Trans La Tan

8/3/2019 Trans La Tan

1/24

1.3 Spread Spectrum

Meskipun bandwidth adalah komoditas yang berharga dalam sistem nirkabel,

meningkatkan bandwidth sinyal kadang-kadang dapat meningkatkan kinerja. Spread spectrum

adalah teknik yang meningkatkan bandwidth sinyal di luar yang diperlukan untuk komunikasidata minimal. Ada banyak alasan untuk melakukan hal ini. Teknik Penyebaran spektrum dapat

menyembunyikan sinyal di bawah noise floor, sehingga sulit untuk dideteksi. Spread spectrum

juga meringankan kinerja karena adanya ISI dan interferensi narrowband. Dalam hubungannya

dengan penerima RAKE, spread spectrum dapat menyediakan penggabungan koheren

komponen multipath yang berbeda. Spread spectrum juga memungkinkan pengguna untuk

berbagi bandwidth sinyal yang sama, karena sinyal menyebar dapat ditumpangkan di atas satu

sama lain dan didemodulasi dengan gangguan minimal di antara mereka. Akhirnya, bandwidth

yang lebar dari sinyal spread spektrum adalah berguna untuk lokasi dan waktu akuisisi.

Spread spektrum pertama dicapai digunakan secara luas dalam aplikasi militer karena

properti yang inheren dengan menyembunyikan sinyal yang menyebar di bawah noise floor

selama proses transmisi, disebabkan oleh ketahanan terhadap gangguan dan interferensi

narrowband, dan probabilitas rendah deteksi dan intersepsi. Untuk aplikasi komersial, resistansi

dari gangguan narrowband telah membuat spread spectrum umum di telepon

cordless. Kemampuan ISI-rejecting dan sharing bandwidth dari spread spectrum sangat

diinginkan dalam sistem seluler dan nirkabel LAN. Akibatnya, spread spectrum adalah dasar

untuk generasi kedua dan ketiga dari sistem seluler serta generasi ke dua LAN nirkabel .

1.3.1 Prinsip Spread Spektrum.

Spread spectrum adalah metode modulasi yang diterapkan pada modulasi sinyal digital

yang meningkatkan bandwidth sinyal transmisi untuk nilai yang jauh lebih besar daripada yang

dibutuhkan untuk mengirimkan bit-bit informasi yang mendasarinya. Ada banyak teknik

signaling yang meningkatkan bandwidth transmisi di atas standar minimum yang diperlukan

untuk transmisi data, untuk contohnya adalah coding dan modulasi frekuensi. Namun, teknik ini

tidak termasuk dalam kategori penyebaran spektrum. Berikut tiga sifat yang diperlukan untuk

sinyal spread spectrum yang akan dimodulasi :


2/24

1. Sinyal menempati bandwidth yang jauh lebih besar daripada yang dibutuhkan untuk sinyal

informasi.

2. Para modulasi spread spectrum dilakukan dengan menggunakan kode menyebar (spreadingcode), yang independen dari data pada sinyal.

3. Despreading pada penerima dilakukan dengan menghubungkan sinyal yang diterima dengan

salinan yang sinkron dari kode penyebaran.

Untuk membuat konsep yang tepat, kita kembali ke ruang representasi sinyal dari Bab 5.1 untuk

menyelidiki embedding sinyal informasi ke dalam bandwidth B ke bandwidth yang jauh lebih

besar daripada yang dibutuhkan. Dari (5.3), sebuah set dari sinyal independent linearsi(t), i = 1, .

. .,Mdari bandwidthB dengan durasi waktu Tdapat di tuliskan dengan rumus:

di mana fungsi dasar j (t) adalah ortonormal dan rentang dari sebuah ruang N-dimensi. Salah

satu sinyal yang ditransmisikan setiap detik T untuk menyampaikan log2 M / Tbit per

detik. Seperti dibahas dalam Bab 5.1.2, jumlah minimum fungsi dasar yang diperlukan untuk

mewakili sinyal-sinyal ini adalah M 2BT. Oleh karena itu,untuk menanamkan sinyal-sinyal

ke dimensi ruang yang lebih besar, kita memilihN >> M.

Penerima menggunakan struktur cabang M di mana cabang ke-i berkorelasi dengan

sinyal yang diterima dengan si (t). sinyal output Penerima sesuai dengan cabang dengan

maksimum correlator output. Misalkan kita menghasilkan sinyalsi(t) menggunakan

urutan acak, sehingga urutan koefisien yang dipilih berdasarkan pada generasi urutan acak di

mana koefisien masing-masing memiliki rata-rata nol dan varians Es / N. Jadi, sinyalsi (t)

akan memiliki energi yang seragam yang di distribusikan ke ruang sinyal daridimensi N. Pertimbangkan gangguan atau sinyal jamming dalam ruang sinyal.Sinyal ini dapat

direpresentasikan sebagai:


3/24

Dengan total energy melebihi [T,0] diberikan oleh:

Dengan menganggap sinyal si(t) sudah di transmisikan. Mengabaikan suara, sinyal yang

diterima adalah jumlah dari sinyal yang ditransmisikanditambah gangguan:

Maka output dari corelator pada cabang cabang ke-i pada receiver adalah:

dimana istilah pertama dalam ekspresi ini merupakan sinyal dan yang kedua adalah

gangguan.Hal ini dapat ditunjukkan [1] bahwa kekuatan sinyal-to-interference(SIR) rasio dari

sinyal ini adalah:

Hasil ini adalah independen dari distribusi energy interferensi atas ruang sinyal N-

dimensi. Dengan kata lain, dengan menyebarkan kekuatan interferensi atas dimensi lebih

besar N dari dimensi sinyal yang diperlukan M, SIR meningkat oleh G = N / M, di mana G

adalah disebut dengan processing gain. Dalam praktek penyebaran spectrum system

memiliki mengolag gain dalam orde 100-1000. Karena N 2BsT dan M 2BT, kita

memiliki G / B, rasio dari spread signal bandwidth ke bandwidth sinyal

informasi. Processing gain sering didefinisikan sebagai bandwidth rasio atau sesuatu yang

mirip, tetapi makna yang mendasarinya umumnya terkait dengan kinerja

perbaikan sistem spektrum tersebar (spread spectrum) terhadap sistem non-menyebar yang

relatif terhadap gangguan. Perhatikan bahwa blok dan pengkodean konvolusi juga teknik yang

dapat meningkatkan performa terhadap kebisingan (noise) atau interferensi

dengan meningkatkan bandwidth sinyal . Sebuah tradeoff menarik muncul seperti,apakah,memberikan spreding bandwidth tertentu lebih menguntungkan daripada menggunakan

coding atau spread spectrum. Jawabannya tergantung pada spesifikasi disain system masing-

masing.


4/24

Spread spectrum biasanya diimplementasikan dalam salah satu dari dua bentuk: direct

sequence(DS) atau frekuensi hopping(FH). Dalam Direct sequence spread spectrum (DSSS)

modulasi, sinyal data dimodulasi s(t) dikalikan dengan penyebaran sinyal pita lebar atau

kode sc (t), di mana sc (t) adalah konstan selama durasi waktu Tc dan memiliki amplitude sama

dengan 1 atau -1. Bit kode penyebaran biasanya disebut sebagai chip, dan 1/Tc disebut chip

rate. bandwidth yang Bc 1/Tc dari sc (t) adalah sekitar Bc/ B Ts / Tc kali lebih

besar daripada bandwidth B dari sinyal termodulasi s(t), dan jumlah chip per bit, Ts / Tc, adalah

bilangan bulat kurang lebih sama dengan G, prosesing gain dari

sistem. Mengalikan sinyal dimodulasi oleh sinyal hasil menyebar di konvolusi dari dua sinyal

dalam domain frekuensi. Dengan demikian, sinyal yang ditransmisikan s(t) sc (t)

memiliki respon frekuensi S (f) * Sc (f), dengan bandwidth sekitar Bc + B. perkalian dari sinyal

menyebar dengan sinyal data BPSK-modulated diilustrasikan pada Gambar 13.1.

Untuk saluran AWGN sinyal penyebaran yang diterima adalah s(t)sc(t)+n(t). Jika

penerima mengalikan sinyal ini dengan sincronisasi replika dari spreding signal, ini

menghasilkan s(t)(t) +n(t)sc(t). Sejak sc(t) = 1,

(t)=1. Selain n(t) = n(t)sc(t) memiliki

statistik yang sama sebagai n(t) jika sc (t) adalah nol dan memiliki wideband yang


5/24

cukup (yaitu auto korelasi yang mendekati fungsi delta). Dengan demikian, sinyal yang diterima

s(t)(t)+ n(t)(t) =s(t)+n(t), menunjukkan bahwa penyebaran dan despreading tidak memiliki

dampak pada sinyal yang ditransmisikan melalui saluran AWGN. Namun, spreading dan

despreading memiliki manfaat luar biasa bila saluran memperkenalkan interferensi narrowband

atau ISI. Kami sekarang menggambarkan sifat-sifat interferensi narrowband dan multipath

rejection penyebaran direct sequence spectrum (DSSS) dalam domain frekuensi: rincian lebih

lanjut akan diberikan dalam bagian berikutnya.

Kami pertama-tama mempertimbangkan narrowband interference rejection, seperti yang

ditunjukkan pada Gambar 13.2.

Mengabaikan kebisingan,kita melihat bahwa input penerima terdiri dari spread modulated

signal S (f) * Sc (f) dan interferensi narrowband I(f). despreading pada penerima memulihkan

data sinyal S (f). Namun, sinyal interferensi I(t) dikalikan dengan sinyal penyebaran (spredingsignal) sc (t), sehingga konvolusi mereka, I(f) * Sc (f) dalam domain

frekuensi. Jadi, despreading penerima memiliki efek mendistribusikan interference power atas

bandwidth dari spreading kode. Demodulasi dari Sinyal termodulasi s(t) secara

efektif bertindak sebagai filter lowpass, menghilangkan sebagian besar energy dari spreading

interference, yang mengurangi powernya dengan processing gain G Bc / B.

