on définit une gamme de volumes dans laquelle il faut maintenir un rapport signal/bruit donné, on peut constater en se référant à la courbe 1 que, dans une partie de cette gamme, le rapport signal/bruit est très nettem ent meilleur.

Si l’on choisit une autre loi de compression et d ’extension, la courbe du rapport signal/bruit peut être modifiée de telle sorte que, dans une gamme de volumes étendue, on conserve un rapport signal/bruit de valeur déterminée. On en trouvera un exemple dans la courbe 2 de la figure 1. Pour calculer cette courbe, on emploie une loi de compression et d ’extension de la fonction suivante dans la gamme de volumes où a 2> —40 db,

y = 1 + 1 ° g ^ (2) 1 + log jX

dans laquelle les symboles y, x et [x ont la même signification que dans l ’équation (1).Dans la gamme de volumes où a < —40 db, on a appliqué une fonction linéaire pour la loi

de compression et d ’extension. Dans cette gamme, les échelons de quantification ont tous la

(27/XII, Ann. 4)

368 QUESTIONS COM XII

a .

F i g u r e 1. — Ecart a entre signal et bruit (rapport logarithmique du signal au bruit de quantification et de coupure) en fonction de la dynamique a (écart entre le niveau de la valeur efficace du signal et le niveau

de coupure)

même valeur. En résumé, on constate que la loi de compression et d ’extension de la courbe 2, comparée avec celle de la courbe 1, entraîne une augmentation avantageuse de la gamme de volumes pour un rapport signal/bruit donné.

En principe, on peut affirmer que la détermination d ’une loi de compression et d ’extension laisse place à des solutions techniques dans des limites étendues.

A N NEX E 5

(à la Question 27/XII)

Qualité de transmission dans un système à modulation codée par impulsions

(Note de Telefunken AG, Backnang)

La définition de la qualité de transmission présente une importance telle q u ’il convient de la préciser avant de passer à la normalisation d ’un système à modulation codée par impulsions. La Commission XII a été chargée de cette tâche et devrait également procéder à des examens expé­rimentaux.

Pour faciliter la tâche de la Commission XII, nous voudrions présenter des contributions au sujet du bruit sur une voie au repos, de la distorsion de quantification et du problème de compres­sion et d ’extension. Ces contributions se fondent sur le tome III du Livre Rouge et sur les résul­tats d ’un certain nombre d ’études faites par diverses Administrations.

Il est difficile de faire une comparaison avec les recommandations sur le bruit pour les équi­pements téléphoniques terminaux à courants porteurs et pour les amplificateurs de ligne car,

(27/XII, Ann. 5)

QUESTIONS COM XII 369

comme on le sait bien, le bruit dans les systèmes à m odulation codée par impulsions est de nature différente et, de plus, il est essentiellement produit dans les équipements term inaux et non dans la voie de transmission.

En conséquence, la référence habituelle à la longueur du circuit sur u n système de transmission ne semble plus très utile. Il faut examiner si une autre définition ne serait pas plus appropriée, par exemple une détermination du bruit au repos et du bruit d ’interm odulation admis sur l ’ensemble d ’un système à modulation codée par impulsions, entre bornes à fréquences vocales.

Le bruit sur une voie au repos, résultant essentiellement de la qualité des équipements term i­naux qui, inévitablement, ne sont pas d ’une qualité idéale du fait de variations aléatoires dans les étages d ’amplification pour les amplitudes les plus basses provoquées par des variations des tensions de fonctionnement ou par des changements des seuils de réponse des étages de com m u­tation, etc. devrait être limité à une valeur acceptable pour la planification du bruit sur une liaison internationale. Ce problème est également étroitement lié à la Question 32/XV. E tant donné que la puissance de bruit admissible dans les systèmes à courte distance est de 1000 picowatts, cette valeur pourrait également être acceptée pour le bruit sur une voie au repos admis dans les équipements terminaux à m odulation codée par impulsions.

Sa réalisation dépend encore dans une grande mesure du nom bre d ’étages d ’amplification dans le système à modulation codée par impulsions et de la loi de compression et d ’extension.

Il en est de même pour le bruit de quantification et pour le bruit de coupure des crêtes produit lo rsq u ’un signal est transmis sur une voie.

Selon l ’expérience acquise jusqu’ici, un rapport signal/bruit de 26 à 30 db sera nécessaire dans le cas de la transmission de la parole. Les données publiées dans les documents du C.C.I.T.T. e t les mesures des courants vocaux à l ’entrée d ’un central m ontrent que la puissance vocale moyenne d ’une personne qui parle est N m = 88 {xW ou —10,6 dbm, ainsi qu ’il est possible de l ’établir à partir de l ’Avis G.222, et q u ’on peut prévoir des variations dans une gamme de 20 db. Ces valeurs devraient être utilisées comme base pour la m odulation et la compression et l ’extension dans un système à m odulation codée par impulsions.

On pense q u ’un bon exemple pour une loi de compression et d ’extension perm ettant de mieux utiliser tous les échelons de quantification et de surmonter les différences de niveau entre les diverses voies téléphoniques avec un facteur de distorsion tolérable est une compression d ’am pli­tude logarithmique selon l ’équation

- _ ^ l n ( 1 + v - ' s i l A i>

ln (1 + [x)

(C.C.I.T.T. 1961-1964, contribution COM XV-N° 63, Appendice 1). Les symboles utilisés iciet dans les pages suivantes ont la signification suivante:

A i = amplitude maximum transmissible sans lim itation

H = amplitude d ’entrée

Si = amplitude de sortie

V* = taux de compression

^eff = valeur efficace du signala = AJseg = rapport de m odulation

ak = rapport signal/bruit de distorsion

q = nom bre d ’échelons de quantification

L ’exemple représenté sur la figure 1 pour q = 128 (c’est-à-dire pour 128 échelons de quanti­fication) m ontre que le taux de compression minimal nécessaire jx dépend de la gamme de niveaux dans laquelle les conversations doivent être transmises, le rapport signal/bruit de distorsion étant maintenu à une valeur minimale prédéterminée dans les plus mauvais cas.

Sur cette figure, la valeur du rapport signal/bruit total de distorsion (bruit de coupure des crêtes + bruit de quantification) est portée en fonction du rapport a, c ’est-à-dire du rapport de

(27/XII, Ann. 5)

(27/XII, Ann. 5)

F i g u r e 1 . — Rapport global du signal au bruit de distorsion en modulation codée par impulsions, en fonction de l’intervalle de variation de l ’amplitude

370 Q

UESTIONS

COM X

II

QUESTIONS COM XII 371

l ’amplitude maximum transmissible à la valeur efficace du signal. S’il est possible de tenir compte d ’une seule valeur prédéterminée pour a (niveau vocal constant), on peut obtenir un rapport signal/bruit de distorsion de ak = 30,4 db sans compression = 0); si l ’on a y. = [i.opt = 15,3, la valeur maximum du rapport signal/bruit de distorsion que l ’on peut obtenir dans le cas considéré (128 échelons de quantification, distribution d ’amplitude exponentielle dans le signal vocal, ainsi qu ’il est généralement admis pour les voies isolées) est égale à ak = 34,2 db et, dans le cas où l ’on a fz = 100, la valeur du rapport signal/bruit de distorsion est ak = 32,8 db. Il en résulte que, dans le cas présent, un taux de compression de [jl = 15,3 environ apparaît comme le plus approprié. Cependant, étant donné que la puissance vocale moyenne varie considérablement du fait des variations de la puissance d ’émission de la parole, et des différences dans les affaiblissements des lignes d ’abonné, il sera nécessaire de s’écarter de cette valeur et de prévoir une compression plus forte de manière à couvrir également des niveaux très faibles.

En ce qui concerne la détermination de la puissance vocale moyenne et de son écart type, seules les périodes au cours desquelles la parole est effectivement transmise dans un sens sont importantes. Les mesures faites par la plupart des Administrations — et notam m ent par l ’Adminis­tration de la République fédérale d ’Allemagne — ne peuvent donc apporter que des solutions approximatives, particulièrement en ce qui concerne les valeurs d ’écart type obtenues. En se fondant sur ces mesures et sur les mesures faites par l ’Adm inistration française, qui apparaissent parti­culièrement bien appropriées au cas étudié, on a admis pour l ’écart type de la puissance vocale moyenne (qu’il convient de distinguer de la puissance moyenne de conversation, laquelle com pren­drait également les pauses de silence) une valeur de 4,3 db.

En conséquence, la puissance médiane de parole N med est égale à:

Wmed= N m - 0,115 a2 = -1 0 ,6 — 2 ,1 = — 12,7 dbm = 55 jjiW

selon les indications contenues à la page 343 (Annexe 5) du tome III du Livre Rouge.En adm ettant une distribution gaussienne des puissances vocales sur toutes les voies, 98 % de

l ’ensemble des conversations varieront dans un intervalle de ± 10 db par rapport à la puissance vocale moyenne. Il est possible de couvrir cet intervalle total de 20 db à l’aide de 128 échelons de quantification. Selon le taux de compression, on peut obtenir les valeurs suivantes pour le rapport signal/bruit de distorsion: ^ = jxopt — 15,3, ak > 2 6 db; [j. = 50, ak > 29 db; jj. == 100, ak > 29,6 db. Les 2% restant des conversations pourront également être facilement transmises, bien qu ’avec une distorsion de non-linéarité un peu plus forte.

Il en résulte que des taux de compression compris entre 50 et 100 seront appropriés et il convient d ’observer qu’une augm entation de [x de 50 à 100 pour la gamme de volumes admise par hypo­thèse entraînera seulement une amélioration de 0 ,6 db du rapport signal/bruit de distorsion pour les très faibles puissances vocales, tandis que ce rapport subira une détérioration sensible pour la m ajorité des conversations.

En conséquence, il serait précieux d ’avoir des mesures et des données additionnelles pour indiquer l ’étendue des écarts autour de la puissance vocale moyenne à prendre en considération pour déterminer exactement le taux de compression (tâche qui, à notre avis, incombe à la Com ­mission XII).

Si l ’on a 128 échelons de quantification et une compression-extension appropriée selon une courbe de compression logarithmique, le bruit de m odulation pour une gamme d ’amplitudes relativement étendue sera inférieur d ’environ 30 db au signal effectivement transmis. Cette valeur correspond à un bruit perturbateur d ’environ —40,5 dbm = 90 000 picowatts. Si l ’on divise ou multiplie par 2 le nom bre d ’échelons de quantification, le niveau de bruit sera modifié de ± 6 db environ et la puissance de bruit sera en conséquence multipliée ou divisée par 4 environ.

La valeur de la puissance de bruit admissible est actuellement étudiée par la Commission X II et il conviendrait d ’attendre les résultats de ses travaux. Le rapport signal/bruit de 30 db, qui peut être obtenu pour une gamme d ’amplitudes relativement étendue avec 128 échelons de quantifi­cation, correspond à un taux de distorsion d ’environ 3 %. Cette valeur peut être utilisée comme base à titre provisoire tant que l ’on ne dispose pas des résultats plus complets que doit transm ettre la Commission X II au sujet de l ’effet perturbateur du bruit de quantification.

(27/XII, Ann. 5)

372 QUESTIONS COM XII

A N NEX E 6

(à la Question 27/XII)

Effet du bruit sur la qualité de transmission dans un système à modulation codée par impulsions

(Note de l ’Adm inistration du Royaume-Uni)

1. Introduction

La présente contribution a pour bu t de décrire une méthode perm ettant d ’évaluer la possibilité d ’accepter en service les systèmes à m odulation codée par impulsions et de formuler les conclu­sions auxquelles on est parvenu au sujet du nom bre d ’échelons de quantification en amplitude nécessaires et de la loi de compression et d ’extension désirable.