ISI rejection, diilustrasikan pada Gambar 13.3, didasarkan pada premis yang sama. Misalkan

sinyal spread s(t)sc(t) ditransmisikan melalui saluran dua jalan dengan impuls respon h

(t) = (t)+ (t - ). Kemudian H (f) = + , menghasilkan input penerima tanpa

adanya kebisingan sama dengan H(f)[S(f)*Sc(f)] dalam frekuensi domain atau

[s(t)sc(t)]*h(t) =s(t)sc(t)+ s(t-) sc(t-) dalam domain waktu. Misalkan proses dispreading

pada receiver mengalikan sinyal ini dengan salinan dari sc(t) disinkronkan ke bagian pertama

dari model dua bagian ini. hasil ini adalah sinyal dalam domain waktu s(t) (t)+ s (t - ) sc(t -

)sc(t).


6/24

Karena komponen pada multipath kedua yaitu s(t) = s (t-) sc(t-)sc(t)

termasuk didalamnya produk dari salinan asynchronized sc(t), tetap menyebar atas spreading

code bandwidth , dan proses demodulasi akan menghapus sebagian besar energi. Lebih tepatnya,

seperti yang dijelaskan dalam Bagian 13.2, proses demodulasi efektif melemahkan

komponen multipath oleh autokorelasi c () dari spreading code dengan

keterlambatan . Autokorelasi ini bisa sangat kecil ketika > Tc, pada

urutan 1 / G Tc / Ts, sehingga mitigasi signifikan ISI ketika sinyal termodulasi ini tersebar di

bandwidth yang lebar. Karena autokorelasi kode penyebaran menentukan penolakan ISI dari

spread spectrum sistem, penting untuk menggunakan kode penyebaran dengan

sifat autokorelasi baik.Pengorbanan dalam menyebarkan desain kode dibahas dalam bagian

berikutnya

Premis dasar dari frekuensi hopping spread spectrum (FHSS) adalah untuk

melompati sinyal data yang dimodulasi melalui bandwidth lebar dengan mengubah frekuensi

carrier sesuai dengan kode penyebaran sc(t). Proses ini diilustrasikan pada Gambar 13.4.Waktu Chip Tc menentukan waktu antara lompatan, yaitu durasi waktu dari sinyal data

yang dimodulasi ini dipusatkan pada frekuensi pembawa sebelum melompat kefrekuensi carrier yang baru. Waktu lompatan bisa melebihi waktu simbol, Tc = KTS untuk

beberapa integer k, yang disebut frekuensi hopping lambat atau slow frequency hopping (SFH),

atau carrier dapat diubah beberapa kali per simbol, Tc = Ts / kuntuk beberapa integer

k, yang disebut frekuen sihopping cepat atau fast frekuency hopping (FFH). Dalam FFH ada

keanekaragaman frekuensi di setiap simbol, yang melindungi masing-masing simbol terhadap

narrowband interference dan nulls spektral karena frekuensi-selektif memudar. Bandwidth dari

sistem FH adalah sekitar sama dengan NB, dimana N adalah jumlah frekuensi pembawa yang

tersedia untuk melompat (hopping) dan B adalah bandwidth dari

data sinyal. Sinyal dihasilkan dengan menggunakan synthesizer frekuensi yang


7/24

menentukan modulasi frekuensi pembawa dari urutan chip, biasanya menggunakan bentuk

modulasi FM seperti CPFSK.

Pada penerima,sinyal didemodulasi menggunakan synthesizer frekuensi yang sama,

disinkronkan dengan urutan chip sc(t), yang menghasilkan urutan frekuensi pembawa

dari urutan chip untuk down conversion. Seperti dengan DS, FH tidak memiliki dampak pada

kinerja dalam saluran AWGN. Namun, tidak mengurangi dampak interferensi narrowband dan

multipath.

Mempertimbangkan narrowband interferer dari bandwidth B pada frekuensi pembawasesuai dengan salah satu operator digunakan oleh sistem FH. Para interferer dan FH sinyal

menduduki bandwidth yang sama hanya ketika pembawa dihasilkan oleh urutan hop. Jikaurutan hop menghabiskan jumlah waktu yang sama di setiap frekuensi pembawa, kemudian

terjadi gangguan fraksi 1 / N dari waktu, dan dengan demikian daya interferensi dikurangi

dengan sekitar 1 / N. Namun, sifat dari pengurangan interferensi yang berbeda dalam sistem FH

dibandingkan DS.Secara khusus, hasil DS pada gangguan yang mengurangi daya sepanjang

waktu, sedangkan FHSS memiliki interferer kekuatan penuh sebagian kecil dari waktu.