Cette méthode consiste tou t d ’abord à calculer une valeur moyenne effective du rapport de la puissance des sons vocaux à la puissance de distorsion de quantification pour un certain nombre de valeurs du niveau des sons vocaux à l ’entrée. Exprimé en décibels, ce rapport est ensuite transformé en rapport de la puissance vocale à la puissance de bruit erratique constant qui, en l ’absence de distorsion de quantification, donnerait le même degré d ’acceptabilité. Cette méthode permet d ’utiliser la masse im portante des informations dont on dispose déjà sur diverses combinaisons d ’équivalent de référence et de niveau de bruit de circuit pour calculer le pour­centage de communications non satisfaisantes qui risque d ’être observé sur diverses catégories déterminées de communications téléphoniques.

Il est nécessaire de procéder à une vérification expérimentale d ’un certain nombre des hypo­thèses formulées ainsi que des valeurs numériques d ’un certain nom bre de paramètres ; on estime cependant que la méthode décrite est appropriée pour résoudre le problème en question.

2. Symboles et définitions

B — nombre d ’états de sortie possibles (tensions) correspondant à des valeurs positives de tensions instantanées à l ’entrée. En outre, le même nom bre d ’états existe également pour les tensions négatives. On distinguera les systèmes par référence aux nombres d ’états de sortie plutôt que par référence au nombre minimum de chiffres binaires dans lequel ils pourraient être codés; c’est ainsi qu ’un système à 64+ 64 états représente un système fréquemment désigné dans d ’autres documents par le terme système à sept chiffres;

i = numéro d ’identification d ’un état de sortie donné. Les états de sortie sont numérotés positivement à partir de 1, la valeur la plus proche de zéro volt, ju squ’à B et négativement de —1 à —B;

v = tension instantanée du signal d ’entrée;p(v) = fonction de densité de probabilité qui définit la distribution statistique de v;V = valeur maximum de v pour un signal d ’essai sinusoïdal assurant une charge complète;7m ax = niveau moyen de puissance (dbm) d ’un signal d ’essai sinusoïdal assurant une charge

complète, mesuré à l ’entrée du système;v,- = valeur instantanée de la tension d ’entrée pour laquelle, dans le cas de tensions positives,

la décision est prise de coder dans le (z + l)ème ou dans le zème état de sortie et, dans le cas de ten­sions négatives, dans le (i— l)ème ou dans le zème état de sortie;

v0 = tension de décision centrale qui coïncide théoriquement avec la tension d ’entrée zéro;W i= tension du signal de sortie correspondant au /ème état;h i= intervalle de tension entre deux états de sortie voisins;S = puissance moyenne à long terme correspondant à un interlocuteur déterminé (dbm),

mesurée à l ’entrée du système;

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QUESTIONS COM XII 373

il B = f ( v i /V ): fonction mathém atique qui définit la loi de compression et d ’extension et permet ainsi d ’exprimer h en fonction de v,. Si la valeur de B est élevée, h sera traité comme étant continu et sera remplacé par h(v);

R = valeur moyenne du rapport de la puissance du signal à la puissance de distorsion de quantification. R sera exprimé en décibels. Le calcul de la valeur moyenne peut se faire de diverses manières, les pondérations relatives accordées aux composantes de niveau élevé et de faible niveau de la parole étant distribuées différemment. Deux formes différentes de calcul de la moyenne sont mentionnées ci-dessous; elles seront distinguées par les symboles R ' et R";

N ' = niveau du bruit erratique constant occupant la même largeur de bande que la voie téléphonique transmise par le système à m odulation codée par impulsions et qui donnerait la même diminution de qualité de la parole s’il était présent à la place de la distorsion de quanti­fication. N ' est exprimé sous forme de puissance non pondérée (dbm) et son niveau est rapporté à l ’entrée du système.

3. Calcul de R

La sortie d ’un système à m odulation codée par impulsions correspond à une forme d ’onde, quantifiée dans le temps et en amplitude, qui est filtrée pour ramener sa largeur de bande à celle du signal d ’entrée, c’est-à-dire à celle d ’une voie téléphonique normale. La quantification dans le temps (taux d ’échantillonnage) sera vraisemblablement de l ’ordre de 8000 par seconde. La quantification en amplitude peut cependant être discutée, la valeur possible de B pouvant se situer entre 60 et 130.

Les signaux vocaux provenant d ’un interlocuteur donné dans une conversation couvrent une gamme très étendue de niveaux de puissance; la puissance de crête instantanée observée pendant quelques secondes de conversation peut atteindre 18 db au-dessus de la puissance moyenne à long term e et une puissance syllabique significative demeure présente jusqu’à 20 db au-dessous de la puissance moyenne et même plus bas.

On adm ettra par hypothèse que la forme d ’onde des signaux est, en moyenne, symétrique par rapport au zéro en sorte que, pour plus de commodité, les valeurs positives et négatives des tensions d ’entrée et de sortie peuvent être traitées sans tenir compte du signe qui les affecte. Grâce à cette convention, le traitem ent de la compression et de l ’extension est considérablement simplifié.

Les états de sortie d ’un système à m odulation codée par impulsions conçu de manière à transm ettre efficacement les courants vocaux doivent correspondre à des valeurs de Wi qui ne sont pas également déplacées par rapport aux valeurs adjacentes; h doit augmenter quand i augmente.

Le rapport entre la puissance du signal et la puissance de distorsion de quantification dans un système donné à m odulation codée par impulsions varie ainsi d ’un instant à l ’autre en fonction:a) de la puissance moyenne à long terme des courants vocaux provenant d ’un interlocuteur déter­miné; b) de la valeur de B; et c) de la loi de compression et d ’extension. Il faut établir la valeur moyenne de ce rapport pour la gamme des niveaux de puissance des courants vocaux qui se présentent au cours de la conversation; cette valeur peut être calculée de manières diverses.

Selon l ’un des modes de calcul de cette valeur moyenne (voir, par exemple, la référence [1]), toutes les distorsions sont traitées de la même manière, quel que soit le niveau du signal avec lequel elles sont, pour le moment, associées. Cette opération peut être définie par la formule suivante :

La figure 1 représente la variation de R ' en fonction de S Lmax pour la loi de compression et d ’extension suivante dans le cas où le param ètre A est égal à 100.

OO

* ' = 101og10o (1)OO

| (1/ 12) h2(v) • p(v) dv

(27/XII, Ann. 6)

374 QUESTIONS COM XII

Figure 1. — R ' en fonction de S Tmax

A (vlV)i/B = lorsque 0 < (v/V) < 1 /A (2)

1 + log Aet

i/B = 1 + l° ë A (y/V) lorsque XjA < < 11 + log A

La distribution de la tension instantanée des courants vocaux appliquée dans la référence [2] a également été utilisée ici:

0,828P(y) = exp ( - 1,183 v/veff) (4)

Veff

Il est possible de démontrer (voir la référence [3]) que le choix d ’une loi de compression et d ’extension visant à donner à R ' une valeur maximum n ’aboutit pas à des résultats satisfaisants car une trop grande im portance est attribuée aux produits de distorsion qui sont associés avec des sons vocaux de puissance élevée et une im portance insuffisante est attribuée à ceux qui accom­pagnent les sons de faible puissance. Le même auteur présente une proposition intéressante en vue de surmonter cette difficulté.

Des mesures préliminaires faites par l ’Administration britannique ont m ontré qu ’il est indis­pensable d ’utiliser des fonctions se rapprochant davantage de celles qui sont représentées sur la figure 2 si l ’on veut parvenir à un accord acceptable avec les opinions subjectives. La figure 2 a été calculée à partir de la formule ci-dessous pour l ’intervalle 0 < v < V, en adm ettant que m était égal à 4:

v— r r v2 iR" = m • 10 log10 | - ■ p(v) dv (5 )

Ld/12) h \ v )

(27/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 375

Dans la région v > V, où se produit un écrêtage, on a tenu compte d ’une tolérance décidée arbitrairement, ainsi q u ’on le constatera par comparaison avec la figure 1 .

On poursuit actuellement l ’étude de la meilleure manière de calculer la valeur moyenne; en conséquence, les courbes de la figure 2 doivent être considérées comme n ’ayant q u ’un caractère provisoire.

Cependant, elles seront utilisées pour illustrer ce qui suit.

4. Relations entre (S — N ') et R

S — N ' est le rapport, exprimé en décibels, de la puissance des courants vocaux à la puissance du bruit erratique non pondéré, qui, en ce qui concerne la réduction de qualité, est équivalent à R. On adm ettra ici, tan t que les essais subjectifs en cours n ’auront pas été achevés, que ces deux valeurs sont liées par la formule :

(S - N ') = R" + k (6)

dans laquelle k est une constante qui, par hypothèse, est indépendante de S et de N '. L ’expérience préliminaire acquise jusqu’ici suggère qu ’au stade actuel il n ’est pas déraisonnable d ’adm ettre pour k une valeur égale à 5 db.

Sur la base de ces hypothèses, l ’échelle indiquée sur la droite de la figure 2 indique {S — N ') en fonction de (S — Tmax).

Figure 2. — R" en fonction de S —Tnmx

5. Qualité d'un système à modulation codée par impulsions dans un réseau téléphonique

On adm ettra par hypothèse que les systèmes à modulation codée par impulsions à prendre en considération présentent les caractéristiques suivantes:

Taux d ’échantillonnage: 8000 par seconde;Loi de compression et d ’extension selon les équations (2) et (3) avec A = 100.On étudiera les cas pour lesquels B est égal à 32, à 64 et à 128.

(27/XII, Ann. 6)

376 QUESTIONS COM XII

On adm ettra par hypothèse que la puissance moyenne d ’un signal sinusoïdal assurant une charge complète, Tmax, est égale à + 6 dbm, valeur rapportée à l ’entrée du système à modulation codée par impulsions.

On adm ettra également par hypothèse que l ’affaiblissement du circuit contenant ce système est égal à 3 db.

L a catégorie des communications téléphoniques prises comme exemple est définie p ar la figure 3 et par le tableau 1. La répartition de l ’équivalent de référence a été établie à partir des composantes suivantes:

1. Equivalent de référence moyen à l ’émission pour les systèmes locaux et les circuits de jonction: 10,8 db;

2. Ecart type de (1): 3,3 db;

3. Equivalent de référence moyen à la réception pour les systèmes locaux et les circuits de jonction: 3,4 db;

4. Ecart type de (3) : 2,7 db.

T a b l e a u 1

Valeurs admises par hypothèse pour diverses valeurs de l'équivalent de référence(voir la figure 3)

Equivalent de référence db

Fréquencerelative

d ’apparition

Esdb

/ i = / 4

db db

Erdb

40%0,02 12 0 6 3

36 0,3 11 0 5 232 2,7 10 0 4 128 12,3 9 0 3 024 27,9 8 0 2 - 120 31,9 7 0 1 - 216 18,6 6 0 0 - 3

12 et moins 6,3 -- — --

Es, Er et sources de bruit indiqués pour le sens de

transmission ci-dessous

Circuit à modulation 5 codée par impulsions ’

1! 3 db1

l1

J2 111

Circuitsinterurbains

7 db

'

Bruit dû aux circuits interurbains : 2500 pW

pondéré (—54 dbm non pondéré)

s2n 2

C.C.I.T.T. 215

Circuit à modulation codée par impulsions

F ig u r e 3. — Communication téléphonique avec systèm es à modulation codée par impulsions

(27/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 377

On admet par hypothèse que la chaîne des circuits interurbains se compose de trois circuits présentant chacune un écart type égal à un décibel. En conséquence, l ’équivalent de référence total présente une valeur moyenne de 21,2 db et un écart type de 4,6 db. Ces valeurs sont approxim ati­vement conformes aux résultats donnés par les enquêtes statistiques faites sur la base des com mu­nications demandées (et non sur celle des liaisons possibles).

Les calculs relatifs à la qualité de transmission s’effectuent de la manière suivante. Les niveaux médians des courants vocaux et S 2 aux points indiqués sur la figure 3 sont évalués à partir des résultats d ’essais de conversation; les valeurs utilisées ici sont indiquées dans le tableau 2 ci-dessous. Les valeurs de (S^ — N'-^ et de (S2 — N '2) sont obtenues à partir de l ’échelle de droite de la figure 2 pour les valeurs appropriées de (S — Tmax). Il est alors possible de calculer N \ et N '2; les valeurs obtenues sont indiquées dans le tableau 2. N \ et N '2 sont ensuite rapportées à l ’entrée d ’un système récepteur fictif présentant un équivalent de référence de 0 db en sous­trayant respectivement (13 + J2 + J z + / 4 + Er) et (3 4 - / 4 + Er) db; ces niveaux de bruit sont désignés par A^ et par N 2. On adm et par hypothèse que le bruit qui se produit dans les circuits interurbains est équivalent à une puissance pondérée de 2500 pW rapportée à l ’entrée à deux fils; s’il est exprimé sous forme non pondérée, ce niveau est égal à —54 dbm au même point et à (—54) — (10 + J 3 + / 4 + Er) dbm au point fictif mentionné ci-dessus; ce dernier niveau est désigné par N 3.

Le niveau de bruit non pondéré équivalent to tal en ce point est donné par l ’addition des puis­sances N 1} N 2 et N 3 et il est désigné par la lettre N.

T a b l e a u 2

Calcul du niveau de bruit de circuit non pondéré total équivalent à la distorsion de quantification et autres bruits pour diverses valeurs de l'équivalent de référence total

Système à 64 + 64 échelons

Equivalent de référence

to taldb

Sx

dbm

S x - N \

db

N ’x

dbm dbm

S 2- N ' 2

db dbm

Nx

dbm

N 2

dbm

n 3

dbm

N

dbm

40 -1 8 36 -5 4 -4 0 18 -5 8 -8 2 -6 4 -7 3 -6 336 -1 8 36 -5 4 -3 8 20 -5 8 -7 9 -6 3 -71 -6 232 -1 7 36 -5 3 -3 5 23 -5 8 -7 5 -6 2 -6 9 -6128 -1 6 36 -5 2 -3 2 26 -5 8 -71 -61 -6 7 -6 024 -1 6 36 -5 2 -3 0 28 -5 8 - 6 8 -6 0 -6 5 -5 820 -1 5 36 -51 -2 7 31 -5 8 -6 4 -5 9 -6 3 -5 716 -1 5 36 -51 -2 5 32 -5 7 -61 -5 7 -61 -5 4

Les pourcentages d ’opinions « médiocres » et « mauvaises » correspondant à des conversations sur des communications présentant les combinaisons d ’équivalent de référence et de niveau de bruit de circuit indiquées dans la première et dans la dernière colonne du tableau 2 peuvent être obtenus à l ’aide de tableaux publiés dans d ’autres documents. Ces résultats sont indiqués en résumé dans le tableau 3 pour les cas suivants :

— Aucun système à m odulation codée par impulsions, circuits de jonction en câble pupinisé;

— Systèmes à modulation codée par impulsions avec B — 128— Systèmes à m odulation codée par impulsions avec B — 64— Systèmes à modulation codée par impulsions avec B = 32

(27/XII, Ann. 6)

T a b l e a u 3

378 QUESTIONS COM XII

Pourcentage de communications non satisfaisantes (médiocres et mauvaises)

Equivalent de référence total Aucun système

à modulation codée

Valeur de B pour le système à modulation codée par impulsions Circuits de jonction

sur système

dbpar impulsions

-8=128 B = 64 8 = 3 2à courants porteurs

% % % % %4 0 3 3 ,6 3 6 ,3 4 0 ,6 4 8 ,3 4 3 ,43 6 1 8 ,9 2 0 ,6 2 3 ,9 3 0 ,4 2 5 ,83 2 9 ,7 1 0 ,5 12 ,1 16 ,1 1 3 ,52 8 4 ,2 4 ,5 5 ,4 7 ,5 6 ,52 4 1 ,7 6 1 ,9 4 2 ,3 3 ,5 2 ,62 0 0 ,6 7 0 ,7 1 0 ,8 4 1 ,1 7 0 ,9 416 0 ,2 8 0 ,3 0 0 ,3 5 0 ,4 6 0 ,3 5

En outre, à titre de comparaison, les deux systèmes à m odulation codée par impulsions ont été remplacés par des systèmes à courants porteurs, à multiplexage par répartition en fréquence, procurant des circuits de jonction et ayant les caractéristiques suivantes:

— Distorsion d ’affaiblissement: négligeable par rapport à celle qui est due aux circuits inter­urbains;

— Pas de compresseur-extenseur;— Niveau du bruit de circuit: équivalent à une puissance psophométrique de 2000 pW rappor­

tée aux bornes d ’entrée du système à courants porteurs pour circuits de jonction.Dans les cinq cas considérés ci-dessous, les niveaux des bruits sur les circuits interurbains,

indiqués sur la figure 3, sont restés inchangés.On a également admis dans tous les cas l ’existence aux emplacements des deux postes d ’abonné

d ’un bruit de salle ayant un niveau de 50 db.Les résultats indiqués dans le tableau 3 peuvent être ramenés à un seul nombre pour chaque

type de système par pondération des pourcentages en fonction des fréquences relatives d ’apparition mentionnées dans le tableau 1. Les résultats obtenus sont les suivants:

— Aucun système à m odulation codée par impulsions: 1,60%— Systèmes à m odulation codée par impulsions avec B = 128: 1,73%— Systèmes à m odulation codée par impulsions avec B = 64: 2,04%— Systèmes à m odulation codée par impulsions avec B = 32: 2,84%— Systèmes à courants porteurs pour circuits de jonction: 2,34%

6 . Conclusions

Le paragraphe 5 décrit une m éthode perm ettant l ’étude du point 1 de la Communication de la Commission XV à la Commission X II (correspondant à la partie a) de la Question 27/XII). Si l ’on accepte la validité des hypothèses faites, un système à modulation codée par impulsions n ’introduisant pas une diminution de la qualité plus forte qu ’un système à courants porteurs présentant la limite de bruit de circuit proposée de 2000 pW doit être équivalent à un système respec­tant la loi de compression et d ’extension admise par hypothèse et com ptant au minimum 64 + 64 échelons de quantification en amplitude. La qualité subjective d ’un tel système pourrait être indiquée sous forme du niveau d ’un bruit erratique constant, limité à la voie considérée qui, pour chaque valeur d ’une série de puissances moyennes des courants vocaux correspondant à une

(27/XII, Ann. 6)

QUESTIONS COM XII 379

gamme donnée de volumes de la parole, provoque respectivement les mêmes réductions de qualité de transmission. Il est également possible d ’utiliser un dispositif de référence réglable, construit de telle manière qu ’il introduise un bruit erratique dont la puissance (calculée en moyenne pour un bref intervalle de temps) soit toujours proportionnelle à la puissance (syllabique) moyenne à court terme de la parole provenant d ’un interlocuteur déterminé. Le réglage de ce dispositif est défini par le rapport entre la puissance du signal vocal et la puissance du bruit. Ce dispositif est utilisé aux fins de comparaisons, un réglage étant déterminé au moyen d ’essais subjectifs de manière à donner, pour un niveau donné des courants vocaux, la même réduction de qualité que le système à modulation codée par impulsions.

Le point 2 de la communication mentionnée ci-dessus (partie b de la Question 27/XII) peut être étudié au moyen d ’une méthode analogue à celle qui est décrite dans les paragraphes 3 et 4 de la présente annexe. Il est cependant indispensable de vérifier la validité des hypothèses formulées et d ’établir les valeurs numériques exactes des paramètres utilisés.

Il est peu vraisemblable qu’une méthode utilisant des appareils pour vérifier la qualité d ’un système à m odulation codée par impulsions (point 3 de la communication mentionnée ci-dessus, partie c de la Question 27/XII) puisse être simple si l ’on veut, grâce à elle, obtenir une vérification certaine de toutes les formes d ’erreur, d ’inexactitude ou d ’autres inconvénients possibles. L ’étude complète de ces éléments risquerait de prendre un temps excessif en sorte qu ’il sera probablem ent nécessaire d ’adopter des mesures par appareils se lim itant à la vérification des inconvénients les plus fréquents et, pour la vérification finale, de se fier aux mesures subjectives.

BIBLIOGRAPHIE

[1] Sm it h , B e r n a r d : Instantaneous companding of quantized signais, publié à la page 653 du N° 36,1957 du Bell System Technical Journal ainsi que sous forme de monographie (N° 2826) du Bell Téléphoné System.

[2] P u r t o n , R. F. : A survey of téléphoné speech-signal statistics and their significance in the choice of a P.C.M. companding law, publié dans les Actes de l'Institution o f Electrical Engineers, 1962, 109B, p. 60. (Voir également les débats sur cette question à la p. 485 du même volume.)

[3] V e l ic h k in , A. I. : Fonction de corrélation et densité du spectre des courants vocaux quantifiés, publié dans le Journal d'acoustique de l'Académie des sciences de l'U.R.S.S., 1963, 9, p. 13. Texte anglais publié dans Soviet Physics, Acoustics, 1963, 9, p. 10.

A N N EX E 7

(à la Question 27/XII)

Bruit de quantification dans un système à modulation codée par impulsions et influence de ce bruit sur la qualité de transmission

Par I. B a r d u c c i , F. B i a n c h i et L. G ia c o m e l l i

(Contribution de l ’Administration d ’Italie)

1. Introduction

Pour transm ettre l ’inform ation contenue dans un signal ayant un spectre complexe limité supérieurement par une fréquence / 0, il suffit de transm ettre un nombre discret des valeurs prises

par le signal dans des intervalles plus nombreux que ceux qui ont pour durée T0 = —— ; autre-2 /o

ment dit, il suffit de transm ettre une série de signaux échantillons prélevés à une cadence qui ne soit pas inférieure au double de la fréquence maximum.

Cette représentation du signal initial étant de nature impulsive, il est évident que l ’on a ainsi la possibilité de multiplier le nombre des messages pouvant être transmis sur une même liaison dans un système à répartition dans le temps.

(27/XII, Ann. 7)

380 QUESTIONS COM XII

Les signaux échantillons, prélevés sous forme analogique, peuvent être transformés, en vue de la transmission, en signaux numériques moyennant l’application d ’un code approprié. La repré­sentation numérique d ’une grandeur physique usuelle ne peut être que discontinue, en raison du nombre limité des différentes combinaisons possibles réalisables avec un code applicable en pra­tique. D e ce fait, la transform ation analogique-numérique doit obligatoirement s’accompagner d ’une subdivision de toute la gamme des valeurs possibles en un certain nombre d ’intervalles élémentaires à chacun desquels on attribue une valeur représentative unique appelée échelon de quantification.

U n système de transmission fonctionnant selon ces principes est un système à modulation codée par impulsions, dont les opérations de base sont les suivantes: échantillonnage, multi­plexage, quantification, codage et, à la réception, décodage et décomposition dans les divers canaux.

Les avantages procurés par un tel système de transmission résident d ’une part dans la possi­bilité de multiplier le nom bre des messages, d ’autre part dans le fait que la qualité de transmission est, dans de larges limites, indépendante des perturbations se produisant en ligne. Ses inconvénients résident dans le fait que la transmission occupe une largeur de bande beaucoup plus grande que celle du signal initial et dans l ’apparition d ’un nouveau type de perturbations découlant du pro­cessus de quantification. Cette perturbation est liée aux altérations résultant du remplacement des niveaux continus du signal par des échelons discrets. D e plus, le processus de quantification intro­duit une perturbation, appelée bruit ou distorsion de quantification, dont les caractéristiques sont celles d ’un bruit de fond à spectre complexe qui s’ajoute au signal et qui ne s ’exerce que lorsque le signal est présent.