Dalam FFH gangguan sistem hanya mempengaruhi sebagian kecil dari waktu simbol,

sehingga pengkodean mungkin tidak diperlukan untuk mengkompensasi gangguan ini. Dalam

sistem SFH gangguan mempengaruhi banyak simbol, sehingga biasanya coding dengan

interleaving diperlukan untuk menghindari kesalahan banyak simultan dalam sebuah codeword

tunggal. FH umumnya digunakan dalam sistem militer, di mana yang interferers diasumsikansebagai Jammers berbahaya yang mencoba untuk mengganggu komunikasi.

Kita sekarang menyelidiki dampak multipath pada sistem FH. Untuk mempermudah, kita

mempertimbangkan saluran dua jalur yang memperkenalkan komponen multipath dengan

keterlambatan . Misalkan penerima mensinkronisasikan urutan hop terkait dengan jalur sinyal


8/24

LOS. Kemudian jalur LOS dimodulasikan pada frekuensi pembawa yang diinginkan. Namun,

komponen multipath tiba di penerima dengan penundaan . Jika > Tc maka penerima akan

melompat ke frekuensi carrier yang baru fj fi untuk down conversion ketika komponen

multipath, berpusat di frekuensi pembawa fi, tiba di penerima. Sejak multipath menempati pita

frekuensi yang berbeda dari komponen sinyal LOS yang didemodulasi, hal itu menyebabkan

interferensi diabaikan untuk sinyal yang didemodulasi. Dengan demikian, sinyal demodulated

tidak menunjukkan baik flat atau frekuensi-selektif fading untuk > Tc. Jika


9/24

mengoptimalkan korelasi silang. Jadi, pilihan terbaik dari desain kode tergantung pada jumlah

pengguna dalam sistem dan tingkat keparahan dari multipath dan interferensi.

Frekuensi hopping memiliki beberapa manfaat pada direct sequence dalam sistem

multiuser, dan juga digunakan dalam sistem selular untuk rata-rata keluar interferensi dari sel

lain.

13.2 Direct Sequence Spread Spectrum (DSSS)

13.2.1 DSSS System Model

System End-to-end direct sequence spread spektrum diilustrasikan pada Gambar 13.5.

Perkalian oleh sc(t) dan carriercos(2fct) dapat dilakukan juga dalam keadaan

berlawanan: downconverting sebelum despreading memungkinkan kode sinkronisasi

dan despreading harus dilakukan secara digital, tetapi mempersulit pelacakan fase pembawa karena harus dilakukan secara relative terhadap signal2 spread

wideband. Untuk kesederhanaan kita hanya menggambarkan penerima dalam fase sinyal,

struktur yang sama digunakan untuk komponen sinyal kuadratur.

Data simbol sl adalah yang pertama dimodulasi secara linear untuk membentuk sinyal

baseband termodulasi , di mana g(t) adalah modulasi membentuk pulsa, Tsadalah waktu simbol, dan sl adalah simbol dikirim melalui waktu simbol ke l. Modulasi linear

digunakan sejak DSSS adalah bentuk modulasi fase dan karena itu bekerja dengan baikdalam hubungannya dengan sinyal data yang dimodulasi linear. Para sinyal termodulasi ini

kemudian dikalikan dengan kode penyebaran sc(t) dengan waktu Chip Tc, dan kemudian di

upconverted melalui perkalian dengan carier cos(2fct).

Sinyal menyebar melewati saluran h(t) yang juga memperkenalkan kebisingan aditif n(t) dan

gangguan narrowband I(t).


10/24

Asumsikan saluran memperkenalkan beberapa komponen multipath: h (t) = 0 (t - 0) + 1 (t -

1)+Sinyal-sinyal yang diterima adalah pertama di downconverted ke baseband. Sincronisizer

kemudian menggunakan baseband sinyal yang dihasilkan z(t) untuk menyelaraskan delay dari

receiver spreading code generator dengan salah satu komponen delay multipath i. Spreading

code generator akan mengeluarkan spreading code sc (t - ), di mana = i jika sinkronisasi

sempurna selaras dengan delay terkait dengan komponen multipath ke-i . Idealnya sinkronisasi

akan terkunci ke komponen multipath dengan amplitudo terbesar. Namun, dalam praktek ini

memerlukan prosedur pencarian kompleks, sehinggasebaliknya sinkronisasi biasanya mengunci komponen yang pertama ditemukan dengan

amplitudo di atas ambang tertentu. Prosedur sinkronisasi bisa sangat kompleks, terutama untuk

saluran dengan ISI parah atau interferensi.

Sinkronisasi dibahas lebih rinci dalam Bagian 13.2.3. Komponen multipath pada delay

adalah despread dengan mengalikannya dengan kode spreading sc(t-). komponen multipath lain

tidak despread, dan sebagian besar energi mereka akan dihapus. Setelah

despreading, baseband sinyal x(t) melewati filter yang cocok dan decision device. Jadi, ada tiga

tahapan dalam demodulasi penerima untuk spread spectrum direct sequence: downconversion,

despreading, dan baseband demodulasi.