U n certain nombre d ’études théoriques ont été consacrées à ce bruit de quantification, afin d ’essayer d ’expliquer son origine et de déterminer son intensité, ainsi que sa distribution spectrale, en fonction du nom bre de chiffres binaires utilisés pour représenter le signal. Il est possible de résumer comme suit les principaux résultats fournis par ces études dans le cas de la quantification uniforme et pour des signaux complexes :

— le bruit de quantification a un spectre uniforme (bruit blanc) dans toute l ’étendue de la bande de fréquences du signal;

— le niveau de bruit est indépendant de l’amplitude du signal; il dépend uniquement de la grandeur des quanta, c ’est-à-dire de la valeur de l ’échelon de quantification;

— on peut exprimer par la relation ci-après le rapport de la valeur efficace du signal sinusoïdal maximum pouvant être transmis à la valeur efficace de la tension de bruit de quantification, dans le cas de n chiffres binaires :

S /B = 6 n + 1,8 db (1)

A une augmentation du nombre des chiffres binaires (bits) correspond une diminution du niveau de bruit; en contrepartie, la complexité de l ’équipement s’accroît et il faut prévoir une bande de fréquences plus large pour la transmission.

Il est à noter cependant que, la tension de bruit étant indépendante de l ’intensité du signal, l ’équation (1) n ’exprime pas en réalité le rapport signal/bruit, mais uniquement le rapport de la valeur efficace maximum de la tension sinusoïdale pouvant être transmise, à la valeur efficace de la tension de bruit de quantification par rapport à un niveau zéro donné qui est caractéristique de l ’équipement. On peut choisir comme niveau de référence le maximum de la tension sinusoïdale (valeur efficace) pouvant être transmise. L ’équation (1) devient alors:

Bq = - ( 6 n + 1,8) db (2)

n étant le nom bre de bits transmis par l ’équipement, quel que soit le nombre réel de quanta utilisés pour la reproduction d ’un signal donné. Cette seconde expression du bruit de quantification révèle que l ’on peut parler d ’un niveau de bruit de quantification pour un certain nom bre de bits, quelle que soit l ’am phtude du signal.

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 381

2. But des recherches et équipement expérimental

Pour des raisons d ’ordre pratique, le codage des signaux dans un système à m odulation codée par impulsions se fait nécessairement avec un nombre limité de bits. Il en résulte que l ’on ne peut vraiment transm ettre les signaux échantillonnés que si leur amplitude ne dépasse pas la tension de saturation du dispositif de codage; dans le cas d ’une quantification uniforme, cette tension est donnée par le produit du nombre de quanta par la tension attribuée à chaque quantum dans le dispositif utilisé.

Il est commode de caractériser cette valeur limite à l ’aide de la tension efficace d ’un signal sinusoïdal ayant l ’amplitude indiquée plus haut. Cette valeur efficace est appelée « tension de charge sinusoïdale totale ».

En raison de la quantification, le signal de sortie sera toujours perturbé par un bruit dont l’intensité est proportionnelle à la grandeur des quanta; ce phénoiqène est lié à un « effet de gre­naille » caractéristique, c ’est-à-dire donnant une impression de discontinuité dans le fonctionne­ment du circuit, impression que l ’on n ’a pas avec les systèmes classiques.

Nous avons entrepris cette étude afin d ’obtenir des résultats expérimentaux sur les perturba­tions causées par la quantification dans la transmission des signaux téléphoniques, et sur l ’amélio­ration de la qualité de transmission réalisable avec des compresseurs-extenseurs dynamiques à fonctionnement instantané.

D ans ce but, nous avons procédé aux déterminations suivantes :1) Détermination du niveau d ’un bruit blanc équivalent, du point de vue de la force des sons,

au niveau du bruit de quantification dans un système à m odulation codée par impulsions, en fonction du nom bre de bits, en présence ou en l ’absence d ’un compresseur-extenseur instantané pour la transmission des sons vocaux.

2) Détermination de la qualité de transmission réalisable avec un équipement pour m odula­tion codée par impulsions, avec ou sans compresseur-extenseur, en fonction du nom bre de bits.

Pour faire l ’essai du dispositif expérimental, nous avons effectué des mesures objectives du bruit de quantification en présence de signaux sinusoïdaux et nous avons déterminé le spectre du bruit d ’une part avec des signaux sinusoïdaux, d ’autre part avec une largeur de bande de bruit blanc égale à un tiers d ’octave.

L ’appareil expérimental utilisé était un équipement pour m odulation codée par impulsions à une seule voie, fonctionnant selon rm mode de quantification uniforme, avec application d ’un code binaire, le réglage étant fait manuellement entre 2 et 8 bits, avec une fréquence d ’échantil­lonnage de 8000 Hz. U n compresseur-extenseur instantané pouvait être appliqué aux bornes du dispositif, comme le m ontre le schéma de la figure 1.

EchantillonneurFiltre de voie Echantillonneur de sortie

F i g u r e 1. — Schéma de principe de la liaison à M.C.I. (modulation codée par impulsions), avec et sans compresseur-extenseur

3. Choix du niveau de fonctionnement de Vappareil et du signal de référence pour les essais

Le dispositif de m odulation codée par impulsions étant incapable de transm ettre dans de bonnes conditions des signaux dont l ’amplitude est supérieure à la tension de saturation du dispo­sitif de codage, il faut régler le niveau du signal à une valeur telle que les distorsions dues à la coupure des pointes restent comprises dans des limites acceptables.

(27/XII, Ann. 7)

382 QUESTIONS COM XII

Pour satisfaire à cette condition, il faut définir un niveau de référence du signal en un poin t donné, à l ’entrée du dispositif, et fixer la valeur maximum admissible de la coupure des pointes. Nous avons admis que le niveau de référence était déterminé par la tension de charge sinusoïdale totale au point de mesure précité.

Cette valeur, à l ’entrée de l ’appareil étudié (point A dans le schéma de la figure 1), correspon­dait à une tension de 100 mV aux bornes d ’une résistance de 600 ohms, soit —18 dbm.

Les mesures étaient faites à l ’aide d ’un signal sinusoïdal à 800 Hz. L ’appareil était réglé de manière à avoir un équivalent nul entre les points A et B; dans ces conditions, on avait à la sortie, comme à l ’entrée, une tension de charge sinusoïdale totale égale à 100 mV.

L ’équivalent nul et la tension de charge sinusoïdale totale de 100 mV étaient rétablis au point A même lorsqu’on insérait le compresseur-extenseur. La tension aux bornes de l ’écouteur (S.T.C., type 4026 A) était réglée à la valeur de 15 mY pour la charge sinusoïdale totale. La pression acous­tique produite par l ’écouteur dans l ’oreille artificielle du type recommandé par le C.C.I.F. (Livre Vert, tome IV, page 118) était de 70 db (par rapport à 2 x l 0 - 4 barye) lorsqu’on appliquait à l ’écouteur rm signal de 15 mV à 800 Hz.

Nous admettions, comme niveau de fonctionnement le niveau maximum du signal donnant une coupure des pointes sans effet audible, même lorsque le nombre de bits était maximum.

De cette façon, le bruit dû à la coupure des pointes n ’avait aucune influence sur la détermina­tion du bruit blanc, dont la force était égale à celle du bruit de quantification. Il faut signaler cependant que ce n ’est généralement pas dans ces conditions que l ’on obtient la meilleure qualité de transmission; en effet, surtout pour les plus petits nombres de bits, l ’amélioration de qualité résultant de l ’augm entation du niveau moyen des signaux est d ’abord prédominante devant les effets négatifs dus à la saturation des dispositifs de codage.

La valeur du volume des sons vocaux à l ’entrée du premier filtre de voie (point A de la figure 1) était lue sur un v.u. mètre normalisé.

Pour déterminer au départ le niveau de fonctionnement maximum, on procédait de la façon suivante: la personne qui parlait lisait un texte d ’une voix naturelle et égale; la personne qui écoutait faisait varier le niveau sonore en agissant sur un affaiblisseur placé avant le point A, ju squ ’à ce que les distorsions d ’écrêtage deviennent à peine perceptibles. Dans ces conditions, on obtenait une image oscilloscopique faisant apparaître une légère saturation du dispositif de codage pendant de courts intervalles de temps correspondant à l ’émission de syllabes accentuées, dans plusieurs mots qui étaient prononcés plus fortement; les mesures faites au v.u.mètre révélaient que le niveau était inférieur d ’environ 3 db au niveau correspondant, au même point, à la charge sinusoïdale totale.

Ces mesures ont été répétées de nombreuses fois avec des opérateurs différents, mais le niveau restait chaque fois inférieur d ’environ 3 db au niveau obtenu avec la charge sinusoïdale totale. En conséquence, on a réglé l ’émission de manière à avoir un niveau de signal correspondant à cette valeur.

4. Méthodes subjectives employées pour évaluer le bruit de quantification et la qualité de transmission

La caractéristique propre du bruit de quantification est d ’exister seulement lorsque le signal existe; par ailleurs, l ’intensité et le spectre de ce bruit ne dépendent pas de l ’intensité du signal, mais seulement de sa forme d ’onde. C ’est pourquoi il faut que le signal soit présent lorsqu’on cherche à faire une détermination expérimentale directe de l ’intensité du bruit de quantification dans le cas des signaux vocaux.

E tant donné q u ’il est impossible de séparer le signal vocal d ’un bruit à spectre complexe tel que le bruit de quantification, il a fallu faire l ’évaluation au moyen de méthodes subjectives, à savoir:

a) Détermination de la force du bruit par voie de com paraison directe avec un autre bruit d ’intensité connue; cette méthode, que nous appellerons ci-après méthode d ’équilibre, est basée sur le pouvoir de discrimination de l ’ouïe humaine, c ’est-à-dire sur la propriété qu ’a l ’oreille humaine de déceler le bruit et d ’évaluer sa force même en présence d ’un signal plus fort;

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 383

b) Détermination du seuil d ’intelligibilité, basée sur l ’effet de masquage du signal par le bruit;c) Nous avons recouru à la méthode des essais d'opinion pour déterminer la qualité de transm is­

sion.

5. Essai de l ’appareil expérimental

5.1 Distorsions introduites par les échantillonnéesLa figure 2 représente, en db par rapport à la charge sinusoïdale totale, les résultats de mesure

de la distorsion d ’échantillonnage en fonction de la fréquence; ces mesures étaient faites au moyen d ’un oscillateur affecté d ’une distorsion harm onique de 0,2% (—53 db).

La figure montre que la distorsion introduite par les échantillonneurs est négligeable devant le bruit de quantification, même avec les nombres maxima de bits.

db

c s i o o ^ o o m o o o o o H t - r /<: r r > ' * f i n <o a DOCM< o o mc MO ™^ n n m

F i g u r e 2 . — Niveau global des composantes parasites à la sortie de l ’appareillage à pourdivers nombres de bits, et des échantillonneurs, en fonction de la fréquence du signal sinusoïdal appliqué

5 .2 Bruit de quantification dans le cas de signaux sinusoïdauxPour faire ces mesures, on appliquait à l ’entrée du système à modulation codée par im pul­

sions, sans compresseur-extenseur, un signal sinusoïdal de charge totale et on m esurait le rapport signal/bruit à l ’aide d ’un distorsiomètre monté à la sortie du filtre de voie du récepteur.

(27/XII, Ann. 7)

384 QUESTIONS COM XII

La figure 2 représente, en fonction de la fréquence, les niveaux de bruit obtenus pour plusieurs valeurs du nom bre de bits, ces niveaux étant rapportés à la tension sinusoïdale de charge totale. De chaque côté de la figure, on a également indiqué en pointillé les valeurs théoriques du bruit de quantification d ’après l ’équation (2), qui est valable pour des signaux caractérisés par une distri­bution constante de la densité de probabilité des niveaux instantanés. Les résultats de ces mesures m ontrent que, pour des signaux sinusoïdaux, la puissance du bruit de quantification est toujours inférieure à la valeur calculée pour des signaux à spectre complexe et qu ’elle dépend légèrement de la fréquence des signaux.

D e plus, les écarts moyens entre les valeurs calculées d ’après l ’équation (2) et les valeurs mesurées varient avec le nom bre de bits.

Ces écarts ne doivent pas être imputés à un fonctionnement anormal des équipements, mais au fait que le niveau et le spectre du bruit de quantification dépendent, légèrement il est vrai, de la forme d ’onde du signal. En fait, le calcul théorique du bruit de quantification dans le cas de signaux sinusoïdaux conduit à des niveaux de bruit que l ’on peut représenter par l ’expression suivante :

Bq = - ( 6 » + 1,8 + K ) db (3)

K étant un facteur de correction dont la valeur augmente lorsque le nombre de bits diminue; par ailleurs, le spectre de bruit n ’est pas continu, c ’est un spectre de raies. Le nom bre de raies augmente en même temps que celui des bits, tandis que l ’amplitude de chaque raie augmente lorsque le nom bre de bits diminue.

On peut expliquer de la façon suivante le fait que le niveau de bruit dépend de la fréquence: la bande de fréquences étant comprise entre les limites de 300 Hz et 3400 Hz, certaines raies du spectre de bruit sont susceptibles de se trouver soit à l ’intérieur soit à l ’extérieur de cette bande, selon la fréquence du signal. Il semble que cette explication soit corroborée par le fait que la variation du niveau de bruit en fonction de la fréquence du signal est plus im portante lorsqu’on a affaire à un petit nom bre de bits.

5.3 Spectres du bruit de quantification pour des signaux sinusoïdaux et des signaux à spectre complexe

Nous avons recherché une confirmation expérimentale des hypothèses indiquées dans le paragraphe précédent au sujet de la loi de variation du bruit de quantification en fonction de la fréquence, dans le cas de signaux sinusoïdaux; pour cela, nous avons déterminé les spectres de bruit obtenus lorsqu’on appliquait à l ’entrée des équipements d ’une part un son pur et d ’autre part une bande de tiers d ’octave d ’un signal ayant un spectre uniforme complexe.

Pour séparer le bruit du signal, on avait recours à des filtres de tiers d ’octave. Les résultats de ces mesures sont représentés par les figures 3, 4 et 5.

On voit immédiatement que, dans le cas des signaux complexes, le niveau du spectre du bruit de quantification est relativement uniforme, si l ’on tient compte du fait que la pente de la carac­téristique du filtre d ’entrée n ’est pas infinie à l ’extérieur de la bande. En revanche, on obtient, dans le cas des signaux sinusoïdaux, un spectre de bruit dont le niveau est très variable, avec des concentrations d ’énergie dans certaines bandes de fréquences, ces concentrations d ’énergie étant d ’autant plus marquées que le nombre de bits est plus petit; de plus, les intervalles de fréquences occupés par ces concentrations d ’énergie dépendent fortement de la fréquence du signal.

(27/XII, Ann. 7)

O O O O O O O O O O O o o o o o o o o o o oo o o î o o u i o o o o u7../e o o o ^ r o o m o o o oc o N j i r * < o o o o c M < o o t n t M r o ,sf i ^ t D C O o c M t D O a ^ c M

(VI N fO ^ (M W n

F ig u r e 3 . — Spectres du bruit de quantification dans le cas de signaux sinusoïdaux et dans le cas de signaux à spectre continu et uniforme dans une bande de tiers d’octave

Signal sinusoïdal à 1000 Hz Bruit blanc filtré, bande 890-1120 Hz

I— i— l— i— i— i— i— i— i— i— l l— l— l— l— l— l— l— l— i— i— iO O O O O O O O O O O O O O O O O O O O O Oo o o ' l ’ o o i n o o o o u 7 . r / c o o o - ' j ’ o o m o o o o

i n c o o o o r s i i o o > n c M r'e- r o - > r u ,) < D o o o c s i « o o « r > ( MN N f ) N N «

F i g u r e 4 . — Spectres du bruit de quantification dans le cas de signaux sinusoïdaux et dans le cas de signaux à spectre continu et uniforme dans une bande de tiers d’octave

(27/XII, Ann. 7)

Signal sinusoïdal à 2500 Hz Bruit blanc filtré, bande 2200-2800 Hz

386 QUESTIONS COM XII

l— l— I— I— l— I— l— l— l— <— 1 l— i— i— l— l— l— l— l— l— l— iO O O O O O O O O O O O O O O O O O O O O OO O O O O O O O O O O U7 . r / ç O O O O O O O O O O OCO O O tO OQ O CsJ <û O O CM f O O I D < 0 < D O < M I C O O < M

^ CM CM m N M f)

F i g u r e 5 . — Spectres du bruit de quantification dans le cas de signaux sinusoïdaux et dans le cas de signaux à spectre continu et uniforme dans une bande de tiers d’octave

5 .4 Remarques sur le fonctionnement du compresseur-extenseur instantané; caractéristique de transfert et distorsions de non-linéarité du système utilisé

Un compresseur dynamique à fonctionnement instantané est un amplificateur dont le gain est fonction du niveau instantané du signal. D ’un autre côté, un extenseur instantané peut être considéré comme un affaiblisseur dont l ’affaiblissement dépend du niveau du signal, selon la même loi que le gain du compresseur.

La caractéristique de transfert d ’un compresseur doit présenter la pente maximum au voisinage de l ’origine et la pente minimum pour les plus grandes valeurs du niveau du signal. En conséquence, le gain sera maximum pour les valeurs les plus faibles de la tension d ’entrée et il diminuera p ro ­gressivement à mesure que cette tension s’élèvera. La caractéristique de transfert de l ’extenseur doit être inverse de celle du compresseur.

Lorsqu’on applique un compresseur-extenseur à l ’extrémité d ’une ligne téléphonique ayant un équivalent nul, il peut se produire les modifications suivantes: s’il n ’y a pas de bruit sur la ligne, la tension instantanée à l ’entrée de l ’extenseur sera égale à la tension correspondante à la sortie du compresseur; en conséquence, la tension de sortie de l ’extenseur sera égale à la tension d ’entrée du compresseur. Dans ces conditions, le signal ne subit aucune modification (dans le cas théorique où la caractéristique de l ’extenseur est exactement inverse de celle du compresseur).

Si au contraire la tension de bruit en ligne n ’est pas nulle et si l ’on suppose qu ’elle prend une valeur s à un instant donné, la tension d ’entrée différera de la tension du signal dans le com­presseur d ’une quantité égale à e; en conséquence, la tension instantanée à la sortie de l ’extenseur différera de la tension correspondante à l ’entrée du compresseur d ’une quantité z' qui s’exprime

de façon approchée par la relation e' = —— où tg a désigne la pente de la caractéristique du com-tg a

presseur au point de fonctionnement.

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 387

Il est facile de vérifier l ’équation précédente par une méthode graphique. La figure .6 représente la caractéristique de transfert d ’un compresseur instantané. Sur les axes horizontal et vertical on a porté respectivement le rapport des tensions instantanées d ’entrée et de sortie aux valeurs maxima correspondantes. Cette même courbe représente également la caractéristique de l ’extenseur, à condition de permuter les deux axes.

vu

F i g u r e 6 . — Calcul graphique de la variation de la tension instantanée du bruit en fonction du niveau instantané du signal dans un compresseur-extenseur dynamique

Soient ix la tension à l’entrée du compresseur à un instant donné et ex la tension de sortie correspondante, A le point de fonctionnement pris sur la caractéristique et tg a la pente de la courbe en ce point. Si l ’on désigne par ex la tension de bruit en ligne au même instant, la tension à l ’entrée de l ’extenseur sera ex+ z; le point de fonctionnement viendra en A ' sur la caractéristique et la tension de sortie sera donnée par ix + e'. Si e est assez petit pour que la tangente en A puisse être

eremplacée par la droite A A ', on aura z' = ------.

tg atg a est plus grand que 1 au voisinage de l ’origine et inférieur à 1 pour les tensions les plus

élevées; en conséquence, la tension de bruit instantanée associée au signal de sortie de l ’extenseur

(27/XII, Ann. 7)

388 QUESTIONS COM XII

peut être supérieure ou inférieure à la valeur instantanée de la tension de bruit correspondante en ligne selon que l ’on a affaire à une portion de caractéristique représentative de signaux forts ou de signaux faibles.

Le compresseur-extenseur à fonctionnement instantané permet donc d ’améliorer le rapport signal/bruit local lorsque le signal est faible, c’est-à-dire lorsque le rapport signal/bruit est mini­mum ; en revanche, il y a détérioration du rapport signal/bruit dans le cas des signaux forts L On en conclut que la tension efficace de bruit à la sortie de l ’extenseur peut prendre des valeurs plus grandes ou plus petites que celles de la tension efficace de bruit en ligne, selon la loi de distribution statistique des niveaux de signal instantanés et selon la caractéristique de compression.

La diminution du niveau de bruit en ligne réalisable à l’aide d ’un compresseur-extenseur, pour un signal donné, n ’est peut-être pas la grandeur la plus commode pour exprimer l ’améliora­tion de la qualité de transmission, mais elle fournit des renseignements utiles qui perm ettent de formuler un jugement sur l ’efficacité du système en présence de n ’importe quel type de signal et de bruit, et quel que soit le niveau du signal ou du bruit".

La figure 7 représente la caractéristique de transfert du compresseur instantané utilisé dans nos essais; la figure 8 représente la dérivée de cette caractéristique, c ’est-à-dire la courbe des valeurs de tg a en fonction de la tension d ’entrée instantanée exprimée en db par rapport à la valeur maximum.

1 La variation du rapport signal/bruit local pour les signaux les plus faibles est plus importante à cet égard.

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 389

F ig u r e 8. — Variation de la dérivée de la courbe caractéristique du compresseur, c’est-à-dire de la pente de cette courbe, en fonction du niveau d’entrée

Le compresseur-extenseur introduisait une distorsion de non-linéarité de 3 % (—30 db), du fait que les caractéristiques du compresseur et de l ’extenseur n ’étaient pas parfaitement inverses l ’une de l ’autre.

Cette circonstance nous a empêchés de faire des mesures objectives du bruit de quantification en présence du compresseur-extenseur. En revanche, nous n ’avons pas été gênés exagérément pour les mesures subjectives.

6 . Détermination du niveau de bruit blanc équivalent au bruit de quantification du point de vue dela force des sons

6.1 Détermination, par la méthode d ’équilibrage, du bruit blanc équivalent, du point de vue de la force des sons, au bruit de quantification dans un dispositif à modulation codée par impulsions, sans compresseur-extenseur

Les signaux utilisés pour cette détermination étaient fournis par des enregistrements sur bande magnétique (émissions d ’informations et conférences techniques prononcées par plusieurs sujets parlant d ’une voix naturelle et avec un volume sonore constant, dans une chambre sourde). Afin d ’obtenir le même volume des sons vocaux dans tous les essais, on enregistrait également sur la bande, avant chaque émission d ’informations, un signal à 800 Hz dont le niveau était supérieur de 3 db (lecture au v.u. mètre) au volume vocal. On réglait le niveau à l ’entrée du dispositif selon les critères indiqués au paragraphe 3.

Avec le niveau précité, nous avons procédé à la détermination du bruit équivalent au bruit de quantification correspondant à un nombre de bits compris entre 2 et 6 . Avec 7 et 8 bits, le niveau du bruit de quantification était trop faible et les observateurs ne parvenaient pas à l ’évaluer. C ’est pourquoi il a fallu, pour ces deux mesures, abaisser de 20 db le niveau du signal à l ’entrée. Cela est possible car (comme nous l ’avons indiqué au paragraphe 1) l ’amplitude du bruit de quan­tification est indépendante du niveau du signal, tou t au moins tan t que l ’on n ’a pas affaire à des signaux dont l ’amplitude s’étend sur un certain nom bre d ’échelons de quantification.

(27/XII, Ann. 7)

La figure 9 donne le schéma de principe du circuit utilisé dans nos mesures d ’équilibre sonore.

390 QUESTIONS COM X3I

Les résultats obtenus figurent au tableau I.