Demodulator ini juga disebut single user-matched-filter detektor untuk DSSS.Kita

sekarang memeriksa tiga tahap detektor ini lebih terinci. Untuk mempermudah, asumsikan pulsa


11/24

persegi panjang yang digunakan dalam modulasi

. Match filter g*(-t)

maka cukup mengalikan x(t) dengan

dan mengintegrasikan dari nol sampai Ts untuk

mendapatkan estimasi dari simbol yang ditransmisikan. Karena modulasi koheren diasumsikan,kita mengabaikan setiap carier phase offset dalam pemancar atau penerima. Kami juga

menganggap sinkronisasi sempurna di penerima. Multipath-multipath dan interferensi penolakan

terjadi dalam proses demodulasi data. Secara khusus, input ke filter cocok diberikan oleh

Tanpa multipath, h(t) = (t)dan penerima idealnya mensinkronisasikan dengan = 0.Kemudian

menyebarkan / dispreading Proses tidak berdampak pada baseband sinyal x (t). Secara khusus,spreading code memiliki amplitudo 1,sehingga mengalikan sc (t)

dengan salinan disinkronkan dari dirinya sendiri hasil (t)=1 untuk semua t. Kemudian, dengan

tidak adanya multipath dan gangguan, yaitu untuk h (t) = (t) dan I (t) = 0,

Karena (t)=1, Jika sc(t) adalah cukup wideband maka n (t) sc (t) memiliki

sekitar statistik yang sama sebagai n (t), yaitu itu adalah zero-mean AWGN random

process dengan PSD / 2. Output filter yang cocok selama waktu simbol :

Dimana dan sesuai dengan data dan output noise demodulator standar tanpa penyebaran atau dispreading dan pendekatan yang mengasumsikan fc>> 1/Ts. Kita

sekarang mempertimbangkan sinyal interferensi I(t) pada frekuensi pembawa fc, yang

dapat dimodelkan sebagai I(t) = untuk beberapa sinyal


12/24

baseband narrowband I(t). Kami mengasumsikan h(t) = '(t). Perkalian oleh spreding sinyal

disinkronkan dengan hasil sinyal yang masuk.

dimana dan sesuai dengan data dan output noise demodulator standar tanpa penyebaran atau dispreading dan pendekatan yang mengasumsikan fc>> 1/Ts.

Penolakan interferensi narrowband dapat dilihat dari istilah terakhir dari (13.11). Secara khusus,

gangguan menyebar I(t) sc (t) adalah sinyal wideband dengan bandwidth sekitar 1/Tc,dan integrasi bertindak sebagai filter lowpass dengan bandwidth sekitar 1/Ts


13/24

Di mana, seperti dalam kasus penolakan gangguan, dan sesuai dengan simbol datadan output suara dari standar demodulator tanpa menyebarkan atau despreading dan

pendekatan yang mengasumsikan fc>> 1/Ts. Dengan Aturan 1slk cos(2fc1)c(1)

didapatkan dari integrasi:

Dimana perkiraan tersebut berdasarkan pada fc >> T1c , i.e. spreading code selalu relative

konstan setelah satu periode dari carier, dan

adalah autokorelasi dari kode menyebar dengan keterlambatan 1 selama .umumnya , kode penyebaran autokorelasi karena penundaan selama periode [0,

T] didefinisikan sebagai

Dimana NT = T / Tc adalah jumlah chip lebih dari durasi T dan kesamaan ke dua di ambil dari

bukti bahwa sc (t) adalah konstan selama waktu chip Tc. Hal ini dapat menunjukkan

bahwa c () adalah fungsi simetris dengan nilai maksimum pada = 0. Selain itu,

jika sc (t) adalah periodik denganperiode T, maka autokorelasi hanya bergantungpada

perbedaan waktu spreading code, yaitu:


14/24

Dari(13.15), jika T = Ts dan c () = (), proses despreading menghapus

semua ISI. Sayangnya,hal ini t idak mungkin untuk memiliki finite length spreding code

dengan autokorelasi sama dengan fungsi delta. Dengan demikian, telah banyak bekerja pada

merancang spreading code dengan autokorelasi selama waktu simbol yang mendekati delta

fungsi. Pada bagian berikutnya, kita membahas spreding code untuk ISI rejecting , termasuk

kode linier maksimal, yang memiliki sifat autokorelasi yang sangat baik untuk meminimalkan

efek ISI.

13.2.2 Spreading Codes for ISI Rejection: Random, Pseudorandom, and m-Sequences

Spreading code dihasilkan dengan cara deterministik, sering menggunakan sebuah

register geser (shift register) dengan logika umpan balik (feedback logic) untuk membuat biner

urutan kode b 1s dan0s. Urutan biner, juga disebut urutan chip, digunakan untuk memodulasi

amplitudosquare pulse train dengan pulsa durasi Tc,dengan amplitudo 1 untuk 1 bitdan amplitudo-1 untuk 0 bit, seperti yang ditunjukkan pada Gambar 13.6. Yang dihasilkan dari

penyebaran kode sc (t) adalah fungsi sinc dalam domain frekuensi, sesuai dengan

Transformasi Fourier dari sebuah pulsa persegi. Register geser, yang terdiri dari n

tahap, memiliki output siklus dengan periode maksimum 2n - 1.