T a b l e a u I

Niveau du bruit blanc équivalent au bruit de quantification, en fonction du nombre de bits, rapporté à la charge sinusoïdale totale

Nombre de bits 2 3 4 5 6 7 8

Niveau (db) -1 4 - 2 0 -2 6 -3 2 -3 8 -4 4 -5 0

Ces résultats m ontrent que les deux circuits pouvaient être considérés comme équivalents du point de vue de la force du bruit, lorsque le niveau du bruit blanc injecté dans le système de réfé­rence était égal au niveau du bruit de quantification donné par l ’équation (2).

La valeur du niveau de bruit correspondant à l ’équivalence peut être évaluée d ’une façon sûre en analysant les réponses des opérateurs. A titre d ’exemple, la figure 10 représente les pourcentages de préférence en faveur du système de référence, par rapport au système contenant l ’appareil à modulation codée par impulsions fonctionnant au régime de 5 bits; ces pourcentages sont repré­sentés graphiquement en fonction du niveau du bruit blanc injecté.

Dans toutes les mesures, on a trouvé une valeur inférieure à ± 0 ,5 db pour la différence entre le niveau de bruit blanc donnant un pourcentage de préférence de 50% (équivalence du système de référence et du système avec modulation codée par impulsions) et la valeur théorique du niveau de bruit de quantification correspondant.

En exprimant leur préférence, les opérateurs portaient leur attention uniquement sur la force du bruit; de ce fait, l ’équivalence des deux systèmes signifie simplement que la force du bruit est la même sur ces deux systèmes. E tant donné que le spectre du bruit de quantification est très sem­blable à celui du bruit blanc utilisé pour la comparaison, étant donné d ’autre part que cette com pa­raison était toujours faite au moyen du même écouteur, on peut conclure que, lorsque les deux circuits étaient jugés équivalents, ils étaient affectés par des bruits de même niveau.

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 391

Bruit blanc sur le système de référence (par rapport au niveau de charge totale du système M.C.I.)

F i g u r e 1 0 . — Préférence en % pour le système de référence, en fonction du bruit blanc injecté, par comparaison avec un système à M.C.I. fonctionnant à 5 bits

Cela confirme que dans le cas de signaux vocaux la puissance du bruit de quantification pré­sente dans un système à modulation codée par impulsions fonctionnant avec un code binaire à n moments, et avec une quantification uniforme, peut être exprimée par l ’équation (2), en db par rapport à la charge sinusoïdale totale.

Les résultats des essais d ’équilibre peuvent à première vue paraître évidents, mais ils sont d ’une grande importance car ils confirment que la caractéristique propre au bruit de quantification d ’exister seulement en présence du signal est sans influence sur l ’évaluation subjective de la force du bruit.

6.2 Détermination, par la méthode d ’équilibrage, du bruit blanc équivalent au bruit de quanti­fication dans un dispositif à modulation codée par impulsions associé à un compresseur- extenseur instantané

Ces mesures ont été faites elles aussi par la méthode d ’équilibrage, avec le même circuit et les mêmes enregistrements que dans la détermination du bruit de quantification sans compresseur- extenseur. Le niveau était réglé avant les mesures selon le processus décrit au paragraphe 3.

Les résultats sont consignés dans le tableau II, où l ’on a également répété les résultats obtenus sans compresseur-extenseur.

Ces résultats m ontrent que l ’introduction d ’un compresseur-extenseur ayant une caractéris­tique de compression telle que celle de la figure 7 entraîne, pour des nombres de bits compris entre 2 et 6 , une diminution de 6 db de la puissance de bruit de quantification par rapport aux valeurs obtenues sans compression. Pour 7 et 8 bits, nous avons obtenu un niveau de bruit équivalent de —44 db, c ’est-à-dire la même valeur que pour 6 bits. Cela peut être attribué aux distorsions

(27/XII, Ann, 7)

392 QUESTIONS COM XII

T a b l e a u II

Niveau du bruit blanc équivalent au bruit de quantification, en fonction du nombre de bits, rapporté à la charge sinusoïdale totale, avec et sans compresseur-extenseur

Nombre de bits 2 3 4 5 6 7 8

Avec compresseur-extenseur

Sans compresseur-extenseur

- 2 0

-1 4

-2 6

- 2 0

-3 2

-2 6

-3 8

-3 2

-4 4

-3 8

-4 4

-4 4

-4 4

-5 0

dues aux imperfections du compresseur-extenseur, imperfections qui, dans le cas d ’un système à répartition dans le temps, sont plus gênantes que dans le cas de distorsions harmoniques iden­tiques. En fait, comme le signal est superposé à la porteuse de 8000 Hz des impulsions, toutes les composantes de distorsion ayant une fréquence supérieure à 4000 Hz sont comprises à l ’intérieur de la bande. La distribution spectrale dépend alors d ’une part des fréquences associées à l ’onde porteuse des impulsions, d ’autre part des harmoniques du signal; autrem ent dit ces composantes ne sont plus en relation harmonique avec le signal et elles prennent la forme d ’un bruit vrai associé au signal.

Nous avons obtenu les résultats suivants dans la détermination du bruit équivalent lorsque le signal était affaibli de 20 db à l ’entrée du compresseur-extenseur, le dispositif à modulation codée par impulsions fonctionnant avec 5 et 8 bits: pour 5 bits, le niveau de bruit était de —40 db au lieu des — 38 db obtenus avec un niveau du signal norm al; pour 8 bits, le niveau était de —48 db au lieu de —44 db.

Cette diminution du niveau de bruit consécutive à la réduction de l ’amplitude du signal à l ’entrée du compresseur-extenseur peut être attribuée à deux facteurs: diminution de l ’amplitude des composantes de distorsion et utilisation plus intensive de la partie à forte pente de la carac­téristique de compression.

6.3 Détermination, à l'aide du seuil d'intelligibilité, de l'effet de masque dû au bruit de quanti­fication

L ’application de la méthode du seuil à un système com prenant un dispositif de m odulation codée par impulsions est justifiée par le fait que le bruit de quantification est indépendant de l ’amplitude du signal. La m éthode consiste à déterminer le niveau de signal le plus bas pour lequel on obtient encore une intelligibilité acceptable des phrases; ce niveau est appelé « seuil d ’intelligi­bilité en présence du bruit ». Ce seuil dépend uniquement de la différence entre les amplitudes spectrales du signal et du bruit, lorsque les niveaux de bruit sont toujours supérieurs aux seuils de perception dans toute la bande de fréquences considérée. Dans un tel cas, il existe une relation de simple proportionnalité entre le seuil d ’intelligibilité et le niveau de bruit.

La figure 9 représente le schéma de principe du montage utilisé pour cette mesure. Ce montage nous a permis de déterminer le seuil d ’intelligibilité sur le système avec m odulation codée par impulsions et sur un système norm al affecté par un bruit blanc de force égale à celle du bruit de quantification. Dans les deux systèmes, l ’équivalent entre les points A et B était nul. Le réglage des niveaux se faisait au cours des opérations d ’étalonnage, selon la procédure décrite au para­graphe 3. Pour régler le niveau du signal à la valeur correspondant au seuil, on agissait sur les affaiblisseurs étalonnés A x. Pour régler le niveau de bruit injecté dans le système normal, on agissait sur l ’affaiblisseur A 2.

Avant d ’indiquer les résultats obtenus dans la détermination du seuil, il nous faut donner certaines précisions sur le fonctionnement du dispositif de codage pour m odulation codée par impulsions. Ce dispositif ne peut accepter qu ’une seule polarité de signaux; de ce fait, le signal alternatif appliqué à l ’entrée doit être superposé à une tension de polarisation continue Ep laquelle

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 393

a pour effet de déplacer le niveau zéro du signal pour l ’amener à l ’intérieur de l’intervalle de quanti­fication situé dans la partie centrale de l ’intervalle dynamique pouvant être reproduit par le dispo­sitif de codage. Il faut donc que la tension de polarisation satisfasse aux relations:

q ( 2" - 1 - 1) < E p < q - 2n~ lEn d ’autres termes, cette tension doit être égale à un nombre d ’échelons de quantification

donné par Eplq = 2n~ l — z/q, où q est l ’amplitude de l ’échelon de quantification, n le nombre de bits et z un nom bre compris entre zéro et q. Pour e = zéro, la valeur de la tension de polarisation se situe au voisinage de la limite supérieure de l’échelon de quantification central; pour s ^ q, cette valeur est plus proche de la limite inférieure.

Nous verrons, dans le présent paragraphe, que le réglage de la tension de polarisation a une grande importance en ce qui concerne la qualité de transmission des signaux quantifiés. Nous avons procédé à une première série de déterminations du seuil d ’intelligibilité en réglant la polarisa­tion continue à une valeur très voisine de la limite supérieure de l ’échelon de quantification central (e = zéro). Les résultats de ces mesures perm ettent de formuler les conclusions suivantes :a) le seuil d ’intelligibilité est le même pour le système à m odulation codée par impulsions et

pour le système norm al affecté par un bruit blanc de même niveau que le bruit de quantification correspondant au nombre de bits utilisés sur l ’autre système;

b) en retranchant 1 bit, on produit une augm entation de 6 db de la valeur du seuil d ’intelligibilité;c) l ’« effet de grenaille » sur le système à m odulation codée par impulsions était à peine perceptible,

et indépendant du nombre de bits.Dans une deuxième série de mesures, nous avons réglé la tension de polarisation à une valeur

correspondant au milieu de l ’échelon de quantification central (e = q/2). D ans ces mesures, l ’appareil de m odulation codée par impulsions était réglé pour fonctionner seulement avec 7, 5 et 3 bits ; nous avons obtenu les résultats suivants :a) sur le système à m odulation codée par impulsions, réglé pour fonctionner avec 7 et avec 5 bits,

le niveau du seuil d ’intelligibilité était supérieur de 2 db au niveau obtenu avec les mêmes nombres de bits lorsque la tension de polarisation était réglée au voisinage de la limite supé­rieure de l ’échelon de quantification central; lorsque l ’appareil était réglé pour fonctionner avec 3 bits, l ’augm entation du niveau du seuil était de 6 db.

b) F«effet de grenaille» était assez perceptible; il était d ’autant plus marqué que le nom bre de bits était plus petit.On pourrait donner l ’explication suivante en ce qui concerne la différence entre les résultats

fournis par les deux séries de mesures: on sait que les crêtes des signaux vocaux contribuent de façon erratique à l ’intelligibilité. Si l ’on veut que l ’inform ation contenue dans le signal reçu permette d ’obtenir le seuil d ’intelligibilité, il faut que le système puisse transm ettre distinctement des niveaux de signal inférieurs d ’au moins 10 à 12 db aux crêtes des signaux.

Dans le cas d ’un appareil à m odulation codée par impulsions, la sensibilité du dispositif de codage, c ’est-à-dire l ’amplitude minimum d ’un signal pouvant être transmis, est égale à la diffé­rence entre la tension de polarisation et la tension correspondant au plus proche des deux niveaux qui limitent l’échelon de quantification central; en conséquence, s représente le seuil de fonction­nement de l ’appareil et peut prendre toutes les valeurs comprises entre zéro et q/2. Si z est plus petit que q/2 • |/T fo is la tension efficace du bruit de quantification, la limite inférieure de la dyna­mique du signal est déterminée par le bruit. Par conséquent, si l ’on désire obtenir le seuil d ’intelli­gibilité, il faut que les crêtes des signaux dépassent de 10 à 12 db la tension de bruit de quantifi­cation; autrement dit, il faut que les tensions de crête aient une valeur du même ordre de grandeur q u ’un quantum. En revanche, si s est supérieur à q/2 • Y 3, c ’est la tension du seuil de fonctionne­ment qui détermine la dynamique et, par voie de conséquence, l ’intelligibilité. Si l ’on veut obtenir le seuil d ’intelligibilité avec z = q/2, il faut que les tensions de crête du signal aient une valeur inférieure à l’amplitude de deux quanta; autrement dit, il faut que le niveau du signal dépasse de 5 à 6 db le niveau qui est nécessaire lorsque s est inférieur à q/2 • Y 3-

(27/XII, Ann. 7)

394 QUESTIONS COM XII

Dans ces déterminations, la stabilité et la précision du réglage de la tension continue étaient obtenues à un échelon près pour le système à 8 bits; par suite, la condition e = q/2 n ’était satis­faite avec une approxim ation suffisante que pour les petits nombres de bits. C ’est ce qui explique que l ’on ait obtenu, avec 7 et 5 bits, une augmentation de 2 db seulement du seuil d ’intelligibilité au lieu de la valeur 5 ou 6 db fournie par le calcul.