Untuk menghindari lonjakan spektral pada DC atau membiasnya noise

di despreading, penyebarankode sc (t) seharusnya tidak memiliki komponen DC, yang

mengharuskan urutan bit b memiliki kira-kira jumlah 1s dan 0s yang sama . Hal ini

juga diinginkan untuk jumlah 1s atau 0s berturut-turut yang di sebut run. Run tidak

diinginkan sejak ada run dari k pada 1s atau 0s yang berturut-turut, data sinyal data dari kTc

hanya dikalikan dengan konstanta , yang mengurangi spreading bandwidth (dan keuntungan-

keuntungannya) dengan kira-kira faktor k. Idealnya nilai chip berubah kira-kira setiap kali waktu

chip, yang mengarah ke penyebaran maksimal.

Berdasarkan(13.15), kita memerlukan spreading code dengan c () () untuk

meminimalkan efek ISI.

Sementara DSSS urutan chip yang harus dihasilkan deterministik, sifat urutan acak

berguna untuk mendapatkan wawasan ke dalam desain urutan deterministik. Sebuah urutan chip

biner acak yang terdiri dari i.i.d. nilai bit dengan probabilitas satu setengah untuk satu atau

nol.Sebuah urutan acak panjang N sehingga dapat dihasilkan, misalnya,

oleh membalik koin yang adil N kali sebagai pengaturan sedikit ke satu untuk kepala dan nol


15/24

untuk ekor. Urutan acak dengan panjang N asimtotik besar memiliki sejumlah sifat yang

diinginkan dalam menyebarkan kode .Secara khusus, seperti urutan akan memiliki jumlah yang

sama dari satu dan nol, yang disebut balance property of a code.Selain itu, panjang run dalam

urutan umumnya adalah pendek.Secara khusus, untuk urutan asimtotik besar, setengah dari

semua run mempunayi panjang 1, seperempat mempunyai panjang 2, dan sebagainya, sehingga

1/2r pecahan dari semua run adalah dari panjang r untuk r yang terbatas.

distribusi ini pada panjang run disebut run length property of a code. Urutan acak juga memiliki

property bahwa jika mereka dialihkan oleh sejumlah elemen tak nol, urutan yang dihasilkan akan

memiliki setengah unsur-unsur yang sama seperti dalam urutan asli, dan setengah unsur-

unsurnya yang berbeda dari urutan asli. Ini disebut shift property of a code. Mengikuti Golomb

urutan deterministik yang memiliki keseimbangan, panjang run dan

pergeseran sifat yang mana tumbuh besar secara asimtotik disebut sebagai urutanpseudorandom.

Karena ketiga properti tersebut paling penting dalam analisis sistem, analisis DSSS

sering dilakukan dengan menggunakan urutan penyebaran acak (random spreading Sequences)

bukannya urutan menyebar deterministic (deterministic spreading sequences) dikarenakan

tractability analisis mereka.

Di antara semua kode linier, spreading code dihasilkan dari maximal-length sequence,

atau m-urutan, mempunyai banyak property yang diinginkan . maximal-length sequence adalah

jenis kode siklik (lihat Bab 8.2.4). Jadi, mereka

dihasilkan dan ditandai oleh generator polinomial, dan sifat mereka dapat diturunkan

menggunakan teori aljabar pengkodean [2, Bab 3.3] [12, Bab 2,2].Urutan ini memiliki periode

maksimum N = 2n - 1 yang


16/24

dapat dihasilkan oleh sebuah register geser dengan panjang n, sehingga urutan berulang

setiap detikNTc. Selain itu, karena urutan kode-kode siklik, setiap pergeseran waktu dari

urutan m-itu sendiri merupakan m-urutan.Urutan ini juga memiliki properti bahwa

penambahan modulo-2 dari sebuah m-sequence dan pergeseran waktu dari dirinya

sendiri menghasilkan urutan m yang berbeda sesuai dengan pergeseran waktu yang berbeda dari

urutan asli. Properti ini disebut shift-and-add property of m-sequences. M-sequences memiliki

jumlah 1s dan 0s yang sama selama periode:-1 nol dan satu . Dengandemikian, spreading code dihasilkan dari m-secuence , yang disebut kode linear maksimal

(maximum linear code), memiliki DC komponen sangat kecil.

Selain itu, maksimal-linier kodememiliki sekitar run-length yang sama propertisebagai acak urutan biner, yaitu jumlah run dari r panjangdalam urutan n-panjangnya 1/2r untuk

r


17/24

untuk ||


18/24

13.2.3 Synchronization

Kita sekarang memeriksa operasi sinkronisasi pada Gambar 13.5. Kita berasumsi carier

phase recovery loop yang terpisah , sehingga operator dalam demodulator adalah koheren dalam

fase dengan carrier yang diterima. Para sinkronisasi harus menyelaraskan waktu dari

generator spreading code di penerima dengan kode penyebaran yang terkait dengan salah satu

komponen multipath tiba melalui saluran tersebut. Sebuah metode yang

sangat umum sinkronisasi dengan menggunakan umpan balik

kontrol loop, seperti yang ditunjukkan pada Gambar 13.9. Premis dasar dari loop umpan balik

adalah untuk menyesuaikan keterlambatan penyebaran code generator sampai

fungsi w ()mencapai nilai puncaknya. Pada titik ini, di bawah kondisi ideal,

kode penyebaran yang disinkronisasi ke input,seperti sekarang kita menggambarkan.


19/24

Pertimbangkan respon impuls saluran dengan h (t)= (t - 0) yang

hanya memperkenalkan delay 0. Mengabaikan noise, masukan sinyal ke sinkronisasi dari

Gambar 13.5 adalah z (t) = x (t - 0) sc (t - 0) cos2 (2fct). Loop umpan balik akan mencapai

sinkronisasi ketika = 0. Kami pertama-tama akan menganggap bahwa x(t)

adalah sinyal termodulasi-biner yang adalah konstan selama periode kode, dan spreading

code yang code length maximal. Kami kemudian akan membahas ekstensi

untuk menyebarkan kode yang lebih umum dan sinyal termodulasi. Asumsikan spreading codememiliki periode T =NTc, sehingga autokorelasi mereka selama satu periode yang diberikan

oleh (13,19) dan ditunjukkan dalam Gambar 13.7. lalu

dari (13,18). Sejak c (-0) mencapai maksimum pada -0 = 0and sk = 1, loop kontrol umpan

balik akan menyesuaikan seperti yang | w () | meningkat. Secara khusus, misalkan |-0

|> Tc. Maka dari (13,19), c (-0) = -1 / N dan tersebut sinkronisasi beroperasi di luar wilayah

segitiga dari fungsi autokorelasi ditampilkan dalam Figuree 13,7.

Loop kontrol umpan balik sehingga akan menyesuaikan , biasanya

dalam kenaikan Tc,sampai | w () | meningkat di atas -1 / N. Peningkatan ini terjadi

ketika cukupdisesuaikan sedemikian rupa sehingga |-0|


20/24

adalah dalam waktu chip sinkronisasi sempurna,yang kadang-kadang disebut sebagai

sinkronisasi kasar atau akuisisi. Secara umum saluran memiliki banyak komponen

multipath, dalam hal sinkronisasi kasar akan menyinkronkan dengan komponen multipath yang

pertama ditemukan di atas ambang batas power yang diberikan.

13.2.4 RAKE receivers

Spread spectrum receiver yang ditunjukkan pada Gambar 13.5 akan melakukan

sinkronisasi dengan salah satu komponen multipath dalam menerima sinyal.

Komponen multipath yang itu disinkronkan biasanya dengan yang pertama yang diperoleh

selama sinkronisasi yang kasar di atas ambang tertentu. Ini mungkin

bukan komponen multipath yang terkuat, dan juga memperlakukan semua komponen multipath

lain sebagai gangguan. Sebuah penerima lebih rumit dapat memiliki beberapa cabang,dengan cabang masing-masing disinkronkan dengan komponen multipath yang

berbeda. Inistruktur penerima RAKE yang disebut penerima dan biasanya mengasumsikan ada

komponen multipath pada setiap kelipatan bilangan bulat dari waktu chip. Jadi,

keterlambatan waktu dari kode cabang yang menyebar antara Tc, seperti yang ditunjukkanpada

Gambar 13.10. RAKE pada dasarnya bentuk lain dari keragaman menggabungkan,karena

kode penyebaran menginduksikeragaman jalur pada sinyal yang ditransmisikan sehingga

bahwa komponen multipath independen dipisahkan oleh lebih dari waktu chip

dapatdiselesaikan. Setiap dari menggabungkan teknik yang dibahas dalam Bab 7 dapat

digunakan.


21/24

Kemudian, dari (13.14) dan (13.15), output demodulator dari cabang ke-I adalah

mana sl adalah simbol simbol ditransmisikan dari waktu ke waktu [lTs, (l+1)Ts], yaitu simbolyang terkait dengan jalur LOS, dan kita asumsikan sl = sl-1, sehingga sl juga ditransmisikan

melalui [lTsjTc,lTs].Jika sl = sl-1? Maka jangka ISI (13,22) adalah lebih rumit dan

melibatkan autocorrelation sparsial. Namun, dalam semua kasus ISI dikurangi dengan kira-kira

autokorelasi c ((Ij) Tc). Penggabung keragamankoheren menggabungkan output demodulator.