L ’« effet de grenaille » provient du fait q u ’aucun signal n ’est reçu chaque fois que l ’amplitude du signal d ’entrée est inférieure à e. On a ainsi l’impression d ’une interruption momentanée de la transmission. D ans le cas d ’un signal vocal, la durée et la fréquence de ces interruptions dépendent du rapport de la valeur de crête du signal à la valeur de e. En conséquence, l ’« effet de grenaille » est d ’autant plus im portant que le signal est plus faible et la valeur de e plus grande.

On peut formuler les conclusions suivantes sur la base de ces résultats:1) L ’« effet de grenaille » résulte de l ’existence d ’un seuil de fonctionnement inférieur dans le

dispositif de codage. Pour les signaux vocaux, cet effet est d ’autant plus facile à déceler que le rapport de la valeur de crête du signal à la valeur du seuil de fonctionnement est plus petite;

2) Pour un seuil de fonctionnement très bas, on peut encore, à l ’aide de l ’équation (2), évaluer l ’intensité du bruit de quantification s’il s’agit de signaux vocaux, même si le niveau des signaux est assez bas pour ne s’étendre que sur un nombre limité d ’échelons de quantification (2 ou 3 échelons) ;

3) Si la valeur du seuil de fonctionnement dépasse la valeur efficace de la tension de bruit, le phénomène de masquage des signaux, provoqué par la coupure centrale imputable au seuil de fonctionnement, prédomine par rapport au masquage dû au bruit. Si l ’on utilise un code binaire uniforme, le déplacement du seuil d ’intelligibilité ne peut dépasser 5 à 6 db.

7. Détermination, par la méthode des essais d'opinion, de la qualité de transmission dans une liaison comprenant un appareil à modulation codée par impulsions et des transducteurs orthophoniques

La méthode des essais d ’opinion consiste à demander à un groupe de personnes qui ne sont pas des techniciens de communiquer entre elles par l’intermédiaire de la liaison étudiée et à les inviter à émettre individuellement un jugement sur la qualité de transmission. Nous avons utilisé séparé­ment dans ces essais deux groupes de six personnes, que nous associions une à une selon toutes les combinaisons possibles. Cela nous a permis d ’obtenir 60 appréciations pour chaque position d ’écoute et pour chaque condition du circuit. L ’échelle d ’appréciation se composait de cinq notes: mauvais (B), médiocre (P), assez bon (F), bon (G), excellent (E). Pour déterminer la qualité de transmission, nous considérions l ’opinion moyenne qui était calculée en attribuant le poids zéro à B, le poids 1 à P, le poids 2 à F , le poids 3 à G et le poids 4 à E. La figure 11 représente le schéma du montage utilisé dans ces essais.

a

t>

Bruit b lanc

F ig u r e 11. — Schéma du montage utilisé dans la détermination de la qualité de transmission

M.C.I. B>

A

ii

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 395

Contrairement à la pratique habituelle, il ne nous a pas été possible de réaliser des liaisons identiques dans les deux sens, les appareils expérimentaux disponibles étant du type unidirectionnel. Afin de limiter les effets de cet inconvénient, nous avons réalisé la liaison dans le sens inverse à l ’aide d ’une ligne usuelle affectée d ’un bruit blanc et pourvue d ’un com mutateur électronique commandé par les signaux vocaux, lequel interrom pait le passage du courant chaque fois que le niveau des signaux tom bait au-dessous d ’une limite prédéterminée, cela afin de simuler l ’« effet de grenaille » présent sur la ligne avec modulation codée par impulsions. Le com m utateur était un circuit à « portillon » qui entrait en fonctionnement lorsque le niveau du signal d ’entrée dépas­sait une certaine valeur. Les microphones, du type à caractéristique en cardioïde, étaient placés à une distance d ’environ 40 cm de la bouche du sujet. Dans ces conditions, on obtenait, dans une salle dont la réverbération avait une valeur raisonnable, une tension voisine de 3 mY aux bornes de ces microphones.

Les deux écouteurs utilisés étaient des appareils S.T.C. du type 4026 A. La réponse en fréquence des liaisons était assez uniforme à l ’intérieur de la bande des fréquences téléphoniques.

Pour fixer les niveaux, on procédait comme il a été expliqué au paragraphe 3 : on appliquait à l ’entrée de l ’amplificateur du microphone une tension de 3 mV à 800 Hz et on réglait le gain de cet amplificateur pour obtenir 100 mV aux points A, B, C des deux systèmes — la tension sinusoïdale totale à l ’entrée du dispositif de codage — enfin, 15 mV aux bornes des deux écouteurs. Chaque fois, on réglait la valeur de la tension continue de polarisation dans l ’appareil de m odulation codée par impulsions de telle façon que cette valeur coïncide le mieux possible avec le milieu de l ’échelon de quantification central correspondant à chaque nombre de bits. Par com paraison directe, on réglait le niveau minimum du signal capable de déclencher le com mutateur électronique à une valeur telle que l ’on obtienne le même « effet de grenaille » que sur la liaison avec modulation codée par impulsions.

Le niveau du bruit blanc émis sur la liaison normale était réglé à une valeur telle que ce bruit ait une force égale à celle du bruit transmis sur la liaison avec modulation codée par impulsions. On obtenait l ’équivalence des bruits dans les deux sens de transmission lorsque le bruit blanc injecté sur la liaison équipée d ’un com mutateur électronique était inférieur de 6 à 8 db au bruit de quantification dans le sens opposé. Cela est facile à expliquer si l ’on considère que la coupure, par le commutateur, des signaux de niveau minimum équivaut à l ’addition d ’un bruit au signal. Les perturbations présentes dans les deux voies de la liaison ont été jugées presque identiques, en sorte que les résultats moyens des essais d ’opinion coïncidaient assez bien pour les deux sens de transmission. Les positions de conversation étaient installées dans deux salles bien isolées acousti- quement, de 50 m 3 environ, ayant un temps de réverbération de l ’ordre de 0,4 à 0,5 seconde.

Dans ces essais, le niveau vocal moyen dépassait de 3 db environ le niveau correspondant à la charge sinusoïdale totale.

La qualité de transmission était déterminée dans un certain nombre d ’essais, pour tous les nombres de bits compris entre 2 et 8 , avec et sans compresseur-extenseur; nous avons fait les mêmes mesures sur une liaison constituée par deux voies normales identiques, transm ettant un bruit blanc et équipées de transducteurs identiques.

Chaque série d ’essais comprenait également une mesure de qualité sur un système de référence ayant des caractéristiques constantes, le but étant d ’obtenir des résultats comparables pour des conditions de circuit différentes et dans des séries d ’essais différentes.

La figure 12 contient les courbes représentatives des notes moyennes obtenues avec les essais d ’opinion pour les trois types de liaison considérés: les courbes A et B représentent l ’opinion moyenne en fonction du nombre de bits pour des liaisons avec modulation codée par impulsions, respectivement sans et avec compresseur-extenseur; la courbe C représente l ’opinion moyenne en fonction du niveau de bruit blanc pour la liaison classique.

Afin de compléter l ’évaluation de la qualité de transmission réalisable avec un système à modulation codée par impulsions, il nous semble utile d ’ajouter que l ’« effet de grenaille » qui s'exerçait sur la liaison non pourvue d ’un compresseur-extenseur était encore perceptible lorsque l’appareil fonctionnait au régime de 8 bits, et cet effet était d ’autant plus marqué que le nombre de bits était plus petit; en revanche, dans la liaison avec compresseur-extenseur l ’« effet de gre-

(27/XII, Ann. 7)

396 QUESTIONS COM XII

liaison M.C.I. sans compresseur-extenseur liaison M.C.I. avec compresseur-extenseur

------------- liaison normale avec bruit

F i g u r e 1 2 . — Résultats de la détermination de qualité par la méthode des opinions, sur des liaisons comprenant des systèmes à M.C.I., avec et sans compresseurs-extenseurs, et un système normal

affecté d’un bruit blanc

naille » ne pouvait être observé que pour un nombre de bits allant de 2 à 4, et il était imperceptible au-delà de 4. Les opérateurs ont formulé pour la liaison sans compresseur-extenseur une apprécia­tion moyenne moins favorable que pour la liaison avec compresseur-extenseur; ils justifiaient cela par le fait que l ’« effet de grenaille » causait des perturbations plus importantes.

8 . Conclusions

Les déterminations effectuées selon la m éthode d ’équilibre ont confirmé que la formule (2) convient pour évaluer le niveau de bruit de quantification dans le cas des signaux vocaux. Les déterminations effectuées par la méthode du seuil d ’intelligibilité ont mis en lumière l ’importance de la coupure centrale résultant de la présence, dans le dispositif, d ’un seuil de fonctionnement minimum; la valeur de ce seuil est fiée à l ’amplitude des quanta et au réglage de la tension de pola­risation continue à l ’intérieur de l ’échelon de quantification central. En fait, lorsqu’on règle la polarisation de manière à avoir un seuil de fonctionnement très bas, les résultats ont montré que la réduction d ’intelligibilité due à la quantification est la même que celle qui est due au niveau de bruit de quantification.

Lorsque la polarisation était réglée au centre de l ’échelon de quantification, l ’intelligibilité était moins bonne que celle qui serait déterminée par le niveau de bruit; elle semblait dépendre de la valeur du seuil de fonctionnement.

A en juger par les résultats des mesures de qualité de transmission faites par la méthode des essais d ’opinion, il semble légitime de conclure que le seuil de fonctionnement est probablement le facteur qui influe le plus profondément sur la qualité de transmission, en raison à la fois de son influence sur l ’intelligibilité et de l ’« effet de grenaille » par lequel il agit sur le signal.

(27/XII, Ann. 7)

QUESTIONS COM XII 397

L ’emploi de compresseurs-extenseurs permet d ’améliorer la qualité de transmission car ces dispositifs abaissent le niveau des bruits et le seuil de fonctionnement, et atténuent considérable­ment les perturbations introduites par l ’« effet de grenaille », même si le nombre de bits est très élevé. Les résultats de toutes les mesures effectuées permettent de conclure qu’un système à m odu­lation codée par impulsions fonctionnant au régime de 5 bits et associé à un compresseur-exten­seur logarithmique instantané dont le gain variable est compris entre 0 db pour les signaux les plus forts et 12 db pour les signaux les plus faibles, est capable d ’assurer une bonne qualité de trans­mission lorsque le volume des sons vocaux est voisin du niveau correspondant à la charge sinu­soïdale totale. Comme le volume moyen des sons vocaux est susceptible d ’accuser des variations de 25 à 30 db, le compresseur-extenseur devrait être capable de maintenir le rapport signal/bruit constant dans cette gamme. En fait, le compresseur-extenseur utilisé dans nos essais donnait un rapport signal/bruit assez constant lorsque le niveau du signal d ’entrée variait de 15 à 20 db. Si l’on veut garantir une bonne qualité de transmission à la grande majorité des usagers avec le taux de compression précité, il faut employer un code à 7 bits. Si l ’on adopte ces caractéristiques, la plupart des usagers bénéficieront d ’une qualité de transmission satisfaisante, même si la liaison emprunte deux ou trois systèmes à modulation codée par impulsions placés en cascade. Cela implique évidemment que l ’on doit tolérer une légère diminution de qualité pour un très petit pourcentage d ’usagers, pour lesquels l ’affaiblissement est très important.

A N NEX E 8

(à la Question 27/XII)

Essais d’un système à modulation codée par impulsions

(Contribution de l ’Adm inistration française)

L ’Adm inistration française disposait pour ces essais d ’un système prototype à m odulation codée par impulsions présentant les caractéristiques suivantes, en ce qui concerne les voies télé­phoniques :

— taux d ’échantillonnage: 8000 par seconde;— code à 6 moments (un moment représentant le signe et les 5 autres moments la valeur

absolue de l ’amplitude de l ’échantillon, codée en binaire pur) ;— compression logarithmique suivant une loi de Sm ith1 avec deux valeurs possibles pour le

param ètre p.:y. — 36, ou [j. = 100.

Il a été procédé avec cet équipement à des essais d ’intelligibilité et des essais d ’opinion.

1. Essais d'intelligibilité

Le système à modulation codée par impulsions (MCI) était bouclé en local émission sur récep­tion. La liaison téléphonique constituée pour les essais était une liaison unilatérale conforme au schéma de la figure 1.

1 Cf. Bell System Technical Journal, Volume 36, mai 1957, p. 667.

(27/XII, Ann. 8)

398 QUESTIONS COM XII

F i g u r e 1. — Liaison téléphonique unilatérale pour essais d’intelligibilité

L ’équivalent de référence du système d ’abonné était égal à:+0 ,90 N à l ’émission,—0,22 N à la réception.Deux lignes d ’affaiblissement réglables étaient insérées dans la chaîne, l ’une avant, l ’autre

après le système MCI. La somme des deux affaiblissements ainsi introduits était constante et égale à 4 N . Com pte tenu du gain de 1,9 N apporté par le système M CI, l ’équivalent de référence du circuit A B était de 2,1 N.

Dans ces conditions, l ’équivalent de référence de la communication était de 2,78 N.Les essais d ’intelligibilité ont été effectués en écoute silencieuse, sans adjonction de bruit de

H oth, pour différentes valeurs du niveau de rupture (en jouant sur les affaiblissements N x etiV2) et les deux valeurs du param ètre p.

A titre de com paraison un essai a été effectué en substituant au système M CI un filtre passe- bande 300-3400 Hz et en réglant l ’équivalent de la communication à 2,78 N.

Le tableau I résume les résultats de ces essais. Pour interpréter correctement les résultats, il peut être utile de m entionner que la tension quadratique moyenne des signaux vocaux mesurée sur 600 ohms à la sortie du système d ’abonné était comprise entre 70 et 110 mV et que la tension crête à crête en ce même point variait de 1 à 1,7 V.

T a b l e a u I Essais d'intelligibilité

Liaison étudiéeNiveau de rupture

(en Nm)Netteté (en %)

à la sortie du système d ’abonné Logatomes Sons

U 43 — U 43 Filtre 300-3400 Hz _ 93 97,5

U 43 — U 43 - 2,1 86 95-1 ,4 91,5 97

MCI 0 93 97,5+ 1,4 89,5 96

fx == 36 + 2,1 85 95

U 43 — U 43 -1 ,4 93 97,5-0 ,7 91,5 97

0 93 97,5MCI +0,7 93 97,5

+ 1,4 92,5 97,5+ 2 .1 88 96

PL = 100 + 2 ,8 83,5 94

(27/XII, Ann. 8)

QUESTIONS COM XII 399

On peut déduire des résultats du tableau I que l ’écrêtage des signaux devient gênant, du point de vue de l ’intelligibilité, lorsque le niveau de rupture à la sortie du système d ’abonné tom be en dessous de —1,4 Nm, le niveau moyen des signaux, en ce point, étant de l ’ordre de —2 Nm.

Le bruit de quantification apporte une gêne sensible lorsque le niveau de rupture est supérieur, en ce même point, à 0 Nm pour ^ = 36 ou 1,4 N m pour ^ = 100.

2. Essais d'opinion

La liaison téléphonique bilatérale utilisée pour ces essais est représentée sur la figure 2. L ’équi­valent du circuit A B pouvait être réglé à 2,1 ou 3,5 N , ce qui donnait pour la com m unication un équivalent de référence de 2,78 N ou 4,18 N.

Postes BCI U43

F i g u r e 2 . — Liaison téléphonique bilatérale pour essais d’opinion

Dans tous les essais d ’opinion, le compresseur logarithmique du système M CI suivait une loi de Smith correspondant à \i = 100. En jouant sur les lignes d ’affaiblissement N x et N 2, il était possible d ’obtenir cinq niveaux de rupture différents à la sortie du système d ’abonné. Comme pour les essais d ’intelligibilité, une sixième condition était prévue à titre de comparaison qui consistait à remplacer le système M CI par un filtre passe-bande 300-3400 Hz tout en réglant l ’équivalent de référence aux valeurs retenues de 2,78 ou 4,18 N.

Cent personnes ont participé aux essais et ont effectué la série complète des douze essais (deux valeurs d ’équivalent; six conditions de circuit). Chaque essai durait environ une minute et donnait lieu à une conversation libre entre les deux interlocuteurs. Au bout de ce temps, chaque partici­pant était prié de donner son opinion sur la qualité de la liaison suivant le barème de notationclassique:

liaison excellente 4liaison bonne 3liaison assez bonne 2liaison médiocre 1liaison mauvaise 0

(27/XII. Ann. 8)

400 QUESTIONS COM XII

Les douze essais se succédaient dans un ordre variable et aléatoire.Les résultats de ces essais sont résumés dans le tableau II et représentés graphiquement sur

la figure 3.

T a b l e a u II

Essais d'opinion

Liaison étudiéeNiveau de rupture

(en Nm) à la sortie du

système d’abonné

Note d ’appréciation de qualité

Moyenne Ecart type

U 43 — U 43Filtre 300-3400 Hz 3,51 0,64E = 2,78 N

U 43 - U 43 -1 ,4 2,60 0,79MCI -0 ,7 3,28 0,65[A = 100 +0,7 3,16 0,71E = 2,78 N + 2,1 ' 2,47 0,96

+ 2,8 1,89 1,03

U 43 - U 43Filtre 300-3400 Hz 2,29 0,86E = 4,18 N

U 43 - U 43 -1 ,4 1,27 0,81MCI -0 ,7 1,84 0,85[1 = 100 +0,7 2,08 0,87£ = 4,18 N . + 2,1 1,85 0,83

+ 2,8 1,51 0,99

Note d ’appréciation de qualité

F ig u r e 3

(27/XII, Ann. 8)

QUESTIONS COM XII 401

On peut remarquer que, dans ce cas, la baisse de qualité due à l ’écrêtage des signaux vocaux apparaît plus tô t (niveau de rupture de l ’ordre de —0,7 N m à la sortie du système d ’abonné). Ce phénomène peut être lié au fait que le niveau de parole est nettement plus élevé en conversation libre que lors des essais d ’intelligibilité.

Par contre, le bruit de quantification a un effet moins marqué pour les communications ayant un équivalent de référence élevé que pour celles dont l ’équivalent est nettement inférieur à la limite.

Question 28/XII — Etude statistique des conséquences de la phonétique espagnole pour les systèmes de télécommunication

(question Amérique latine N° 5 posée par la Sous-Commission du Plan pour VAmérique latine)(question nouvelle)

Etude statistique des conséquences de la phonétique espagnole pour les systèmes de télécommunication.

(Question 28/XII)

Tableau récapitulatif des questions confiées à la Commission d'études XII en 1964-1968

402 QUESTIONS COM XII

N» de la question Objet résumé Observations

1/XII Equivalents de référence des systèmes nationaux dans le nouveau plan de transmission Intéresse la C.E. XVI

2/XII Mesure et limites de l’équivalent de référence de l’effet local3/XII Mesure de l’effet perturbateur de bruits impulsifs4/XII Effet de bruits de circuit sur la qualité de transmission5/XII Précision des déterminations subjectives d’équivalents de

référence6/XII Tolérance des abonnés aux échos et au temps de propaga­

tion7/XII Détermination de la qualité de transmission à partir de

mesures objectives8/XII Mesure de l’efficacité d’un microphone ou d’un récepteur9/XII Limites appliquées dans les réseaux urbains et interurbains

nationaux10/XII Augmentation d’efficacité des systèmes locaux11/XII Méthodes statistiques de contrôle des essais subjectifs12/XII Réalisation de voix, bouches et oreilles artificielles13/XII Distorsion de non-linéarité des appareils téléphoniques14/XII Locaux et équipements du Laboratoire du C.C.I.T.T.15/XII Mesure d ’indices basés sur la force des sons

16/XII Influence de compresseurs-extenseurs sur la qualité de trans­mission

Réponse à transmettre à la C.E. XVI

17/XII Postes téléphoniques à haut-parleur

18/XII Calcul de l’équivalent de référence d’une ligne d’abonné

19/XII Variation de l’impédance des lignes et postes d ’abonné

20/XII Parole synthétique et système de compression en fréquence

21/XII Systèmes à impulsions ou courants alternatifs modulés par le microphone

22/XII Intelligibilité de la diaphonie dans les transmissions radio­phoniques

23/XII Mesure objective de l’intelligibilité de la diaphonie24/XII Elargissement de la bande des fréquences transmises En liaison avec Question 1 /XV25/XII Maintenance des postes d ’abonné Question Afrique H26/XII Qualité de transmission des circuits à courants porteurs à

très courte distance En liaison avec Question 32/XV27/XII Qualité de transmission des systèmes à modulation codée

par impulsions En liaison avec Question 33/XV28/XII Etude statistique des conséquences de la phonétique espa­

gnole pour les systèmes de télécommunication Question Amérique latine 5

403

Corrigendum au tome V du « Livre Rouge »

(édition française)

Page 35. — Dans le tableau du haut de cette page, à la ligne correspondant à 1000 Hz, dans la deuxième colonne, remplacer « 0 » par « — 30 ».

Page 110. — Dans le tableau 13, aligner les virgules sur une même verticale (voir par exemple tableau 11, p. 107).

Page 255. — D ans les parenthèses sous les titres des tableaux 7 et 8 , supprimer la lettre a (voirà titre d ’exemple les tableaux 8 et 9, p. 273).

Page 397. — Dans le titre en haut de page, lire « company ».

Page 407. — Dans la parenthèse sous la figure 4 a, au lieu de « — 6 db/volt », lire : « — 6 db/1 volt ».

Page 419. — A la fin du paragraphe 3.2.1, remplacer la parenthèse par: « (le coupleur de réfé­rence provisoire du C.C.I.T.T. est de ce type) ».

Page 424. — A la deuxième ligne du paragraphe « Opération 3 », remplacer R3 par R v

Page 425. — Au deuxième alinéa du paragraphe 4.3.1.2, remplacer le début de la troisième phrase par: « Si est inférieure ou égale... ».

Page 426. — A l’avant-dernière ligne, remplacer Tr par E r .

Page 428. — A la première ligne du deuxième alinéa, lire: « la tension E ».

Page 437. — Sous «D urée d ’établissem ent», en face de «8 0 millisecondes environ», lire: « p o u r atteindre 99% ».

Page 487. — Remplacer la note en bas de page par une référence aux N os [2] et [3] de la biblio­graphie de l ’Annexe 28 (au milieu de la même page).

Page 505. — Sous la figure 10, rétablir un titre m anquant: «3 . M esures fa ite s avec uneOREILLE ARTIFICIELLE».

Page 505. — A l ’avant-dernière ligne, remplacer « objectivement » par « subjectivement ».

Page 508. — D ans la légende de la figure 12, remplacer le point 8 par « 8 = Poste d ’abonné ».

Page 519. — D ans le titre de la figure 5, remplacer J par I pour être d ’accord avec cette figure.

Page 521. — A la quatrième ligne du paragraphe B, remplacer « Z < 10 db » par « Z > 10 db ».

Page 523. — A la troisième ligne à partir du bas de cette page, remplacer « les syllabes » par « les logatomes S ».

Page 598. — Dans l ’Annexe 3 à la Question 4/XII, dans le deuxième alinéa, sous a), la paren­thèse doit être fermée après « ... à cette étude » et non après « l ’Administration britannique ».

Imprimé en Suisse

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