Secara khusus, dengan SC keluaran cabang sil dengan keuntungan terbesar di jalur output dari

Combiner, dengan EGC semua demodulator output yang dikombinasikan dengan bobot yang

sama, dan dengan MRC output demodulatordigabungkan dengan berat sama dengan SNR cabang

atau SINR, jikagangguan ISI diperhitungkan. Jika c () 0 untuk | |> Tc maka kita

dapat mengabaikan istilah ISI di setiap cabang,dan kinerja dari penerima RAKE dengan cabang-

cabang J adalah identik untuk setiap teknik J-cabang keragaman lainnya.Sebuah

studi komprehensif kinerja RAKE untuk empiris yang diturunkan model saluran dilakukan

oleh Turin pada. Spread spectrum biasanya tidak digunakan untuk keragaman sendiri, karena


22/24

memerlukan bandwidth yang signifikan lebih dari

keragaman teknik lainnya. Namun, jika sinyalspread spektrum adalah dipilih untuk manfaat

lainnya, seperti multiuser nya atau gangguan kemampuan penolakan, makagaru menyediakan

mekanisme sederhana untukmemperoleh manfaat keanekaragaman.

13.3 Frequency-Hopping Spread Spectrum (FHSS)

End-to-end frekuensi-hopping spread spektrum adalah sistem seperti yang diilustrasikan

pada Gambar 13.11. spreading code ini masukan untuk synthesizer untuk menghasilkan

frekuensi pembawa sinyal hopping c (t) = cos (2fit + i (t)), yang merupakan masukan

ke modulator untuk upconvert sinyal dimodulasikan ke frekuensi pembawa.

Modulator dapat koheren, noncoherent,atau diferensial yang koheren, meskipun modulasi

koheren tidak seperti biasa sebagai modulasi noncoherent karena kesulitan dalam

mempertahankan referensi fase koheren sedangkan carier hopping melalui bandwidth yanglebar.

Pada penerima, sinkronisasi yang digunakan untuk mensinkronkan kode penyebaran

lokal yang dihasilkan dengan yang dari sinyal yang masuk. Setelah sinkronisasi dicapai, kode

penyebaran adalah input ke frekuensi synthesizer untuk menghasilkan pola hopping dari carrier,

yang kemudian masukan ke demodulator untuk konversi ke bawah.

Untuk modulasi koheren atau diferensial koheren, tidak perlu untuk menyinkronkan fase yang

terkait dengan menerima pembawa dengan yang pembawa mengirimkan.

Seperti dengan DSSS, prosedur sinkronisasi untuk sistem FH biasanya dilakukan dalam dua

tahap. Pertama, hard sinkronisation dilakukan untuk menyelaraskan urutan hop penerima untuk

dalam sepersekian durasi hop Tc terkait dengan sinyal ditransmisikan FH. Proses ini mirip

dengan sinkronisasi kasar DSSS: menerima FH sinyal ditambah kebisingan berkorelasi dengan

urutan hopping lokal dengan mengalikan sinyal bersama-sama dan komputasi

energi dalam produk mereka. Jika energi ini melebihi ambang batas tertentu, akuisisi kasar

diperoleh, jika tidak sinyal yang diterima FH bergeser dalam waktu dengan Tc dan proses

berulang. Akuisisi kasar juga dapat dilakukan secara paralel menggunakan urutan hop, masing-

masing bergeser dalam waktu dengan kelipatan bilangan bulat yang berbeda dari Ts. Setelah

kasar akuisisi diperoleh, fine tuning terjadi dengan terus-menerus menyesuaikan waktu hopper

frekuensi untuk memaksimalkan korelasi antara urutan hopping dan penerima sinyal yang

diterima. Dampak multipath pada sistem FH dibahas dalam Bagian 13.1, di mana kita melihat


23/24

bahwa sistem FH tidak menunjukkan memudar jika komponen multipath telah keterlambatan

melebihi waktu hop, karena hanya satu nonfading komponen sinyal tiba pada tiap hop. Ketika

multipath tidak menimbulkan memudar datar atau frekuensi-selektif,

analisis kinerja adalah sama seperti untuk slowly time-varying non-hopping sys. Namun,dampak

dariinterferensi narrowband pada FH sistem, seperti ditandai dengan probabilitas

kesalahan simbol, lebih sulit untuk ditentukan. Bahkan, probabilitas kesalahan

tergantung pada struktur yang tepat dari sinyalyang mengganggu dan bagaimana dampak

modulasi spesifik digunakan, seperti sekarang kita menjelaskan. Kami akan fokus

pada probabilitas symbol kesalahan untuk sistem SFH tanpa coding, di mana gangguan, jika ada,

adalah konstan selama waktu simbol. Analisis untuk FFH lebih rumit, karena

perubahangangguan atas symbol waktu, sehingga lebih sulit untuk

mengkarakterisasi statistik dan dampak yang dihasilkan pada probabilitas kesalahan simbol.

Asumsikan sebuah sistem TFU dengan M keluar dari band frekuensi

yang diduduki oleh N interferer narrowband. dengan asumsi sinyal hop seragam atas seluruh pita

frekuensi, probabilitas dari setiap hop yang diberikanberada di band yang sama

sebagai interferer kemudian M / N. Probabilitas kesalahan simbol diperoleh dengan

pengkondisian pada kehadiran suatu interferer selama periode simbol yang diberikan:


24/24

Trans La Tan

Documents

Transcript of Trans La Tan